JP2007334124A - 光変調器 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器を提供する。
【解決手段】電気光学効果を有する基板１と、光導波路３と、基板の一方の面側に形成され、光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極４とを有し、進行波電極が、高周波電気信号を印加することにより光の位相を変調するための相互作用部と、少なくとも外部回路から相互作用部に高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、進行波電極には進行波電極の基本モードが伝搬し、光導波路の長手方向にほぼ垂直となる基板の断面の最も長くなる辺の長さと基板の断面の最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きく、最も短くなる辺の長さとこの方向における高周波電気信号の等価屈折率の積が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さくなるように、基板の最も短くなる辺の長さを設定する。
【選択図】図２

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れた伝送特性から２．５Ｇｂｉｔ/ｓ、１０Ｇｂｉｔ/ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ/ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カットＬＮ基板を使用するタイプとｘ−カットＬＮ基板（あるいはｙ−カットＬＮ基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術としてｚ−カットＬＮ基板と２つの接地導体を有し、基本モードの伝搬に有利なコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｚ−カットＬＮ基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図５に示す。図６は図５のＡ−Ａ’線における断面図である。なお、以下の議論はｘ−カットＬＮ基板やｙ−カットＬＮ基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｚ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｚ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。なお、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。また、位相変調器の場合は直線光導波路でよい。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図６において中心導体４ａの幅は６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間にはギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）を形成している。

この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（ＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧とＲＦ電気信号とを印加する必要がある。

図７に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖ_ｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図７に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖ_ｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

さて、ＬＮ光変調器を光伝送システムにおいて使用する際には、金属筐体（パッケージ）にＬＮ光変調器のチップ、光ファイバ、及び電気信号用のマイクロ波コネクタを固定した光変調器モジュールとせねばならない。

図８にはその光変調器モジュールの構造を示す。図中のいくつかの番号は図５や図６と共通にしている。なお、簡単のために、ＳｉＯ_２バッファ層２は省略している。

ここで、５は金属筐体、６ａ、６ｂは金属筐体５に固定された不図示のマイクロ波コネクタの芯線である。７ａ、７ｂはマイクロ波コネクタの芯線６ａ、６ｂの周囲に形成された空洞である。金属筐体５にＬＮ基板１を固定した後、ＣＰＷ進行波電極とマイクロ波コネクタの芯線６ａ、６ｂを電気的に接続する。

図には示していないがＬＮ光導波路３へ光を入力・出力できるように光学系を設定する。次に、金属のふた８を金属筐体に固定することにより、ＬＮ光変調器モジュールが完成する。なお、高周波電気信号の出力側（図５と図８を比較してわかるように、高周波電気信号の出力側は６ｂ、７ｂの側に対応する）については、終端抵抗により電気的に終端しても良く、その場合には出力側のマイクロ波コネクタの芯線６ｂと空洞７ｂは不要である。

図９には、図８においてマイクロ波コネクタの芯線６ａと金属筐体５に形成された空洞７ａの部分を拡大して示す。ここで、ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線６ａと金属筐体５に形成された空洞７ａとの間に生じる高周波電気信号の電気力線である。

図９からわかるように、高周波電気信号の電気力線ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線６ａを中心とした軸対称な分布をなしている。

一方、図１０には、図８のｚ−カットＬＮ基板１に形成された進行波電極のマイクロ波コネクタの芯線６ａとの接続部（入力用フィードスルー部と呼ぶ）のＢ−Ｂ’線における断面図を示す。ここで、ＤＥＦは中心導体４ａと接地導体４ｂの間に生じた電気力線を表している。図１０からわかるように、入力用フィードスルー部のＢ−Ｂ’において電気力線ＤＥＦは平面的な分布をなしている。

このようにマイクロ波コネクタの芯線６ａを中心とした軸対称な分布（マイクロ波コネクタの固有モードと呼ぶ）の電気力線ＥＦと、進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生じた平面的な分布（ＣＰＷ進行波電極の固有モードと呼ぶ）の電気力線ＤＥＦにはそれらの分布形状にミスマッチがあり、高周波電気信号がマイクロ波コネクタの芯線６ａから進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂに伝搬する際に高周波電気信号に漏れる成分が生じる。

