JP5565990B2 - エンコーダ - Google Patents

Description

本発明は、変位センサなどに用いられるエンコーダに関する。

エンコーダは、位相の異なる複数の周期性信号を発生するようにしたものである。エンコーダから出力される位相の異なる複数の周期性信号は、サイクルを計数するための処理回路に出力される。処理回路においては、入力された周期性信号から、例えば移動体の進行方向、位置、変位、変位速度などの情報を得ることができる。

例えば、特許文献１のエンコーダでは図１０のようにして信号を処理している。図１０のエンコーダには、原信号生成手段１が設けられている。原信号生成手段１は、位相が９０度ずつ異なる３相の擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、及び−ＣＡを出力する。これらの擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡは、それぞれ正弦波信号生成手段２に入力される。正弦波信号生成手段２は、抵抗分割による演算を行って、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡとは位相が異なる複数の擬似正弦波信号ｄ０〜ｄ７を生成する。これら擬似正弦波信号ｄ０〜ｄ７は、各信号の信号伝達時間を調整するためのインピーダンス整合手段５を経由して信号ｄ０’〜ｄ７’となり、２値化処理を行う比較手段３に出力される。比較手段３は、擬似正弦波信号ｄ０’〜ｄ７’を２値化信号Ｄ０〜Ｄ７に変換した後、これら２値化信号Ｄ０〜Ｄ７を信号逓倍手段４に出力する。信号逓倍手段４は、２値化信号Ｄ０〜Ｄ７から互いに位相の９０度異なる２相のエンコーダデジタル信号Ａ、Ｂを発生させる。
特開２００１−５６２３８号公報

特許文献１の手法では、位相が９０度ずつ異なる３相の擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡを直接、正弦波信号生成手段２に出力している。この場合、正弦波信号生成手段２において、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡから抵抗の比の通りに演算された疑似正弦波信号を生成するには、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡの基準となる電位が同一であることが望まれる。このようにすることにより、正弦波信号生成手段２で発生した位相が異なる複数の擬似正弦波信号ｄ０〜ｄ７の位相間隔は、抵抗比で設定した通りとすることができる。このとき、位相間隔が等しくなるように抵抗比を設定しておけば、擬似正弦波信号ｄ０〜ｄ７のそれぞれが基準電圧となるときの位相間隔が等しくなる。つまり、信号逓倍手段４における逓倍の精度が高くなる。

ここで、エンコーダを小型かつ安価とするために、エンコーダの構成をシンプルな構成とした場合、原信号生成手段１の中に設けられた電流電圧変換部や差動回路部ではオフセット電圧が発生すると共に、個々により発生するオフセット電圧の大きさが異なる場合がある。さらには、差動回路部では、電流電圧変換部の出力ａとａ（バー）、ｂとｂ（バー）に等しく含まれていると期待されるエンコーダヘッドとスケールとの変位により変化しない成分を除去するが、この除去する成分が異なることもある。このような場合には、差動回路部からの出力としての擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡのそれぞれの中心電圧がずれてしまうことになる。このように擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢ、−ＣＡの中心電圧にずれが生じると、正弦波信号生成手段２の出力信号ｄ０〜ｄ７の位相間隔を等しくするように抵抗比を設定しておいても、出力信号ｄ０〜ｄ７のそれぞれが基準電圧となるときの位相間隔が異なってしまう。比較手段３では基準電圧に対して２値化を行うため、信号逓倍手段の逓倍の精度が劣化してしまう。

例えば、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢの中心電圧が基準電圧とずれている場合、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢを基準電圧で２値化してエンコーダデジタル信号Ａ、Ｂとすると、これらエンコーダデジタル信号Ａ、Ｂの位相間隔は異なるため、これらエンコーダデジタル信号Ａ、Ｂは、精度の悪いエンコーダデジタル信号と言うことになる。これに対し、擬似正弦波信号ＣＡ、ＣＢの中心電圧が基準電圧と一致していれば、エンコーダデジタル信号Ａ、Ｂの位相間隔は等しくなり、精度の良いエンコーダデジタル信号を得ることができる。

本発明はこの点に注目し、エンコーダヘッドから出力される位相の異なる複数の周期性信号の中心電圧が異なったとしても、簡易な方法で精度の良いエンコーダデジタル信号を出力可能とするエンコーダを提供することを目的とする。

