JP5416658B2 - 光変調器および光変調器モジュール - Google Patents

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れた伝送特性から２．５Ｇｂｐｓ、１０Ｇｂｐｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｐｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カットＬＮ基板を使用するタイプとｘ−カットＬＮ基板（あるいはｙ−カットＬＮ基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術として特許文献１に開示されたｚ−カットＬＮ基板と２つの接地導体を有し、基本モードの伝搬に有利なコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｚ−カットＬＮ基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図２６に示す。図２７は図２６のＡ−Ａ’線における断面図である。なお、以下の議論はｘ−カットＬＮ基板やｙ−カットＬＮ基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｚ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｚ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。ここで、説明を簡単にするために、焦電効果に起因する温度ドリフトを抑圧するために通常用いられるＳｉ導電層は省略した。

なお、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。また、位相変調器の場合は直線光導波路でよい。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図２７において中心導体４ａの幅は６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間にはギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）を形成している。

この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（ＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加するが、ここでの議論はバイアス分離型についても成り立つ。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧とＲＦ電気信号とを印加する必要がある。

図２８に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖ_ｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図２８に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖ_ｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

さて、ＬＮ光変調器を光伝送システムにおいて使用する際には、金属筐体（パッケージ）にＬＮ光変調器のチップ、光ファイバ、及び電気信号用のマイクロ波コネクタを固定した光変調器モジュールとせねばならない。

図２９にはその光変調器モジュールの構造を示す。図中のいくつかの番号は図２６や図２７と共通にしている。なお、簡単のために、ＳｉＯ_２バッファ層２は省略している。

ここで、５は金属筐体、６ａ、６ｂは金属筐体５に固定された不図示のマイクロ波コネクタの芯線である。７ａ、７ｂはマイクロ波コネクタの芯線６ａ、６ｂの周囲に形成された空洞である。金属筐体５にＬＮ基板１を固定した後、ＣＰＷ進行波電極とマイクロ波コネクタの芯線６ａ、６ｂを電気的に接続する。

図には示していないがＬＮ光導波路３へ光を入力・出力できるように光学系を設定する。次に、金属のふた８を金属筐体５に固定することにより、ＬＮ光変調器モジュールが完成する。なお、高周波電気信号の出力側（図２６と図２９を比較してわかるように、高周波電気信号の出力側は６ｂ、７ｂの側に対応する）については、終端抵抗により電気的に終端しても良く、その場合には出力側のマイクロ波コネクタの芯線６ｂと空洞７ｂは不要である。

図３０には、図２９においてマイクロ波コネクタの芯線６ａと金属筐体５に形成された空洞７ａの部分を拡大して示す。ここで、ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線６ａと金属筐体５に形成された空洞７ａとの間に生じる高周波電気信号の電気力線である。

図３０からわかるように、高周波電気信号の電気力線ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線６ａを中心とした軸対称な分布をなしている。一方、図３１には、図２９のｚ−カットＬＮ基板１に形成された進行波電極のマイクロ波コネクタの芯線６ａとの接続部近傍（入力用フィードスルー部と呼ぶ）５０におけるＢ−Ｂ’線での断面図を示す。ここで、ＤＥＦは中心導体４ａと接地導体４ｂの間に生じた電気力線を表している。図３１からわかるように、入力用フィードスルー部５０でのＢ−Ｂ’において電気力線ＤＥＦは平面的な分布をなしている。

このようにマイクロ波コネクタの芯線６ａを中心とした軸対称な分布（マイクロ波コネクタの固有モードと呼ぶ）の電気力線ＥＦと、進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生じた平面的な分布（ＣＰＷ進行波電極の固有モードと呼ぶ）の電気力線ＤＥＦにはそれらの分布形状にミスマッチがあり、高周波電気信号がマイクロ波コネクタの芯線６ａから進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂに伝搬する際に高周波電気信号に漏れる成分が生じる。図３２にその様子を示す。図３２はｚ−カットＬＮ基板１の上面図であり、１１はｚ−カットＬＮ基板内に漏れた高周波電気信号を表している。一般にこの漏れた高周波電気信号を漏洩高周波電気信号ともいう。

図３３にＬＮ光変調器において使用するｚ−カットＬＮ基板１の形状と寸法を示す。図のｘ方向が幅方向に、ｚ方向が厚み方向に、ｙ方向が長さ方向に対応し、各々の寸法をＬ_ｘ、Ｌ_ｚ、及びＬ_ｙとする。前述の漏れた高周波電気信号成分１１に対しては、ｚ−カットＬＮ基板１は誘電体共振器として機能する。つまり、漏れた高周波電気信号成分はｚ−カットＬＮ基板１に共振モードを励振し、その中で共振（誘電体共振と呼ぶ）すると考えられる。