図１１にＬＮ光変調器において使用するｚ−カットＬＮ基板１の形状と寸法を示す。図のｘ方向が幅（あるいは、横幅）に、ｚ方向が厚みに、ｙ方向が長さに対応し、各々の寸法をＬ_ｘ、Ｌ_ｚ、及びＬ_ｙとする。前述の漏れた高周波電気信号成分に対しては、ｚ−カットＬＮ基板１は誘電体共振器として機能する。つまり、漏れた高周波電気信号成分はｚ−カットＬＮ基板１に共振モードを励振し、その中で共振（誘電体共振と呼ぶ）すると考えられる。

誘電体共振が生じると、マイクロ波コネクタの芯線６ａから進行波電極の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃに伝搬すべき高周波電気信号のエネルギーの多くが、ｚ−カットＬＮ基板１からなる誘電体共振器の内部に共振モードを励振するのに費やされてしまい、図５や図６に示した相互作用光導波路３ａ、３ｂにおける光の変調に有効に活用されない。そのため、変調周波数に対する光の変調指数に激しい落ち込み（周波数ディップと呼ぶ）を生じてしまう。

例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが１０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域に生じた場合や、４０Ｇｂｉｔ／ｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが３０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域などに生じると、実用上極めて深刻な問題となってしまう。

［第２の従来技術］
第１の従来技術における誘電体共振器としての共振周波数を光変調に必要な周波数領域から高周波側に外すことにより、光の変調指数における周波数ディップの影響を改善するために特許文献１に提案された技術を第２の従来技術として説明する。ここで、図５から図１１に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図１２に図１１のｚ−カットＬＮ基板１の横断面図を示す。特許文献１によれば、変調指数の周波数ディップｆ_ｃは

ｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ） （１）

で与えられるとのことである。ここで、ｃ_０は真空中の光速、ｎは高周波電気信号の等価屈折率、そして重要な物理量であるｄは図１２に示す横断面図において最も長くなる長さ（通常は、対角線の長さ）とされている。

そして、高周波電気信号の等価屈折率ｎと対角線の長さｄとの積ｎ・ｄを０．８ｍｍより大きく、１１ｍｍよりも小さくすることにより、周波数ディップを１０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送に支障のない高い周波数にシフトできるとしている。

我々はこの（１）式に従って、ｚ−カットＬＮ基板１を用いた光変調器を実際に設計・製作した。なお、設計に当たっては高周波電気信号の等価屈折率は図１２のｘ方向では６．５６、ｚ方向では５．２９とした。

ところがこの第２の従来技術の要求条件（１）式に基づいてＬＮ光変調器を設計・製作したところ、機械的強度の観点からＬＮ光変調器を歩留まり良く作ることが困難であることがわかった。

つまり、１例として周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚとすると、（１）式からｚ−カットＬＮ基板１の横断面図における対角線の長さｄは０．６３ｍｍとなる。そこで、ｚ−カットＬＮ基板１の厚み（Ｌ_ｚ）を０．５ｍｍと仮定すると、ｚ−カットＬＮ基板１の幅（Ｌ_ｘ）は０．３９ｍｍとなる。

通常、ｚ−カットＬＮ基板１の長さ（Ｌ_ｙ）は数十ｍｍ有るのでｚ−カットＬＮ基板１の横断面の寸法がこのように小さくなり過ぎると、ｚ−カットＬＮ基板１の剛性が極めて弱くなってしまう。そのため、ウェーハプロセス終了後の切断・研磨工程における取り扱い、及びＬＮ光変調器として金属筐体５に実装する工程において破壊される素子が増え、機械的強度に問題があることがわかった。
特開平３−２５３８１４号公報

以上のように、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを光伝送を行う上で差し支えないように高い周波数領域にシフトさせるために提案された第２の従来技術、すなわちＬＮ基板の横断面において最も長くなる長さ（通常は、対角線の長さ）をｄ、高周波電気信号の等価屈折率をｎとして、周波数ディップｆ_ｃをｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ）から求め、周波数ディップｆ_ｃが充分高くなるように対角線の長さｄを設定する第２の従来技術では、光変調器としての機械的強度を保ちつつ、周波数ディップｆ_ｃを使用周波数領域から外すことは困難であり、より機械的強度を確保できる技術の開発が望まれていた。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、少なくとも外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記進行波電極には進行波電極の基本モードが伝搬し、前記光導波路の長手方向にほぼ垂直となる前記基板の断面の最も長くなる辺の長さと前記基板の断面の最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きく、該最も短くなる辺の長さとこの方向における前記高周波電気信号の等価屈折率の積が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さくなるように、前記基板の前記最も短くなる辺の長さを設定したことを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記最も短くなる辺の長さが前記基板の厚みであることを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記最も短くなる辺の長さが前記基板の横幅であることを特徴とする。

