JP5402817B2 - 電力増幅器のメモリ効果キャンセラ、無線送信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線送信機において無線信号を増幅する電力増幅器のメモリ効果を抑制する技術に関する。

無線送信機の電力増幅器の効率を上げるために電力増幅器を非線形領域で動作させることが頻繁に行われるが、かかる動作方法は高レベルの相互変調歪（IMD: Inter-Modulation Distortion）を生じさせ、結果として隣接チャネル漏洩電力が増加させてしまうことになる。特に、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio; ピーク電力対平均電力比)が大きいOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)では尚更である。さらに、電力増幅器の非線形性は、信号の変調におけるコンステレーション（信号の複素平面上の配置）を歪ませるためにEVM(Error Vector Magnitude)が劣化し、結果としてBER(Bit Error Rate; 符号誤り率)を増加させてしまうことになる。

電力増幅器の非線形特性を改善する手法として、デジタルプリディストーション（DPD: Digital Pre-Distortion）が知られている。例えばデジタルプリディストーションの一手法である適応プリディストーションでは、電力増幅器の非線形性を考慮して予め非線形性の逆特性を表す補償係数を入力信号に乗算することで、増幅前の入力信号に前歪処理（プリディストーション）を施す。この補償された入力信号が電力増幅器で増幅されるとき、入力信号に与えられた特性（上記逆特性）と電力増幅器自体の非線形性が相殺されるため、電力増幅器の出力特性を線形にすることができる。デジタルプリディストーションは、効率的かつ低コストであるという点で信頼できる電力増幅器の線形化手法の一つである。

しかしながら、デジタルプリディストーションでは、送信信号のバンド幅が増加するにつれて、電力増幅器のメモリ効果の問題が生ずる。メモリ効果が考慮されないデジタルプリディストーションの性能は、入力信号のバンド幅が増加するにつれて相当に低下することが知られている。

一般的に、電力増幅器のメモリ効果による影響は、電力増幅器の入出力特性としてのAM-AM特性及びAM-PM特性に現れる。例えば、図１は、入力信号Xinと出力信号Youtの振幅レベルの関係(AM-AM特性)であって、(a)はメモリ効果のない電力増幅器のAM-AM特性、(b)はメモリ効果のある電力増幅器のAM-AM特性、をそれぞれ示している。図１(a)に示すように、メモリ効果のない電力増幅器であっても、入力信号の振幅レベルが高い範囲では出力信号の振幅レベルが歪む非線形特性を備える。図１(b)に示すように、メモリ効果のある電力増幅器は、非線形特性を備えることに加えて、ヒステリシス特性を備える。すなわち、メモリ効果のある電力増幅器では、ある時刻の出力信号Youtの振幅レベルが、その時刻の入力信号Xinのみならずその時刻よりも過去の入力信号Xinに依存する。

メモリ効果によるヒステリシス特性を考慮した、電力増幅器の非線形な入出力特性のモデル化の手法として、ボルテラ級数(Volterra series)を用いたものが知られている。ボルテラ級数を用いた公知の電力増幅器の入出力特性のモデル（ボルテラモデル）は、多項式近似によって表され、例えば以下の式(1)で表される。なお、式(1)において、x(n), y(n)はそれぞれ離散時間による入力信号及び出力信号であり、h₁(q)とh₂(q₁,q₂)はボルテラ核としての係数である。下記式(1)において、Qはメモリ効果の大きさを示す指標であり、Qが大きいほど、ある時刻の出力信号がその時刻以前の多くの入力信号のサンプルに依存することを意味する。Q=0であれば、電力増幅器がメモリレスであることを意味する。Qは、図１(b)に示すヒステリシスの幅と等価的な関係にある。

なお、上記式(1)に基づくボルテラフィルタを示す回路図として、例えば図２に示すものが開示されている。図２において、x[n], y[n]はそれぞれ離散時間による入力信号及び出力信号である。図２に示すボルテラフィルタは、入力信号x[n]の遅延素子(τ)２０１、乗算器２０２〜２０４、上記係数（図２では、h₁[0], h₁[1], h₂[0,0], h₂[0,1], h₂[1,1]）に応じた信号増幅を行う増幅器２０５〜２０９、及び加算器２１０〜２１４を含むようにして構成される。