一旦その周波数で誘電体共振が生じると、マイクロ波コネクタの芯線６ａから進行波電極の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃに伝搬すべき高周波電気信号のエネルギーの多くが、ｚ−カットＬＮ基板１からなる誘電体共振器の内部に共振モードを励振するのに費やされてしまい、図２６や図２７に示した相互作用光導波路３ａ、３ｂにおける光の変調に有効に活用されない。そのため、変調周波数に対する光の変調指数に激しい落ち込み（周波数ディップと呼ぶ）を生じてしまう。

例えば１０Ｇｂｐｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが１０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域に生じた場合や、４０Ｇｂｐｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが３０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域などに生じると、実用上極めて深刻な問題となってしまう。

［第２の従来技術］
第１の従来技術における誘電体共振器としての共振周波数を光変調に必要な周波数領域よりも高周波側に外すことにより、光の変調指数における周波数ディップの影響を改善するために特許文献２に提案された技術を第２の従来技術として説明する。ここで、図２６から図３３に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図３４に図３３のｚ−カットＬＮ基板１の横断面図を示す。特許文献２によれば、変調指数の周波数ディップｆ_ｃは

ｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ） （１）

で与えられるとのことである。ここで、ｃ_０は真空中の光速、ｎは高周波電気信号の等価屈折率、そして重要な物理量であるｄは図３４に示す横断面図において最も長くなる長さ（通常は、対角線の長さ）とされている。

そして、高周波電気信号の等価屈折率ｎと対角線の長さｄとの積ｎ・ｄを０．８ｍｍより大きく、１１ｍｍよりも小さくすることにより、周波数ディップを１０Ｇｂｐｓの光伝送に支障のない高い周波数にシフトできるとしている。

我々はこの（１）式に従って、ｚ−カットＬＮ基板１を用いた光変調器を実際に設計・製作した。なお、設計に当たっては高周波電気信号の等価屈折率は図３４のｘ方向では６．５６、ｚ方向では５．２９とした。

ところがこの第２の従来技術の要求条件（１）式に基づいてＬＮ光変調器を設計・製作したところ、機械的強度の観点からＬＮ光変調器を歩留まり良く作ることが困難であることがわかった。

つまり、1例として周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚとすると、（１）式からｚ−カットＬＮ基板１の横断面図における対角線の長さｄは０．６３ｍｍとなる。そこで、ｚ−カットＬＮ基板１の厚み（Ｌ_ｚ）を０．５ｍｍと仮定すると、ｚ−カットＬＮ基板１の幅（Ｌ_ｘ）は０．３９ｍｍとなる。

通常、ｚ−カットＬＮ基板１の長さ（Ｌ_ｙ）は数十ｍｍ有るのでｚ−カットＬＮ基板１の横断面の寸法がこのように小さくなり過ぎると、ｚ−カットＬＮ基板１の剛性が極めて弱くなってしまう。そのため、ウェーハプロセス終了後の切断・研磨工程における取り扱い、及びＬＮ光変調器として金属筐体５に実装する工程において破壊される素子が増え、機械的強度に問題があることがわかった。

［第３の従来技術］
図３５は、特許文献３において提案されたＤＱＰＳＫ型の送信装置について示された第３の従来技術である。図３５では、ＬＮ光変調器の他に、高周波電気信号を生成するＤＱＰＳＫ信号源７００、光を出射するＬＤ５００、バイアスを安定化するＡＢＣ回路１００、２つのチャイルドマッハツェンダ干渉系間における光の位相差をπシフトするためのバイアス電圧を供給するバイアス供給部１２０−２、位相シフトの制御命令を出す位相シフト制御部１１０、あるいはπ／２シフトするためのバイアス電圧を供給するバイアス供給部１２０−３などの電気部品・電子部品・制御回路も含んでおり、図３５はＤＱＰＳＫ送信装置と言える。

以下、本従来技術の構成を説明する。２００と３００は各々チャイルドＭＺ、２００ｂと３００ｂは変調電極（進行波電極）、２００ａと３００ａはチャイルドＭＺのＹ分岐光導波路、２００ｃと３００ｃはπシフト部のバイアス電極である。５００はＬＤ（レーザーダイオード）からなる光源、４００と６００はペアレントＭＺのＹ分岐光導波路、７００はＤＱＰＳＫ信号源、８００−１と８００−２はドライバ、９００はＰＤ（フォトダイオード）、１００はＡＢＣ（オートバイアスコントロール）回路、１１０は位相シフト制御部、１２０−１と１２０−２は各チャイルドＭＺを構成する各々の光導波路間の位相シフトをπにするための、いわゆるπシフト用のバイアス供給部、１２０−３はチャイルドＭＺ間（あるいは、ペアレントマッハツェンダ干渉系間）におけるπ／２（あるいは、２π／４）シフト用のバイアス供給部である。