本発明の請求項４の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、少なくとも外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記進行波電極には進行波電極の基本モードが伝搬し、前記光導波路の長手方向にほぼ垂直となる前記基板の断面の最も長くなる辺の長さと前記基板の断面の最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きく、該最も短くなる辺の長さを、前記基板の誘電体共振器としての共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように設定したことを特徴とする。

本発明の請求項５の光変調器は、請求項１乃至請求項２、及び請求項４に記載の光変調器において、少なくとも前記入力用フィードスルー部の下方に、前記基板よりも比誘電率の小さな低誘電率層を具備し、前記基板の厚みと前記低誘電率層の厚みから決定される共振周波数が前記高周波電気信号よりも高くなるように、前記基板の厚みに応じて前記低誘電率層の厚みを設定したことを特徴とする。

本発明の請求項６の光変調器は、請求項５に記載の光変調器において、前記低誘電率層の少なくとも一部が空気からなることを特徴とする。

本発明の請求項７の光変調器は、請求項５に記載の光変調器において、前記低誘電率層の比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴とする。

本発明では、進行波電極に基本モードを伝搬させ、光変調指数の周波数ディップｆ_ｃは誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるようにする。そして、誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるこの周波数ディップｆ_ｃに対する基板の各辺の寸法の影響はそれらの自乗に反比例して小さくなることを利用する。つまり、光導波路の長手方向にほぼ垂直となる基板の断面のうち、最も長くなる辺の長さを長くして、周波数ディップｆ_ｃに対するその影響を充分に小さくするとともに機械的強度を確保する。そして、光導波路の長手方向にほぼ垂直となる基板の断面のうち、最も短くなる辺の長さを短くして周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせる。具体的には、光導波路の長手方向にほぼ垂直となる基板の断面のうち、最も長くなる辺の長さと最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きくとることにより、最も長くなる辺の長さの周波数ディップｆ_ｃに対する影響を最も短くなる辺の長さの１／４以下と充分に小さくする。こうすることにより、ＬＮ光変調器チップとしての機械的強度を確保しつつ、使用する周波数領域から周波数ディップｆ_ｃを外すことができる。従って、本発明により、第２の従来技術では困難であった光変調器としての機械的強度を確保しつつ、周波数ディップｆ_ｃを充分高い周波数領域にシフトさせることが可能となる。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図５から図１２に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。また、光導波路、進行波電極、相互作用部および入力用フィードスルー部は、従来の実施形態と同様に形成されているものとして説明するが、これに限定されるものではない。
[第１の実施形態]

ＬＮ光変調器における光変調指数の周波数ディップｆ_ｃの原因としては、進行波電極を伝搬する高周波電気信号の高次モードと、ＬＮ基板の誘電体共振器としての共振の２つが考えられるが、ここでは本発明の全ての実施形態において、進行波電極については基本モードを伝搬させるように設計する。よって、本発明の全ての実施形態においては、光変調指数の周波数ディップｆ_ｃは誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定される。そして、誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるこの周波数ディップｆ_ｃに対し、基板の各辺の寸法がそれらの自乗に反比例して影響を与えることを利用する。

先に述べた第２の従来技術では、図１２に示す横断面図を基にし、周波数ディップｆ_ｃを与える式として（１）式に基づいて設計し、横断面図において最も長くなる長さ、即ち対角線の長さｄを決定していた。

一方、本発明においては、図１１に示した誘電体共振器に立ち返って考える。つまり、図１１に示すｚ−カットＬＮ基板１からなる誘電体共振器の共振周波数が周波数ディップｆ_ｃ に対応すると考える。この周波数ディップｆ_ｃ は、図１１におけるｚ−カットＬＮ基板１の上面（進行波電極が形成されている基板面）と下面（進行波電極が形成されている基板面と反対の基板面）に金属がある場合には

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・{(ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）)^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２＋（ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２}^１／２ （２）

また、ｚ−カットＬＮ基板１の上面には金属があり、下面の下方には充分に深い空隙があるとすると

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・{(ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）)^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２＋（（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２}^１／２ （３）

