JP5563923B2 - 電力変換装置及びモータ駆動制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置及びモータ駆動制御装置に係り、特に直流電力を変換して交流モータを駆動する際に電力変換を行う電力変換装置及びこの電力変換装置を備えたモータ駆動制御装置に関する。

従来、単相ブラシレスモータを駆動する制御方式として、回路構成が安価で効率の高い１８０度通電方式が用いられている（たとえば、特許文献１参照）。この１８０度通電方式は、ホール素子などの磁極位置検出素子を用いてロータの磁極位置を検出し、インバータ装置のスイッチング素子をオン／オフさせ、各相の巻線に電流を流してモータを駆動する。
しかし、通電する相を切り替える際にトルクリップルが発生し、振動や騒音を発することとなる。この現象は、特に低回転域において、顕著に表れる。

この問題に対し、ロータの回転位置に同期してインバータ回路を構成する直列に接続されたスイッチング素子のうち、高電位側に配置されたスイッチング素子と、低電位側に配置されたスイッチング素子と、を交互に動作させ、正弦波状の変調波信号を生成し、モータ巻線に流れる電流を正弦波状とする制御方式がある。しかし、ロータ位置検出に高価なエンコーダやレゾルバを必要とし、位置検出信号をマイクロコンピュータに入力するためのインタフェース回路は、部品を多数必要とするので、１８０度通電方式と比較して高価になってしまうという問題点があった。

また、モータ回転数は、モータに印加される電圧と、当該モータが有する誘起電圧定数の積で決まることから、モータの回転数を上げる場合には、電源電圧を上げるか、あるいは、バッテリなどの電源系統の変更は費用がかかるので電源電圧をそのままに昇圧コンバータを用いて昇圧する手法を採っていた。
いずれにしても、電力変換装置の波形をとらえると、高電位側電源および低電位側電源間の電圧を直列接続されたスイッチング素子をＰＷＭ制御して、矩形波信号を出力している。

特開２０００−１６６２８５号公報

このとき、スイッチング素子およびこのスイッチング素子と並列に接続されたフライホイールダイオードの損失は、主として導通損失、スイッチング損失、ダイオード導通損失、ダイオード逆回復損失などがある。
導通損失やダイオード導通損失は、主に通電電流と、内部抵抗で決まり、スイッチング損失とダイオード逆回復損失は、通電電流、印加電圧、スイッチング周波数で定まることとなる。
ところで、正弦波波形を一定電圧の矩形波形で擬似的に形成する場合には、正弦波の電圧を超えた領域の電力は無駄に消費されることとなる。

したがって、この正弦波の電圧を超えた領域の電力を削減することで、電力消費を抑制するために、引用文献１記載の技術は、電源電圧を昇降圧コンバータで出力するインバータ波形に合わせて、全波波形を出力し、電力損失の低減を図っていた。
ここで、商用電源のように周波数が固定されたものに対しては、コンバータ回路が出力する全波整流信号の周波数は一定であり、インバータ回路の出力信号の周波数も一定であるので、インバータ回路の振幅を制御すれば、所望の正弦波形を有する出力信号を出力することが可能となる。
しかしながら、単相交流モータのように使用状況によって回転数が変動すると、コンバータの出力する全波整流波形およびインバータの出力波形は、実際のモータに必要とされる駆動波形と同期しないものとなり、所望の回転数あるいはトルクを得ることができなくなる。
そこで、本発明の目的は、駆動状態が変化する単相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることにある。

上記課題を解決するため、本発明は、直流電源から供給された電力を変換し、単相交流モータに駆動電力として供給する電力変換装置において、スイッチング素子を有し前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、スイッチング素子を有し前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、前記単相交流モータの回転状態および設定された前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する、ことを特徴としている。

上記構成によれば、コンバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換してインバータ回路に出力する。
インバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給する。
これにより、単相交流モータが回転すると、周波数制御信号出力部は、前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を制御部に出力する。
これらの結果、制御部は、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する。
したがって、コンバータ回路とインバータ回路とは、単相交流モータの回転状態および設定された目標回転状態に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。

また、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力するので、磁極位置検出器は、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する。
これにより、周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する。したがって、周波数制御信号は、徐々に単相交流モータの回転状態と目標回転状態とが近づくように制御される。

また、本発明は、上記構成において、前記制御部は、前記コンバータの全波整流信号の周期が、前記単相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるように制御することを特徴としている。上記構成によれば、コンバータの全波整流信号は、単相交流モータの回転数に同期した状態となり、スイッチング素子の損失を低減できる。

