JP5662781B2 - インバータ発電装置 - Google Patents

Description

本発明は、エンジン等の原動機により駆動される同期モータの交流出力電力を一旦直流電力に変換した後、インバータにより所定周波数の交流電力に変換するインバータ発電装置に関する。

エンジン等の原動機を駆動させて電力を発生させる発電機として、インバータ発電装置が多く用いられている。インバータ発電装置は、エンジンの出力軸に同期モータの回転軸を接続して該同期モータを回転駆動させ、この同期モータで発電された交流電力をコンバータで直流電力に変換し、更に、この直流電力をインバータで交流電力に変換して、所望する電圧及び周波数の電力を出力する。

このようなインバータ発電装置のコンバータは、前記同期モータから効率的且つ安定して交流電力を引き出して直流電力に変換するために該同期モータの電気角の情報が必要となり、従来より、同期モータに位置センサを取り付けて該位置センサにより同期モータの回転子の位置データを取得し、この位置データに基づいて固定子が発電する電力の電気角を推定する構成としていた。

また、昨今においては、例えば特開２００５−２９５６２６号公報（特許文献１）、特開２００７−１８５０９９号公報（特許文献２）に記載されているように、位置センサを用いること無く同期発電機の誘起電圧を測定し、この誘起電圧に基づいて電気角を求める方法が種々提案されている。

特開２００５−２９５６２６号公報 特開２００７−１８５０９９号公報

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、無負荷時における発電機の誘起電圧を測定して始動モードと通常運転モードの切り替えを行っているので、電圧検出センサが必要になり、且つ、発電の開始までに長時間を要するという欠点がある。特に、電圧検出センサは絶縁が必要になるので、コスト高になるという欠点がある。

一方、特許文献２に開示された技術では、電圧検出センサを用いて発電機の誘起電圧を推定しながらコンバータを制御するので、高価な電圧検出センサが必要になるという欠点がある。

本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、高価なセンサ類を必要とせずに同期モータの電気角を推定して、コンバータ回路を制御することが可能なインバータ発電装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、原動機と、前記原動機の出力軸に回転軸が接続され、前記出力軸の回転により前記回転軸が回転して交流電力を出力する同期モータと、前記同期モータより出力された交流電力を直流に変換するコンバータと、前記コンバータから出力された直流電力を所定の交流電力に変換するインバータとを備えたインバータ発電装置において、前記コンバータは前記同期モータの電気角を推定する電気角推定手段と、推定した電気角に基づいて複数のスイッチング素子をそれぞれ作動させて前記同期モータより出力される交流電力を直流電力に変換すると共に、前記電気角により電流フィードバック信号を生成して前記同期モータを制御するコンバータ回路とを有し、前記インバータは複数のスイッチング素子をそれぞれ作動させて前記コンバータ回路より出力される直流電力を所定の交流電力に変換するインバータ回路を有し、前記電気角推定手段は、前記原動機の出力軸の回転角度に基づきパルス信号を出力し前記原動機を制御する制御手段と接続され、初めに、前記制御手段より出力される前記パルス信号に基づいて、前記同期モータの初期電気角を推定し、推定した初期電気角を用いて前記コンバータ回路が駆動された後には、前記同期モータの誘起電圧より得られるｄｑ座標軸と、推定した初期電気角のｄ'ｑ'座標軸との関係から、ｄ'ｑ'軸電流Ｉｑ'，Ｉｄ'、及びｄ'軸電圧Ｖｄ'を算出し、これらのＩｑ'，Ｉｄ'，Ｖｄ'に基づいてｄｑ座標軸とｄ'ｑ'座標軸との間の位相差θを求め、該位相差θに基づいて前記同期モータの連続電気角を推定することを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、前記原動機の出力軸と前記同期モータの回転軸は、前記パルス信号のうち前記出力軸１回転毎に発生する基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相が一致するように機械的に接続され、前記電気角推定手段は、前記基準パルス信号に基づき、同期モータの回転軸が１回転する毎に、該同期モータの極対数と一致する個数となる電気角を初期電気角として推定することを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、前記パルス信号のうち前記出力軸１回転毎に発生する基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間の位相差φを求め、且つ、この位相差φに対応する電気角のプリセット値を求め、前記電気角推定手段は、前記基準パルス信号に基づき、該基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相に対応する電気角が前記プリセット値となり、且つ、前記同期モータの回転軸が１回転する毎に、該同期モータの極対数と一致する個数となる電気角を初期電気角として推定することを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、前記電気角推定手段は、前記同期モータのｑ軸電圧、及びｄ軸電圧を共にゼロとしたときの、前記同期モータに流れる電流に基づいて、基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間の前記位相差φを求めることを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、前記電気角推定手段は、初期電気角により前記コンバータ回路が駆動された後には、ｄｑ座標軸とｄ'ｑ'座標軸との間の位相差θを、次式にて算出し、該位相差θに基づいて前記同期モータの連続電気角を推定することを特徴とする。

θ＝（ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ'＋Ｉｄ'・Ｒ−Ｖｄ'）／（Ｋｖ・ω）
但し、ｐは同期モータの極対数、ωは同期モータの角速度、Ｌｑはｄ軸インダクタンス、Ｒは抵抗、Ｋｖは誘起電圧定数、Ｉｑ'はｑ'軸電流、Ｉｄ'はｄ'軸電流である。