となる。

ここで、ｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは共振の次数を表す自然数であり、問題となるのは最も低い次数（つまり、１）の共振周波数である。２以上のｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは２次以上の高次モードに対応する。ｎ_ｘ、ｎ_ｙ、及びｎ_ｚはｘ、ｙ、及びｚの各方向における高周波電気信号の等価屈折率であり、多くの場合、ｎ_ｘ＝ｎ_ｙ＝６．５６、ｎ_ｚ＝５．２９と考えてよい。

また、（２）式と（３）式の比較からわかるように、ｚ−カットＬＮ基板１の幅方向（ｘ方向）において、片方の端面に金属が有り、その反対側の端面が広い空間に接している場合には、ｍ_ｘをｍ_ｘ−１／２により置き換えれば良い。

（２）式や（３）式の中において、ｚ−カットＬＮ基板１の幅Ｌ_ｘ、長さＬ_ｙ、及び厚みＬ_ｚが使用されている式の形態を考え、本発明においては、第２の従来技術が主張している「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線の長さ）と、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、「横断面において最も短くなる辺の長さと、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントとする。

本発明では、まず、周波数ディップｆ_ｃを決定する式の中に、横断面の各辺の長さが自乗に反比例する形式で入っていることに着目し、横断面において最も長い辺の長さを意図的に長くすることにより、周波数ディップｆ_ｃに対する影響を極めて小さくする。次に、横断面において最も短くなる辺の長さを意図的に短くすることにより、最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積で決まる周波数ディップｆ_ｃを光伝送で使用する帯域よりも充分高い周波数領域にシフトさせる。換言すると、そのように周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるために、横断面の寸法のうち、本発明の第１の実施形態では厚みＬ_ｚを薄くする構造を採用する。

以上のことを具体的に式を用いて説明する。（２）式と（３）式において、

Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｙ、Ｌ_ｘ （４）

と仮定すると、（２）式と（３）式は各々

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （５）
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （６）

と表現でき、ｚ−カットＬＮ基板１の最も短くなる辺の長さ（ここでは、ＬＮ基板の厚みＬ_ｚ）により周波数ディップｆ_ｃが決定できる。

ここで、（４）式が成り立つと仮定できる条件について考察する。ｚ−カットＬＮ基板１の長さＬ_ｙは充分長いので、Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｙは当然成り立っている。従って、次に、残るＬ_ｚとＬ_ｘの関係について考える。Ｌ_ｘは周波数ディップｆ_ｃの式の中にＬ_ｘの自乗に反比例する形式で入っているので、Ｌ_ｘはＬ_ｚの２倍以上の大きさであるとすると周波数ディップｆ_ｃに対するＬ_ｘの影響はＬ_ｚの影響の１／４と充分小さくなり、Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｘが成り立つと考えることができる。また、基板の横幅Ｌ_ｘを広くとることにより光変調器としての充分な機械的強度が確保できるという利点が生じる。

なお、ｚ−カットＬＮ基板１の下面の下に有限の深さの空隙がある場合には、（３）式あるいは（６）式とは異なってくるものの、ｚ−カットＬＮ基板１の比誘電率（その平方根が等価屈折率と近似できる）は高いので、空隙よりもｚ−カットＬＮ基板１の影響の方が大きい。従って、ｚ−カットＬＮ基板１に着目したここでの議論の大筋は同じである。

以上のように、本発明は第２の従来技術の「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線）とその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、その反対の「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントと考えており、従来の第２技術とは発想が全く反対である。

具体的に説明すると、第２の従来技術によれば、周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるためには、特にｚ−カットＬＮ基板１の幅（Ｌ_ｘ）を狭くしないといけないことになるが、本発明では逆に幅（Ｌ_ｘ）は数ｍｍと広くしても、厚みを薄くすることより周波数ディップｆ_ｃを充分高くする構造とする。

本発明によれば、光伝送にとって有害な周波数ディップｆ_ｃを正確、確実、かつ容易に使用周波数領域よりも高い周波数にシフトできるという大きな利点がある。

次に、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」についてさらに考察を進める。

一般に、周波数ディップｆ_ｃは周波数に対してシャープではなくある周波数帯域を持つ（言い換えると、誘電体共振器としての共振のＱ値が高くない）ので、１０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送を考える際には、周波数ディップｆ_ｃとしてはできれば３０％程高い１３ＧＨｚ程度には設定したいが、ここでは最低確保したい１０ＧＨｚとすると、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の大きい値については、１５ｍｍとなる。

