JP5923386B2 - コンバータ装置及び、これを用いたモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、コンバータ装置及び、これを用いたモータ駆動装置について、特に永久磁石同期モータを可変速駆動するモータ駆動装置に対して、三相交流電源の整流動作と直流電圧の昇圧動作を行う整流回路の制御に関する。

永久磁石同期モータ（以下モータと称す）は、誘導モータに比べて高効率な特性を有するため、家電製品から産業機器あるいは電動車両分野へと適用範囲が広がっている。

また、上記機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動きに伴い、通常運転領域での効率向上（低中速域の高効率化）が要望される反面、機器の使用感を向上させるために高出力化（高速域の駆動範囲拡大）も同時に要望される。

例えば、家電製品のエアコンの場合、省エネルギーの指標であるＡＰＦ（通年エネルギー消費効率）の向上と、高出力化の指標である低温暖房能力（外気温２℃での暖房能力）の向上の両立が要求される。

モータ駆動装置による高効率化（特に低中速域）の手段としては、モータの低速設計化（磁石量及び巻線増加）があるが、モータを低速設計すると、高速域で発生する誘起電圧が増大するため、高速駆動化が困難になり、効率が大幅に低下することが懸念される。

そこで、低速設計されたモータを高速駆動する手段の一つとして、直流電圧を昇圧する方式がある。本方式は、整流回路に昇圧チョッパ回路を追加して高速スイッチング動作を行うことにより直流電圧を昇圧するため回路損失が増加する。

この課題を解決する手段として、特許文献１が提案されている。特許文献１は、三相整流回路に双方向スイッチとダイオード及びコンデンサを追加することで全波整流と倍電圧整流を切替える構成とし、直流電圧を変化させている。

また観点が異なるが、別の方式として、特許文献２が提案されている。特許文献２は、三相整流回路に、電源をリアクトルを介して短絡する三つの双方向スイッチ回路を追加し、それぞれの双方向スイッチを電源電圧の位相に応じて動作させることで、電源電流の高調波を抑制する方式が記載されている。

特開平５−１６８２４３号公報 特開２００４−１６６３５９号公報

川端ら著 「位置センサレス・モータ電流センサレス永久磁石同期モータに関する検討」平成１４年電気学会 産業応用部門大会 Ｎo.１７１ ２００２年

上記特許文献１の方法によれば、本方式はスイッチング動作を用いずに直流電圧の変更が可能であるのでスイッチング損失は増加しない。しかし、全波整流と倍電圧整流を切替える方式のため、直流電圧値は全波整流電圧と倍電圧整流電圧の二つの値しか選択しない。言い換えると、直流電圧を自由に可変できない。また、三相整流回路にダイオードを各相１個追加した構成となっているので、全波整流時には追加したダイオードの損失が余分に発生する。

また、特許文献２の方法によれば、電源電圧の隣り合う相の電圧が一致する位相の前後で、電源半周期に１回もしくは複数回短絡動作を行う方式であり、高調波の抑制が可能である。しかし、直流電圧の昇圧には限界があり、特許文献１のように倍電圧整流電圧までの昇圧はできない。

したがって、特許文献１、２の方法では、全波整流電圧から倍電圧整流電圧までの幅広い電圧変化を自由に制御できる整流回路がなく、広範囲に高効率で可変速駆動するモータ駆動装置への適用には不十分である。

そこで本発明の目的は、三相交流電源の整流回路において、全波整流電圧から倍電圧整流電圧までの幅広い電圧変化を自由に制御できる整流回路方式の提案であり、現状提案されている方式よりも更なる高効率化と広範囲駆動化の両立を可能とすることにある。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。
本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、「三相交流電源に接続された三相ダイオードブリッジと、該三相ダイオードブリッジの直流側と負荷側との間に設けられ、直列接続された平滑コンデンサと、前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、を備え、前記三相交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置において、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列接続された平滑コンデンサの中点の間に設けられ、前記三相交流電源の各相毎に導通するようにスイッチングを行うスイッチ手段と、前記スイッチ手段を制御する制御部と、を備え、該制御部は、前記検出手段により検出される前記三相交流電源の何れかの相の電圧が最大もしくは最小となる期間に、その相が導通するように前記スイッチ手段を制御すること」を特徴とする。

