JP5522269B2 - モータ用電圧変換制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置に関する。

近年、環境に配慮した車両としてハイブリッド車両や電気自動車等が開発されており、これらの車両は駆動源としてモータを備えている。このような車両には、複数個のモータ（モータジェネレータやジェネレータの場合もある）を備えるものもある。このモータとしては交流モータが用いられ、インバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動している。さらに、モータで高回転や高トルクを出力するためには高電圧が必要となるので、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を直流高電圧に昇圧して、その直流高電圧をインバータに供給している。そのため、車両では、モータを制御するために、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するためのインバータ制御と昇圧コンバータのスイッチング素子をスイッチング制御するための昇圧制御を行っている。昇圧コンバータとインバータとの間には平滑コンデンサが設けられ、この平滑コンデンサの両端間の電圧（昇圧コンバータによる昇圧後の直流高電圧）が電圧センサで検出される。昇圧制御では、この電圧センサで検出された直流高電圧を用いて、モータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、モータ毎に駆動に必要となる目標電圧をそれぞれ設定し、その複数の目標電圧の中からシステムの目標電圧を選択している。

特許文献１には、２個のモータジェネレータを備える車両の制御装置において、直流電源の電圧のセンサ値、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、各モータジェネレータのモータトルク指令値及びモータ回転数に基づいて昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するとともに、モータジェネレータ毎に平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ電流のセンサ値に基づいてインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成することが記載されている。

特開２００９−２０１１９５号公報

車両開発では低コスト化や小型化が求められるので、昇圧コンバータとインバータとの間の平滑コンデンサの容量の低減が求められている。平滑コンデンサの容量を小さくするほど、インバータのスイッチング素子のスイッチングに応じた平滑コンデンサへの電荷の出し入れの比率が大きくなるので、平滑コンデンサの平滑能力を超えると平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

具体的には、走行状態の制約（例えば、インバータのスイッチング素子の温度が高い場合）等により一時的にインバータ制御のキャリア周波数（インバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチング周波数）を低くすると、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする周期が長くなり、インバータ制御のスイッチングノイズが平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に大きな変動分（脈動成分）として重畳される。図７には、キャリア周波数が２．５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５とキャリア周波数が１．２５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_１．２５を示している。また、符号ＶＨ_Ｆで示す曲線は、直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５，ＶＨ_１．２５を所定の時定数でフィルタリングしたフィルタ値の時間変化である。この図７からも判るように、昇圧後の直流高電圧は、キャリア周波数が高い場合より低い場合に大きな脈度成分が重畳し、大きく変動する。ちなみに、キャリア周波数が高いほど、モータの電流脈動成分が少なくなるが、スイッチング素子の発熱が大きくなる等によりシステム損失が大きくなる。

また、モータの回転数やトルクによって、モータの駆動に必要となる目標電圧が変わる。この目標電圧が高く、昇圧後の直流高電圧がモータ誘起電圧に対して高くなると、その電圧差に応じて直流高電圧に脈動成分が重畳される。

図８（ａ）には、直流高電圧が高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは、高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される変動分が大きくなる。

図８（ｂ）には、インバータ制御でのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを示しており、このキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点に応じてインバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号を生成している。また、図８（ｃ）には、モータの目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータの実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌは、目標電流ＭＩ_Ｔに対して変動しており、インバータのスイッチング素子のスイッチングの影響による脈動成分が重畳しており、図８（ｂ）、（ｃ）から判るようにキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点で脈動成分の増減が変化している。この図８（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図８（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈのときの昇圧後の直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータの実電流の脈動に応じて脈動し、大きく変動している。

つまり、インバータ制御でのスイッチングの影響によってモータ電流に重畳される脈動成分は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサの容量が小さい場合、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサの平滑能力を超え、平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

図８（ｄ）には、実際の直流高電圧ＶＨとともに直流高電圧の期待値（直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が含まれない直流高電圧である）ＶＨ_Ｅ及び昇圧制御における直流高電圧のサンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３を示している。サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３は、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎に出力される。従来の昇圧制御では、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３が出力されると電圧センサによって平滑コンデンサの両端電圧を検出し、その検出した直流高電圧ＶＨ_１，ＶＨ_２，ＶＨ_３を用いて目標電圧になるように制御を行う。しかし、例えば、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１で検出した直流高電圧ＶＨ_１の場合、インバータ制御側のスイッチングノイズによるモータ電流の脈動成分の影響により大きな脈動成分が加味されており、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１から大きく乖離している。このような直流高電圧ＶＨ_１を用いて昇圧制御を行った場合、昇圧制御が不安定になる。