本発明は、光学的、磁気的、若しくは静電的な変位検出パターンを有するスケールと、前記変位検出パターンを検出して前記スケールとの相対移動による変位を検出するための位相が異なる少なくとも２相の周期性信号を出力するエンコーダヘッドとを有するエンコーダにおいて、前記スケールと前記エンコーダヘッドとの相対移動によって変化する成分が出力されない状態におけるエンコーダヘッドの出力から前記周期性信号の中心電圧のみを検出する中心電圧検出手段と、前記エンコーダヘッドの外部に設けられ、前記中心電圧検出手段で検出された中心電圧を所定の基準電圧に調整して合わせる基準値調整手段とを具備し、前記エンコーダヘッドは、前記光学的な変位検出パターンを検出するために使用する光源、前記磁気的な変位検出パターンを検出するために使用する抵抗、前記静電的な変位検出パターンを検出するために使用する容量の何れかを含み、前記中心電圧検出手段は、前記光源、前記抵抗、前記容量へのバイアスを停止させた状態での前記エンコーダヘッドの出力から、前記中心電圧のみを検出すると共に、前記エンコーダヘッドは、前記中心電圧のみを、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号の出力端子と同じ端子から前記エンコーダヘッドの外部に設けられた前記基準値調整手段に向けて出力することを特徴とする。
また、本発明は、磁気的若しくは静電的な変位検出パターンを有するスケールと、前記変位検出パターンを検出して前記スケールとの相対移動による変位を検出するための位相が異なる少なくとも２相の周期性信号を出力するエンコーダヘッドとを有するエンコーダにおいて、前記スケールと前記エンコーダヘッドとの相対移動によって変化する成分が出力されない状態におけるエンコーダヘッドの出力から前記周期性信号の中心電圧のみを検出する中心電圧検出手段と、前記中心電圧検出手段で検出された中心電圧を所定の基準電圧に調整して合わせる基準値調整手段とを具備し、前記エンコーダヘッドは、前記磁気的な変位検出パターンを検出するために使用する抵抗、前記静電的な変位検出パターンを検出するために使用する容量の何れかと、前記抵抗、前記容量の何れかからの出力を、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号へと処理する処理手段とを含み、前記中心電圧検出手段は、前記抵抗、前記容量の何れかと前記処理手段との接続を切断した状態での前記エンコーダヘッドの出力から、前記中心電圧のみを検出すると共に、前記エンコーダヘッドは、前記基準値調整手段に前記中心電圧のみを、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号の出力端子と同じ端子から出力することを特徴とする。

この第１の態様によれば、エンコーダヘッドから出力される周期性信号から、エンコーダヘッドとスケールとの変位に応じて変化しない中心電圧のみが中心電圧検出手段によって検出される。この中心電圧は一定でかつ所定の基準値若しくは所定の基準値からのずれ量を含む信号である。したがって、電圧を検出するだけで基準値からのずれ量が検出できる。また、中心電圧の検出は通常のエンコーダ信号検出時ではなくても、例えばエンコーダの組み立て後や、エンコーダへの電源供給がなされた直後に行うことができる。また、中心電圧の基準値からのずれを基準値調整手段によって基準値に調整して合わせることにより、エンコーダヘッドから基準値を中心とした周期性信号を出力させることが可能である。

本発明によれば、エンコーダヘッドから出力される位相の異なる複数の周期性信号の中心電圧が異なったとしても、簡易な方法で精度の良いエンコーダデジタル信号を出力可能とするエンコーダを提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係るエンコーダの構成図である。なお、図１のエンコーダは反射型の光学式エンコーダを示している。

図１に示すエンコーダは、エンコーダヘッド１０１と、所定の周期で配列された変位検出パターンが形成されたスケール１０２とから構成されている。ここで、スケール１０２は、エンコーダヘッド１０１に対して相対的に変位可能なように例えば移動体に取り付けられている。

エンコーダヘッド１０１は、光源１０３と、光源駆動回路１０４と、検出部１０５と、信号処理回路１０６とを有している。光源１０３は、干渉性を有する光線をスケール１０２に照射する。光源駆動回路１０４は、光源１０３を駆動するための駆動電流又は駆動電圧を光源１０３に供給する。検出部１０５は、光源１０３から出射された光線によってスケール１０２から投影されたパターンを受光して、受光したパターンの光量に比例した電流信号を発生する。ここで、検出部１０５は、例えば、それぞれ位相が９０度ずつ異なる４相の電流信号を発生するように４相分のフォトダイオードから構成されている。

信号処理回路１０６は、検出部１０５の４相分のフォトダイオードから出力された位相が９０度ずつ異なる４相の電流信号をそれぞれ電圧信号に変換し、位相が９０度ずつ異なる４相の電圧信号のうちで位相が１８０度ずつ異なる電圧信号同士を減算し、さらに場合によっては減算した信号を増幅することにより、位相が１８０度ずつ異なる電圧信号に略等しく含まれている成分を除去する。これにより、基準値Ｖｒｅｆを中心電圧とした少なくとも２相の周期性信号としてのエンコーダアナログ信号を出力する。この２相のエンコーダアナログ信号（Ａ相、Ｂ相）を図２（ａ）に示す。なお、信号処理回路１０６の構成によっては、信号処理回路１０６が出力する信号は２相に限られず、位相がそれぞれ９０度ずつ異なる２相〜４相の周期性信号となる。