本発明によれば、三相交流電源の整流回路において、全波整流電圧から倍電圧整流電圧までの幅広い電圧変化を自由に制御でき、かつ更なる高効率化を図ることが可能となる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１のモータ駆動装置の基本構成図である。 実施例１のスイッチ回路構成図である。 実施例１のスイッチ回路の導通タイミング説明図である。 実施例１のスイッチ回路停止（全波整流動作）時のシミュレーション波形である。 実施例１のスイッチ回路動作（倍電圧整流動作）時のシミュレーション波形である。 実施例１のスイッチ回路動作（導通幅変更例１）時のシミュレーション波形である。 実施例１のスイッチ回路動作（導通幅変更例２）時のシミュレーション波形である。 実施例２のスイッチ回路構成図１である。 実施例２のスイッチ回路構成図２である。 実施例２のスイッチ回路の導通タイミング説明図である。 実施例２のスイッチ回路動作（倍電圧整流）時のシミュレーション波形である。 実施例３のモータ駆動装置の動作説明図１である。 実施例３のモータ駆動装置の動作説明図２である。

以下、図面を用いて本発明の実施例について説明する。

以下、図１から図７を用いて本発明の第１の実施例を説明する。先ず図１〜図３を用いて基本回路構成と動作について説明する。図１は実施例１のモータ駆動装置の基本構成図である。

図１は、三相交流電源１に接続される、三相交流リアクトル２と、三相ダイオードブリッジ回路３と、前記三相ダイオードブリッジ回路３の直流側とモータ６を駆動するインバータ回路５の間に設ける直列接続された平滑コンデンサ４と、前記三相ダイオードブリッジ回路３の交流側と前記直列接続された平滑コンデンサ４の中点の間に設ける各相に対応した双方向スイッチ回路９と、前記三相交流電源１の電圧位相を検出する電圧位相検出手段８と、前記インバータ回路５に流れる直流電流を検出する電流検出手段７と、前記インバータ回路５と前記双方向スイッチ回路９を制御する制御回路１０から構成されたモータ駆動装置である。

なお、図１においてインバータ回路５をインバータ装置と呼び、インバータ回路５より左側の回路をコンバータ装置と呼ぶと本実施例のモータ駆動装置は、三相交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置と、該直流電圧を所望の交流電圧に変換してモータに供給するインバータ装置と、を備えたものである。

ここで、前記モータ６は永久磁石同期モータとし、前記インバータ回路５は、前記制御回路１０からのＰＷＭ信号１０Ａに従って任意の交流電圧を発生してモータ６を駆動する半導体素子から構成された回路である。電圧位相検出手段８は、分圧抵抗から構成されており、前記三相交流電源の電圧検出値（Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎ）を前記制御回路１０に入力している。

制御回路１０は、半導体演算素子及び半導体回路（アナログ回路及びデジタル回路）からなり、前記三相交流電源の電圧検出値（Ｖｒｎ、Ｖｓｎ、Ｖｔｎ）から前記三相交流電源１の電圧位相を演算する手段と、前記インバータ回路５を用いてモータ６を制御するモータ制御手段と、前記双方向スイッチ回路９を制御する整流回路制御手段を具備している。

ここで、モータ制御手段は、電流検出手段７からの電流情報を基に前記モータ６の位置センサレス・モータ電流センサレスベクトル制御を行う制御手法であり、詳細は非特許文献１に記載されている。

但し、本実施例では、モータ及びモータ制御手法を限定するものではない。言い換えると、前記モータ６は誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータ及びスイッチドリラクタンスモータ等でも可能であり、モータ制御手法も接続されたモータに合致した制御手法を適用することが可能である。更に、本実施例では、センサレス制御を一例として示して説明しているが、センサの有無を限定するものではない。