特許文献１に記載の制御では、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号と各モータジェネレータのインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号とを別々に生成しており、昇圧制御とインバータ制御とが連携していない。そのため、昇圧コンバータで昇圧後の直流高電圧に脈動が発生している場合には、昇圧制御に用いられる平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値にはその脈動成分が含まれ、昇圧制御が不安定になる。

特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、各モータで必要となる目標電圧が異なり、通常の制御ではその複数の目標電圧の中で最も高い目標電圧をシステムの目標電圧として選択し、昇圧制御ではその最も高い目標電圧になるように直流高電圧を制御する。そのため、システムの目標電圧として選択されていない目標電圧が低いモータでは上記した直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。

そこで、本発明は、複数個のモータを備えるシステムにおいてモータ電流の脈動によって引き起こされるモータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係るモータ用電圧変換制御装置は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、モータ制御回路と電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段とを備えることを特徴とする。

このモータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータ、モータ制御回路、電圧変換回路、電源等を備える複数モータシステムにおいて、電圧変換回路に対する電圧変換制御を行う装置である。モータ制御回路と電圧変換回路との間にはコンデンサが設けられており、サンプリング手段によってそのコンデンサの両端電圧を検出することにより電圧変換回路で電圧変換された入力直流電圧をサンプリングしている。また、モータ用電圧変換制御装置では、目標電圧設定手段によってモータ毎にモータの駆動に必要となる入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段によってそのモータ毎の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて、入力直流電圧が選択手段で選択された目標電圧になるように制御を行っている。なお、モータは、駆動機能を有するモータだけでなく、発電機能を有するモータジェネレータやジェネレータも含む。

モータの入力直流電圧の脈動は、モータ電流の脈動によって引き起こされる。モータ電流に重畳される脈動成分は、モータ制御のスイッチングによる影響であり、モータ制御側のキャリア信号（モータ制御側で生成される信号であり、モータ制御回路のスイッチング素子をスイッチング制御するためのキャリア信号）及びモータの入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差によって決まる。そのため、脈動成分が重畳されているモータ電流の山と谷との中間値は、キャリア信号の山や谷（頂点部）のあたりとなる。したがって、脈動成分が重畳された入力直流電圧の山と谷との中間値（すなわち、脈動成分が除かれた入力直流電圧であり、電圧変換制御を安定に行うための入力直流電圧の期待値）も、キャリア信号の山や谷のあたりのタイミングで得られる。また、複数個のモータを備えるシステムの場合、上記のようにモータ毎に入力直流電圧の目標電圧を設定し、モータ毎の目標電圧の中からシステムとしての目標電圧を１つ選択している。そのため、目標電圧として選択されなかったモータでは、システムの目標電圧として選択されたモータよりも、入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差が大きくなり、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。

そこで、このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて入力直流電圧をサンプリングするためのサンプリングタイミングを発生する。選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが１個の場合にはその１個のモータのキャリア信号を用い、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが複数個の場合には、例えば、その複数個のモータのキャリア信号の中からモータ電流の脈動成分に最も影響を与えるモータのキャリア信号を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、電圧変換制御における入力直流電圧に対するサンプリングタイミング要求（電圧変換制御において入力直流電圧が必要なタイミングで出力されるタイミングであり、モータ制御側のキャリア信号とは同期していない）毎に、サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いてシステムとしての目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。これによって、コンデンサの容量を低減することができ、複数モータシステムの低コスト及び小型化を図ることができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではキャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておき、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うと好適である。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、キャリア信号の山及び谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミング毎に電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングしておく。このキャリア信号の山及び谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は入力直流電圧の山と谷との中間値あるいは略中間値である。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このサンプリングタイミング要求直前のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のキャリア信号の山及び谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングしておくことにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングし、制御手段ではサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うと好適である。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によってサンプリングタイミング要求毎にそのサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングに対応してサンプリングタイミングを発生し、そのサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリング手段でサンプリングする。このサンプリングタイミング要求直後のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた入力直流電圧は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、そのサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、サンプリングタイミング要求直後のモータ制御のキャリア信号の山又は谷のタイミングで入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータは、２個のモータであり、目標電圧設定手段では、２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段では、目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、サンプリングタイミング発生手段では、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのキャリア信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生する。

本発明によれば、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。 ２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。 第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 キャリア周波数が高い場合と低い場合の直流高電圧の変化を示す図である。 直流高電圧の脈動の発生の説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