また、本発明は、直流電源と、前記直流電源から供給された電力を変換する電力変換装置と、前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する単相交流モータと、を備えたモータ駆動制御装置において、前記電力変換装置は、前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する、ことを特徴としている。

上記構成によれば、コンバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換してインバータ回路に出力し、インバータ回路は、スイッチング素子を用いて前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するので、単相交流モータが回転すると、周波数制御信号出力部は、前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を制御部に出力する。
また、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力するので、磁極位置検出器は、前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する。
これにより、周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する。
これらの結果、制御部は、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御することとなり、コンバータ回路とインバータ回路とは、単相交流モータの回転状態および設定された目標回転状態に基づいて、同期して動作することとなり、スイッチング素子の損失を低減でき、ひいては、スイッチング素子や放熱器の小型化が図れる。

本発明によれば、駆動状態が変化する単相交流モータを駆動するに際して、スイッチング素子の損失を低減し、スイッチング素子や放熱器の小型化を図ることができるという効果を奏する。

第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。 第１実施形態の効果の説明図である。 単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を３０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。 単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を６０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、実施形態のモータ駆動制御装置としてのハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、直流電源として機能するバッテリ１１と、バッテリ１１からの供給電力の電圧の昇降圧を行うコンバータ回路１２と、コンバータ回路１２の動作制御を行うコンバータ制御部１３と、コンバータ回路１２からの供給電力の直流／交流変換を行って単相交流モータ１５に供給するインバータ回路１４と、コンバータ制御部を介して入力されるインバータ制御信号に基づいて、インバータ回路１４の制御を行うインバータ制御部１６と、単相交流モータ１５の磁極位置を検出する磁極位置検出センサ１７と、磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて、単相交流モータの回転速度を検出して位置速度検出信号を出力する磁極位置速度検出器１８と、磁極位置速度検出器１８が出力した位置速度検出信号の低周波成分を通過させてインバータ回路１４が出力しているモータ駆動信号の周波数に相当する駆動周波数信号Ｓｖを出力するロウパスフィルタ（ＬＰＦ）１９と、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓを出力する加算器２０と、を備えている。
ここで、コンバータ回路１２、コンバータ制御部１３、インバータ回路１４、インバータ制御部１６及び加算器３０は、電力変換装置を構成している。

コンバータ回路１２は、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉを平滑するための１次平滑コンデンサ２１と、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２２Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２２Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２２Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２２Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２３Ｌが接続されている。

また、コンバータ回路１２は、リアクトルであるコイル２４と、このコイル２４の後段に設けられ、入力電圧の昇降圧を行うチョッパ回路を構成する高電位側トランジスタ２５Ｈと、チョッパ回路を構成するとともに、高電位側トランジスタ２５Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ２５Ｌと、を備えている。
さらに、高電位側トランジスタ２５Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２５Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード２６Ｌが接続されている。
また、コンバータ回路１２は、その全波整流信号ＳＣを平滑するための２次平滑コンデンサ２７を備えている。

コンバータ制御部１３は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを出力する絶対値（ＡＢＳ）回路４１と、コンバータ制御信号Ｖｓをそのまま出力する第１バッファ４２と、絶対値回路４１の出力である基準信号Ｖｒｅｆをそのまま出力する第２バッファ４３と、バッテリ１１の出力電圧Ｖｉに対する基準信号Ｖｒｅｆの電圧比（＝Ｖｒｅｆ／Ｖｉ）を求める第１演算回路６１と、基準信号Ｖｒｅｆとバッテリ１１の出力電圧Ｖｉとの電圧差と、基準信号Ｖｒｅｆの電圧との電圧比（＝１−Ｖｉ／Ｖｒｅｆ）を求める第２演算回路６２と、コンバータ回路１２を構成している２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍに基づいて、ＰＩ制御（比例積分制御）を行い、目標電圧に対するフィードバック量に相当するフィードバック信号を出力するＰＩ制御回路５０と、第１演算回路６１の出力信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第１加算器４４と、第２演算回路６２の出力に信号にＰＩ制御回路５０のフィードバック信号を加算して出力する第２加算器４５と、第１加算器４４の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧するために高電位側トランジスタ２２Ｈ及び低電位側トランジスタ２２Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第１コンパレータ４６と、第１コンパレータ４６の出力を反転して低電位側トランジスタ２２Ｌのベースに供給する反転回路４７と、第２加算器４５の出力と、所定の三角波と、の差をとってバッテリ１１の電圧Ｖｉを昇圧あるいは降圧したコンバータ回路の出力である全波整流波形の周波数をコンバータ制御信号Ｖｓに対応する所定の周波数とするために高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌをオン／オフさせるためのタイミング信号（矩形信号）を生成する第２コンパレータ４８と、第２コンパレータ４８の出力を反転して低電位側トランジスタ２５Ｌのベースに供給する反転回路４９と、を備えている。