請求項１の発明では、コンバータ回路は、原動機（例えば、エンジン１１）に汎用的に設けられている制御手段（例えば、ＥＣＵ１９）より出力されるパルス信号に基づいて、同期モータの初期電気角を推定することができる。また、初期電気角の推定の後においては、ｄ'軸電流Ｉｄ'、ｑ'軸電流Ｉｑ'、及びｄ'軸電圧Ｖｄ'に基づいて同期モータの連続的に電気角を推定するので、コンバータ回路の駆動開始後に前記電気角推定手段で推定される初期電気角及び連続電気角と同期モータの電気角との間にずれが生じた場合でも、同期モータを高精度に制御することができる。従って、同期モータに位置検出用のセンサ類を設ける必要が無く、且つ同期モータの誘起電圧測定用のセンサも不要となり、このため、従来と比較して、複雑なアルゴリズムを用いること無くコンバータ回路を制御することができる。その結果、インバータ発電装置全体の装置規模を簡素化し且つコストダウンを図ることができる。

請求項２の発明では、制御手段より出力されるパルス信号の立ち上がりエッジの位相と、同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相が一致するように、原動機と同期モータが機械的に接続されるので、電気角推定手段は、パルス信号の立ち上がりのエッジと電気角の０［deg］を一致させることにより、同期モータの初期電気角を高精度に推定することができる。

請求項３の発明では、制御手段より出力されるパルス信号の立ち上がりエッジの位相と、同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間に位相差φが存在する場合には、この位相差φに応じた電気角のプリセット値を設定し、パルス信号の立ち上がりエッジにこのプリセット値を対応させて初期電気角を推定する。従って、位相差φが発生する場合であっても、同期モータの初期電気角を高精度に推定することができる。

請求項４の発明では、同期モータのｄ軸電圧、及びｑ軸電圧を共にゼロとしたときの同期モータに流れる電流に基づいて、基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間の位相差φを求めるので、請求項３で用いる位相差φを予め測定する必要がなく容易に求めることができる。

請求項５の発明では、ｄｑ軸とｄ'ｑ'軸との間の位相差θを簡易な手順（計算式）で求めることができるので電気角推定手段の演算負荷を軽減することができる。

本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置、及びこのインバータ発電装置に接続されるエンジンの構成を示すブロック図である。 本発明が適用されない従来のインバータ発電装置、及びこのインバータ発電装置に接続されるエンジンの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に設けられるコンバータと、ＥＣＵとの間の通信回路の第１の例を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に設けられるコンバータと、ＥＣＵとの間の通信回路の第２の例を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に設けられるコンバータによる電気角推定処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと同期モータの誘起電圧のゼロクロス点が一致する場合の、ＥＣＵパルス、電気角、及びモータＵ相誘起電圧の変化を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に設けられるコンバータによる初期電気角推定処理の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと同期モータの誘起電圧のゼロクロス点との間に位相差φが存在する場合の、ＥＣＵパルス、電気角、及びモータＵ相誘起電圧の変化を示すタイミングチャートである。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、ｄ軸、ｑ軸電流と位相差φとの関係を示すベクトル図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、コンバータより出力するｄ軸電圧、ｑ軸電圧を共にゼロとしたときのｄ軸電流、ｑ軸電流を測定する場合の回路図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、位相差φを算出する際のサイン波形、コサイン波形を示す説明図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、ｄｑ軸及びｄ'ｑ'軸と、ｑ'軸電流Ｉｑ'の関係を示すベクトル図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、ｄｑ軸及びｄ'ｑ'軸と、ｄ'軸電流Ｉｄ'の関係を示すベクトル図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置に係り、コンバータの駆動中にＩｑ'、Ｉｄ'、Ｖｄ'を取得する場合の回路図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ発電装置１００の構成を示すブロック図である。図１に示すように、このインバータ発電装置１００は、ディーゼルエンジンやガソリンエンジン等のエンジン（原動機）１１にカップリング１２を介して結合され、エンジン１１の回転によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流の誘起電圧を発生する同期モータ１３、例えば回転子に永久磁石が埋め込まれたＩＰＭモータと、該同期モータ１３に接続され、同期モータ１３より出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各誘起電圧をＰＮ直流電圧に変換するコンバータ（コンバータ回路）１４と、該コンバータ１４より出力されるＰＮ直流電圧からＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電圧を生成するインバータ（インバータ回路）１５と、スイッチングノイズを軽減するためのＬＣフィルタ１６と、負荷１８への電圧の供給、遮断を切り替える遮断器１７を備えている。

コンバータ１４は、ＩＧＢＴ、或いはＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、及びダイオードを複数備え、各スイッチング素子をスイッチング動作させることにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電圧をＰＮ直流電圧に変換する。更に、コンバータ１４は、負荷１８に出力する電力に応じて、同期モータ１３に適宜電流を流すことにより、エンジン１１の回転数を頻繁に変化させることなく、所望の電力を発生させるようにしている。つまり、コンバータ１４は、通常の整流器とは異なり、同期モータ１３より出力される交流電圧から所望の大きさの直流電圧を生成すると共に、負荷に出力する電力に応じて同期モータ１３に電流を流すことにより、負荷変動に応じた安定した電力を発生させている。また、コンバータ１４は、同期モータ１３の電気角を推定する処理を行う電気角推定部（電気角推定手段）１４ａを備えている。

インバータ１５は、上述のコンバータ１４と同様に、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子、及びダイオードを複数備え、各スイッチング素子をスイッチング動作させることによりＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３相交流電圧を生成する。また、各スイッチング素子のスイッチングのパターンにより、出力電圧及び周波数を任意の値に設定することができる。