一方、ｎ_ｚ・Ｌ_ｚの小さな方の値については、現在我々が行っているプロセスではｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚとして、０．３ｍｍ程度あれば何ら問題なく、０．２ｍｍ程度までなら歩留まりを確保できている。厚み方向の共振における等価屈折率ｎ_ｚは５．２９として議論して来たが、２程度まで考えられるので、その結果、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の小さい値としては０．４となる。

本発明に従って、ｚ−カットＬＮ基板１を用いて製作したＬＮ光変調器の変調指数の周波数応答特性を図１に示す。ここで、本発明の効果を明らかにするために、ｚ−カットＬＮ基板１の幅Ｌ_ｘは第２の従来技術では許容することができない６ｍｍをあえて採用した。また、基板の厚みＬ_ｚは０．３ｍｍ、基板の長さＬ_ｙは５０ｍｍとした。

本発明によるＬＮ光変調器の特性である図１においては、４０ＧＨｚまでは周波数ディップｆ_ｃが観測されない。よって、第２の従来技術のように素子を極めて小さくすること無しに、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚ以上の高い周波数にシフトさせることが可能であることがわかる。

以上のように、本実施形態によれば、ｚ−カットＬＮ基板１の横幅を充分に広くできるので、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを高い周波数にシフトしつつ、横幅の剛性によりＬＮ光変調器モジュールを組み立てる上で問題のない機械的強度を確保できるという利点がある。

［第２の実施形態］
本発明においては、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」が重要である。第１の実施形態においては、ｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚが「横断面において最も短くなる辺の長さ」であった。但し、ｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚが０．２ｍｍ以下と薄くなると３インチや４インチでのプロセスの際に基板割れを生じる場合が出て来る。

そこで、（２）式と（３）式に立ち返り、基板の厚みＬ_ｚ以外の「横断面において最も短くなる辺の長さ」の可能性を考える。

つまり、第２の従来技術の「横断面における対角線の長さ」にとらわれない本発明の考え方に基づけば、厚みＬ_ｚが１．５ｍｍと厚いｚ−カットＬＮ基板１を使用し、基板割れを心配することなく安全にプロセスを行った後に、基板の横幅Ｌ_ｘを狭くしても同じ効果を得ることができる。

そして、その場合には、（２）式と（３）式において、

Ｌ_ｘ＜＜Ｌ_ｙ、Ｌ_ｚ （７）

と仮定すると、（２）式と（３）式は各々

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ） （８）
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・（ｍ_ｘ−１／２）／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ） （９）

と表現でき、ｚ−カットＬＮ基板１の最も短くなる横幅Ｌ_ｘにより周波数ディップｆ_ｃが決定されることがわかる。

ここで、（７）式が成り立つと仮定できる条件について考察する。ｚ−カットＬＮ基板１の長さＬ_ｙは充分長いので、Ｌ_ｘ＜＜Ｌ_ｙは当然成り立っている。従って、残るＬ_ｚとＬ_ｘの関係について考える。次に、Ｌ_ｚは周波数ディップｆ_ｃの式の中にＬ_ｚの自乗に反比例する形式で入っているので、Ｌ_ｚはＬ_ｘの２倍以上の大きさであるとすると周波数ディップｆ_ｃに対するＬ_ｚの影響はＬ_ｘの影響の１／４と充分小さくなり、Ｌ_ｘ＜＜Ｌ_ｚが成り立つと考えることができる。また、基板の厚みＬ_ｚを厚くとることにより光変調器としての充分な機械的強度が確保できるという利点が生じる。

ちなみに、厚みＬ_ｚが１．５ｍｍのｚ−カットＬＮ基板１を用いて、基板の横幅Ｌ_ｘを０．３ｍｍとした場合には、周波数ディップｆ_ｃは（８）式では９５ＧＨｚ以上、（９）式でも４７ＧＨｚ以上となり周波数ディップｆ_ｃを充分高い周波数領域にシフトできる。このｚ−カットＬＮ基板１の概略図を図２に示す。

以上のように、本実施形態によれば、ｚ−カットＬＮ基板１の厚みを充分に厚くできるので、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトしつつ、ｚ−カットＬＮ基板１の厚み方向の剛性によりＬＮ光変調器モジュールを組み立てる上で問題のない機械的強度を確保できるという利点がある。