特開２００５−３３６３２号公報 特開２００５−１０１９０８号公報

J. Kim and K. Konstantinou "Digital predistortion of wideband signals based on power applier model with memory", ELECTRONICS LETTERS, 8th November 2001, Vol. 37, No. 23, p. 1417 - 1418 Lei Ding, G. Tong Zhou, Dennis Morgan R. Morgan, Zhengxiang Ma, J. Stevenson Kenney, Jaehyeong Kim, and Charles R. Giardina "A Robust Digital Baseband Predistorter Constructed Using Memory Polynomials", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS Vol. 52, No 1, January 2004 V. J. Mathews, "Adaptive Polynomial Filters" IEEE SP MAGAZINE, July 1991

上記式(1)に示した低次のボルテラモデルは一例に過ぎないが、一般にボルテラモデルにおいてKを非線形性の程度を表す値であるとすると、算出すべき未定の係数は(Q+1)^Kのオーダーで増加することが知られている。
例えば、図３に示したように、メモリ効果キャンセラをボルテラフィルタ３０１と係数演算部３０２によって構成する場合を想定する。この場合、電力増幅器(HPA: Hi-Power Amplifier)の出力信号y[n]をフィードバックし、係数演算部３０２においてボルテラモデルの係数が算出される。ボルテラフィルタ３０１は、係数演算部３０２によって算出された係数を用いて電力増幅器のメモリ効果をキャンセルするように、入力信号x[n]に対する信号処理を施すデジタルフィルタである。この係数演算部では、Qが増加するにつれて計算量が指数関数的に増大することになる。

上記計算量の増大による影響は、図３に示したメモリ効果キャンセラをLMSベースのアルゴリズムを用いたDPDに組み込んだ場合に、より顕著になって現れる。つまり、ボルテラモデルのような多項式近似をLMSベースのアルゴリズムを用いたDPDに組み込んだ場合には、Qが増加するにつれて計算量が指数関数的に増大し、アルゴリズムが収束せず、動作が不安定になるという問題が生じうる。一方、Qを小さく設定した場合には、電力増幅器のメモリ効果を十分に反映した係数を設定することができず、電力増幅器のメモリ効果を十分に補償できない。

よって、発明の１つの側面では、電力増幅器のメモリ効果を補償するときの計算量の増加を抑制できるようにした、電力増幅器のメモリ効果キャンセラ、無線送信機を提供することを目的とする。

第１の観点では、無線送信機において送信信号を増幅する電力増幅器のメモリ効果を抑制するための電力増幅器のメモリ効果キャンセラが提供される。
この電力増幅器のメモリ効果キャンセラは、
（Ａ）電力増幅器に与えられる離散時間の複数の送信信号のサンプルを取得するサンプル取得部；
（Ｂ）離散時間の複数のサンプルを入力変数として予め電力増幅器の伝達関数が定義されており、サンプル取得部が取得した各時刻のサンプルによる当該伝達関数の偏微分値を所定の重み係数をもって線形結合した補正信号、を生成する信号生成部；
（Ｃ）電力増幅器の出力信号を前記補正信号に基づいて補正する信号補正部；
を備える。

第２の観点では、送信信号を増幅する電力増幅器を備えた無線送信機が提供される。
この無線送信機は、
（Ｄ）電力増幅器の出力側からフィードバックされるフィードバック信号に基づいて、電力増幅器の非線形特性を補償するために送信信号に対して前歪処理を行い、電力増幅器に送信信号を出力するプリディストータ；
（Ｅ）上記プリディストータによって前歪処理がなされた送信信号に基づいて、電力増幅器のメモリ効果を抑制するメモリ効果キャンセラ；
を備える。メモリ効果キャンセラとしては、前述した（Ａ）〜（Ｃ）の構成が適用しうる。

開示の電力増幅器のメモリ効果キャンセラ、無線送信機によれば、電力増幅器のメモリ効果を補償するときの計算量の増加を抑制できる。

電力増幅器の入出力信号の振幅レベルの関係を示す図。 ボルテラフィルタの一例を示す回路図。 ボルテラフィルタと係数演算部を含むメモリ効果キャンセラを示す図。 実施形態のメモリ効果キャンセラが適用される無線送信機の概略構成を示すブロック図。 実施形態のメモリ効果キャンセラの回路の構成例を示す図。

以下、無線送信機のRF信号を所望のレベルに増幅する電力増幅器のメモリ効果をキャンセルするためのメモリ効果キャンセラの一実施形態について、図４を参照して説明する。
図４は、本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００が適用される無線送信機の概略構成を示すブロック図である。