図２に双方向スイッチ回路９の構成を示す。本回路は、単相ダイオードブリッジ回路（９１Ａ、９１Ｂ、９１Ｃ）とスイッチ素子（９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ）から構成されており、スイッチ素子（９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ）を導通させると、端子Ｐｒ（Ｐｓ、Ｐｔ）と端子Ｐｃ間に双方向の電流が流れる回路構成となっている。ここで、Ｇｒ、Ｇｓ、Ｇｔはスイッチ素子（９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ）のゲート信号（図３参照）を示している。

図３に電源電圧波形（相電圧）と双方向スイッチ回路９の導通タイミング（ゲート信号）を示す。本実施例は、図３に示す通り、三相交流電源１の各相の電圧が最大もしくは最小となる期間に、その相に接続されている双方向スイッチ回路９を少なくとも一つ導通させることで直流電圧を全波整流電圧から倍電圧整流電圧の間で制御する方式である。

具体的に述べると、三相交流電源１のＲ相電圧が最大となる点Ａから点Ｂの期間にＲ相に接続されているスイッチ回路９０Ａのスイッチ素子９２Ａを導通（ゲート信号Ｇｒオン）させる。そうすると、電源電流はＲ相からＳ、Ｔ相に流れるため、Ｒ相から双方向スイッチ９０Ａを通って、直列接続された平滑コンデンサ４の低電位側の平滑コンデンサを充電し、三相ダイオードブリッジ回路３を介して電源に戻る電流が流れる。

反対に、三相交流電源１のＲ相電圧が最小となる点Ｃから点Ｄの期間にＲ相に接続されているスイッチ回路９０Ａのスイッチ素子９２Ａを導通（ゲート信号Ｇｒオン）させる。そうすると、電源電流はＳ、Ｔ相からＲ相に流れるため、Ｓ、Ｔ相から三相ダイオードブリッジ回路３を介して直列接続された平滑コンデンサ４の高電位側の平滑コンデンサを充電し、双方向スイッチ９０Ａを通って電源に戻る電流が流れる。

以上の通り、本実施例のコンバータ装置は、三相ダイオードブリッジ３の交流側と直列接続された平滑コンデンサ４の中点の間に設けられ、三相交流電源１の各相毎に導通するようにスイッチングを行う双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）と、双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）を制御する制御回路１０（制御部）と、を備えている。そして、制御回路１０（制御部）は、電圧位相検出手段８により検出される三相交流電源１の何れかの相の電圧が最大もしくは最小となる期間に、その相が導通するように双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）を制御することにより倍電圧整流が可能となる。

ここで、図３は倍電圧整流動作について説明したが、双方向スイッチ回路９の導通時間を調整することにより、直流電圧を全波整流電圧から倍電圧整流電圧の間で制御することが可能である。具体的には、直流電圧を検出し、導通時間を比例・積分制御器等で調整する直流電圧制御手段を追加すれば良い。

図４〜図７にシミュレーション結果を示す。図４は、双方向スイッチ回路９の動作を停止した状態（全波整流状態）、図５は、図３に示す通り、双方向スイッチ回路９を動作させた状態（倍電圧整流状態）、図６、図７は、双方向スイッチ回路９の導通時間を図３に示す時間より短くした状態である。電源電圧は２００Ｖ、負荷としては直流電流として３０Ａを流している状態とした。

図４〜図７のシミュレーション結果の通り、双方向スイッチ回路９の各相毎の導通時間を変更して制御することで、平滑コンデンサ４の両端の電圧を全波整流電圧から倍電圧整流電圧までの間で直流電圧の制御が可能である。

以上の通り、本実施例の双方向スイッチ回路９の制御により、三相交流電源の整流回路において、全波整流電圧から倍電圧整流電圧までの幅広い電圧変化を自由に制御できる整流回路が実現できる。