ここで、第１の実施形態においては、エンコーダヘッド１０１から出力されるエンコーダアナログ信号の中心電圧が基準電圧Ｖｒｅｆからずれた場合に、中心電圧を基準値Ｖｒｅｆに合わせるようにする。このために、エンコーダヘッド１０１とスケール１０２の少なくとも何れかに中心電圧検出部１０７を設ける。そして、中心電圧検出部１０７によって、エンコーダヘッド１０１から出力されるエンコーダアナログ信号のうち、エンコーダヘッド１０１とスケール１０２との相対移動によって変化する成分が出力されないようにした状態でエンコーダアナログ信号のうちの中心電圧のみを検出する。つまり、中心電圧検出部１０７により、エンコーダヘッド１０１から出力される周期性信号のうちの中心電圧のみがエンコーダヘッド１０１の信号処理回路１０６から基準値調整回路１０８に出力され、この信号を基準値調整回路１０８において検出することができる。ここで、この中心電圧のみの信号は、図２の（ｂ）に示すＡ相、Ｂ相信号のような信号となる。

基準値調整回路１０８は、中心電圧検出部１０７の動作を有効にしたときにエンコーダヘッド１０１から出力される中心電圧のみの出力を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせる。

逓倍回路１０９は、位相が９０度異なる２相の周期性信号の１周期を分割した信号を得るための逓倍動作を行う。この逓倍回路１０９は、例えば抵抗分割方式の逓倍回路である。この場合、逓倍回路１０９は、抵抗列から構成されており、この抵抗列に基準値調整回路１０８を介して出力されたそれぞれ位相が９０度異なるエンコーダアナログ信号が入力される。逓倍回路１０９は、抵抗列の間から得られる信号を２値化し、論理処理することによって位相が９０度異なるエンコーダデジタル信号を得る。ここで、逓倍回路１０９を構成する抵抗列の抵抗比は、逓倍回路１０９に入力された位相が９０度ずつ異なる２相の信号の中間位相を希望する間隔で得られるように決定される。

なお、上述した基準電圧Ｖｒｅｆは、逓倍回路１０９における２値化の際の基準電圧のことを示し、例えば（電源電圧÷２）の大きさを有する。また、逓倍回路１０９の構成は、抵抗分割式の構成に限るものではなく、他の逓倍方法を用いた構成でも良い。

第１の実施形態で示すような構成によれば、エンコーダヘッド１０１から出力される２相の周期性信号の中心電圧が基準電圧Ｖｒｅｆからずれていたとしても、これら２相の周期性信号を逓倍回路１０９に入力する段階で周期性信号の中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに一致させている。このため、逓倍回路１０９で生成する中間位相の間隔が抵抗列で設定したとおりとなり、逓倍回路１０９から出力されるエンコーダデジタル信号の精度向上が実現できる。

また、第１の実施形態で示す構成では、エンコーダに中心電圧検出部１０７を構成することにより、エンコーダヘッド１０１とスケール１０２との間の相対位置変化による信号成分を検出しないようにするため、エンコーダヘッド１０１とスケール１０２とを実際の使用状態に設置したままで容易に中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせることができ、エンコーダが出力するデジタルエンコーダ信号の精度を高めることが可能である。

なお、第１の実施形態では、反射型の光学式エンコーダについて説明したが、透過式の光学エンコーダでも良い。またエンコーダヘッド１０１とスケール１０２とを磁気式又は容量式の構成に変更することにより、磁気式や容量式のエンコーダにおいても同様の効果を得ることが可能である。

また、第１の実施形態では、位相差が９０度異なるエンコーダアナログ信号について説明したが、エンコーダヘッド１０１から出力させるエンコーダアナログ信号の位相差は９０度に限定する必要はなく、任意の位相差の信号を任意の数だけ出力させても良い。

さらに、小型化や安価化のために、基準値調整回路１０８と逓倍回路１０９とを同一の半導体基板上に形成するようにしても良い。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。この第２の実施形態は、中心電圧検出部１０７の具体例である。第２の実施形態においては、図１の中心電圧検出部１０７をスケール１０２の一部分に構成することで実現する。この中心電圧検出部１０７が構成されたスケール１０２を図３に示す。図３に示すスケール１０２には、非反射部３０１と反射部３０２とで構成される変位検出パターンが形成されている。ここで、第２の実施形態においては、中心電圧検出部として、スケール１０２の一箇所以上に変位検出パターンの無い部分３０３が形成されている。

このような第２の実施形態の構成とすることにより、変位検出パターンの無い部分３０３にエンコーダヘッド１０１を配置したときに、エンコーダヘッド１０１において変位検出パターンに基づく信号成分が検出されない。つまり、エンコーダヘッド１０１の検出部１０５は、４相全てにおいて、変位検出パターンによる違いの無い信号を検出することになる。このため、エンコーダヘッド１０１からは、周期性を有するエンコーダアナログ信号のうちの中心電圧のみの信号が出力される。