インバータ回路１４は、高電位側トランジスタ３１Ｈと、高電位側トランジスタ３１Ｈに直列に接続された低電位側トランジスタ３１Ｌと、高電位側トランジスタ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｈと、低電位側トランジスタ２２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３２Ｌと、低電位側トランジスタ３１Ｌと同時にオン／オフする高電位側トランジスタ３３Ｈと、高電位側トランジスタ３１Ｈと同時にオン／オフする低電位側トランジスタ３３Ｌと、高電位側トランジスタ３３Ｈのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｈと、低電位側トランジスタ３３Ｌのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように接続されたフリーホイールダイオードとしてのダイオード３４Ｌと、を備えている。ここで、高電位側トランジスタ３１Ｈのエミッタと低電位側トランジスタ３１Ｌの中間接続点に単相交流モータ１５の一方の端子が接続され、高電位側トランジスタ３３Ｈのエミッタと低電位側トランジスタ３３Ｌの中間接続点に単相交流モータ１５の他方の端子が接続されている。

インバータ制御部１６は、コンバータ回路１２の２次平滑コンデンサ２７の電圧Ｖｍ及びコンバータ制御信号Ｖｓに基づいて、インバータ制御信号を生成し出力する制御量算出部５４と、制御量算出部５４の出力信号と所定の三角波との差に基づいて、インバータ回路１４を駆動するための駆動信号（矩形信号）を出力するコンパレータ５１と、コンパレータ５１の出力信号を反転して低電位側トランジスタ３１Ｌのベースに供給する反転回路５２と、コンパレータ５１の出力信号を反転して高電位側トランジスタ３３Ｈのベースに供給する反転回路５３と、を備えている。
磁極位置検出センサ１７は、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第１ホールセンサ１７Ａと、第１ホールセンサ１７Ａとは、所定の電気角だけ離間された位置に配置され、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出する第２ホールセンサ１７Ｂと、を備えている。
磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、単相交流モータの回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号を出力する。

ここで、具体的な動作説明に先立ち、本実施形態が解決しようとする課題について説明する。
図２は、出力信号波形の説明図である。
インバータ回路１４は、図２（ａ）に示すコンバータ回路１２から出力される全波整流信号ＳＣに基づいて、ＤＣ／ＡＣ変換を行い、動作安定状態においては、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数を有する、モータ駆動信号ＳＩを出力することとなる。
もっとも理想的な状態におけるモータ駆動信号ＳＩを図２（ｂ）に示す、符号ＳＩＴで表すとすると、インバータ回路１４はモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化するようにモータ駆動信号ＳＩとして、矩形波信号を出力することとなる。

しかしながら、単相交流モータ１５の回転数が変化している状態においては、必ずしもモータ駆動信号ＳＩの電圧が理想的なモータ駆動信号ＳＩＴを表す曲線に沿って変化することができず、たとえば、図２（ｂ）に示すモータ駆動信号ＳＩＸのように、理想的なモータ駆動信号ＳＩＴとは、ずれてしまい、所望のモータ回転数あるいは所望のモータトルクを得ることができないこととなる。
そこで、本実施形態においては、磁極位置速度検出器１８が磁極位置検出センサ１７の出力信号に基づいて出力した位置速度検出信号に基づいて、コンバータ回路１２の全波整流信号ＳＣの周波数を理想的な状態に制御して、単相交流モータ１５の回転数が遷移しているような状況でも理想的なモータ駆動信号ＳＩを出力するようにしている。

動作安定状態においては、上述したように、モータ駆動信号ＳＩの周波数は、全波整流信号ＳＣの周波数の１／２の周波数となっているため、本実施形態では、コンバータ制御信号Ｖｓとして、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃと、インバータ回路１４のモータ駆動信号ＳＩに対応する駆動周波数信号Ｓｖと、を加算した信号を出力している。
この結果、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をνとし、駆動周波数信号Ｓｖに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数をν＋Δνとすると、コンバータ制御信号Ｖｓに相当するモータ駆動信号ＳＩの周波数νｘは、次式で表される。
νｘ＝（ν＋ν＋Δν）／２
＝ν＋Δν／２
となる。すなわち、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされ、単相交流モータ１５は、所望の回転速度あるいは所望のトルクを得ることが可能となる。