［第３の実施形態］
図３に、本発明の第１の実施形態を応用した第３の実施形態を示す。図４は図３のＣ−Ｃ’線における断面図である。９ａ、９ｂは高周波電気信号をＬＮ光変調器に入力する側とＬＮ光変調器から出力する側に設けた空隙、即ち切り欠き部である。なお、高周波電気信号をＬＮ光変調器から出力する側に終端抵抗を取り付ける場合には９ｂについては無くても良い場合があることは言うまでもない。

次に、高周波電気信号をＬＮ光変調器に入力する入力用フィードスルー側を例にとり、本発明における第３の実施形態の考え方について説明する。ＣＰＷ進行波電極において高周波電気信号をＬＮ光変調器に入力する部分、即ち入力用フィードスルー部では、マイクロ波コネクタの芯線７ａとＣＰＷ進行波電極４の中心導体の４ａとを接続する必要があるが、マイクロ波コネクタの芯線７ａの直径は一般に１００〜３５０μｍと大きい。従って、入力用フィードスルー部における中心導体４ａの幅、それにともない中心導体の４ａと接地導体４ｂ、４ｃとのギャップもある程度広くならざるを得ない。

ｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚを薄くすると、入力用フィードスルー部におけるＣＰＷ進行波電極４の中心導体４ａの幅がｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚと同じ程度になってしまう場合がある。そして図８のようなｚ−カットＬＮ基板１の直下が金属筐体５の場合においては、ＣＰＷ進行波電極４はＣＰＷ動作というよりマイクロストリップ動作をすることになり、所望の特性インピーダンスを実現できない場合も起こり得る。

本発明の第１の実施形態と第２の実施形態における考察では、ｚ−カットＬＮ基板１の下には空隙がある場合も含めて議論した。このように空隙を設けることにより、ｚ−カットＬＮ基板１がマイクロ波コネクタの芯線７ａの直径程度に薄くなっても、ＣＰＷ進行波電極にＣＰＷ動作をさせることが可能となるとともに、５０Ωに近い特性インピーダンスを実現できる。

前述のように、こうした空隙を設ける形態はこれまでに示した式の中にも含まれているが、これらの式は空隙が充分に深い場合に対応している。一方、本発明の第３の実施形態は、特性インピーダンスと変調指数の周波数ディップｆ_ｃの観点から空隙の深さを適切に設定しようとするものである。

ｚ−カットＬＮ基板１の下にある切り欠き部９ａ（９ｂについても同じであるが、簡単のためにここでは９ａについてのみ議論する）の影響について考察する。前述のように、本実施形態は第１の実施形態の応用であり、ｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚを基板の横幅Ｌ_ｘよりも極めて薄く設定している（例えば、Ｌ_ｚ＝０．３ｍｍ、Ｌ_ｘ＝６．０ｍｍ）。

図４において、切り欠き部９ａの深さと幅を各々Ｔ_ａ、Ｗ_ａとする。ここで、切り欠き部９ａの幅Ｗ_ａは進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃとのギャップよりも充分に広いと仮定する。すると、ｚ−カットＬＮ基板１と切り欠き部９ａの中の空気層に励振される誘電体共振器の共振周波数（つまり、周波数ディップｆ_ｃ）は近似的に以下の式で表すことができる。

ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ＋Ｔ_ａ） （１０）

なお、ここで切り欠き部９ａには比誘電率が１である空気が充填されていると仮定した。なお、切り欠き部９ａに低誘電率の誘電体材料を充填する場合には、（１０）式のＴ_ａにその誘電体材料の等価屈折率を掛ける必要がある。

この切り欠き部９ａの比誘電率は小さいので９ａを低誘電率層とも呼べるが、ここでは形状から切り欠き部と呼ぶ。また、切り欠き部９ａは金属筐体５を切り欠いて形成すると説明したが、要はｚ−カットＬＮ基板１の下に低誘電率層を設ければ良いので、低誘電率層の作り方は金属筐体５を切り欠くだけでなく、そうした形状の金属板を設置するなど、各種の方法があることは言うまでもない。また、低誘電率の誘電体材料が切り欠き部９ａの一部のみに充填されていてもよい。