以下、図面を参照して、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置の実施の形態を説明する。なお、各図において同一又は相当する要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

本実施の形態では、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置を、２個のモータを有する２モータシステムの車両（例えば、ハイブリッド車両、電気自動車、燃料電池車両）のモータＥＣＵ[Electronic Control Unit]における昇圧制御機能に適用する。本実施の形態に係る２モータシステムでは、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を昇圧してモータの駆動に必要となる直流高電圧に変換し、その直流高電圧が供給される各モータのインバータによって直流電力を各モータの三相交流電力にそれぞれ変換して、各三相交流電力によって各モータをそれぞれ駆動する。本実施の形態には、昇圧後の直流高電圧をサンプリングするタイミングの設定方法が異なる２つの形態がある。

図１〜図４を参照して、第１の実施の形態に係る２モータシステム１について説明する。図１は、第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図２は、各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。図３は、２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。図４は、第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

２モータシステム１は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ１８を備えている。なお、本実施の形態では、バッテリ１０が請求の範囲に記載する電源に相当し、昇圧コンバータ１２が請求の範囲に記載する電圧変換回路に相当し、平滑コンデンサ１３が請求の範囲に記載するコンデンサに相当し、第１インバータ１４及び第２インバータ１５が請求の範囲に記載するモータ制御回路に相当し、第１モータ１６及び第２モータ１７が請求の範囲に記載する複数個のモータに相当する。

２モータシステム１では、走行制御ＥＣＵ１９からの各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２に応じて、バッテリ１０の直流電力を各モータ１６，１７に対する三相交流電力にそれぞれ変換し、その各三相交流電力をモータ１６，１７にそれぞれ供給する。そのために、モータＥＣＵ１８では、各モータ１６，１７の駆動に必要となる目標電圧ＶＨ_Ｔ１，ＶＨ_Ｔ２の中からシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔを選択し、バッテリ１０の直流低電圧ＶＬからシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔ（直流高電圧ＶＨ）まで昇圧するために昇圧コンバータ１２に対する昇圧制御を行うとともに、直流電力から各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２を発生させるために必要な三相交流電力にそれぞれ変換するために各インバータ１４，１５に対するインバータ制御をそれぞれ行う。特に、モータＥＣＵ１８では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、各モータ１６，１７のインバータ制御のキャリア信号ＳＣ_１，ＳＣ_２の中からシステムの目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをその選択されたキャリア信号の山及び谷のタイミングでサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山又は谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧を用いて昇圧制御を行う。

なお、走行制御ＥＣＵ１９は、車両の走行を制御するためのＥＣＵである。走行制御ＥＣＵ１９では、運転者あるいは自動運転によるアクセル要求やブレーキ要求に応じて、そのときの車両の走行状態に基づいて第１モータ１６で必要となる目標のモータトルク及び第２モータで必要となる目標のモータトルクを算出し、その目標の各モータトルクをモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２としてモータＥＣＵ１８に出力している。

バッテリ１０は、直流電源であり、二次電池である。フィルタコンデンサ１１は、バッテリ１０と昇圧コンバータ１２との間に設けられ、バッテリ１０に並列に接続される。フィルタコンデンサ１１では、バッテリ１０の直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。このフィルタコンデンサ１１の両端電圧が、直流低電圧ＶＬである。なお、フィルタコンデンサ１１は、スイッチングによる脈動電流をバッテリ１０側に流さないようにするためのコンデンサである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃ、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅからなる。リアクトル１２ａの一端には、フィルタコンデンサ１１の高電圧側が接続される。リアクトル１２ａの他端には、スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃの接続点が接続される。ＩＬセンサ１２ｆでは、このリアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（アナログ値）を検出し、その検出した電流ＩＬをモータＥＣＵ１８に出力する。スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃとは直列に接続され、スイッチング素子１２ｂのコレクタに平滑コンデンサ１３の高電圧側が接続され、スイッチング素子１２ｃのエミッタに平滑コンデンサ１３の低電圧側が接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃには、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅがそれぞれ逆並列接続される。このような回路構成によって、昇圧コンバータ１２では、モータＥＣＵ１８から出力されるスイッチング素子１２ｂ，１２ｃに対する各ゲート信号に基づいてスイッチング素子１２ｂ，１２ｃがそれぞれスイッチング制御され、フィルタコンデンサ１１の直流低電圧ＶＬを直流高電圧ＶＨに変換する。