このように第３の従来技術では２つのマッハツェンダ干渉系を構成する光導波路２００ａや３００ａが４本も並んでおり、ｚ−カットＬＮ基板の横幅は数ｍｍにもなる。つまり、このようなネスト型の構造においては基板横断面の対角線の長さも数ｍｍオーダーとなるため、特許文献２の手法により共振周波数を４０ＧＨｚなどの高い使用周波数よりもさらに高い領域に設定することは困難であった。

特開平２−５１１２３号公報 特開平３−２５３８１４号公報 特開２００８−１２２７８６号公報

以上のように、光伝送を行う上で差し支えないように、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるために提案された第２の従来技術、即ちＬＮ基板の横断面において最も長くなる長さ、即ち、対角線の長さをｄ、高周波電気信号の等価屈折率をｎとして、周波数ディップｆ_ｃをｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ）から求め、周波数ディップｆ_ｃが充分高くなるように対角線の長さｄを設定する第２の従来技術では、光変調器としての機械的強度を保ちつつ、周波数ディップｆ_ｃを使用周波数領域から外すことは困難であったため、より機械的強度を確保できる技術の開発が望まれていた。特に、ＤＱＰＳＫなどのようなネスト型の構造においては、必然的にＬＮ基板の幅が広くなる（換言するとＬＮ基板の横断面における対角線の長さが長くなる）ため、周波数ディップｆ_ｃが使用周波数よりも充分高くなるように設定することは困難であった。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１に記載の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記基板は、前記入力用フィードスルー部の下方のみにおいて、少なくとも一部の部位の厚みが当該部位を除く他の部位の厚みよりも薄く形成された薄厚部を備え、前記薄厚部は、前記相互作用部と交差する方向に向かって形成された溝部で構成され、前記溝部の幅は、前記入力用フィードスルー部を構成する前記中心導体の幅と、当該中心導体とその両側に位置する前記接地導体とのギャップとの和よりも大きい幅であって、前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号の一部が漏れて前記基板を伝搬する漏洩高周波信号が所定量存在する領域の幅で構成され、前記薄厚部を含む前記基板が誘電体共振器を形成し、前記薄厚部の厚みで定まる共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記薄厚部の厚みと、前記薄厚部の厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率の積が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さく構成されていることを特徴としている。

上記課題を解決するために、本発明の請求項２に記載の光変調器モジュールは、請求項１に記載の光変調器と、前記光変調器が内部に固定される筐体とを備える光変調器モジュールであって、前記筐体には、前記光変調器が固定される台座部の一部が盛り上がった突起部が形成され、当該突起部は前記基板の前記薄厚部の裏面に所定のクリアランスを介して勘合していることを特徴としている。

上記課題を解決するために、本発明の請求項３に記載の光変調器モジュールは、請求項１に記載の光変調器と、前記光変調器が内部に固定される筐体とを備える光変調器モジュールであって、前記光変調器が固定される前記筐体の台座部が略平坦であり、前記基板の前記薄厚部の裏面と前記台座部との間に比誘電率が前記基板よりも低い低誘電率層を具備し、前記薄厚部の厚みと前記低誘電率層の厚みとから決定される共振周波数が前記高周波電気信号よりも高くなるように、前記薄厚部の厚みに応じて前記低誘電率層の厚みを設定したことを特徴としている。

上記課題を解決するために、本発明の請求項４に記載の光変調器モジュールは、請求項３に記載の光変調器モジュールにおいて、前記低誘電率層が空気であることを特徴としている。

上記課題を解決するために、本発明の請求項５に記載の光変調器モジュールは、請求項３に記載の光変調器モジュールにおいて、前記低誘電率層は、比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴としている。

本発明では、進行波電極に基本モードを伝搬させ、光変調指数の周波数ディップｆ_ｃは誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるようにする。そして、誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるこの周波数ディップｆ_ｃに対する基板各辺の寸法の影響はそれらの自乗に反比例して小さくなることを利用する。つまり、誘電体共振器としての基板共振に最も影響を与える漏洩高周波電気信号が存在する入力用フィードスルー部の近傍領域の厚みを他の部分の厚みよりも薄くすることにより、周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせる。基板における他の領域の厚みは厚いままとするが、この領域には元々漏洩高周波電気信号が存在しないのでこの領域の基板の厚みは周波数ディップｆ_ｃに影響しない。その結果、基板の一部のみが薄く、その他の多くの領域の厚みは厚いので、本発明により、第２の従来技術では困難であった光変調器としての機械的強度を確保しつつ、周波数ディップｆ_ｃを充分高い周波数領域にシフトさせることが可能となる。また、４本以上の光導波路があるために基板の幅が広くなり、その結果基板の横断面における対角線の長さが長くなるＤＱＰＳＫなどのネスト型構造においても、本発明では漏洩高周波電気信号が存在する領域について基板の一部の厚みを薄くするだけでよいので、ＬＮ光変調器チップとしての機械的強度を確保しつつ、効率よく周波数ディップｆ_ｃを所望の周波数よりも高く設定することが可能である。

本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の斜視図 本発明の第１の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 図２のＢ−Ｂ´における断面図 図２の上面図を用いて本発明の原理を説明する図 本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の光変調の測定結果 本発明の第２の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 図６のＣ−Ｃ´における断面図 図６のＥ−Ｅ´における断面図 図６の上面図 本発明の第３の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 図１０のＦ−Ｆ´における断面図 図１０の上面図 本発明の第４の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 図１３のＧ−Ｇ´における断面図 図１３のＨ−Ｈ´における断面図 図１３の上面図 本発明の第５の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 図１７のＪ−Ｊ´における断面図 図１７のＩ−Ｉ´とＫ−Ｋ´における断面図 図１８の上面図 本発明の第６の実施形態に係るｚ−カットＬＮ基板の上面図 図２１のＭ−Ｍ´における断面図 図２１のＬ−Ｌ´とＮ−Ｎ´における断面図 本発明の第７の実施形態に係るＬＮ光変調器モジュールの斜視図 本発明の第８の実施形態に係るＬＮ光変調器モジュールの斜視図 第１の従来技術に係る光変調器の斜視図 第１の従来技術に係る光変調器のＡ−Ａ’線における断面図 第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールの斜視図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールのマイクロ波コネクタ部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のモジュールのＢ−Ｂ’線で示した入力用フィードスルー部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 漏洩高周波電気信号の伝搬を説明する図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の横断面図 第３の従来技術に係るＤＱＰＳＫ型送信装置

以下、本発明の実施形態について説明するが、図２６から図３５に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。また、光導波路、進行波電極、相互作用部および入力用フィードスルー部は、従来の実施形態と同様に形成されているものとして説明するが、これに限定されるものではない。

［第１の実施形態］
本発明における第１の実施形態と基板のみについての斜視図を各々図１と図２に示す。ここで、９はｚ−カットＬＮ基板である。コネクタや入力用フィードスルー部などを介して外部回路から進行波電極に高周波電気信号を入力するが、一部の高周波電気信号が漏れて入力用フィードスルー部５０の領域に漏れる。本発明においてはこの漏洩高周波信号が存在する領域の基板の厚みを薄くする。１０はその厚みを薄くした領域（あるいは、厚みが薄い部位；薄厚部）である。また、図２のＢ−Ｂ´における断面図を図３に示す。ｚ−カットＬＮ基板９の厚みをＤ、厚みが薄い部位１０の幅をＷ、そこでの基板の厚みをＴとすると、Ｄ＞Ｔが成り立っている。１０´はザグリ部である。

第１の従来技術の図２９〜図３１において議論したように、外部からＬＮ光変調器の進行波電極４に入力された高周波電気信号の全てのパワーが進行波電極４に伝搬することは事実上困難であり、進行波電極の入力用フィードスルー部５０において基板に漏れ、周波数ディップｆ_ｃ を有する誘電体共振を引き起こす。そして、このことは図１〜図３に示した本実施形態においても同様である。なお、６０は高周波電気信号と相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光が相互作用する相互作用領域（相互作用部）である。図４には漏れた高周波電気信号１１が伝搬する様子を示す。この漏れた高周波電気信号１１が基板共振を発生する。

以下、本発明の考え方を説明する。図３３に示した誘電体共振器に立ち返って考える。つまり、図３３に示すｚ−カットＬＮ基板１からなる誘電体共振器の共振周波数が周波数ディップｆ_ｃ に対応すると考える。この周波数ディップｆ_ｃ は、図３３におけるｚ−カットＬＮ基板１の上面（進行波電極が形成されている基板面）と下面（進行波電極が形成されている基板面と反対の基板面）に金属がある場合には