ここで、変位検出パターンの無い部分３０３の反射率は、特に限定されるものでは無いが、反射部３０２と同程度の反射率とすることがより好ましい。このようにすることにより、エンコーダヘッド１０１から出力される中心電圧の信号には信号処理回路１０６のオフセット電圧による回路上のずれのみならず、エンコーダヘッド１０１自身の光学的構成、エンコーダヘッド１０１及びスケール１０２の位置関係などの光学的構成による各相の検出部１０５に入射する入射光の量の違いなどにより発生するずれも含まれるようになる。つまり、変位検出パターンの無い部分３０３の反射率を反射部３０２と同程度の反射率とすることにより、これらのずれを全て含む中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに調整することができるため、よりデジタルエンコーダ信号の精度の向上が期待できる。

なお、図３においては、変位検出パターンの無い部分３０３をスケール１０２上に構成していたが、スケール１０２以外に構成するようにしても良い。

また、第２の実施形態の手法は、反射型の光学式エンコーダに限らず、透過型の光学式エンコーダや、磁気式、容量式のエンコーダにおいてもそれぞれに対応したエンコーダヘッドやスケールを用いることで同様の効果を得ることが可能である。

［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施例の形態について説明する。この第３の実施形態は、中心電圧検出部１０７の別の具体例である。第３の実施形態においては、図１の中心電圧検出部１０７をエンコーダヘッド１０１に構成することで実現する。この第３の実施形態における中心電圧検出部１０７は、光源駆動回路１０４を制御して光源１０３からの光出力を停止させる機能を有する。

つまり、中心電圧検出部１０７の動作を有効にすると、光源１０３からの光出力が停止する。このとき、エンコーダヘッド１０１の出力は、図２の（ｂ）のような基準電圧Ｖｒｅｆからずれた一定の値となる。基準値調整回路１０８は、このエンコーダヘッド１０１の出力におけるずれを調整して基準電圧Ｖｒｅｆと一致させる。なお、エンコーダヘッド１０１からの信号におけるずれの量は、信号処理回路１０６のオフセット電圧に依存するものであり、ずれが無い場合もある。

このような調整が終了した後は、中心電圧検出部１０７の動作を無効にして光源１０３の光出力を開始させ、エンコーダヘッド１０１より位相の異なる周期的信号を出力させる。このときにエンコーダから得られる信号は、基準値調整回路１０８において中心電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに一致した状態の周期性信号となる。

以上のような第３の実施形態によれば、逓倍回路１０９における逓倍によって得られるエンコーダデジタル信号の精度を、中心電圧検出部１０７による光源１０３の光出力を停止させた状態でエンコーダヘッド１０１から出力される中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに調整することによって向上させることが可能である。

なお、第３の実施形態では、光源１０３を停止させるようにしているが、光源１０３とスケール１０２との間に遮光部材を設けるようにしたり、検出部１０５と信号処理回路１０６との接続をスイッチなどにより遮断したりするようにしても、光源１０３を停止させたのと同様の効果を得ることが可能である。また、磁気式や容量式のエンコーダにおいては、検出部１０５に設けられる抵抗や容量と信号処理回路１０６との接続を遮断するようにすれば良い。

［第４の実施形態］
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。第４の実施形態は、図１の基準値調整回路１０８の具体例である。図４は、基準値調整回路１０８の電気回路構成を示す図であり、加算回路４０１を含んで構成した基準値調整回路１０８を示す図である。なお、図４は、エンコーダアナログ信号のうちのＡ相信号に係る構成のみについて記しているが、実際にはエンコーダヘッド１０１からの出力数に応じて増加させる。例えば、図２（ａ）に示すような２相の信号の場合には、２個の基準値調整回路を設ける。

加算回路４０１においては、オペアンプ４０２の反転入力端子に抵抗４０３、４０４が接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗４０５が接続され、非反転端子に抵抗４０６、４０７が接続されている。また、抵抗４０３の開放端にはエンコーダヘッド１０１からＡ相信号が入力される。抵抗４０６の開放端には基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。さらに、抵抗４０７の開放端はＧＮＤに接続されている。また、抵抗４０４の開放端はバッファ４０８を介して抵抗４１０と抵抗４１１との接続点に接続されている。さらに、抵抗４１０の他端は電源電圧変化や環境変化に対して安定な電源４０９に接続され、抵抗４１１の他端はＧＮＤに接続されている。

図４のような構成において、中心電圧検出部１０７の動作を有効にした場合、図２（ｂ）で示したようなＡ相信号の中心電圧のみが加算回路４０１に入力される。このときの加算回路４０１の出力電圧を、例えば電圧計などによって測定し、この測定した電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとなるように抵抗４１０と抵抗４１１との間の電位を調整する。なお、この電位の調整は、例えば抵抗４１０と抵抗４１１とを、可変抵抗にて構成しておき、抵抗４１０と抵抗４１１の抵抗比を調整するようにすれば良い。勿論、電源４０９の電圧を可変としても良い。

このような中心電圧の調整後、中心電圧検出部１０７の動作を無効にしてエンコーダを動作させると、エンコーダヘッド１０１からエンコーダヘッド１０１とスケール１０２との相対変位に応じたＡ相信号が加算回路４０１入力される。ここで、Ａ相信号の中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせるような電圧が加算回路４０１において加算されるので、基準値調整回路１０８からは、中心電圧が基準電圧Ｖｒｅｆへと調整された状態のＡ相信号が出力される。これにより、逓倍回路１０９に入力されるエンコーダ信号の中心電圧を、全て基準電圧Ｖｒｅｆに一致させることができ、逓倍回路１０９から出力されるデジタルエンコーダ信号の精度の向上が期待できる。