図４に示すように、この無線送信機は、プリディストータ２、ミキサ６、信号変換部(TX)５０、電力増幅器(HPA: Hi-Power Amplifier)５１、加算器５２、信号変換部(RX)８０、及びメモリ効果キャンセラ１００を備える。この無線送信機では、電力増幅器５１を補償するための演算負荷を軽減する目的で、電力増幅器５１の非線形性を補償するプリディストータ２と、電力増幅器５１のメモリ効果を補償するためのメモリ効果キャンセラ１００とが分離して設けられている。

図４において、信号変換部８０は、無線送信機の出力信号(RF信号)を直交検波により復調してベースバンド信号に変換するとともに、アナログ信号からデジタル信号への変換を行ってデジタルベースバンド信号を生成する。このデジタルベースバンド信号がプリディストータ２にフィードバックされる。

プリディストータ２は、入力信号（デジタルベースバンド信号）と信号変換部８０からフィードバックされた信号（フィードバック信号）とに基づいて、電力増幅器の非線形性（歪み）の逆特性を表す歪補償係数を算出する。このとき、プリディストータ２は、LMS(Least Mean Square)アルゴリズムを用いた適応信号処理により歪補償前の送信信号と信号変換部８０からのフィードバック信号を比較し，その誤差が零となるように歪補償係数を演算し、逐次その係数を更新する。この歪補償係数がミキサ６によって入力信号に乗算されて、入力信号に対する前歪処理（プリディストーション）がなされる。なお、LMS(Least Mean Square)アルゴリズムを用いたデジタルプリディストーション(DPD)については、具体的な構成が例えば特許4308163を含む多くの特許文献に開示されており、ここでは詳細に説明しない。

信号変換部５０は、前歪処理がなされた送信信号（ミキサ６の出力信号）に対してデジタル信号からアナログ信号への変換を行うとともに、直交変調を行ってRF信号を生成する。このRF信号が電力増幅器５１に与えられる。

前歪処理がなされた送信信号（ミキサ６の出力信号）はまた、電力増幅器５１のメモリ効果を抑制するためにメモリ効果キャンセラ１００に対して入力される。メモリ効果キャンセラ１００では、逐次電力増幅器５１のメモリ効果を抑制するための補正信号を生成して加算器５２に与える。加算器５２は、電力増幅器５１によって増幅されたRF信号に対して、メモリ効果キャンセラ１００からの補正信号を加算して、電力増幅器５１のメモリ効果が補償されたRF出力信号を逐次生成する。

次に、メモリ効果キャンセラ１００の回路の構成例について、図５を参照して説明する。
図５において、x[n]はミキサ６（図４参照）から得られるデジタルベースバンド信号（前歪処理後の送信信号）を離散時間の信号として表現したものである。電力増幅器５１の出力信号であるy’[n]は、電力増幅器５１のメモリ効果のキャンセルがなされていない信号である。y’[n]に対してメモリ効果キャンセラ１００で得られる補正信号Δy[n]が加算されることで、メモリ効果がキャンセルされた電力増幅器５１の出力信号y[n]が得られるように構成されている。

メモリ効果を備えた電力増幅器の出力信号y’[n]は、送信信号として与えられる現在の入力信号のみならず過去の入力信号にも依存する。そのため、その出力信号に対する補正信号Δy[n]は、現在の電力増幅器に与えられる送信信号のサンプルx[n]と、過去の１又は複数のサンプルx[n-1], …, x[n-Q]とを入力変数とし、Fを適切な伝達関数とした場合に、Δy[n] = F{x[n], x[n-1], …, x[n-Q]}の形式で表すことができる。例えば、電力増幅器を表す伝達関数FとしてK=3, Q=1とした低次のボルテラモデル（この場合、変数はx[n], x[n-1]のみ）で表すことができる。
そこで、本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００では、補正信号Δy[n]として、電力増幅器の既知の伝達関数Fに対する各時刻のサンプルによる偏微分値を所定の重み係数をもって線形結合した信号を生成する。すなわち、補正信号Δy[n]は、以下の式(2)のように表される。