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・{(ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）)^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２＋（ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２}^１／２ （２）

また、ｚ−カットＬＮ基板１の上面には金属があり、下面の下方には充分に深い空隙があるとすると

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・{(ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）)^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２＋（（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２}^１／２ （３）

となる。勿論、ｚ−カットＬＮ基板１の下方にある空隙が有限の厚みであっても本発明は成り立つが、説明を簡単にするために、空隙の厚みが充分に厚いと仮定した（３）式で説明する。

ここで、ｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは共振の次数を表す自然数であり、問題となるのは最も低い次数（つまり、１）の共振周波数である。２以上のｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは２次以上の高次モードに対応する。ｎ_ｘ、ｎ_ｙ、及びｎ_ｚはｘ、ｙ、及びｚの各方向における高周波電気信号の等価屈折率であり、多くの場合、ｎ_ｘ＝ｎ_ｙ＝６．５６、ｎ_ｚ＝５．２９と考えてよい。

また、（２）式と（３）式の比較からわかるように、ｚ−カットＬＮ基板１の幅方向（ｘ方向）において、片方の端面に金属が有り、その反対側の端面が広い空間に接している場合には、ｍ_ｘをｍ_ｘ−１／２により置き換えれば良い。

（２）式や（３）式の中において、ｚ−カットＬＮ基板１の幅Ｌ_ｘ、長さＬ_ｙ、及び厚みＬ_ｚが使用されている式の形態を考え、本発明においては、第２の従来技術が主張している「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線の長さ）と、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、「基板の最も薄い部分の厚みと、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントとする。

つまり、本発明では、基板の厚みと基板の厚み方向における高周波電気信号の等価屈折率との積で決まる周波数ディップｆ_ｃを光伝送で使用する帯域よりも充分高い周波数領域にシフトさせる。

以上のことを具体的に式を用いて説明する。（２）式と（３）式において、

Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｙ、Ｌ_ｘ （４）

と仮定すると、（２）式と（３）式は各々

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （５）
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （６）

と表現でき、ｚ−カットＬＮ基板９の基板の厚みＬ_ｚにより周波数ディップｆ_ｃが決定される。本発明においては（５）式あるいは（６）式におけるＬ_ｚは近似的にｚ−カットＬＮ基板１の基板の最も薄くなった部分の厚み（図３のＴ）により周波数ディップｆ_ｃが決定される。

このように本発明では、不図示の外部回路からＬＮ光変調器の不図示のマイクロ波コネクタを通して進行波電極４に伝搬した高周波電気信号のうち、漏れた高周波電気信号が伝搬する領域におけるｚ−カットＬＮ基板９の基板の厚みを薄くすることにより、実質的に（５）式や（６）式の基板の厚みＬ_ｚをその薄い基板の厚みＴとする。これにより、誘電体共振により生じる周波数ディップｆ_ｃを使用する周波数領域よりも高くしている。

ここでＬ_ｚとＬ_ｘの関係について言及しておく。Ｌ_ｘも周波数ディップｆ_ｃの式の中にＬ_ｘの自乗に反比例する形式で入っているので、Ｌ_ｘはＬ_ｚの２倍以上の大きさであるとすると周波数ディップｆ_ｃに対するＬ_ｘの影響はＬ_ｚの影響の１／４と充分小さくなり、Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｘが成り立つと考えることができる。

厚みが薄い部位１０以外のｚ−カットＬＮ基板９の厚みは、厚みが薄い部位１０の厚みより厚いので、機械的強度を高くできることは言うまでもないが、基板の横断面における対角線の長さを短く規定する第２の従来技術と異なり、基板の横幅Ｌ_ｘを広くとるができる。従って、本発明を用いることにより光変調器としての充分な機械的強度が確保できるという利点が生じる。

なお、ｚ−カットＬＮ基板１の下面の下に有限の厚みの空隙がある場合には、（３）式あるいは（６）式とは異なってくるものの、ｚ−カットＬＮ基板１の比誘電率（その平方根が等価屈折率と近似できる）は高いので、空隙よりもｚ−カットＬＮ基板１の影響の方が大きい。従って、ｚ−カットＬＮ基板９に厚みが薄い部位を設けることにより周波数ディップｆ_ｃを使用周波数領域よりも高くできるという考え方は同じである。

以上のように、本発明は第２の従来技術の「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線）とその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、その反対の「横断面において基板の厚みとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントと考えており、従来の第２技術とは発想が全く異なる。