次に具体的な動作を説明する。
初期状態においては、単相交流モータ１５が停止状態（すなわち、実際の単相交流モータ１５の周波数＝０）にあるものとする。
まず、図示しないＥＣＵから駆動周波数制御信号Ｓｖｃが入力されると、加算器２０は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃをそのままコンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ制御部１３に出力する。
これによりコンバータ制御部１３の絶対値（ＡＢＳ）回路４１は、コンバータ制御信号Ｖｓの絶対値信号である基準信号Ｖｒｅｆを第１演算回路６１および第２演算回路６２に第１バッファ４２を介して出力する。

このとき、第１演算回路６１および第２演算回路６２の演算結果に基づいて、単相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てる場合には、高電位側トランジスタ２２Ｈ及び高電位側トランジスタ２５Ｈは、オン状態となり、実効的にコンバータは動作していない状態で、バッテリ１１の電圧が２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加されることとなる。また、単相交流モータ１５がバッテリ１１の放電電圧で所望の回転数が保てない場合には、昇圧が必要となるので、第１演算回路６１の演算結果に基づき、高電位側トランジスタ２２Ｈはオン状態、低電位側トランジスタ２２Ｌはオフ状態である。このとき、高電位側トランジスタ２５Ｈ及び低電位側トランジスタ２５Ｌは、昇圧する電圧に応じたタイミングで交互にオン／オフを繰り返し、コイル２４と共働して、バッテリ１１の電圧を昇圧して、２次平滑コンデンサ２７を介してインバータ回路１４に印加することとなる。

これにより、インバータ制御部１６は、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに対応する周波数を有する周波数で、インバータ回路１４を制御することとなる。
そして、単相交流モータ１５は、インバータ回路１４により印加された電圧及び周波数で駆動されることとなる。
続いて、磁極位置検出センサ１７の第１ホールセンサ１７Ａ及び第２ホールセンサ１７Ｂは、単相交流モータ１５の磁極の回転に伴う磁界の変化を検出して、検出信号を磁極位置速度検出器１８に出力する。
磁極位置速度検出器１８は、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、単相交流モータ１５の回転速度（＝インバータ回路１４の出力信号の周波数に比例）に対応する回転速度検出信号をＬＰＦ１９に出力する。

続いて、ＬＰＦ１９は、回転速度検出信号のノイズ成分などの高域成分を除去して加算器２０に駆動周波数信号Ｓｖとして出力する。
この結果、加算器２０は、図示しない車両のＥＣＵから入力されるインバータ回路１４の出力周波数を制御するための駆動周波数制御信号Ｓｖｃを駆動周波数信号Ｓｖに加算してコンバータ制御信号Ｖｓとして出力する。
このときのコンバータ制御信号Ｖｓは、上述したように、実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数との中間の値を次回の目標周波数とすることとなるので、徐々に実際のモータ駆動信号ＳＩの周波数と、駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数と、の差が少なくなるように制御がなされる。

具体的には、単相交流モータ１５が４極対モータであり、磁極位置速度検出器１８が、第１ホールセンサ１７Ａおよび第２ホールセンサ１７Ｂの出力に基づいて、得られた単相交流モータ１５の回転速度が３０３０ｒｐｍであり、図示しない車両のＥＣＵから入力される駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する単相交流モータ１５の回転速度が３０００ｒｐｍであったとすると、
駆動周波数信号Ｓｖに相当する周波数＝３０３０／６０×４
＝２０２［Ｈｚ］
となり、
駆動周波数制御信号Ｓｖｃに相当する周波数＝３０００／６０×４
＝２００［Ｈｚ］
となる。

したがって、コンバータ制御信号Ｖｓとしてコンバータ回路１２の全波整流信号の周波数が４０２［Ｈｚ］となるように設定されることとなる。
このことは、単相交流モータ１５の回転数の電気角の周期の倍の周期でコンバータ回路１２の全波整流波形を制御することとなる。
この結果、インバータ回路１４としては、ＳＩの周波数が、現在の周波数である２０２［Ｈｚ］と目標となる周波数である２００［Ｈｚ］の中間の２０１［Ｈｚ］となるように制御がなされることとなる。
よって、徐々に実際の単相交流モータ１５の回転数に合わせてコンバータ回路１２の全波整流波形を得ることができるとともに、これに同期したインバータ回路１４の出力信号を得ることができるので、単相交流モータ１５を所望の回転数（回転速度）あるいは所望のトルクで駆動することが可能となり、スイッチング素子損失の低減が図れることとなる。