図５に示すメモリ効果キャンセラ１００の回路は、上記の式(2)で表される補正信号Δy[n]を生成するために構成されている。
さらに図５を参照すると、メモリ効果キャンセラ１００は、遅延器６１（第１遅延器）、遅延器６２−１〜６２−Ｑ（第２遅延器）、遅延器６３−１〜６３−Ｑ（第１遅延器）、減算器６５、演算器７０−０〜７０−Ｑ、乗算器７２−０〜７２−Ｑ、加算器７５、及び信号変換部７６を備える。図５では、メモリ効果キャンセラ１００のほか、信号変換部５０、電力増幅器５１及び加算器５２も示してある。なお、本実施形態では、加算器５２の処理によってメモリ効果がキャンセルされた出力信号y[n]が生成されるので、加算器５２をメモリ効果キャンセラの一部と見なしてもよい。
なお、遅延器６１、遅延器６２−１〜６２−Ｑ、遅延器６３−１〜６３−Ｑ、減算器６５は、サンプル取得部を構成する。演算器７０−０〜７０−Ｑ、乗算器７２−０〜７２−Ｑ、加算器７５、及び信号変換部７６は、信号生成部を構成する。加算器５２は、信号補正部を構成する。

図５に示すメモリ効果キャンセラ１００の各部の動作を説明すると、以下のとおりである。
遅延器６１は、現在の送信信号のサンプルx[n]を１サンプル時間だけ遅延させたサンプルx[n-1]を生成する。減算器６５は、サンプルx[n]からサンプルx[n-1]を減算し、差分信号のサンプルΔx[n]を生成する。
遅延器６２−１は、サンプルΔx[n]を１サンプル時間だけ遅延させたサンプルΔx[n-1]を生成する。同様にして、遅延器６２−２〜６２−Ｑは、差分信号のサンプルを順に１サンプル時間だけ遅延させたサンプルΔx[n-2]〜Δx[n-Q]を生成する。遅延器６３−１は、送信信号のサンプルx[n]を１サンプル時間だけ遅延させたサンプルx[n-1]を生成する。同様にして、遅延器６３−２〜６３−Ｑは、送信信号のサンプルを順に１サンプル時間だけ遅延させたサンプルx[n-2]〜x[n-Q]を生成する。

演算器７０−０は、送信信号のサンプルx[n]と、差分信号のサンプルΔx[n]とに基づいて、電力増幅器５１の既知の伝達関数Fに対する現在時刻のサンプルによる偏微分値を算出する。同様にして、演算器７０−１〜７０−Ｑはそれぞれ、送信信号のサンプルx[n-1]〜x[n-Q]と、差分信号のサンプルΔx[n-1]〜Δx[n-Q] とに基づいて、電力増幅器５１の既知の伝達関数Fに対する各時刻のサンプルによる偏微分値を算出する。演算器７０−０〜７０−Ｑによって得られる各偏微分値は、上記式(2)の各項の重み係数α₀, α₁, …を除いた部分に相当する。
乗算器７２−０〜７２−Ｑは、演算器７０−０〜７０−Ｑで得られた偏微分値を示す信号に対して、それぞれ所定の重み係数α₀〜α_Qを乗算する。加算器７５は、乗算器７２−０〜７２−Ｑで得られた信号をすべて加算する。これにより、ベースバンドの補正信号（デジタル信号）が得られる。

信号変換部７６は、加算器７５で得られたデジタル信号をアナログ信号に変換するとともに直交変換を行って、無線周波数帯の信号に変換する。信号変換部７６で得られる信号は、メモリ効果キャンセラ１００の補正信号Δy[n]として、加算器５２に与えられる。
図５において、y’[n]は、ミキサ６（図４参照）から得られるデジタルベースバンド信号（前歪処理後の信号）に対して、信号変換部５０によるアナログ信号への変換及び無線周波数帯の信号への変換、さらには電力増幅器５１による電力増幅がなされた信号である。すなわち、前述したように、y’[n]は、電力増幅器５１のメモリ効果のキャンセルがなされていない信号である。本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００では、このy’[n]に対して補正信号Δy[n]が加算されることで、メモリ効果がキャンセルされた出力信号y[n]が得られる。

なお、重み係数α₀〜α_Qは例えば0〜1の範囲で予め設定されている。入力信号の直交信号(I, Q)に対応して複素数、すなわち実数成分と虚数成分の係数を個別に設定してもよい。また、例えば、電力増幅器を表す伝達関数FとしてK=3, Q=1とした低次のボルテラモデルを用いた場合の重み係数の好適な設定例として、α₀=0, α₁=1を挙げることができる。この重み係数の設定例によれば、計算機による結果において、電力増幅器５１のメモリ効果を十分に抑制することができることが分かった。換言すれば、メモリ効果に伴う電力増幅器５１の入出力特性のヒステリシスの幅を大きく低減することができることが分かった。

