JP5326411B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源に関する。

従来のスイッチング電源は、例えば下記特許文献１に記載されている。特許文献１に記載のスイッチング電源は、２台の出力トランスを接続している。第１出力トランス内には、２つの１次側コイルが同一磁路上にて同一極性で配置されており、第１出力トランス内の一方の１次側コイルと、第２出力トランス内の一方の１次側コイルを、第１駆動回路でスイッチングし、第１出力トランス内の他方の１次側コイルと、第２出力トランス内の他方の１次側コイルを、第２駆動回路でスイッチングしており、スイッチング電源の安定化を達成している。トランスの２次側コイルは、整流回路及び平滑回路に接続されており、所望の直流電圧が出力されている。

その他、本願の出願人による並列駆動電源装置に関する発明は、特許文献２〜５に記載されており、これらの装置は優れた動作を達成している。
特許２６２９９９９号公報 特開２００６−１４５３５号公報 特開２００６−２０４１０号公報 特開２００５−０８６８４６号公報 特開２００５−０８６９４８号公報

しかしながら、平滑回路に含まれるチョークコイルの特性が製品毎にばらつく場合などにおいて、出力が不安定化する場合があった。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、出力が安定化するスイッチング電源を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、第１の発明に係るスイッチング電源は、コア部をそれぞれ含む複数のトランスと、トランスの1次側コイルを駆動する複数のインバータ回路と、トランスの２次側コイルに接続された複数のセンタータップ型整流回路と、複数のセンタータップ型整流回路の後段に接続され互いに併設された複数の平滑回路とを備えるスイッチング電源であって、それぞれのセンタータップ型整流回路にはそれぞれ少なくとも一対の２次側コイルが接続されており、センタータップ型整流回路毎の２次側コイルは、互いに異なるトランスのコア部に配置されており、それぞれの前記インバータ回路にはそれぞれ少なくとも一対の１次側コイルが直列接続されており、前記インバータ回路毎の前記１次側コイルは、互いに異なるトランスのコア部に配置されていることを特徴とする。

本発明のスイッチング電源によれば、それぞれのセンタータップ型整流回路の後段の平滑回路の特性がそれぞれ異なっている場合においても、ある期間において、互いに異なるトランスに設けられた一方の２次側コイルの出力を、後段の併設された各平滑回路にそれぞれ入力し、次の期間において、互いに異なるトランスに設けられた他方の２次側コイルの出力を、後段の併設された各平滑回路にそれぞれ入力し、併せて出力することができるため、平滑回路とトランスの出力の特性が均等化され、出力が安定化する。

なお、各平滑回路は、少なくともチョークコイルを含むものであって、共通のキャパシタを具備するものも、チョークコイルに応じてキャパシタが設けられているものも、複数の平滑回路であるとする。

第２の発明に係るスイッチング電源においては、複数のトランスは、第１及び第２トランスを有し、複数のセンタータップ型整流回路は、第１及び第２センタータップ型整流回路を有し、第１センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方は、第１トランスのコア部に配置され、他方は第２トランスのコア部に配置され、第２センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方は、第１トランスのコア部に配置され、他方は第２トランスのコア部に配置されていることを特徴とする。

すなわち、スイッチング電源が、第１、第２のトランスを有している場合、１つのセンタータップ型整流回路に接続される２次側コイルは、それぞれのトランスに属することとなり、上述の如く出力が安定化する。

第３の発明に係るスイッチング電源においては、複数の前記トランスは、ｍ個（ｍは３以上の整数）のトランスから成り、複数のセンタータップ型整流回路は、ｍ個のセンタータップ型整流回路から成り、ｎ番目（２≦ｎ≦ｍの整数）のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方はｎ番目の前記トランスのコア部に配置され、２次側コイルの他方はｎ−１番目のトランスのコア部に配置され、１番目のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの他方はｍ番目のトランスのコア部に配置されていることを特徴とする。

すなわち、スイッチング電源が、ｍ個のトランスを有している場合、１つのセンタータップ型整流回路に接続される２次側コイルは、循環して異なるトランスに属することとなり、上述の如く出力が安定化する。