そして、本実施形態に係るインバータ発電装置１００では、コンバータ１４でＰＮ直流電圧を生成する際に、同期モータに磁極センサや位置センサ等のセンサ類を取り付けることなく、エンジン１１に設けられたタコセンサから発信・出力された該エンジンの出力軸の回転数に基づく回転パルス信号を取得し、この回転パルス信号に基づいて電気角を推定する。

即ち、従来のインバータ発電装置は、図２に示すように同期モータ１３に位置センサ５２を設け、この位置センサ５２とコンバータ１４をセンサケーブル５３で接続し、位置センサ５２より出力される同期モータ１３の回転軸の位置データを用いて、電気角を推定しこの電気角に基づいて、コンバータ１４に設けられる各スイッチング素子のスイッチングを制御する構成であったが、本実施形態では、エンジンに取り付けられた図示しないタコセンサから発信・出力される回転パルス信号をＥＣＵ（Engine Control Unit）１９に入力し、図１に示すようにＥＣＵ１９と前記コンバータ１４とをセンサケーブル５１で接続し、ＥＣＵ１９で前記回転パルス信号を変換又は生成し、コンバータ１４はＥＣＵ１９より出力される前記回転パルス信号に基づくパルス信号（ＥＣＵパルス）を用いて電気角を推定し、コンバータ１４のスイッチングを制御する。このため、同期モータ１３に取り付ける磁極センサ或いは位置センサを割愛でき、その分小型化、低コスト化を図ることができる。

通常、エンジン１１には、出力軸が所定角度回転する毎に１パルス発信するタコセンサが取り付けられており、前記タコセンサが発信・出力する回転パスル信号をエンジン１１の回転数の表示や、エンジンへの燃料の供給量を制御するために用いられている。前記ＥＣＵ１９は、前記回転パルス信号に基づいてエンジン１１の回転数を求め、この回転数と目標回転数とを比較して偏差が０になるよう最適な燃料の供給量（又は燃料の増減量）を算出し、エンジン１１の燃料供給装置に対して燃料制御信号を出力する。このことから、前記タコセンサやＥＣＵ１９は前記同期モータ１３の電気角を推定するために別途新たに設けるものではない。前記エンジン１１の出力軸と前記同期モータ１３の回転軸とはカップリング１２により結合され、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３とは同期回転するので、エンジン１１のタコセンサが発信・出力する回転パルス信号は同期モータ１３の回転子の回転角度位置データとして利用できる。従って、新たに機器を追加すること無く、コンバータ１４は、ＥＣＵ１９より出力される前記ＥＣＵパルスを同期モータの回転子の回転角度位置データとして取得することができる。

図３は、ＥＣＵ１９とコンバータ１４との間の第１の接続例を示す説明図である。図３に示すように、ＥＣＵ１９は、パルス信号出力用のオープンコレクタ方式のトランジスタ２１を備えており、該トランジスタ２１のコレクタは、端子２２ａ，２３ａを介してコンバータ１４内に設けられた直流電源２７のプラス端子に接続されている。また、トランジスタ２１のエミッタは、端子２２ｂ，２３ｂを介してコンバータ１４内に設けられた抵抗２４に接続され、更に抵抗２５を介して直流電源２７のマイナス端子に接続されている。

更に、抵抗２５に対して並列にフォトカプラ２６が設けられ、該フォトカプラ２６の発光ダイオード２６ａが抵抗２５に対して並列に接続されている。更に、フォトカプラ２６に設けられるフォトトランジスタ２６ｂは、図示しない受信回路に接続される。従って、フォトトランジスタ２６ｂは、ＥＣＵ１９より出力されるパルス信号を受信することができる。

図４は、ＥＣＵ１９とコンバータ１４との間の第２の接続例を示す説明図である。図４に示すように、ＥＣＵ１９には、ＣＡＮモジュール３１が設けられ、ケーブル３５ａ，３５ｂを介してコンバータ１４に設けられるＣＡＮモジュール３４に接続される。即ち、ＥＣＵ１９側のＣＡＮモジュール３１のＣＡＮ_Highは、端子３２ａ、ケーブル３５ａ、端子３３ａを経由して、コンバータ１４側のＣＡＮモジュール３４のＣＡＮ_Highに接続され、ＣＡＮモジュール３１のＣＡＮ_Lowは、端子３２ｂ、ケーブル３５ｂ、端子３３ｂを経由して、コンバータ１４側のＣＡＮモジュール３４のＣＡＮ_Lowに接続される。そして、ＥＣＵ１９側からコンバータ１４側に、ＣＡＮ通信を用いてパルス信号が送信される。

［電気角の推定処理の説明］
次に、本実施形態に係るインバータ発電装置１００による電気角の推定処理の手順を、図５に示すフローチャートを参照して説明する。

インバータ発電装置１００を作動させる際には、まずエンジン１１を回転駆動させる（ステップＳ１１）。

次いで、エンジン１１に搭載されるＥＣＵ１９より出力されるＥＣＵパルスに基づいて、コンバータ１４の初期電気角を推定する（ステップＳ１２）。この処理では、エンジン１１の回転軸が１回転する毎に、Ｕ相誘起電圧の極対数（例えば、「５」）の鋸歯状波が発生する電気角を推定する。初期電気角推定処理の詳細については、後述する。

更に、初期電気角の位相差φを測定する（ステップＳ１３）。この処理では、後述する初期電気角推定処理の第３の例ように、エンジン１１のＥＣＵ１９より出力される矩形波パルス（以下、「ＥＣＵパルス」という）の立ち上がりエッジと、Ｕ相誘起電圧のゼロクロス点との間の位相差φを測定する。なお、初期電気角推定処理の第３の例を実施しない場合にはこのステップはなくてもよい。