ここで、加算回路４０１は、図５のように構成することもできる。例えば図５の加算回路４０１においては、オペアンプ５０３の反転入力端子に抵抗５０４が接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗５０５が接続されている。また、オペアンプ５０３の非反転入力端子には図４でも記した抵抗４１０と抵抗４１１との接続点がバッファを介さずに接続されている。抵抗４１０の他端は電源４０９に接続され、抵抗４１１の他端はＧＮＤに接続されている。

このような図５の構成においては、中心電圧検出部１０７を有効とした状態で、オペアンプ５０３の出力が基準電圧Ｖｒｅｆとなるように抵抗４１０と抵抗４１１との間の電位を調整することで、エンコーダアナログ信号の中心電圧を基準値Ｖｒｅｆに合わせることができる。

また図６の加算回路４０１は、エンコーダヘッド１０１が、位相が９０度ずつ異なる４相のエンコーダアナログ信号（Ａ相信号、Ｂ相信号、ＡＢ相信号、ＢＢ相信号）を出力できるように構成されている場合の基準値調整回路の構成について示した図である。この加算回路４０１においては、オペアンプ６０３の反転入力端子に抵抗６０４が接続され、反転入力端子と出力端子との間に抵抗６０５が接続されている。また、オペアンプ６０３の非反転入力端子には、抵抗６０６と抵抗６０７とが接続されている。抵抗６０４の開放端にはエンコーダヘッド１０１からＡＢ相信号が入力される。また、抵抗６０６の開放端にはエンコーダヘッド１０１からＡ相信号が入力される。さらに、抵抗６０７には、図４でも記した抵抗４１０と抵抗４１１との接続点がバッファ４０８を介して接続されている。抵抗４１０の他端は電源４０９に接続され、抵抗４１１の他端はＧＮＤに接続されている。

このような図６の構成においては、中心電圧検出部１０７を有効とした状態で、オペアンプ６０３の出力が基準電圧Ｖｒｅｆとなるようにバッファ４０８の出力を調整することで、逓倍回路１０９に出力されるエンコーダアナログ信号の中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとすることが可能であると共に、加算回路４０１に入力されるＡ相信号及びＡＢ相信号の両者に乗っている同相のノイズ成分を除去することも可能である。これにより逓倍回路１０９から出力されるエンコーダデジタル信号のさらなる精度の向上が可能である。

以上のような第４の実施形態においては、電圧計などの安価な測定器によって基準値調整回路１０８からの出力電圧を検出するだけで中心電圧の基準値からのずれ量を検出できる。なお、中心電圧の検出や中心電圧の調整は、例えばエンコーダの組み立て後や、エンコーダへの電源供給がなされた直後に行うことができる。

［第５の実施形態］
次に、本発明の第５の実施形態について説明する。この第５の実施形態では、図１の基準値調整回路１０８を図７のように構成している。なお、図７においても、エンコーダアナログ信号のＡ相信号１相分の構成のみ記している。また、加算回路は、図５で説明したものと同じ構成のものを用いる。図７の回路においては、電源電圧や環境に対して安定な電源７０９とＧＮＤとの間には複数の抵抗７１０、７１１、７１２、７１３が直列に接続されている。各抵抗の接続点にはそれぞれスイッチ７１４、７１５、７１６の一端が接続され、これらスイッチ７１４、７１５、７１６の他端は全て共通にオペアンプ５０３の非反転入力端子に接続されている。

このような構成において、中心電圧の調整時には、中心電圧検出部１０７を有効とした状態で、オペアンプ５０３の出力が基準電圧Ｖｒｅｆと一致若しくは最も近くなるように、スイッチ７１４、７１５、７１６のオンオフを切り替えて抵抗７１０、７１１、７１２、７１３の間の電位を設定する。

以上のような第５の実施形態によれば、逓倍回路１０９に出力するエンコーダアナログ信号の中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせる、若しくはより近い値とするための調整を、スイッチ７１４、７１５、７１６のオンオフの切替のみで実現できる。これにより、調整を容易とすることができる。また、逓倍回路１０９に出力されるエンコーダアナログ信号の電位レベルを検出し、この検出値をフィードバックするようにすれば、スイッチ７１４、７１５、７１６の切替作業を自動化することも可能である。ここで、自動化の際には、Ａ／ＤコンバータやＣＰＵといった規模が大きく高価な回路を用いる必要がなく、小規模でかつ安価に実現可能である。このような自動化のための構成は、例えば基準値調整回路に入力された（中心電圧の値）と（基準電圧＋合わせこみ範囲）とを比較する比較回路と、この比較回路における比較結果に従って各スイッチを切り替える論理回路と、中心電圧が（基準電圧＋合わせこみ範囲）内に入ったときにそのときの各スイッチの設定を記憶する記憶回路とを用いて簡単に構成可能である。