（１０）式からわかるように、切り欠き部９ａの深さＴ_ａも周波数ディップｆ_ｃに影響を与えることがわかる。ちなみに、ｚ−カットＬＮ基板１の基板の厚みＬ_ｚが０．３ｍｍで、切り欠き部９ａの深さＴ_ａが０．４ｍｍの場合には、周波数ディップｆ_ｃは７５ＧＨｚとなり、充分高い周波数領域にある。さらに、切り欠き部９ａが無い場合には、特性インピーダンスが３０Ω程度と低いが、この切り欠き部９ａを設けることによりほぼ５０Ωとすることができる。

なお、切り欠き部９ａの深さＴ_ａが深いと特性インピーダンスは高くなり、浅いと特性インピーダンスは低くなるなど、特性インピーダンスの値に影響を与える。従って、ｚ−カットＬＮ基板１の基板の厚みＬ_ｚを薄くして周波数ディップｆ_ｃを所望の高い周波数領域にシフトさせるとともに、入力用フィードスルー部が最適な特性インピーダンスとなるように、切り欠き部９ａの深さＴ_ａを設定することが重要となる。

また、以上の考察では、切り欠き部９ａの幅Ｗ_ａは進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃとのギャップよりも充分に広いと仮定したが、切り欠き部９ａの幅Ｗ_ａが充分に広くはない場合には周波数ディップｆ_ｃや特性インピーダンスに影響が出るので、注意深く設計する必要がある。逆に、切り欠き部９ａの幅Ｗ_ａを調整することにより、周波数ディップｆ_ｃや特性インピーダンスを設定することもできるが、通常は切り欠き部９ａの幅Ｗ_ａは進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃとのギャップよりも充分に広くした方が設計が容易である。

このように、入力用フィードスルー部におけるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスを所望の値（例えば、５０Ω）に設定するために切り欠き部９ａを設ける場合においても、本実施形態ではｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚを薄くすることにより、周波数ディップｆ_ｃを充分高い周波数領域にシフトすることができるとともに、基板の横幅で機械的強度を確保できるという利点がある。

［各実施形態について］
以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。

また、以上の実施形態はｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板にも適用可能であるし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の光変調の測定結果 本発明の第２の実施形態におけるｚ−カットＬＮ基板の横断面図 本発明の第３の実施形態に係る光変調器モジュールの斜視図 本発明の第３の実施形態に係る光変調器モジュールのＣ−Ｃ’線での断面図 第１の従来技術に係る光変調器の斜視図 第１の従来技術に係る光変調器のＡ−Ａ’線における断面図 第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールの斜視図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールのマイクロ波コネクタ部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のモジュールのＢ−Ｂ’線で示した入力用フィードスルー部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の横断面図

符号の説明

１：ｚ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５：金属筐体
６ａ、６ｂ：マイクロ波コネクタの芯線
７ａ、７ｂ：マイクロ波コネクタの芯線の周囲にある空洞
８：金属のふた
９ａ、９ｂ：切り欠き部

Claims (7)

1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
   前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、少なくとも外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、
   前記進行波電極には進行波電極の基本モードが伝搬し、前記光導波路の長手方向にほぼ垂直となる前記基板の断面の最も長くなる辺の長さと前記基板の断面の最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きく、該最も短くなる辺の長さとこの方向における前記高周波電気信号の等価屈折率の積が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さくなるように、前記基板の前記最も短くなる辺の長さを設定したことを特徴とする光変調器。
2. 前記最も短くなる辺の長さが前記基板の厚みであることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記最も短くなる辺の長さが前記基板の横幅であることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
4. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
   前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相を変調するための相互作用部と、少なくとも外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部を具備する光変調器において、
   前記進行波電極には進行波電極の基本モードが伝搬し、前記光導波路の長手方向にほぼ垂直となる前記基板の断面の最も長くなる辺の長さと前記基板の断面の最も短くなる辺の長さの比をほぼ２倍以上に大きく、該最も短くなる辺の長さを、前記基板の誘電体共振器としての共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように設定したことを特徴とする光変調器。
5. 少なくとも前記入力用フィードスルー部の下方に、前記基板よりも比誘電率の小さな低誘電率層を具備し、前記基板の厚みと前記低誘電率層の厚みから決定される共振周波数が前記高周波電気信号よりも高くなるように、前記基板の厚みに応じて前記低誘電率層の厚みを設定したことを特徴とする請求項１乃至請求項２、及び請求項４に記載の光変調器。
6. 前記低誘電率層の少なくとも一部が空気からなることを特徴とする請求項５に記載の光変調器。
7. 前記低誘電率層の比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴とする請求項５に記載の光変調器。

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