具体的に説明すると、第２の従来技術によれば、周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるためには、特にｚ−カットＬＮ基板１の幅（Ｌ_ｘ）を狭くしないといけないことになるが、本発明では逆に幅（Ｌ_ｘ）を広くしても、ｚ−カットＬＮ基板９において、入力用フィードスルー部とその近傍の基板の領域１０の厚みを薄くすることより周波数ディップｆ_ｃを充分高くする構造とする。

一般に、特許文献３のようなネスト型のＬＮ光変調器では、その光導波路の本数が多いので必然的に幅が数ｍｍと広くなってしまうため、第２の従来技術では周波数ディップｆ_ｃを充分高くすることが困難であった。しかしながら、基板の横断面における対角線の長さではなく、薄くなった部分の基板の厚みにより共振周波数を高く設定する本発明はＤＱＰＳＫ、あるいはＤＰ−ＱＰＳＫなどのネスト型構造の変調器にも適用可能である。

図１からわかるように、入力用フィードスルー部５０と相互作用部６０は互いに大きな角度をなしているので、入力用フィードスルー部５０（図１を参照）の近傍の基板に漏れた高周波電気信号は相互作用部６０には影響しない。従って、相互作用部６０を含む領域の基板は厚くても問題ない。そのため、本発明によれば、基板に漏れた高周波電気信号が存在する領域のみの基板の厚みを薄くし、その他の領域における基板の厚みを厚くする。従って、基板の強度を確保しつつ、光伝送にとって有害な周波数ディップｆ_ｃを正確、確実、かつ容易に使用周波数領域よりも高い周波数にシフトできるという大きな利点がある。

次に、「基板の厚みとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」についてさらに考察を進める。

一般に、周波数ディップｆ_ｃは周波数に対してシャープではなくある周波数帯域を持つ（言い換えると、誘電体共振器としての共振のＱ値が高くない）ので、１０Ｇｂｐｓの光伝送を考える際には、周波数ディップｆ_ｃとしてはできれば３０％程高い１３ＧＨｚ程度には設定したいが、ここでは最低確保したい１０ＧＨｚとすると、「基板の厚みとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の大きい値については、１５ｍｍとなる。

一方、ｎ_ｚ・Ｌ_ｚの小さな方の値については、現在我々が行っているプロセスではｚ−カットＬＮ基板１の厚みが薄い部分の厚みＬ_ｚとして、基板の一部のみを薄くする本発明ではその薄い箇所が０．２ｍｍ程度までなら歩留まりを確保できている。厚み方向の共振における等価屈折率ｎ_ｚは５．２９として議論して来たが、２程度まで考えられるので、その結果、「横断面について漏洩高周波電気信号が存在する領域において基板の最も厚みが薄くなる部分の厚みとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の小さい値としては０．４となる。

本発明に従って、ｚ−カットＬＮ基板９を用いて製作したＬＮ光変調器の変調指数の周波数応答特性を図５に示す。ここで、本発明の効果を明らかにするために、ｚ−カットＬＮ基板９の幅Ｌ_ｘは第２の従来技術では許容することができない６ｍｍをあえて採用した。また、基板の厚みＬ_ｚ（図３におけるＴ）は０．３ｍｍ、基板の長さＬ_ｙは５０ｍｍとした。なお、ｚ−カットＬＮ基板９の厚い部分（図３におけるＤ）は１ｍｍとしている。

本発明によるＬＮ光変調器の特性である図５においては、４０ＧＨｚまでは周波数ディップｆ_ｃが観測されない。よって、第２の従来技術のように素子を極めて小さくすること無しに、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚ以上の高い周波数にシフトさせることが可能であることがわかる。

なお、図３におけるＴを０．５ｍｍとしても特性に大きな差は見られなかった。しかしながら、ＴをＤと同じ１ｍｍ、つまり本発明を用いないと大きな周波数ディップが生じた。できればＴは望むらくは０．６ｍｍ、厚くても０．７ｍｍ程度までとすべきであると考えられる。

以上のように、本実施形態によれば、漏洩高周波電気信号が存在しない領域、即ち入力用フィードスルー部から離れた領域の基板の厚みを厚くできるとともに、ｚ−カットＬＮ基板１の横幅を充分に広くできるので、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを高い周波数にシフトしつつ、基板の厚い部分と広い横幅による剛性のためにＬＮ光変調器モジュールを組み立てる上で問題のない機械的強度を確保できるという利点がある。

［第２の実施形態］
本発明における第２の実施形態で使用するｚ−カットＬＮ基板１２の斜視図を図６に示す。ここでｚ−カットＬＮ基板１２において厚みを薄くした領域を１３としている。また、図６のＣ−Ｃ´とＥ−Ｅ´における断面図を各々図７と図８に示す。また、図６の上面図を図９に示す。