ここで、抵抗の数やスイッチの数は図７に示す３つに限るものではなく、これらの数を増やしていけば、より正確に中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせることが可能である。

また、抵抗７１０、７１１、７１２、７１３の間の接続点に基準電圧Ｖｒｅｆを入力できる端子を接続するようにしても良い。このような構成にすれば、基準電圧Ｖｒｅｆの入力端子が接続された点を基準として、基準の点から遠いスイッチほど調整量が大きくなる。このため、調整量のプラスとマイナスとが分かりやすくなる。

［第６の実施形態］
次に、本発明の第６の実施形態について説明する。この第６の実施形態における基準値調整回路１０８の回路構成を図８に示す。

図８に示すように、電流源８０１には、電源電圧変動や環境変動に対して安定な定電圧が供給されている。この電流源８０１内のトランジスタ８０１ａは同一のトランジスタサイズを有するトランジスタ８０３とともにカレントミラー回路を形成している。また、トランジスタ８０３はトランジスタ８０４に接続されており、このトランジスタ８０４はトランジスタ８０５とともにカレントミラー構成の電流源（吸い込み電流源）を形成している。ここで、トランジスタ８０５はトランジスタ８０４の２倍のトランジスタサイズを有している。このため、トランジスタ８０５にはトランジスタ８０３に流れる電流Ｉ１の２倍の大きさの電流Ｉ２が流れる。

さらに、トランジスタ８０５には、３つのトランジスタ８０８、８１８、８２８が接続されている。これらトランジスタのトランジスタサイズはそれぞれトランジスタ８０３に流れる電流Ｉ１と同じ大きさの電流Ｉ３が流れるように同一に構成されている。また、トランジスタ８０８にはトランジスタ８０６と、トランジスタ８０７及びインバータ８０９とが図に示すように接続され、トランジスタ８１８にはトランジスタ８１６と、トランジスタ８１７及びインバータ８１９とが図に示すように接続され、トランジスタ８２８にはトランジスタ８２６と、トランジスタ８２７及びインバータ８２９とが図に示すように接続されている。そして、トランジスタ８０６とインバータ８０９とはスイッチＳＷ１に接続され、トランジスタ８１６とインバータ８１９とはスイッチＳＷ２に接続され、トランジスタ８２６とインバータ８２９とはスイッチＳＷ３に接続されている。また、トランジスタ８０７、８１７、８２７はそれぞれ共通にトランジスタ８０１ａとトランジスタ８０３とで形成されるカレントミラー回路に接続されている。

ここで、図８のトランジスタ８０８、８１８、８２８、トランジスタ８０６、８１６、８２６、トランジスタ８０７、８１７、８２７、及びインバータ８０９、８１９、８２９によって、トランジスタ８０８、８１８、８２８からそれぞれＩ３の電流を流すような電流源（吐き出し電流源）を形成している。

さらに、トランジスタ８０８、８１８、８２８とトランジスタ８０５との接続点は、共通に電流・電圧変換回路８１０に接続されている。この電流・電圧変換回路８１０の出力は、加算回路８１１に接続されている。また、電流・電圧変換回路８１０には基準電圧Ｖｒｅｆが、加算回路８１１には基準電圧ＶｒｅｆとＡ相信号とがそれぞれ図に示すように入力される。

図８のような構成において、電流源８０１で発生した基準電流Ｉ１はトランジスタ８０１ａとトランジスタ８０３とで形成されるカレントミラー回路で折り返される。このカレントミラー回路で折り返された電流Ｉ１はトランジスタ８０４に入力される。

ここで、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の何れか１つがオンした場合には、トランジスタ８０８、トランジスタ８１８、トランジスタ８２８のうち、オンした１つのトランジスタからＩ３の電流がトランジスタ８０５に流れる。この場合、トランジスタ８０５にＩ２（＝２×Ｉ３）の電流が流れるように、電流・電圧変換回路８１０の出力端から電流Ｉ３と同じ大きさの電流がトランジスタ８０５に供給される。したがって、電流・電圧変換回路８１０の出力は、帰還抵抗をＲとするとＶｒｅｆ＋Ｉ３×Ｒとなる。

また、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のうち何れか２つがオンした場合には、トランジスタ８０８、トランジスタ８１８、トランジスタ８２８のうち、オンした２つのトランジスタからそれぞれＩ３の電流がトランジスタ８０５に流れる。また、トランジスタ８０５にはＩ２の電流が流れる。このため、電流・電圧変換回路８１０の出力はＶｒｅｆとなる。

さらに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のすべてがオンした場合には、トランジスタ８０５には電流Ｉ２（２×Ｉ３）が流れ、トランジスタ８０５に流せない１つ分の電流Ｉ３が電流・電圧変換回路８１０へ流れる。したがって、電流・電圧変換回路８１０の出力は、Ｖｒｅｆ−Ｉ３×Ｒとなる。