その後、初期電気角の推定、及び位相差φの測定が完了したか否かを判定し（ステップＳ１４）、初期電気角の推定、及び位相差φの測定が完了したと判定した場合には（ステップＳ１４でＹＥＳ）、推定された初期電気角、及び測定された位相差φに基づいて連続電気角の推定処理を実行する（ステップＳ１５）。連続電気角の推定処理の詳細については後述する。

次いで、コンバータ１４の制御が中断したか否かを判定し（ステップＳ１６）、制御が中断した場合には（ステップＳ１６でＹＥＳ）、エンジン１１が停止したか否かを判定し（ステップＳ１７）、エンジンが停止していない場合には（ステップＳ１７でＮＯ）、ステップＳ１２の処理に戻る。即ち、何らかの理由によりコンバータ１４の制御が中断した場合には、再度初期電気角の推定処理を実行する。そして、エンジン１１が停止したと判定された場合には（ステップＳ１７でＹＥＳ）、電気角の推定処理を終了する。

次に、図５のステップＳ１２に示した初期電気角の推定処理について説明する。

［初期電気角推定処理の第１の例］
図６は、初期電気角の推定処理の第１の例に係るタイミングチャート、図７は、初期電気角推定処理の手順を示すフローチャートである。この処理では、コンバータ１４に設けられる電気角推定部１４ａは、ＥＣＵ１９より出力されたＥＣＵパルスに基づいて、同期モータ１３の初期電気角を推定する。

図６（ａ）は、ＥＣＵ１９より出力されるＥＣＵパルスの一例を示し、同図（ｂ）は、コンバータ１４の電気角推定部１４ａで推定される初期電気角を示し、同図（ｃ）は同期モータ１３のＵ相誘起電圧の変化の一例を示している。この例では、エンジン１１が一定速度で回転しているとき、図６（ａ）に示すように、エンジン１１の出力軸が１回転する毎に、ＥＣＵ１９より４個の同一周期の矩形波パルス信号（これを、「ＥＣＵパルス」という）が出力される。

また、同期モータ１３の回転子の極対数は５（極数は１０）とされており、従って、図６（ｃ）に示すように、同期モータ１３の回転子が１回転する毎に５周期分のＵ相誘起電圧が出力される。つまり、図１に示すように前記エンジン１１の出力軸と前記同期モータ１３の回転軸とはカップリング１２により結合され、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３とは同期回転するので、ＥＣＵパルス４個分とＵ相誘起電圧５周期分が対応することになる。更に、図６（ａ）、（ｃ）に示すように、ＥＣＵパルス４個毎及びＵ相誘起電圧５周期毎に同期モータ１３のＵ相誘起電圧のゼロクロス点（マイナスからプラスに転じる際のゼロクロス点）とＥＣＵパルスの立ち上がりエッジの位相が一致している。これは、後述するように、図１に示したカップリング１２で前記エンジン１１の出力軸と前記同期モータ１３の回転軸とを結合するときにＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点が一致するように調整していることによるものである。即ち、ＥＣＵパルス４個毎及びＵ相誘起電圧５周期毎にＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点との位相差φが「０deg」になる。

そして、コンバータ１４では、初期電気角として図６（ｂ）に示すように、Ｕ相誘起電圧の周期と連動した鋸歯状波形の電気角を生成する。この場合、ＥＣＵパルスと初期電気角とは、４：５の関係となることを利用して、Ｕ相誘起電圧を測定することなく後述する（１）式を用いて初期電気角を推定する。

次に、図７に示すフローチャートを参照して、初期電気角の推定処理について説明する。初めに、電気角推定部１４ａは、ＥＣＵ１９より出力されるＥＣＵパルスをカウントして、所定のサンプリング周期（例えばＣｍ＝４）でＥＣＵパルスの立ち上がりエッジを検出する（ステップＳ３１）。本実施形態ではエンジン１１の出力軸が１回転する毎（同期モータ１３の回転軸が１回転する毎）に４個のＥＣＵパルスが出力されることから、前記所定のサンプリング周期をＣｍ＝４とし、エンジン１１の出力軸が１回転するＣｍ＝４毎に出力されるＥＣＵパルス（基準パルス）の立ち上がりエッジを検出する。

そして、基準パルスの立ち上がりエッジが検出されない場合には（ステップＳ３１でＮＯ）、カウント値Ｔをインクリメントし（ステップＳ３２）、更に、初期電気角Ｑ［deg］の値を下記の（１）式で設定する（ステップＳ３３）。

Ｑ＝Ｑ＋（Ｍｐ／Ｅｐ）×（３６０／Ｔａ） …（１）
但し、ＴａはＥＣＵパルス間のカウント値、Ｍｐは同期モータ１３の回転子の極対数（この例では「５」）、Ｅｐはエンジンの出力軸が１回転する毎にＥＣＵ１９から出力されるＥＣＵパルスの数（この例では「４」）である。従って、カウント値Ｔがインクリメントされる毎に、初期電気角Ｑの位相が「（Ｍｐ／Ｅｐ）×（３６０／Ｔａ）」ずつ進むことになる。