また、発明者は、相互変調歪（IMD）のレベルを測定するための２トーンテストのシミュレーションを行った。その結果によれば、DPDのみが実装された無線送信機では２トーンテストで測定される電力レベルの低減代が3〜4dB程度に止まったが、DPDに対してさらに本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００が実装された無線送信機（図４の構成）では上記電力レベルの低減代が少なくとも10dBに達したことが確認された。

本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００では、電力増幅器のモデルとして使用される伝達関数Fの次数（すなわち、サンプルの数Q+1）を大きくした場合の計算量の増加は、Qに比例したものとなる。補正信号の算出に当たっては、送信信号のサンプル、及び差分信号のサンプルに基づく演算結果を線形結合しているに過ぎないためである。よって、次数が大きくなるにつれて(Q+1)^Kのような指数関数的な計算量の増加を生じない。
また、本実施形態のメモリ効果キャンセラ１００の利点は、図４に示したように、電力増幅器の非線形特性を補償するために前歪処理を行うプリディストータと別個に設けられる点にある。すなわち、メモリ効果キャンセラがプリディストータの中に組み込まれていないため、非線形特性の補償のための処理とメモリ効果の抑制のための処理とが分散されて無線送信機全体の演算負荷が軽減される。

以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、本発明の電力増幅器のメモリ効果キャンセラ、無線送信機は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのは勿論である。

２…プリディストータ
６…ミキサ
５０…信号変換部
５１…電力増幅器
５２…加算器
８０…信号変換部
１００…メモリ効果キャンセラ
６１…遅延器
６２−１〜６２−Ｑ…遅延器
６３−１〜６３−Ｑ…遅延器
６５…減算器
７０−０〜７０−Ｑ…演算器
７２−０〜７２−Ｑ…乗算器
７５…加算器
７６…信号変換部

Claims (4)

1. 無線送信機において送信信号を増幅する電力増幅器のメモリ効果を抑制するための電力増幅器のメモリ効果キャンセラであって、
   前記電力増幅器に与えられる離散時間の複数の送信信号のサンプルを取得するサンプル取得部と、
   離散時間の複数のサンプルを入力変数として予め前記電力増幅器の伝達関数が定義されており、前記サンプル取得部が取得した各時刻のサンプルによる当該伝達関数の偏微分値を所定の重み係数をもって線形結合した補正信号、を生成する信号生成部と、
   前記電力増幅器の出力信号を前記補正信号に基づいて補正する信号補正部と、
   を備えた、電力増幅器のメモリ効果キャンセラ。
2. 前記信号補正部は、前記補正信号を無線周波数帯の信号に変換した後に前記電力増幅器の出力信号に対して加算する加算器、を含む、
   請求項１に記載された電力増幅器のメモリ効果キャンセラ。
3. 前記信号生成部は、
   離散時間の複数のサンプルを順に遅延させる複数の第１遅延器と、
   前記複数のサンプルのうち隣接するサンプル間の差分値を算出する減算器と、
   前記減算器により算出される前記差分値を順に遅延させる複数の第２遅延器と、
   前記第１遅延器及び前記第２遅延器の出力に基づいて、前記伝達関数に対する各時刻のサンプルによる偏微分値を算出する複数の演算器と、
   前記複数の演算器の各々で算出される偏微分値に対して前記所定の重み係数を乗算する複数の乗算器と、
   複数の乗算器による乗算結果を加算する加算器と、
   を備えた、請求項１又は２に記載された電力増幅器のメモリ効果キャンセラ。
4. 送信信号を増幅する電力増幅器を備えた無線送信機であって、
   電力増幅器の出力側からフィードバックされるフィードバック信号に基づいて、電力増幅器の非線形特性を補償するために送信信号に対して前歪処理を行い、前記電力増幅器に送信信号を出力するプリディストータと、
   前記プリディストータによって前歪処理がなされた前記送信信号に基づいて、前記電力増幅器のメモリ効果を抑制するメモリ効果キャンセラと、
   を備え、
   前記メモリ効果キャンセラは、
   前記電力増幅器に与えられる離散時間の複数の送信信号のサンプルを取得するサンプル取得部と、
   離散時間の複数のサンプルを入力変数として予め前記電力増幅器の伝達関数が定義されており、前記サンプル取得部が取得した各時刻のサンプルによる当該伝達関数の偏微分値を所定の重み係数をもって線形結合した補正信号、を生成する信号生成部と、
   前記電力増幅器の出力信号を前記補正信号に基づいて補正する信号補正部と、を備えた、
   無線送信機。