つまり、図８のような回路構成では、基準電圧Ｖｒｅｆを中心にプラス、マイナスＩ３×Ｒだけ変化する値を加算回路８１１に供給できることになる。

以上のような第６の実施形態の構成によれば、中心電圧検出部１０７の動作を有効としたときにエンコーダヘッド１０１からエンコーダアナログ信号の中心電圧のみを図８の基準値調整回路に出力させるようにし、加算回路８１１の出力が基準電圧Ｖｒｅｆに一致若しくは近くなるようにスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３をオンオフすることで、中心電圧の調整を行うことができる。これにより、中心電圧検出部１０７の動作を無効としたときに、逓倍回路１０９へは、中心電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに一致若しくは近い値となった状態のエンコーダアナログ信号を供給することが可能となる。したがって、逓倍回路１０９の出力するエンコーダデジタル信号は高い精度となる。

ここで、図８ではエンコーダＡ相信号の１相分の回路を示したが、全ての相に対して同様の構成を用いることができる。また図８では、スイッチの数を３つとしたが、さらに増加させることにより、より細かく中心電圧を基準電圧Ｖｒｅｆに合わせることが可能となる。例えば、スイッチの数を５つとした場合には、トランジスタ８０５のトランジスタサイズをトランジスタ８０４の３倍（つまり、Ｉ２＝３×Ｉ３となる）としておくことで、基準電圧Ｖｒｅｆを中心としてプラス、マイナス２×Ｉ３×Ｒまでの調整が可能である。さらに、電流Ｉ２の大きさを可変としても良い。つまり、図８の構成は吐き出し電流源の電流をスイッチで切り替える構成であるが、吸い込み電流源の電流を切り替える構成としても同様の効果が得られる。

また、第６の実施形態のような構成においても、逓倍回路１０９に出力されるエンコーダアナログ信号の電位レベルを検出しながら、スイッチを切り替える作業を自動化することも可能である。

［第７の実施形態］
次に、本発明の第７の実施形態について説明する。この第７の実施形態では、図７の基準値調整回路１０８の別の例を、図９を用いて示す。図７との違いは、スイッチ７１４、７１５、７１６にシフトレジスタ９２０、９２１、９２３の出力端子を接続した点である。このような構成により、シフトレジスタ９２０、９２１、９２３のＣｌｏｃｋ端子にクロックパルスが１回入力されるごとに、シフトレジスタ９２０、９２１、９２３の設定入力端子に設定されたスイッチのオンオフの設定が、スイッチ７１４、スイッチ７１５、スイッチ７１６に設定される。

以上のような第７の実施形態の構成によれば、多数のスイッチを設けた場合であってもスイッチ用の端子をたくさん設けなくて済む。スイッチ用の端子数が多くなると、設定入力する側の端子を占有してしまうことになる。また、小型化や安価化を狙って基準値調整回路１０８と逓倍回路１０９とを同一の半導体基板に形成した場合には、端子数が多い場合チップサイズが大きくなってしまうなどの不具合があるが、第７の実施形態のような構成によって端子数を減らすことができ、小型化や安価化に好適である。

なお、図９のようなシフトレジスタを図８のＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３に接続するようにしても良い。

以上実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形や応用が可能なことは勿論である。

さらに、上記した実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件の適当な組合せにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成も発明として抽出され得る。

本発明の第１の実施形態に係るエンコーダの構成図である。 エンコーダヘッドから出力される信号を示した図である。 本発明の第２の実施形態における中心電圧検出部としてのスケールを示した図である。 本発明の第４の実施形態における基準値調整回路の電気回路構成を示す図である。 加算回路の第１の変形例について示す図である。 加算回路の第２の変形例について示す図である。 本発明の第５の実施形態における基準値調整回路の電気回路構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態における基準値調整回路の電気回路構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態における基準値調整回路の電気回路構成を示す図である。 従来のエンコーダの構成を示した図である。

符号の説明

１０１…エンコーダヘッド、１０２…スケール、１０３…光源、１０４…光源駆動回路、１０５…検出部、１０６…信号処理回路、１０７…中心電圧検出部、１０８…基準値調整回路、１０９…逓倍回路

Claims (11)