更に、初期電気角Ｑが３６０を上回った場合にはＱから３６０を減じた値をＱとし（即ち、Ｑ＝Ｑ−３６０）とし、そうでなければＱのままとする（ステップＳ３４）。

一方、基準パルスの立ち上がりエッジが検出された場合には（ステップＳ３１でＹＥＳ）、この時点でのカウント値Ｔをパルス間カウント値Ｔａとしてメモリ等に保存する（ステップＳ３５）。このカウント値Ｔは、同期モータ１３の出力軸が１回転した場合（エンジン１１の出力軸が１回転した場合）の、カウント値である。

その後、カウント値Ｔをクリアする（ステップＳ３６）。更に、このときの初期電気角Ｑをプリセット値Ｐｒとして設定する（ステップＳ３７）。ここで、図６に示したように、ＥＣＵパルス（基準パルス）の立ち上がりエッジと同期モータ１３のゼロクロス点が一致する場合には、プリセット値Ｐｒは０となる。

上記の処理を繰り返すことにより、図６（ｂ）に示すように、ＥＣＵパルスが４個分出力される毎に、５周期の鋸歯状波が発生する初期電気角を得ることができる。

また、上述した初期電気角推定処理の第１の例では、図６に示したように、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと、Ｕ相誘起電圧のゼロクロス点とが一致している。この手法としては、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸との位置を機械的に徐々にずらすことにより、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと、Ｕ相誘起電圧のゼロクロス点とが一致する角度を見い出して、この角度で両者を固定すれば良い。具体的には、オシロスコープを用いて同期モータ１３のＵ相誘起電圧の立ち上がりゼロクロス点と、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとが一致するように、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸を合わせれば良い。

そして、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点を、一度機械的に合わせれば、以後この状態を維持できるので、製造工場で組立時に位置合わせを行う等により、その後位置合わせを行う必要が無い。

［初期電気角推定処理の第２の例］
次に、初期電気角推定処理の第２の例について説明する。第２の例では、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと同期モータ１３のゼロクロス点との間に、位相差φが発生している場合における、初期電気角の推定手順について説明する。図８は、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと同期モータ１３のゼロクロス点との間に位相差φが発生している場合のタイミングチャートである。上述の図６に示した例（第１の例）では、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点とを一致させるために、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸とを機械的に合わせるようにしたが、図８に示す例では、両者の位相差φを予め測定し、この位相差φを考慮して初期電気角を生成する方式を採用する。

図８（ａ）は、ＥＣＵ１９より出力されるＥＣＵパルスを示し、同図（ｂ）は、コンバータ１４の電気角推定部１４ａで推定される初期電気角を示し、同図（ｃ）は、同期モータ１３のＵ相誘起電圧の変化を示している。この例では、位相差φが発生しているので、図８（ａ）に示しＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと、図８（ｃ）に示すＵ相誘起電圧のゼロクロス点とが一致していない。そこで、第２の例では、位相差φを予め測定しＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと電気角の０［deg］との間に角度φだけ位相差を持たせて初期電気角を推定する。

即ち、予めＵ相誘起電圧のマイナスからプラスに向かうゼロクロス点と、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとの間の位相差φが測定されていれば、この位相差φだけＥＣＵパルスの立ち上がりエッジに対して、電気角０［deg］の位相をずらせば良い。従って、前述した図７に示したフローチャートのステップＳ３７の処理で、プリセット値Ｐｒをゼロではなく、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジに対応する初期電気角に設定すれば良い。具体的には、オシロスコープを用いて同期モータ１３のＵ相誘起電圧の立ち上がりゼロクロス点と、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとの位相差φを測定し、図８（ｂ）に示す符号Ｐｒの値をプリセット値とすれば良く、このプリセット値はコンバータ１４のＥＥＰＲＯＭやバッテリでバックアップしたメモリに格納し、発電装置の起動時に呼び出す。

こうすることにより、エンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸との間に位相差φが生じた場合であっても、Ｕ相誘起電圧に同期した初期電気角を推定することができる。

そして、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点との位相差を、コンバータ１４にプリセット値として一度ＥＥＰＲＯＭやバッテリでバックアップしたメモリに格納させればよく、製造工場から出荷する前に位相ずれ角度をオシロスコープで測定し、プリセット値としてメモリに格納しておくことにより、その後位置合わせや、位相差の測定を行う必要が無い。

［初期電気角推定処理の第３の例］
次に、初期電気角推定処理の第３の例について説明する。この演算例ではエンジン１１の出力軸と同期モータ１３の回転軸とを機械的な位置関係に関わらず、以下に示す演算手法によりＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点との間の位相差φを算出する。そして、この位相差φに基づいて前述した第２の例と同様の方法で初期電気角を推定する。以下、詳細に説明する。

図９は、ＥＣＵパルスの立ち上がりエッジと、Ｕ相誘起電圧のゼロクロス点との間に位相差φが発生している場合の、誘起電圧Ｖと位相差φとの関係を示すベクトル図である。なお、図９において、位相差がない場合（φ＝０の場合）には、誘起電圧Ｖはｑ軸方向に発生する電圧と一致する。

そして、図９に示すように誘起電圧Ｖが発生する状態で、コンバータ１４からｑ軸電圧、ｄ軸電圧をそれぞれ０Ｖで出力した場合に、誘起電圧Ｖの大きさ及び位相差φに応じたｑ軸電流（Ｉｑ）、及びｄ軸電流（Ｉｄ）が流れる。そして、角度φと電流Ｉｑ、Ｉｄの関係は、下記の（２）、（３）式となる。

Ｖｑ＝Ｖ・cosφ＋Ｒ・Ｉｑ−ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ …（２）
Ｖｄ＝Ｖ・sinφ＋Ｒ・Ｉｄ−ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ …（３）
但し、Ｒは抵抗値、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、ｐは極対数、ωは角速度である。