平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２と第１インバータ１４及び第２インバータ１５との間に設けられる。平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２で昇圧された直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。この平滑コンデンサ１３の両端電圧が、直流高電圧ＶＨである。ＶＨセンサ１３ａでは、この平滑コンデンサ１３の両端電圧（アナログ値）ＶＨを検出し、その検出した電圧をモータＥＣＵ１８に出力する。

第１インバータ１４は、２モータシステムにおける第１モータ１６を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第２インバータ１５は、２モータシステムにおける第２モータ１７を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第１インバータ１４と第２インバータ１５は、同様の回路であり、直流電力を三相交流電力に変換する従来の一般的なインバータ回路であるので、詳細な回路構成については説明を省略する。第１インバータ１４では、平滑コンデンサ１３の直流高電圧ＶＨが供給され、モータＥＣＵ１８から出力される第１モータ１６の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応したスイッチング素子に対する各ゲート信号に基づいて各相のスイッチング素子がそれぞれスイッチング制御され、直流電力を三相交流電力に変換し、第１モータ１６に供給する。同様に、第２インバータ１５でも、モータＥＣＵ１８から出力される第２モータ１７の各相に対応した各ゲート信号に基づいて、直流電力を三相交流電力に変換し、第２モータ１７に供給する。

第１モータ１６及び第２モータ１７は、交流モータであり、車両の駆動源である。第１モータ１６は、第１インバータ１４からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。第２モータ１７は、第２インバータ１５からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。なお、２個のモータのうち一方のモータがジェネレータあるいはモータジェネレータでもよいし、２個共にモータジェネレータでもよい。

モータＥＣＵ１８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋ、ＶＨセンサデータ更新１８ｌ）を有している。なお、第１の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出１８ｅ及び第２モータ目標電圧算出１８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御１８ｇ及びＶＨセンサデータ更新１８ｌが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器１８ｍが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

インバータ制御機能について説明する。インバータ制御機能では、第１モータ制御１８ａと第１モータゲート生成１８ｃが第１インバータ１４（ひいては、第１モータ１６）に対するインバータ制御を行い、第２モータ制御１８ｂと第２モータゲート生成１８ｄが第２インバータ１５（ひいては、第２モータ１７）に対するインバータ制御を行う。

第１モータ制御１８ａでは、走行制御ＥＣＵ１９から第１モータ１６に対する第１モータトルク指令ＤＴ_１が入力され、第１モータ１６から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第１モータトルク指令ＤＴ_１の目標となるモータトルクを発生させるための第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１を生成し、第１モータゲート生成１８ｃに出力する。また、第１モータ制御１８ａでは、第１モータ１６の第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１を昇圧制御機能の第１モータ目標電圧算出１８ｅに出力する。また、第１モータ制御１８ａでは、第１キャリア信号ＳＣ_１を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。

第２モータ制御１８ｂでは、走行制御ＥＣＵ１９から第２モータ１７に対する第２モータトルク指令ＤＴ_２が入力され、第２モータ１７から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第２モータトルク指令ＤＴ_２の目標となるモータトルクを発生させるための第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２を生成し、第２モータゲート生成１８ｄに出力する。また、第２モータ制御１８ｂでは、第２モータ１７の第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２を昇圧制御機能の第２モータ目標電圧算出１８ｆに出力する。また、第２モータ制御１８ｂでは、第２キャリア信号ＳＣ_２を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。

第１モータゲート生成１８ｃでは、第１モータ制御１８ａから第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１が入力され、第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１に基づいて第１インバータ１４の各相のスイッチング素子のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、第１インバータ１４に出力する。

第２モータゲート生成１８ｄでは、第２モータ制御１８ｂから第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２が入力され、第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２に基づいて第２インバータ１５の各相のスイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成し、第２インバータ１５に出力する。図４（ｂ）には、第２モータ１７のインバータ制御の第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２の一例を示しており、第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点のタイミングで第２インバータ１５のスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするゲート信号が生成される。

キャリア信号ＳＣは、キャリア周波数であり、インバータ１４，１５のスイッチング素子のスイッチング周波数である。キャリア信号ＳＣは、図４（ｂ）に示すように、例えば、山と谷を頂点とする三角波である。モータ１６，１７を高回転や高トルクにするためには、キャリア周波数を高くする必要がある。しかし、インバータ１４，１５のスイッチング素子が高温度になる等によってシステム損失が大きくなると、キャリア周波数を低くする必要がある。デューティ信号ＳＤは、インバータ１４，１５のスイッチング素子のＯＮとＯＦＦのデューティ比を決めるための信号である。デューティ信号ＳＤは、図４（ｂ）に示すように、例えば、正弦波である。

キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点のタイミングでインバータ１４，１５のスイッチング素子がスイッチングし、そのスイッチングの影響によってモータ電流には脈動成分が重畳する。図４（ｃ）には、図４（ｂ）の第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２からゲート信号が生成される第２モータ１７の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きな脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｌを示している。図４（ｃ）から判るように、第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌでは、第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点で山又は谷となり、脈動成分の増減の変化点となっている。

昇圧制御機能について説明する。第１モータ目標電圧算出１８ｅでは、インバータ制御機能の第１モータ制御１８ａから第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１が入力され、第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１に基づいて第１モータ１６についての第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１を算出し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊに出力する。第２モータ目標電圧算出１８ｆでは、インバータ制御機能の第２モータ制御１８ｂから第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２が入力され、第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２に基づいて第２モータ１７についての第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２を算出し、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊに出力する。

第１モータ目標電圧算出１８ｅと第２モータ目標電圧算出１８ｆは同様の処理で目標電圧を算出しており、その処理を以下で説明する。図２に示すように、まず、モータ回転数とモータトルクとのマップＭ１から、モータ回転数ＭＲ_１，ＭＲ_２とモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２のモータトルクとの交点Ｐ１を抽出する。このマップＭ１には、弱め界磁制御領域Ａ１（斜線で示す領域）とＰＷＭ制御領域Ａ２があり、２モータシステム１のシステム電圧（直流高電圧ＶＨ）の高低によりその制御領域の範囲が変わる。図２に示す例では、交点Ｐ１が弱め界磁制御領域Ａ１内に入っているので、弱め界磁制御となる。さらに、図２に示すように、その交点Ｐ１に応じて変わるシステム電圧とシステム損失とのマップＭ２から、システム損失が最小点となる目標電圧ＶＨ_Ｔを算出する。

なお、システム損失は、２モータシステム１におけるスイッチング素子等における損失である。システム電圧が高電圧になると、モータ１６，１７が回転し易くなるが、システム損失が大きくなる。なお、昇圧制御の目標電圧の求める方法については、上記のようにマップを利用した方法を説明したが、他の方法でもよい。

電圧制御１８ｇでは、図４（ｄ）に示すように、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎にＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンサデータ更新１８ｌに出力し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳに応じてＶＨセンサデータ更新１８ｌから昇圧制御で用いるためにサンプリングされた直流高電圧ＶＨ（デジタル値）が入力される。サンプリングタイミング周期ＰＳは、予め決められた固定値でもよいしあるいは可変値でもよい。サンプリングタイミング周期ＰＳはインバータ制御とは関係なく設定されているので、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳはインバータ制御のキャリア信号ＳＣとは同期していない。電圧制御１８ｇでは、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊからシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔが入力され、ＶＨセンサデータ更新１８ｌからの直流高電圧ＶＨ（デジタル値）を用いて、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）が目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御を行う。この際、電圧制御１８ｇでは、その制御に必要な目標電流ＩＬ_Ｔを算出し、電流制御１８ｈに出力する。

電流制御１８ｈでは、電圧制御１８ｇから目標電流ＩＬ_Ｔが入力され、リアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（デジタル値）を用いて、リアクトル１２ａに流れる電流が目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御を行う。制御に用いる電流ＩＬ（デジタル値）は、ＩＬセンサ１２ｆによって検出された電流（アナログ値）をモータＥＣＵ１８内のＡＤ変換器１８ｎでＡＤ変換された電流（デジタル値）である。

ゲート生成１８ｉでは、電圧制御１８ｇでの目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御と電流制御１８ｈでの目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御に基づいて、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子１２ｂ，１２ｃの各ゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、昇圧コンバータ１２に出力する。