1. 光学的、磁気的、若しくは静電的な変位検出パターンを有するスケールと、前記変位検出パターンを検出して前記スケールとの相対移動による変位を検出するための位相が異なる少なくとも２相の周期性信号を出力するエンコーダヘッドとを有するエンコーダにおいて、
   前記スケールと前記エンコーダヘッドとの相対移動によって変化する成分が出力されない状態におけるエンコーダヘッドの出力から前記周期性信号の中心電圧のみを検出する中心電圧検出手段と、
   前記中心電圧検出手段で検出された中心電圧を所定の基準電圧に調整して合わせる基準値調整手段と、
   を具備し、
   前記中心電圧検出手段は、前記変位検出パターンが検出されない位置に前記エンコーダヘッドを配置した状態での前記エンコーダヘッドの出力から、前記中心電圧のみを検出することを特徴とするエンコーダ。
2. 前記スケールは、前記変位検出パターンを有していない部分を少なくとも一箇所以上有しており、
   前記変位検出パターンが検出されない位置は、前記スケールの前記変位検出パターンを有していない部分であることを特徴とする請求項１に記載のエンコーダ。
3. 光学的、磁気的、若しくは静電的な変位検出パターンを有するスケールと、前記変位検出パターンを検出して前記スケールとの相対移動による変位を検出するための位相が異なる少なくとも２相の周期性信号を出力するエンコーダヘッドとを有するエンコーダにおいて、
   前記スケールと前記エンコーダヘッドとの相対移動によって変化する成分が出力されない状態におけるエンコーダヘッドの出力から前記周期性信号の中心電圧のみを検出する中心電圧検出手段と、
   前記エンコーダヘッドの外部に設けられ、前記中心電圧検出手段で検出された中心電圧を所定の基準電圧に調整して合わせる基準値調整手段と、
   を具備し、
   前記エンコーダヘッドは、前記光学的な変位検出パターンを検出するために使用する光源、前記磁気的な変位検出パターンを検出するために使用する抵抗、前記静電的な変位検出パターンを検出するために使用する容量の何れかを含み、
   前記中心電圧検出手段は、前記光源、前記抵抗、前記容量へのバイアスを停止させた状態での前記エンコーダヘッドの出力から、前記中心電圧のみを検出すると共に、
   前記エンコーダヘッドは、前記中心電圧のみを、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号の出力端子と同じ端子から前記エンコーダヘッドの外部に設けられた前記基準値調整手段に向けて出力することを特徴とするエンコーダ。
4. 磁気的若しくは静電的な変位検出パターンを有するスケールと、前記変位検出パターンを検出して前記スケールとの相対移動による変位を検出するための位相が異なる少なくとも２相の周期性信号を出力するエンコーダヘッドとを有するエンコーダにおいて、
   前記スケールと前記エンコーダヘッドとの相対移動によって変化する成分が出力されない状態におけるエンコーダヘッドの出力から前記周期性信号の中心電圧のみを検出する中心電圧検出手段と、
   前記中心電圧検出手段で検出された中心電圧を所定の基準電圧に調整して合わせる基準値調整手段と、
   を具備し、
   前記エンコーダヘッドは、
   前記磁気的な変位検出パターンを検出するために使用する抵抗、前記静電的な変位検出パターンを検出するために使用する容量の何れかと、
   前記抵抗、前記容量の何れかからの出力を、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号へと処理する処理手段と、
   を含み、
   前記中心電圧検出手段は、前記抵抗、前記容量の何れかと前記処理手段との接続を切断した状態での前記エンコーダヘッドの出力から、前記中心電圧のみを検出すると共に、
   前記エンコーダヘッドは、前記基準値調整手段に前記中心電圧のみを、前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号の出力端子と同じ端子から出力することを特徴とするエンコーダ。
5. 前記基準値調整手段は、前記中心電圧と前記所定の基準電圧との差を、前記中心電圧に加算することにより、前記中心電圧を前記所定の基準電圧に調整して合わせる加算手段を含むことを特徴とする請求項１乃至４の何れか１つに記載のエンコーダ。
6. 前記基準値調整手段は、一定の電位差の間に直列に接続された複数の抵抗を含み、
   前記加算手段は、前記複数の抵抗の間に直接、あるいはバッファを介して接続されることを特徴とする請求項５に記載のエンコーダ。
7. 前記抵抗は３つ以上直列に接続され、
   前記基準値調整手段は、一端が前記直列に接続された抵抗のそれぞれの接続点に接続され、他端が共通に前記加算手段の入力に接続される複数のスイッチを含むことを特徴とする請求項６に記載のエンコーダ。
8. 前記基準値調整手段は、
   基準電流を発生させる基準電流発生回路と、
   前記基準電流発生回路に接続され、前記基準電流発生回路で発生された基準電流を折り返すミラー回路と、
   前記ミラー回路に接続され、前記ミラー回路で折り返された基準電流の整数倍の電流が流れるように設定された吸い込み電流源と、
   前記吸い込み電流源に直列に接続され、前記吸い込み電流源に向けて電流を流す吐き出し電流源と、
   前記吸い込み電流源と前記吐き出し電流源との接続点にその入力端子が接続され前記加算手段にその出力端子が接続される電流電圧変換回路と、
   前記吸い込み電流源に流す電流の大きさと前記吐き出し電流源に流す電流の大きさの何れかを切り替えるスイッチと、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載のエンコーダ。
9. 前記スイッチには、シフトレジスタの出力が接続されることを特徴とする請求項７又は８に記載のエンコーダ。
10. 前記位相が異なる少なくとも２相の周期性信号の１周期を分割した信号を得るための逓倍手段を更に具備することを特徴とした請求項１乃至９の何れか１つに記載のエンコーダ。
11. 少なくとも前記逓倍手段と前記基準値調整手段とは、同一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項１０に記載のエンコーダ。

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