ここで、本実施例（図３）では、双方向スイッチ回路９の導通タイミングを、三相交流電源１の電圧のピークを中心にして説明したが、導通タイミングはこの位相に限定するものではない。言い換えると、双方向スイッチ回路９の導通タイミング（位相）は負荷や電源電流の大きさに応じて変更しても良い。また、双方向スイッチ回路９の導通時間は、複数パルスに分けることも可能である。

次に図８〜図１１を用いて第２の実施例について説明する。本実施例は、実施例１で述べた双方向スイッチ回路９の損失を低減する方式である。全体回路構成等は実施例１と同様であるので説明等は省略する。

図８、図９に本実施例の双方向スイッチ回路９の回路構成を示す。図８は、スイッチ素子（９５Ａ１、９５Ａ２、９５Ｂ１、９５Ｂ２、９５Ｃ１、９５Ｃ２）とダイオード（９４Ａ１、９４Ａ２、９４Ｂ１、９４Ｂ２、９４Ｃ１、９４Ｃ２）から構成されており、二つのスイッチ素子（例えば９５Ａ１、９５Ａ２）で一つの動作を行う。言い換えると、図２のスイッチ素子（例えば９２Ａ）と同様の動作を二つのスイッチ素子（例えば９５Ａ１、９５Ａ２）で行う。

図９は、図８のダイオード（９４Ａ１、９４Ａ２、９４Ｂ１、９４Ｂ２、９４Ｃ１、９４Ｃ２）を削除した構成であり、スイッチ素子（９５Ａ１、９５Ａ２、９５Ｂ１、９５Ｂ２、９５Ｃ１、９５Ｃ２）の逆耐圧が維持できる動作条件では図９の構成が適用できる。この回路構成にすると、図２で示す回路構成よりも電流が流れる半導体の数が低減でき、双方向スイッチ回路の導通損失が低減できる。具体的には、図２の回路の場合、導通する半導体数は３個（ダイオード２個、スイッチ素子１個）。図８の回路の場合、導通する半導体数は２個（ダイオード１個、スイッチ素子１個）。図９の回路の場合、導通する半導体数は１個（スイッチ素子１個）となり、半導体の導通損失を低減できる。

図１０を用いて本実施例の双方向スイッチ回路の導通タイミングを説明する。図１０は、図３同様に、電源電圧波形とゲート信号を示している。図３と異なるところは、ゲート信号が六つになっているところである。

図３同様、前記三相交流電源１のＲ相電圧が最大となる点Ａから点Ｂの期間にＲ相に接続されているスイッチ回路９３Ａ（もしくは９６Ａ）のスイッチ素子９５Ａ１を導通（ゲート信号Ｇｒｐオン）させる。そうすると、電源電流はＲ相からＳ、Ｔ相に流れるため、Ｒ相からスイッチ回路９３Ａ（もしくは９６Ａ）のスイッチ素子９５Ａ１を通って、前記直列接続された平滑コンデンサ４の低電位側の平滑コンデンサを充電し、前記三相ダイオードブリッジ回路３を介して電源に戻る電流が流れる。

反対に、前記三相交流電源１のＲ相電圧が最小となる点Ｃから点Ｄの期間にＲ相に接続されているスイッチ回路９３Ａ（もしくは９６Ａ）のスイッチ素子９５Ａ２を導通（ゲート信号Ｇｒｎオン）させる。そうすると、電源電流はＳ、Ｔ相からＲ相に流れるため、Ｓ、Ｔ相から前記三相ダイオードブリッジ回路３を介して前記直列接続された平滑コンデンサ４の高電位側の平滑コンデンサを充電し、スイッチ回路９３Ａ（もしくは９６Ａ）のスイッチ素子９５Ａ２を通って電源に戻る電流が流れる。以上により、第１の実施例同様の動作を行える。