そして、（２）式、（３）式において、コンバータ１４側でＶｑ＝Ｖｄ＝０を出力すると、cosφ、及びsinφは、次の（４）式、（５）式で示すことができる。

cosφ＝−（Ｒ・Ｉｑ−ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ）／Ｖ …（４）
sinφ＝−（Ｒ・Ｉｄ−ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ）／Ｖ …（５）
従って、（５）式を用いれば角度φ（これを「φs」とする）は、次の（６）式で示すことができる。

φs＝sin^−１｛−（Ｒ・Ｉｄ−ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ）／Ｖ｝ …（６）
また、（４）式を用いれば角度φ（これを「φc」とする）は、次の（７）式で示すことができる。

φc＝cos^−１｛−（Ｒ・Ｉｑ−ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉｄ）／Ｖ｝ …（７）
但し、角度φs、φcは共に±４５［deg］以内とする。

そして、sinφとcosφの関係より、図１１に示す領域ａ〜ｈに区分し、各領域毎に下記のようにφsまたはφcのうちの一方を選択して角度φを算出する。

領域ａの場合： cosθ＞０、sinθ＞０、 |cosθ|＞|sinθ| θ＝θｓ
領域ｂの場合： cosθ＞０、sinθ＞０、 |cosθ|≦|sinθ| θ＝θｃ
領域ｃの場合： cosθ＜０、sinθ＞０、 |cosθ|＜|sinθ| θ＝θｃ
領域ｄの場合： cosθ＜０、sinθ＞０、 |cosθ|≧|sinθ| θ＝θｓ
領域ｅの場合： cosθ＜０、sinθ＜０、 |cosθ|＞|sinθ| θ＝θｓ
領域ｆの場合： cosθ＜０、sinθ＜０、 |cosθ|≦|sinθ| θ＝θｃ
領域ｇの場合： cosθ＞０、sinθ＜０、 |cosθ|＜|sinθ| θ＝θｃ
領域ｈの場合： cosθ＞０、sinθ＜０、 |cosθ|≧|sinθ| θ＝θｓ
ここで、（６）、（７）式においてＲ、Ｌｑ、Ｌｄ、ｐの値は予め測定することができ、ωの値もエンジン１１の同期パルスを測定することにより算出が可能である。従って、位相差φを演算により求めることができる。更に、誘起電圧Ｖは誘起電圧定数Ｋｖを用いて「Ｖ＝Ｋｖ×ω」に置き換えることができ、且つ、この誘起電圧定数Ｋｖは予め測定して求めることができるので、誘起電圧Ｖの値も予め取得することができる。

従って、上記の各領域毎にφｓまたはφｃを選択する条件を予め対応テーブルとして記憶しておき、領域が決定した場合に、φｓ或いはφｃのいずれかを用いることにより、位相差φを求めることができる。

図１０は、図１に示したコンバータ１４の詳細な構成を示すブロック図であり、上述した（６），（７）式で用いるｑ軸電流（Ｉｑ）、及びｄ軸電流（Ｉｄ）を取得する場合の説明図である。

図１０に示す２相・３相変換器に入力するｑ軸電圧及びｄ軸電圧を共に０Ｖとすることにより、コンバータ１４側の電圧を０Ｖとすることが可能である。結果的に、同期モータ１３の各相に流れる電流を、コンバータ１４の仮想電気角を利用し、３相・２相変換器でｄｑ軸の電流値に変換し、ｑ軸電流（Ｉｑ）及びｄ軸電流（Ｉｄ）を求める。

なお、同期モータ１３の誘起電圧は、モータの種類やエンジン１１の回転数によって異なり、更に、モータの各定数（Ｒ、Ｌｑ、Ｌｄ、ｐ）も異なるために、コンバータ１４側で０Ｖを出力した場合に、同期モータ１３側に過大な電流が流れ込む場合が想定される。例えば、エンジン１１の回転数を低下させた状態でｑ軸電流、ｄ軸電流を測定することができれば、同期モータ１３に流れる電流値も小さくなるが、エンジン１１は任意の低い回転数に制御することが困難であるために、アイドリング回転数が下限値となる。そのような場合は、測定時にのみ同期モータ１３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に直列にそれぞれ抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３を接続して測定を行うことにより、大電流が流れることを防止することも可能である。具体的には、各抵抗ｒ１，ｒ２，ｒ３に対してそれぞれ並列にスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を設け、測定時は、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ３を遮断（開放）すれば良い。

また、コンバータ１４側で０Ｖを出力する時間が長時間になると、エンジン１１に対して大きな負荷となり、回転数を維持することができなくなる場合も想定されるので、０Ｖを出力する時間は同期モータ１３の抵抗とインダクタンスで決まる時定数の、約５倍程度とすれば良い。

また、位相差φを検出した場合には、エンジン１１と同期モータ１３の回転軸との結合を動かしたり、取り外したりしなければ、エンジン１１と同期モータ１３を組み付けた初回のみ測定を実施し、その後はコンバータ１４にプリセット値としてＥＥＰＲＯＭやバッテリでバックアップしたメモリに格納することによって、２度目以降は測定の必要がなくなる。

こうして、上述の第１〜第３の例に示した手法により、位相差φを求め、更に、この位相差φに基づいて、初期電気角を推定することができる。

［連続電気角推定モードによる位相差の角度θの算出手順について］
次に、図５のステップＳ１５に示した連続電気角の推定処理の詳細な処理手順について説明する。初期電気角の推定が完了した場合には、その後、この初期電気角に基づいてコンバータ１４の制御を実行すると共に、電気角の連続推定モードに切り替える。