上述のように、スイッチング電源においては、それぞれのインバータ回路にはそれぞれ少なくとも一対の１次側コイルが直列接続されており、インバータ回路毎の１次側コイルは、互いに異なるトランスのコア部に配置されていることを特徴とする。

この構成の場合、後段の平滑回路特性、換言すれば、チョークコイルの値が異なっている場合においては、１次側コイルの接続点の電位が変動し、これに応じて２次側コイルの誘起電圧が変動し、最終的に各チョークコイルに流れる電流が均等化することとなる。すなわち、チョークコイルのインダクタンスに製造誤差や組み立て誤差がある場合においても、各チョークコイルに流れる電流がバランスすることとなり、出力が安定化する。

第４の発明に係るスイッチング電源においては、それぞれのインバータ回路の出力端子間に接続された複数の１次側コイルは、直列に接続されており、それぞれのインバータ回路毎の１次側コイルの交流抵抗は、インバータ回路駆動時に交互に高くなるように、複数の２次側コイルに磁気的に結合していることを特徴とする。

１次側コイルと、これに磁気的に結合した２次側コイルを流れる電流の向きが異なる場合には、交流抵抗は小さくなり、そうではない場合には、交流抵抗は高くなる。センタータップ型整流回路のダイオードを用いて、ある期間においては、直列接続された１次側コイルの一方に磁気的に結合する２次側コイルの電流を阻止し、他方の磁気的に結合する２次側コイルの電流を流すと、交流抵抗が高いものと、交流抵抗が低いものが、直列に接続されることになるため、高周波成分を高抵抗成分が吸収し、スイッチング電源のリンギングを抑制することが可能となる。

また、整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路をインバータ回路として機能させ、整流回路の後段に設けられる電源から整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。

本発明のスイッチング電源によれば、出力が安定化する。

以下、実施の形態に係るスイッチング電源について説明する。同一要素には、同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。

図１は、第１実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。

スイッチング電源１０は、コア部としての磁芯ＣＲ１を含む第１トランス１と、コア部としての磁芯ＣＲ２を含む第２トランス２とからなるトランス部の入力側に接続された第１インバータ回路ＩＮＶ１及び第２インバータ回路ＩＮＶ２、トランス部の出力側に接続された複数の整流回路３ａ、整流回路３ａの後段に接続された平滑回路３ｂ、電源Ｖｉｎ、キャパシタＣｉ１、及び、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の高電位ラインと電源Ｖｉｎとの間に介在するカレントトランスＬ１を備えている。なお、スイッチング電源１０の出力側には負荷Ｚが接続され、複数の整流回路３ａはセンタータップ型整流回路であり、平滑回路３ｂと共に整流平滑回路３を構成している。また、本実施形態では、センタータップ型整流回路には、センタータップ型全波整流回路を採用している。センタータップ型全波整流回路は、半波整流回路を２つ備えたものであり、半波整流回路では破棄していたトランスの出力も同極性に整流するため、電力変換効率が高く、リプル電圧が低くなるという利点がある。

第１トランス１及び第２トランス２は、トランス部を構成し、空間的に離隔した２つの磁芯ＣＲ１，ＣＲ２の周囲に複数のコイルがそれぞれ配置されている。このようなトランス部に適用できる磁芯ＣＲ１，ＣＲ２としては、ＥＥコア、ＥＩコア、ＵＵコア、ＵＩコアなどを用いることができる。トランス部の１次側には、第１、第２、第３及び第４の１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｐ４が設けられており、トランス部の２次側には、第１、第２、第３及び第４の２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３，Ｌｓ４が設けられている。なお、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｐ４の巻き数ＮＬｐ１，ＮＬｐ２，ＮＬｐ３，ＮＬｐ４は、以下の関係を満たしている。
・ＮＬｐ１＋ＮＬｐ２＝ＮＬｐ３＋ＮＬｐ４
・ＮＬｐ１＋ＮＬｐ３＝ＮＬｐ２＋ＮＬｐ４

インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は原則的には同相で駆動される。各トランス１，２は同時に駆動されるため、これらのトランス１，２の出力端子間電圧は等しくなる。

第１トランス１は、脚部として一方向に延びる磁芯ＣＲ１を有する。第１トランス１の１次側には、磁芯ＣＲ１の周囲を囲む第１の１次側コイルＬｐ１と、第３の１次側コイルＬｐ３とを有し、２次側には、磁芯ＣＲ１の周囲を囲む第１の２次側コイルＬｓ１と、第２の２次側コイルＬｓ２とを有している。

第２トランス２は、脚部として一方向に延びる磁芯ＣＲ２を有する。第２トランス２の１次側には、磁芯ＣＲ２の周囲を囲む第４の１次側コイルＬｐ４と、第２の１次側コイルＬｐ２とを有し、２次側には、磁芯ＣＲ２の周囲を囲む第３の２次側コイルＬｓ３と、第４の２次側コイルＬｓ４とを有している。

なお、本実施形態においては、各トランス１，２内のコイルは好適には平面コイルであって、厚み方向に積層されており、全体の寸法が縮小されている。すなわち、第１トランス１では、１次側コイルＬｐ１と２次側コイルＬｓ１が隣接しており、１次側コイルＬｐ３と２次側コイルＬｓ２が隣接している。さらに、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３同士が隣接している。第２トランス２では、１次側コイルＬｐ４と２次側コイルＬｓ３が隣接しており、１次側コイルＬｐ２と２次側コイルＬｓ４が隣接している。さらに、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３同士が隣接している。

詳説すれば、１つのトランスにおいて、２次側コイル、１次側コイル、１次側コイル、２次側コイルがこの順番で積層されているが、これは、１次側コイル、２次側コイル、２次側コイル、１次側コイルの順番に積層してもよい。

１次側コイルＬｐ１と１次側コイルＬｐ２は、端子Ｓ１を介して接続され、インバータ回路ＩＮＶ１の出力端子Ｘ１，Ｘ２間において、直列に接続されている。また、１次側コイルＬｐ３と１次側コイルＬｐ４は、端子Ｓ２を介して接続され、インバータ回路ＩＮＶ２の出力端子Ｙ１，Ｙ２間において、直列に接続されている。詳細は後述するが、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、ある期間において出力端子Ｘ１から出力端子Ｘ２に電流を流すと同時に、出力端子Ｙ１から出力端子Ｙ２に電流を流し、次の期間において、出力端子Ｘ２から出力端子Ｘ１に電流を流すと同時に、出力端子Ｙ２から出力端子Ｙ１に電流を流し、以後、この動作を継続する。

２次側コイルＬｓ１の一端は、チョークコイルＬｃｈ１、節点Ａを介してキャパシタＣｏｕｔの一端に接続されている。キャパシタＣｏｕｔの他端は、節点Ｂを介して、ダイオードＤｓ１のアノードに接続され、ダイオードＤｓ１のカソードは２次側コイルＬｓ１の他端に接続されており、ダイオードＤｓ１の順方向に流れる電流ループを構成している。

２次側コイルＬｓ２の一端は、端子Ｃ、チョークコイルＬｃｈ２、節点Ａを介してキャパシタＣｏｕｔの一端に接続されている。キャパシタＣｏｕｔの他端は、節点Ｂを介して、ダイオードＤｓ２のアノードに接続され、ダイオードＤｓ２のカソードは２次側コイルＬｓ２の他端に接続されており、ダイオードＤｓ２の順方向に流れる電流ループを構成している。

２次側コイルＬｓ３の一端は、チョークコイルＬｃｈ２、節点Ａを介してキャパシタＣｏｕｔの一端に接続されている。キャパシタＣｏｕｔの他端は、節点Ｂを介して、ダイオードＤｓ３のアノードに接続され、ダイオードＤｓ３のカソードは２次側コイルＬｓ３の他端に接続されており、ダイオードＤｓ３の順方向に流れる電流ループを構成している。