図３は、単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を３０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。
また、図４は、単相交流モータが単相４極対モータであり、回転速度を６０００ｒｐｍにする場合の波形説明図である。
図３および図４のいずれの場合においても、全波整流信号ＳＣと、この全波整流信号ＳＣの１／２の周波数を有するモータ駆動信号ＳＩは、完全に同期して出力されており、単相交流モータ１５を所望の回転数（回転速度）あるいは所望のトルクで駆動できていることがわかる。この結果、スイッチング素子損失の低減が図れ、スイッチング素子の小型化や、放熱器の小型化が可能となる。

以上の説明では、コンバータ回路１２において、コイル２４の上流側には、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２２Ｈ、２２Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。

同様に、コンバータ回路１２において、コイル２４の下流側には、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタの対を、２個のトランジスタ２５Ｈ、２５Ｌと並列に、一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合にも、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。

また、以上の説明では、詳細に述べなかったが、高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。

１０ 電力供給装置
１１ バッテリ
１２ コンバータ回路
１３ コンバータ制御部（制御部）
１４ インバータ回路
１５ 単相交流モータ
１６ インバータ制御部（制御部）
１７ 磁極位置検出センサ
１７Ａ 第１ホールセンサ
１７Ｂ 第２ホールセンサ
１８ 磁極位置速度検出器
１９ ＬＰＦ
２０ 加算器（周波数制御信号出力部）
２１ １次平滑コンデンサ
２２Ｈ 高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２２Ｌ 低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｈ 高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２５Ｌ 低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
２７ ２次平滑コンデンサ
３０ 加算器
３１Ｈ 高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３１Ｌ 低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｈ 高電位側トランジスタ（スイッチング素子）
３３Ｌ 低電位側トランジスタ（スイッチング素子）
４１ 絶対値回路
４２ 第１バッファ
４３ 第２バッファ
４４ 第１加算器
４５ 第２加算器
４６ 第１コンパレータ
４７ 反転回路
４８ 第２コンパレータ
４９ 反転回路
５０ ＰＩ制御回路
５１ コンパレータ
５２ 反転回路
５３ 反転回路
５４ 制御量算出部
６１ 第１演算回路
６２ 第２演算回路
ＳＣ 全波整流信号
ＳＩ モータ駆動信号
ＳＩＴ モータ駆動信号
ＳＩＸ モータ駆動信号
Ｓｖ 駆動周波数信号
Ｓｖｃ 駆動周波数制御信号
Ｖｓ コンバータ制御信号
νｘ 周波数

Claims (3)

1. 直流電源から供給された電力を変換し、単相交流モータに駆動電力として供給する電力変換装置において、
   スイッチング素子を有し、前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
   スイッチング素子を有し、前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、
   前記単相交流モータの回転状態および設定された前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、
   前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、
   前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、
   前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する、ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、前記コンバータの全波整流信号の周期が、前記単相交流モータの回転数の電気角の周期の倍となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
3. 直流電源と、前記直流電源から供給された電力を変換する電力変換装置と、前記電力変換装置から供給された電力を駆動電力として動作する単相交流モータと、を備えたモータ駆動制御装置において、
   前記電力変換装置は、前記直流電源からの供給電力の電圧を全波整流により中間電圧に変換して出力するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の出力信号に同期して当該出力信号の直流／交流変換を行って前記単相交流モータに供給するインバータ回路と、
   前記単相交流モータの回転状態および前記単相交流モータの目標回転状態に基づいて前記コンバータ回路の出力信号の周波数を制御する周波数制御信号を出力する周波数制御信号出力部と、
   前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、前記周波数制御信号に基づいて、前記コンバータ回路および前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、
   前記単相交流モータの磁極位置に基づいて前記単相交流モータの実際の回転状態を検出する磁極位置検出器を有し、
   前記周波数制御信号出力部は、前記磁極位置検出器により検出された前記単相交流モータの実際の回転状態に対応する前記インバータ回路の出力信号の周波数と、目標の周波数と、を加算した周波数に相当する前記周波数制御信号を出力する、ことを特徴とするモータ駆動制御装置。

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