キャリア選択／目標電圧選択１８ｊには、第１モータ目標電圧算出１８ｅから第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１が入力されるとともに、第２モータ目標電圧算出１８ｆから第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２が入力される。図３に示すように、第１モータ目標電圧算出１８ｅでは第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１のモータトルクとの交点に対応したマップＭ２ａから第１モータ１６側でシステム損失が最小となる第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１を算出しており、第２モータ目標電圧算出１８ｆでは第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２のモータトルクとの交点に対応するマップＭ２ｂから第２モータ１７側でシステム損失が最小となる第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２を算出している。図３の例からも判るように、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２とは、各モータ１６，１７についてのモータ回転数とモータトルク指令から別々に算出されているので、通常は異なる電圧となる。そのため、その２つの第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２から２モータシステム１としての目標電圧を選択する必要があり、システム効率が最適になるように、図３（ａ）で示すように第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの最大値（大きいほうの電圧）を２モータシステム１として目標電圧の指令値としている。そこで、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２が入力される毎に、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの大きい方の電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択する。そして、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、その目標電圧ＶＨ_Ｔを電圧制御１８ｇに出力する。さらに、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊでは、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方の目標電圧のモータのキャリア信号を選択するためのキャリア選択信号ＳＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。キャリア選択信号ＳＳとしては、例えば、第１モータ１６と第２モータ１７のいずれかを一方（２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ）を示す信号とする。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋには、インバータ制御機能の第１モータ制御１８ａからの第１キャリア信号ＳＣ_１と第２モータ制御１８ｂからの第２キャリア信号ＳＣ_２が入力されるとともに、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊからキャリア選択信号ＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、キャリア選択信号ＳＳに基づいて、第１キャリア信号ＳＣ_１と第２キャリア信号ＳＣ_２から２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するキャリア信号ＳＣ_Ｓとして選択する。さらに、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、そのキャリア信号ＳＣ_Ｓの山（三角波の高い側の頂点）のタイミング及び谷（三角波の低い側の頂点）のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器１８ｍに出力する。ＡＤ変換器１８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新１８ｌに出力する。

ＶＨセンサデータ更新１８ｌでは、ＡＤ変換器１８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。ここでは、入力された最新の直流高電圧（デジタル値）ＶＨだけを記憶しておいてもよい。そして、ＶＨセンサデータ更新１８ｌでは、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前にＡＤ変換器１８ｍから入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御１８ｇに出力する。

ここで、図４を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。なお、図４に示す例は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータが第２モータ１７の場合である。

システム損失を抑えるためにインバータ制御におけるキャリア周波数を低くすると、インバータ制御のスイッチングノイズにより、平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に脈動成分が重畳される。また、モータの回転数やトルクによってモータの駆動に必要となる目標電圧が変わるが、目標電圧が高くなり、直流高電圧ＶＨがモータ誘起電圧Ｖｅｍｆに対して高くなるほど、その電圧差Ｖｄｅｆが大きくなり、直流高電圧の脈動成分も大きくなる。

図４（ａ）には、直流高電圧ＶＨが高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは高い直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。特に、２モータシステム１の場合、各モータ１６，１７の第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの大きいほうの電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択しており、この目標電圧ＶＨ_Ｔになるように直流高電圧ＶＨが制御されている。そのため、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ側では、直流高電圧ＶＨに対してモータ誘起電圧Ｖｅｍｆがより低くなり、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなる。

図４（ｃ）には、第２モータ１７の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｌを示している。第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌには、第２インバータ１５のスイッチング素子のスイッチングに応じて脈動成分が重畳しており、図４（ｂ）に示す第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点で脈動成分の増減が切り替わる。この図４（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、上記したように、２モータシステム１の場合、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ側の電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータの実電流ＭＩに重畳される脈動成分がより大きくなる。

さらに、図４（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ電流ＭＩ_Ｈのときの直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータ電流ＭＩ_Ｈの脈動成分に応じて脈動成分が重畳され、図４（ｂ）に示す第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点で脈動成分の増減が切り替わる。このように、インバータ側（特に、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ側）のスイッチングの影響によってモータ電流に脈動が発生すると、昇圧後の直流高電圧にも脈動成分が重畳される。なお、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択された方のモータのインバータ側のスイッチングも、モータ電流の脈動（ひいては、昇圧後の直流高電圧の脈動）に影響を与えるが、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ側のスイッチングによる影響と比べると非常に小さい。

つまり、インバータ制御によるスイッチングによってモータ電流ＭＩに重畳される脈動成分（変動分）は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数（キャリア信号ＳＣ）によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、その脈動成分は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のスイッチングの影響を受ける。平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサ１３の平滑能力を超え、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）ＶＨにも脈動成分が重畳され、昇圧後の直流高電圧ＶＨが大きく変動する。なお、２モータシステム１の低コスト化や小型化を進める上、容量の大きい平滑コンデンサ１３の容量を出来る限り小さくすることが求められている。したがって、その要求に応じて平滑コンデンサ１３の容量を小さくすると、上記のように、直流高電圧ＶＨに脈動が発生することになる。