図１２，図１３は、同期モータ１３より出力される誘起電圧の位相と、コンバータ１４で想定している電気角の位相との間に位相差θが発生している場合の、電圧及び電流のベクトルを示す説明図である。図１２，図１３に示すｄｑ軸は誘起電圧の位相に基づいて設定される軸であり、ｄ'ｑ'軸はコンバータ１４の電気角に基づいて設定される軸である。そして、図１２は、ｑ'軸電流Ｉｑ'のみを制御する場合のベクトル図を示し、図１３は、ｄ'軸電流Ｉｄ'のみを制御する場合のベクトル図を示している。

図１２に示すように、ｑ軸上に現れる誘起電圧Ｋｖ・ωに対して、ｄ'ｑ'軸上でフィードバック電流を制御しようとすると、制御上はｄ'軸電流Ｉｄ'（図１３参照）、及びｑ'軸電流Ｉｑ'を制御することになる。このため、図１２に示すｑ'軸電流Ｉｑ'を、ｄｑ軸上のｄ軸電流Ｉd1、Ｉq1に分解し、図１３に示すｄ'軸電流Ｉｄ'を、ｄｑ軸上のｄ軸電流Ｉd2、Ｉq2に分解する。

そして、上記の内容を考慮すると、図１２に示すベクトル図において、ｑ'軸電流Ｉｑ'に対応するｑ軸電流Ｉq1の、抵抗Ｒによる電圧降下は「Ｉq1・Ｒ」で示すことができ、ｑ軸電流Ｉq1の、インダクタンスＬｑによる電圧降下は「ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉq1」で示すことができる。また、ｄ軸電流Ｉd1の、抵抗Ｒによる電圧降下は「Ｉd1・Ｒ」で示すことができ、ｄ軸電流Ｉd1の、インダクタンスＬｄによる電圧降下は「ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉd1」で示すことができる。従って、これらをベクトル的に加算することにより、図１２に示す電圧Ｖ１を得ることができる。この電圧Ｖ１は、ｄ'ｑ'軸をｄｑ軸に変換した場合で、ｑ'軸電流Ｉｑ'のみを制御した場合の、同期モータ１３に生じる誘起電圧を示すことになる。

同様に、図１３に示すベクトル図において、ｄ'軸電流Ｉｄ'に対応するｑ軸電流Ｉq2の、抵抗Ｒによる電圧降下は「Ｉq2・Ｒ」で示すことができ、ｑ軸電流Ｉq2の、インダクタンスＬｑによる電圧降下は「ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉq2」で示すことができる。また、ｄ軸電流Ｉd2の、抵抗Ｒによる電圧降下は「Ｉd2・Ｒ」で示すことができ、ｄ軸電流Ｉd2の、インダクタンスＬｄによる電圧降下は「ｐ・ω・Ｌｄ・Ｉd2」で示すことができる。従って、これらをベクトル的に加算することにより、図１３に示す電圧Ｖ２を得ることができる。この電圧Ｖ２は、ｄ'ｑ'軸をｄｑ軸に変換した場合で、ｄ'軸電流Ｉｄ'のみを制御した場合の、同期モータ１３に生じる誘起電圧を示すことになる。

そして、図１２，図１３に示したｄ'軸電圧Ｖｄ'は、次の（８）式で示すことができる。

Ｖｄ’＝−Ｋｖ・ω・sinθ＋ｐ・ω・Ｉｑ'・（Ｌｄ・sin２θ＋Ｌｑ・cos２θ）
＋Ｉｄ'・Ｒ ＋ｐ・ω・（Ｌｄ−Ｌｑ）・Ｉｄ'sinθ・cosθ …（８）
ここで、同期モータ１３として、非突極モータを使用した場合は、Ｌｑ≒Ｌｄとなるので「Ｌｄ」を「Ｌｑ」と置き、更に（８）式をsinθについて解くと、次の（９）式が得られる。

sinθ＝（ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ'＋Ｉｄ'・Ｒ−Ｖｄ'）／（Ｋｖ・ω） …（９）
ここで、−３０deg＜θ＜３０degであるならば、sinθ≒θと見なすことができるので、次の（１０）式が得られる。

θ＝（ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ'＋Ｉｄ'・Ｒ−Ｖｄ'）／（Ｋｖ・ω） …（１０）
そして、上述の（１０）式において、ｑ'軸電流Ｉｑ'、ｄ'軸電流Ｉｄ'、及びｄ'軸電圧Ｖｄ'は、それぞれコンバータ１４の制御中に計測することができるので、位相差θの値をリアルタイムで計測することができる。従って、図５のステップＳ１２の処理で初期電気角を求めた後に、位相差θが変化した場合であっても、上述の（１０）式によりコンバータ１４の運転時に適宜位相差θを求めることができ、求めた位相差θにより連続電気角を算出できる。このため、初期電気角の推定処理後にＥＣＵパルスの立ち上がりエッジとＵ相誘起電圧のゼロクロス点との間の位相差θが変化した場合でも、位相差θの変化に追従させて連続電気角を推定することができ、高精度な制御が可能となる。

また、上記した例では、同期モータ１３として非突極モータを用いる場合について説明したが、突極モータを用いる場合であっても位相差θを演算する際の計算量が多くなるものの、上述した（８）式に基づいて計算すれば、位相差θを求めることは可能であり、上述の効果を発揮することが可能である。