図１に示した第１の実施形態において述べたように、入力用フィードスルー部５０と相互作用部６０は互いに大きな角度をなしているので、漏れた高周波電気信号は相互作用部６０には影響しない。このことは図６から図９として示した第２の実施形態においても同じである。そして、漏れた高周波電気信号は入力用フィードスルー部（図６から図９には示していないが、第１の実施形態として示した図１の５０を参照）の近傍のみに存在する。そこで、この第２の実施形態ではｚ−カットＬＮ基板１２の横幅の途中まで厚みを薄くした領域１３を設けている。いわば、漏れた高周波電気信号が存在する領域のみ基板の厚みを薄くし、他の領域の厚みは厚くしているので、第１の実施形態よりも基板の強度が高いという利点がある。なお、１３´はザグリ部であり、ダイサーを用いて加工される。

［第３の実施形態］
本発明における参考実施形態としての第３の実施形態で使用するｚ−カットＬＮ基板１４の斜視図を図１０に示す。ここでｚ−カットＬＮ基板１４において厚みを薄くした領域を１５ａ、１５ｂ、１５ｃとしている。また、図１０のＦ−Ｆ´における断面図を図１１に示す。また、図１０の上面図を図１２に示す。

この第３の実施形態においては、厚みを薄くした領域を１５ａ、１５ｂ、１５ｃのように分割して設けている。この構造においても基板の強度を保ちつつ、周波数ディップｆ_ｃを高周波数側にシフトさせるという本発明の効果を実現可能である。

［第４の実施形態］
本発明における参考実施形態としての第４の実施形態で使用するｚ−カットＬＮ基板１６の斜視図を図１３に示す。ここでｚ−カットＬＮ基板１６において厚みを薄くした領域を１７ａ、１７ｂ、１７ｃとしている。また、図１３のＧ−Ｇ´とＨ−Ｈ´における断面図を各々図１４と図１５に示す。また、図１３の上面図を図１６に示す。

この第４の実施形態で基板の横方向の途中まで厚みの薄い部分を分割して形成しており、第２の実施形態と第３の実施形態が有する両方の特徴を持っており、周波数ディップｆ_ｃを高周波数側にシフトすることができ、かつ基板強度が大変高い。

［第５の実施形態］
本発明における第５の実施形態で使用するｚ−カットＬＮ基板１８の斜視図を図１７に示す。ここでｚ−カットＬＮ基板１８において厚みを薄くした領域を１９としている。また、図１７のＪ−Ｊ´での断面図を図１８に、Ｉ−Ｉ´とＫ−Ｋ´における断面図を図１９に示す。また、ｚ−カットＬＮ基板１８の上面図を図２０に示す。本実施形態ではｚ−カットＬＮ基板１８の長手方向の縁に基板の薄い部分が無いので、ｚ−カットＬＮ基板１８としての機械的強度が非常に高いという特徴がある。

［第６の実施形態］
本発明における参考実施形態としての第６の実施形態で使用するｚ−カットＬＮ基板２０の上面図を図２１に示す。ここでｚ−カットＬＮ基板２０において厚みを薄くした領域を２１ａ、２１ｂ、２１ｃとしている。また、図２１におけるＭ−Ｍ´での断面図を図２２に、Ｌ−Ｌ´とＮ−Ｎ´における断面図を図２３に示す。本実施形態においてもｚ−カットＬＮ基板２０の長手方向の縁に基板の薄い部分が無く、かつ厚みの薄い部位が分割されているので、ｚ−カットＬＮ基板２０としての機械的強度が著しく高い。

［第７の実施形態］
本発明における第７の実施形態として、図１から図４において説明した第１の実施形態のＬＮ光変調器を筐体に実装したＬＮ光変調器モジュールを図２４に示す。図２４からわかるように、この第７の実施形態においてはｚ−カットＬＮ基板１が導電性ペーストなどの接着剤により固定される筐体５の台座２３´の表面は略平坦である。また、ｚ−カットＬＮ基板１のザグリ部１０´に導電ペーストを充填しても良いし、塗布しても良いことは言うまでもない。あるいはＳｉなどの導電性膜をコーティングし、その後導電ペーストや導電性のない接着剤により筐体５の台座２３´に固定しても良い。

なお、ザグリ部１０´の裏面と台座２３との間に比誘電率が基板９よりも低い低誘電率層（空気、あるいは比誘電率が空気よりも大きく基板よりも小さい材料等）を具備し、基板９の厚みが薄い部位１０の厚みと低誘電率層の厚みとから決定される共振周波数が高周波電気信号よりも高くなるように、基板の厚みが薄い部分１０の厚みに応じて低誘電率層の厚みを設定するようにしてもよい。