上記したように、インバータ制御によるスイッチングによる脈動成分は、キャリア信号とデューティ信号との交点で脈動成分の増減が切り替わる。したがって、図４（ｂ）、（ｃ）からも判るように、キャリア信号ＳＣ_２の山や谷はキャリア信号ＳＣ_２とデューティ信号ＳＤ_２との交点間の略中間点となるので、脈動成分が重畳されているモータ電流ＭＩの山と谷との中間値は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号ＳＣ_２の山や谷のタイミングあたりで得られる。したがって、図４（ｂ）、（ｄ）からも判るように、脈動成分が重畳されている直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値（すなわち、昇圧制御を安定に行うための直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ）も、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号ＳＣ_２の山や谷のあたりのタイミングで得られる。図４（ｄ）に示す例からも判るように、白丸印で示すキャリア信号ＳＣ_２の山及び谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨは、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと略一致している。直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅは、直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が略除去された直流高電圧である。

そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋにおいて、モータ電流の脈動により大きな影響を与える２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号の山及び谷のタイミング毎にＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器１８ｍにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。

さらに、図４（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直前のキャリア信号ＳＣ_２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ１，ＶＨ_Ｃ２，ＶＨ_Ｃ３とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号ＳＣ_２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンサデータ更新１８ｌにおいて、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にＡＤ変換器１８ｍから入力されたキャリア信号（２モータシステムの目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号）の山あるいは谷のタイミングでの直流高電圧（デジタル値）ＶＨを電圧制御１８ｇに出力している。電圧制御１８ｇでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧（ＶＨセンサ値）ＶＨを用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。

この２モータシステム１（特に、モータＥＣＵ１８での昇圧制御）によれば、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号に基づいて昇圧制御に用いる直流高電圧ＶＨをサンプリングすることにより（インバータ制御と昇圧制御とを連携させている）、直流高電圧ＶＨに脈動成分が重畳されている場合でも、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨをサンプリングでき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと昇圧制御において実際に用いるＶＨセンサ値との差が小さくなり、安定した昇圧制御を行うことができる。これによって、平滑コンデンサ１３の容量を限界まで低減することができ、２モータシステム１の低コスト及び小型化を図ることができる。

特に、第１の実施の形態に係る２モータシステム１では、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、そのキャリア信号における山及び谷のタイミングで直流高電圧ＶＨをサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。

次に、図５及び図６を参照して、第２の実施の形態に係る２モータシステム２について説明する。図５は、第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図６は、第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

２モータシステム２は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ２８を備えている。２モータシステム２は、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ２８での制御（特に、昇圧制御で用いるＶＨセンサ値のサンプリングタイミング）だけが異なる。モータＥＣＵ２８では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、システムの目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号ＳＣを選択し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直後のその選択されたキャリア信号ＳＣの山あるいは谷のタイミングで直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨをサンプリングして、そのサンプリングされた直流高電圧ＶＨを用いて昇圧制御を行う。ここでは、モータＥＣＵ２８についてのみ詳細に説明する。

モータＥＣＵ２８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ２８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋ、ＶＨセンサデータ更新２８ｌ）を有している。なお、第２の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出２８ｅ及び第２モータ目標電圧算出２８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御２８ｇ及びＶＨセンサデータ更新２８ｌが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ及びＡＤ変換器２８ｍが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

なお、第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ、第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊについては、第１の実施の形態に係る第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ、第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、キャリア選択／目標電圧選択１８ｊと同様の処理を行うので、説明を省略する。但し、電圧制御２８ｇでは、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋに出力している。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋには、インバータ制御機能の第１モータ制御２８ａからの第１キャリア信号ＳＣ_１と第２モータ制御２８ｂからの第２キャリア信号ＳＣ_２が入力されるとともに、キャリア選択／目標電圧選択２８ｊからキャリア選択信号ＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋでは、キャリア選択信号ＳＳに基づいて、第１キャリア信号ＳＣ_１と第２キャリア信号ＳＣ_２から２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するキャリア信号ＳＣ_Ｓとして選択する。さらに、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋでは、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣ_Ｓの山のタイミングあるいは谷のタイミングをＶＨセンササンプリングタイミングＴＳとしてＡＤ変換器２８ｍに出力する。ＡＤ変換器２８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新２８ｌに出力する。

ＶＨセンサデータ更新２８ｌでは、ＡＤ変換器２８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御２８ｇに出力する。

ここで、図６を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。インバータ制御でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって直流高電圧ＶＨに脈動が発生する理由については、第１の実施の形態で説明したので省略する。なお、図６に示す例は、２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータが第２モータ１７の場合である。