図１１に、図５同様の動作シミュレーション結果を示す。図１１は、図１０に示す通り、前記双方向スイッチ回路９を動作させた状態（倍電圧整流状態）の結果である。電源電圧や負荷条件は図５と同様である。双方向スイッチ回路の構成は異なるが、図５と図１１は同様の直流電圧及び電源電流波形となっている。

すなわち、本実施例のコンバータ装置において、制御回路１０（制御部）は電圧位相検出手段８により検出される三相交流電源１の電圧が高い期間は、直列接続された平滑コンデンサ４の低電位側の平滑コンデンサに充電するように双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）を制御し、三相交流電源１の電源電圧が低い期間は、直列接続された平滑コンデンサ４の高電位側の平滑コンデンサに充電するように双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）を制御するものである。

以上の通り、図８もしくは図９の双方向スイッチ回路の構成と図１０に示す導通タイミングを用いることで、双方向スイッチ回路の導通損失を低減できる。また、使用する半導体数が低減できることから、回路規模及びコストも低減できる。

以下、図面を用いて本実施例について説明する。実施例１及び実施例２では、整流回路の動作について説明したが、本実施例では、これらの実施例におけるモータ駆動時の動作について説明するものである。

図１２、図１３は、横軸にモータの回転数もしくは負荷、縦軸に直流電圧及びモータを含むモータ駆動装置の総合効率の変化イメージを示す。ここで、総合効率は、全波整流電圧（スイッチ回路停止状態）でモータを駆動した場合（実線）と、直流電圧を変化（スイッチ回路動作状態）させてモータを駆動した場合（点線）で示す。

図１２は、実施例１で説明した通り、双方向スイッチ回路９の導通時間を調整することにより直流電圧を制御する場合の動作説明図であり、図１３は、双方向スイッチ回路９の導通時間を調整せずに全波整流電圧と倍電圧整流電圧を切替える場合の動作説明図である。

図１２の場合、低回転時は双方向スイッチ回路の動作を停止し、全波整流回路として使用する。そうすると、直流電圧は全波整流電圧となり、低い直流電圧でモータを駆動できるため、総合効率は向上する（双方向スイッチ回路の損失が発生しない）。つまり、制御回路１０（制御部）は、負荷の状態が所定値よりも小さい場合に、何れの相も導通しないように双方向スイッチ回路９（スイッチ手段）を制御するものである。しかし、高回転になると、低い直流電圧では駆動ができなくなり、弱め界磁制御（無効電流を多く流す制御）技術を使用して駆動する必要があるため、総合効率が低下する。

そこで、双方向スイッチ回路９を動作させることで、所望の直流電圧に制御すれば、モータは弱め界磁制御を用いずに駆動ができるため、効率良い駆動が可能となる（点線の効率となる）。

また、本回路は、昇圧チョッパ回路のように高速のスイッチング動作による昇圧をしていないため、スイッチング損失が少なく、昇圧チョッパ回路を用いた方式に比べても総合効率を向上できる。

ここで、本実施例では、双方向スイッチ回路の二相を同時に導通させない状態で記載しているため、直流電圧は倍電圧整流電圧以上にはならないが、二相を同時に導通させると、更なる直流電圧の上昇が可能である。但し、電源電流波形はかなり高調波を多く含んだ波形となる。

図１３は、図１２に示した様に導通時間の可変は行わず、所定の負荷条件で全波整流動作（双方向スイッチ回路動作停止）と倍電圧整流動作（双方向スイッチ回路動作）を切替える例を示している。本方式の場合、導通時間の制御が無いため、直流電圧の制御はできないが、制御構成は簡素化できる。よって、通常は軽負荷での駆動が主で、偶に高負荷起動が必要なアプリケーション（例えば冷蔵庫など）に適用すると良い。

なお、本方式は、全波整流時は双方向スイッチ回路へ電流は流れないので、通常の全波整流回路を同様の損失となる。言い換えると、双方向スイッチ回路が動作すると、双方向スイッチ回路の損失が増加する。そこで、実施例２で示した通り、スイッチ素子の導通タイミングを工夫することで、双方向スイッチ回路の損失を低減できる。