［第８の実施形態］
本発明における第８の実施形態として、図１〜図４において説明した第１の実施形態のＬＮ光変調器を筐体に実装したＬＮ光変調器モジュールを図２５に示す。図２５からわかるように、この第８の実施形態においてはｚ−カットＬＮ基板１が導電性ペーストなどの接着剤により固定される筐体２２の表面には金属筐体２２の表面の台座２３´に設けた突起部２３が形成されている。厚みが薄い部位１０にこの突起部２３が密着、あるいは適切な所定のクリアランスを持ってザグリ部１０´に勘合し、両者が導電ペーストなどにより固定されることが好ましい。

［各実施形態について］
以上においては、入力用フィードスルー部について述べたが、出力用フィードスルー部にも適用しても良いことは言うまでも無い。進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良い。また、進行波電極の入力用フィードスルー部に本発明を適用する実施形態について説明したが、出力用入力用フィードスルー部にも適用可能であることは言うまでもない。

また、以上の実施形態はｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板にも適用可能であるし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

１：ｚ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５、２２：金属筐体
６ａ、６ｂ：マイクロ波コネクタの芯線
７ａ、７ｂ：マイクロ波コネクタの芯線の周囲にある空洞
８：金属のふた
９、１２、１４、１６、１８、２０：ｚ−カットＬＮ基板（の厚みが厚い領域）
１０、１３、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１９、２１ａ、２１ｂ、２１ｃ：ｚ−カットＬＮ基板（の厚みが薄い部位）
１０´：ザグリ部
２３：金属筐体の表面の台座に設けた突起部
２３´：金属筐体の表面の台座
１１：進行波電極にから漏れて基板共振を起こす高周波電気信号
５０：入力用フィードスルー部
６０：相互作用部
１００：ＡＢＣ回路
１１０：位相シフト制御部
１２０−１、１２０−２、１２０−３、１２０−４１、１２０−４２：バイアス供給部
２００、３００：チャイルドＭＺ
２００ａ、３００ａ：チャイルドＭＺのＹ分岐光導波路
２００ｂ、３００ｂ：変調電極（進行波電極）
２００ｃ、３００ｃ：バイアス電極
５００：ＬＤ（レーザーダイオード）
４００、６００：ペアレントＭＺのＹ分岐光導波路
８００−１、８００−２：ドライバ
７００：ＤＱＰＳＫ信号源
９００：フォトダイオード（ＰＤ）

Claims (5)

1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
   前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、
   前記基板は、前記入力用フィードスルー部の下方のみにおいて、少なくとも一部の部位の厚みが当該部位を除く他の部位の厚みよりも薄く形成された薄厚部を備え、
   前記薄厚部は、前記相互作用部と交差する方向に向かって形成された溝部で構成され、
   前記溝部の幅は、前記入力用フィードスルー部を構成する前記中心導体の幅と、当該中心導体とその両側に位置する前記接地導体とのギャップとの和よりも大きい幅であって、前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号の一部が漏れて前記基板を伝搬する漏洩高周波信号が所定量存在する領域の幅で構成され、
   前記薄厚部を含む前記基板が誘電体共振器を形成し、前記薄厚部の厚みで定まる共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記薄厚部の厚みと、前記薄厚部の厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率の積が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さく構成されていることを特徴とする光変調器。
2. 請求項１に記載の光変調器と、前記光変調器が内部に固定される筐体とを備える光変調器モジュールであって、
   前記筐体には、前記光変調器が固定される台座部の一部が盛り上がった突起部が形成され、当該突起部は前記基板の前記薄厚部の裏面に所定のクリアランスを介して勘合していることを特徴とする光変調器モジュール。
3. 請求項１に記載の光変調器と、前記光変調器が内部に固定される筐体とを備える光変調器モジュールであって、
   前記光変調器が固定される前記筐体の台座部が略平坦であり、前記基板の前記薄厚部の裏面と前記台座部との間に比誘電率が前記基板よりも低い低誘電率層を具備し、前記薄厚部の厚みと前記低誘電率層の厚みとから決定される共振周波数が前記高周波電気信号よりも高くなるように、前記薄厚部の厚みに応じて前記低誘電率層の厚みを設定したことを特徴とすることを特徴とする光変調器モジュール。
4. 前記低誘電率層が空気であることを特徴とする請求項３に記載の光変調器モジュール。
5. 前記低誘電率層は、比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴とする請求項３に記載の光変調器モジュール。

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