２次側コイルＬｓ４の一端は、端子Ｄ、チョークコイルＬｃｈ１、節点Ａを介してキャパシタＣｏｕｔの一端に接続されている。キャパシタＣｏｕｔの他端は、節点Ｂを介して、ダイオードＤｓ４のアノードに接続され、ダイオードＤｓ４のカソードは２次側コイルＬｓ４の他端に接続されており、ダイオードＤｓ４の順方向に流れる電流ループを構成している。

このように、複数の整流回路３ａは、第１のセンタータップ型全波整流回路と、第２のセンタータップ型全波整流回路とを有している。

第１のセンタータップ型全波整流回路は、端子Ｄをセンタータップの接続位置として、２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４を接続し、各２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４を流れる電流の方向を規制するダイオードＤｓ１，Ｄｓ４によって構成されている。

第２のセンタータップ型全波整流回路は、端子Ｃをセンタータップの接続位置として、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３を接続し、各２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３を流れる電流の方向を規制するダイオードＤｓ２，Ｄｓ３によって構成されている。

さらに、２次側コイルＬｓ１又はＬｓ４から電流が流れ込むように接続された第１チョークコイルＬｃｈ１、及び２次側コイルＬｓ２又はＬｓ３から電流が流れ込むように接続された第２チョークコイルＬｃｈ２、及び第１及び第２チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２の一端の節点Ａと、節点Ｂとの間に接続されたキャパシタＣｏｕｔからなる複数の平滑回路３ｂを有している。この平滑回路３ｂには、出力端子を通じ負荷Ｚが接続される。

ここで、複数の平滑回路３ｂは、チョークコイルＬｃｈ１とキャパシタＣｏｕｔからなる第１平滑回路と、チョークコイルＬｃｈ２とキャパシタＣｏｕｔからなる第２平滑回路とを併設してなるものであり、それぞれ共通のキャパシタＣｏｕｔを具備するものであるが、これらは複数の平滑回路であるとする。なお、チョークコイルの位置は、単一の平滑回路に少なくとも１つ備えていればよく、単一の平滑回路が、複数の位置に分割して複数のチョークコイルを備えている構成を採用することもできる。

上述のように、ある期間において、第１インバータ回路ＩＮＶ１の出力端子Ｘ１から出力端子Ｘ２に電流が流れ、第２インバータ回路ＩＮＶ２の出力端子Ｙ１から出力端子Ｙ２に電流が流れるとする。すると、第１トランス１の１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３には、左回転の電流が流れ、同時に、第２トランス２の１次側コイルＬｐ４，Ｌｐ２にも、左回転の電流が流れる。２次側コイルの中で、これらの電流とは逆の向きの電流が、それぞれに接続されたダイオードの順方向電流に相当するコイルは、それぞれの２次側コイルが接続されたダイオードの向きを考慮すると、２次側コイルＬｓ２、Ｌｓ４である。残りの２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ３は、１次側コイルの電流によって誘起される電流の向きが、それぞれのコイルに接続されたダイオードの逆方向電流の向きとなるため、これらには原則的には電流は流れない。

２次側コイルＬｓ２、Ｌｓ４に電流が流れると、それぞれ第２チョークコイルＬｃｈ２、第１チョークコイルＬｃｈ１を通って、節点Ａに電流が流れる。そして、後段のキャパシタＣｏｕｔとチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２からなる平滑回路３ｂによって出力の平滑化が行われる。

双方のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２が電流Ｐ１Ｆ，Ｐ２Ｆを各１次側コイルに供給している場合には、２次側コイルＬｓ４から、端子Ｄ及び第１チョークコイルＬｃｈ１を介して、矢印方向にキャパシタＣｏｕｔに電流が流れ込み、且つ、２次側コイルＬｓ２から、端子Ｃ及び第２チョークコイルＬｃｈ２を介して、同様にキャパシタＣｏｕｔに電流が流れ込むように結線されている。