図６（ｄ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直後の第２モータ１７のキャリア信号ＳＣ_２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ４，ＶＨ_Ｃ５，ＶＨ_Ｃ６とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号ＳＣ_２の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ２８の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器２８ｋにおいて、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、その要求信号ＤＳ直後のキャリア信号（モータ電流の脈動により大きな影響を与える２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのキャリア信号）の山あるいは谷のタイミングでＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器２８ｍにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。電圧制御２８ｇでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のキャリア信号の山あるいは谷のタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）を用いて制御を行うことができる。

この２モータシステム２（特に、モータＥＣＵ２８での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第２の実施の形態に係る２モータシステム２では、２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のキャリア信号を選択し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直後のそのキャリア信号における山あるいは谷のタイミングでサンプリングされた直流高電圧ＶＨを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。また、２モータシステム２では、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にしかＡＤ変換器２８ｍでＡＤ変換を行わないので、モータＥＣＵ２８のマイクロコンピュータでの処理負荷を軽減できる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。

例えば、本実施の形態では２モータシステムの車両に適用したが、２モータシステムの装置や移動体等の様々なものに適用できる。また、３個以上のモータを備えるモータシステムにも適用できる。また、複数個のモータとしては、モータジェネレータやジェネレータも適用できる。

また、本実施の形態では昇圧コンバータに対する昇圧制御に適用したが、降圧コンバータに対する降圧制御、昇降圧コンバータに対する昇降圧制御にも適用可能である。

また、本実施の形態では昇圧制御に用いる直流高電圧のサンプリングのタイミングについてインバータ制御のキャリア信号を利用した２つの設定方法を示したが、インバータ制御のキャリア信号を利用した他の設定方法でもよい。なお、キャリア信号の変わりに、キャリア信号から生成されるインバータ制御のゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）を利用してもよい。

また、本実施の形態では２個のモータの各目標電圧から大きい方をシステムの目標電圧として選択し、目標電圧として選択されなかった方のモータのキャリア信号を利用してサンプリングタイミングを設定する構成としたが、３個以上のモータを備えるシステムの場合、３個以上のモータの各目標電圧からシステムの目標電圧を選択し、目標電圧として選択されなかった複数のモータのキャリア信号の中からモータ電流の脈動に最も影響を与えるモータのキャリア信号を選択し、その選択したキャリア信号を利用してサンプリングタイミングを設定するようにする。

本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのキャリア信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うことができる。

１，２…２モータシステム、１０…バッテリ、１１…フィルタコンデンサ、１２…昇圧コンバータ、１２ａ…リアクトル、１２ｂ，１２ｃ…スイッチング素子、１２ｄ，１２ｅ…還流ダイオード、１２ｆ…ＩＬセンサ、１３…平滑コンデンサ、１３ａ…ＶＨセンサ、１４…第１インバータ、１５…第２インバータ、１６…第１モータ、１７…第２モータ、１８，２８…モータＥＣＵ、１８ａ，２８ａ…第１モータ制御、１８ｂ，２８ｂ…第２モータ制御、１８ｃ，２８ｃ…第１ゲート生成、１８ｄ，２８ｄ…第２ゲート生成、１８ｅ，２８ｅ…第１モータ目標電圧算出、１８ｆ，２８ｆ…第２モータ目標電圧算出、１８ｇ，２８ｇ…電圧制御、１８ｈ，２８ｈ…電流制御、１８ｉ，２８ｉ…ゲート生成、１８ｊ，２８ｊ…キャリア選択／目標電圧選択、１８ｋ，２８ｋ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器、１８ｌ，２８ｌ…ＶＨセンサデータ更新、１８ｍ，１８ｎ，２８ｍ，２８ｎ…ＡＤ変換器、１９…走行制御ＥＣＵ。

Claims (4)

1. 複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で前記電源の直流電圧を前記モータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、
   前記モータ制御回路と前記電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、
   前記目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、
   前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のキャリア信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、
   電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じて前記サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ用電圧変換制御装置。
2. 前記サンプリングタイミング発生手段では前記キャリア信号の山及び谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングを発生する毎に前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングしておき、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直前のサンプリングタイミングに応じてサンプリングされている入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
3. 前記サンプリングタイミング発生手段ではサンプリングタイミング要求毎に該サンプリングタイミング要求直後の前記キャリア信号の山又は谷に対応してサンプリングタイミングを発生し、該サンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧を前記サンプリング手段でサンプリングし、前記制御手段ではサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミングに応じてサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
4. 前記複数個のモータは、２個のモータであり、
   前記目標電圧設定手段では、前記２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、
   前記選択手段では、前記目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、
   前記サンプリングタイミング発生手段では、前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのキャリア信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載のモータ用電圧変換制御装置。

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