更に、コンバータ１４の動作中において、位相差θを常時「０」とするように連続電気角を補正する制御を行えば、より効率の良いモータ制御が可能となる。また、角速度ωは初期電気角推定時と同様に、ＥＣＵパルス間隔を測定することにより容易に計測することが可能となる。

図１４は、コンバータ１４の詳細な構成を示すブロック図であり、ｑ軸電流指令値としてＩｑ'を入力し、ｄ軸電流指令値としてＩｄ'を入力し、更にｄ軸電圧指令Ｖｄ'を取得することができる。そして、取得したＩｑ'、Ｉｄ'、Ｖｄ'を前述した（１０）式に代入することにより位相差θを求めることができる。こうして、コンバータ１４の駆動時に連続して位相差θを算出することができるのである。

このようにして、本実施形態に係るインバータ発電装置１００では、同期モータ１３に位置センサのような付属センサを取り付ける必要がなく、また電圧を測定するセンサも不要で、エンジン１１に汎用的に設けられるＥＣＵ１９より出力されるＥＣＵパルスを利用して初期電気角及び連続電気角を推定することができる。このため、コストダウンを図ることができ、且つ高精度な電気角の推定が可能となる。

以上、本発明のインバータ発電装置１００を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、ＥＣＵ１９から出力されるＥＣＵパルスの利用に代えて、エンジンに取り付けられたタコセンサから発信・出力される回転パスル信号をコンバータ１４の電気角推定部１４ａに入力するようにしてもよく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。

本発明は、インバータ発電装置に設けられたコンバータをセンサレスで制御することに利用することができる。

１００ インバータ発電装置
１１ エンジン
１２ カップリング
１３ 同期モータ
１４ コンバータ
１４ａ 電気角推定部
１５ インバータ
１６ ＬＣフィルタ
１７ 遮断器
１８ 負荷
１９ ＥＣＵ

Claims (5)

1. 原動機と、前記原動機の出力軸に回転軸が接続され、前記出力軸の回転により前記回転軸が回転して交流電力を出力する同期モータと、前記同期モータより出力された交流電力を直流に変換するコンバータと、前記コンバータから出力された直流電力を所定の交流電力に変換するインバータとを備えたインバータ発電装置において、
   前記コンバータは前記同期モータの電気角を推定する電気角推定手段と、推定した電気角に基づいて複数のスイッチング素子をそれぞれ作動させて前記同期モータより出力される交流電力を直流電力に変換すると共に、前記電気角により電流フィードバック信号を生成して前記同期モータを制御するコンバータ回路とを有し、
   前記インバータは複数のスイッチング素子をそれぞれ作動させて前記コンバータ回路より出力される直流電力を所定の交流電力に変換するインバータ回路を有し、
   前記電気角推定手段は、
   前記原動機の出力軸の回転角度に基づきパルス信号を出力し前記原動機を制御する制御手段と接続され、初めに、前記制御手段より出力される前記パルス信号に基づいて、前記同期モータの初期電気角を推定し、
   推定した初期電気角を用いて前記コンバータ回路が駆動された後に、前記同期モータの誘起電圧より得られるｄｑ座標軸と、推定した初期電気角のｄ'ｑ'座標軸との関係から、ｄ'ｑ'軸電流Ｉｑ'，Ｉｄ'、及びｄ'軸電圧Ｖｄ'を算出し、これらのＩｑ'，Ｉｄ'，Ｖｄ'に基づいてｄｑ座標軸とｄ'ｑ'座標軸との間の位相差θを求め、該位相差θに基づいて前記同期モータの連続電気角を推定することを特徴とするインバータ発電装置。
   
   
2. 前記原動機の出力軸と前記同期モータの回転軸は、前記パルス信号のうち前記出力軸１回転毎に発生する基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相が一致するように機械的に接続され、
   前記電気角推定手段は、前記基準パルス信号に基づき、同期モータの回転軸が１回転する毎に、該同期モータの極対数と一致する個数となる電気角を初期電気角として推定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ発電装置。
3. 前記パルス信号のうち前記出力軸１回転毎に発生する基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間の位相差φを求め、且つ、この位相差φに対応する電気角のプリセット値を求め、
   前記電気角推定手段は、前記基準パルス信号に基づき、該基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相に対応する電気角が前記プリセット値となり、且つ、前記同期モータの回転軸が１回転する毎に、該同期モータの極対数と一致する個数となる電気角を初期電気角として推定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ発電装置。
4. 前記電気角推定手段は、前記同期モータのｑ軸電圧、及びｄ軸電圧を共にゼロとしたときの、前記同期モータに流れる電流に基づいて、基準パルス信号の立ち上がりエッジの位相と、前記同期モータの任意の相の誘起電圧のゼロクロス点の位相との間の前記位相差φを求めることを特徴とする請求項３に記載のインバータ発電装置。
5. 前記電気角推定手段は、初期電気角により前記コンバータ回路が駆動された後には、ｄｑ座標軸とｄ'ｑ'座標軸との間の位相差θを、次式にて算出し、該位相差θに基づいて前記同期モータの連続電気角を推定することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のインバータ発電装置。
   θ＝（ｐ・ω・Ｌｑ・Ｉｑ'＋Ｉｄ'・Ｒ−Ｖｄ'）／（Ｋｖ・ω）
   但し、ｐは同期モータの極対数、ωは同期モータの角速度、Ｌｑはｄ軸インダクタンス、Ｒは抵抗、Ｋｖは誘起電圧定数、Ｉｑ'はｑ'軸電流、Ｉｄ'はｄ'軸電流である。

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