以上の通り、実施例１〜３の整流回路（コンバータ装置）をモータ駆動装置に適用し、モータの負荷状態に応じて動作を変更するとことで高効率化と広範囲駆動化の両立が可能なモータ駆動装置及びこれを用いた機器が可能になる。

なお、これらの実施例の整流回路（コンバータ装置）を適用したモータ駆動装置をフェライト磁石採用のフェライトモータの駆動に適用すると以下の理由から特に有効である。フェライトモータはネオジム磁石採用のモータに比べて磁石磁束が少ないため、巻線をより多く巻くことが必要であるが、そうすると、巻線のＬ成分が大きくなり、高速高負荷領域の駆動範囲が狭くなるという問題が生じる。これに対して１〜３の整流回路（コンバータ装置）をモータ駆動装置に適用することで、整流回路（コンバータ装置）で昇圧させることができるので、フェライトモータにおいても従来以上の高速高負荷領域の駆動範囲を確保することが可能となる。

１ 三相交流電源
２ 三相交流リアクトル
３ 三相ダイオードブリッジ
４ 平滑コンデンサ
５ インバータ回路
６ モータ
７ 電流検出手段
８ 電圧位相検出手段
９ 双方向スイッチ回路
１０ 制御回路

Claims (7)

1. 三相交流電源に接続された三相ダイオードブリッジと、
   該三相ダイオードブリッジの直流側と負荷側との間に設けられ、直列接続された平滑コンデンサと、
   前記三相交流電源の電圧位相を検出する検出手段と、を備え、前記三相交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置において、
   前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列接続された平滑コンデンサの中点の間に設けられ、前記三相交流電源の各相毎に導通するようにスイッチングを行うスイッチ手段と、
   前記スイッチ手段を制御する制御部と、を備え、
   該制御部は、
   前記検出手段により検出される前記三相交流電源の何れかの相の電圧が最大もしくは最小となる期間に、その相が導通するように前記スイッチ手段を制御することを特徴とするコンバータ装置。
2. 請求項１に記載のコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記検出手段により検出される前記三相交流電源の電圧が高い期間は、前記直列接続された平滑コンデンサの低電位側の平滑コンデンサに充電するように前記スイッチ手段を制御し、前記三相交流電源の電源電圧が低い期間は、前記直列接続された平滑コンデンサの高電位側の平滑コンデンサに充電するように前記スイッチ手段を制御することを特徴とするコンバータ装置。
3. 請求項１又は２に記載のコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記スイッチ手段による前記三相交流電源の各相毎の導通時間を変更することで、前記直列接続された平滑コンデンサの両端の電圧を全波整流電圧から倍電圧整流電圧の間で制御することを特徴とするコンバータ装置。
4. 請求項１又は２に記載のコンバータ装置において、
   前記スイッチ手段は、一方向のみ導通が可能なスイッチ素子を直列接続することで構成され、前記スイッチ素子の中点を前記直列接続された平滑コンデンサの中点に接続するとともに、前記スイッチ素子の他方を前記三相ダイオードブリッジの交流側に接続する構成とすることを特徴とするコンバータ装置。
5. 請求項１又は２に記載のコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記負荷の状態が所定値よりも小さい場合に、何れの相も導通しないように前記スイッチ手段を制御することを特徴とするコンバータ装置。
6. 三相交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置と、該直流電圧を所望の交流電圧に変換してモータに供給するインバータ装置と、備えたモータ駆動装置において、
   前記コンバータ装置として請求項１〜４の何れかに記載のコンバータ装置を採用し、前記負荷は前記インバータ装置又は前記モータであることを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項６に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御部は、
   前記負荷の状態が所定値よりも小さい場合に、何れの相も導通しないように前記スイッチ手段を制御することを特徴とするモータ駆動装置。