次に、第１インバータ回路ＩＮＶ１の出力端子Ｘ２から出力端子Ｘ１に電流が流れ、第２インバータ回路ＩＮＶ２の出力端子Ｙ２から出力端子Ｙ１に電流が流れるとする。この場合、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３，Ｌｐ２，Ｌｐ４には、同時に右回転の電流が流れる。２次側コイルの中で、これらの電流とは逆の向きの電流が、それぞれに接続されたダイオードの順方向電流に相当するコイルは、それぞれの２次側コイルが接続されたダイオードの向きを考慮すると、２次側コイルＬｓ１、Ｌｓ３である。残りの２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ４は、１次側コイルの電流によって誘起される電流の向きが、それぞれのコイルに接続されたダイオードの逆方向電流の向きとなるため、これらには原則的には電流は流れない。

なお、本実施形態では、上記のように、第１トランス１では、１次側コイルＬｐ１と２次側コイルＬｓ１が隣接しており、１次側コイルＬｐ３と２次側コイルＬｓ２が隣接している。さらに、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３同士が隣接している。第２トランス２では、１次側コイルＬｐ４と２次側コイルＬｓ３が隣接しており、１次側コイルＬｐ２と２次側コイルＬｓ４が隣接している。さらに、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３同士が隣接している。

電流の流れない２次側コイルに磁気的に結合した１次側コイルは高インピーダンスとなり、電流の流れる２次側コイルに磁気的に結合した１次側コイルは低インピーダンスとなる。したがって、低インピーダンスを実現すべく、電流の流れる１次側コイルと、電流の流れる２次側コイルとは隣接させ、僅かでも、磁気的結合が高くなるように配置している。また、高インピーダンスを実現すべく、電流の流れる１次側コイルと、電流の流れない２次側コイルとは、僅かでも、磁気的結合が低くなるように、離間して配置している。

２次側コイルＬｓ１、Ｌｓ３に電流が流れると、それぞれ第１チョークコイルＬｃｈ１、第２チョークコイルＬｃｈ２を通って、節点Ａに電流が流れる。そして、後段のキャパシタＣｏｕｔとチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２からなる平滑回路によって出力の平滑化が行われる。

上述のように、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２が電流Ｐ１Ｒ，Ｐ２Ｒを各１次側コイルに供給している場合には、２次側コイルＬｓ１から、第１チョークコイルＬｃｈ１を介して、矢印方向にキャパシタＣｏｕｔに電流が流れ込み、同様に、２次側コイルＬｓ３から、第２チョークコイルＬｃｈ２を介して、キャパシタＣｏｕｔに電流が流れ込むように結線されている。

以下、詳説する。

各コイルは好適には平面コイルであって、一方の面からみると例えば左巻きであり、１次側コイルへの通電に伴って発生した磁界を打ち消す方向に、２次側コイルに電流が流れようとする。一般に２次側コイルには、１次側コイルとは逆方向の電流が誘起するため、これらが隣接する場合、表皮効果及び近接効果により、交流抵抗（インピーダンス）は低くなり、１次側コイルに隣接する２次側のコイルの出力電流を、ダイオードの逆方向耐圧などを利用して阻止すれば、１次側コイルの交流抵抗は高くなる。

直列接続された１次側コイルＬｐ１、Ｌｐ２に、インバータ回路ＩＮＶ１から、一方向の入力電圧が入力されると、１次側コイルＬｐ１、Ｌｐ２に電流Ｐ１Ｆが流れる。ここで、１次側コイルＬｐ２はダイオードＤｓ４の順方向電流が流れている２次側コイルＬｓ４に対して、より近くに配置されているので、２次側コイルＬｓ４と相対的に密に磁気結合する。

このとき、１次側コイルＬｐ２と２次側コイルＬｓ４とはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイルＬｐ２では、電流の流れる向きが同一であるコイル群同士を近接させた場合もしくは電流が流れていないコイルを近接させた場合と比べて、近接効果により交流抵抗が低くなる。

一方、１次側コイルＬｐ１は、ダイオードＤｓ２の順方向電流の流れている２次側コイルＬｓ２に対して、より遠くに配置されているので、２次側コイルＬｓ２と相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイルＬｓ１に対して、より近くに配置されているので、１次側コイルＬｐ１では、１次側コイルＬｐ２と比べて、近接効果により交流抵抗が高くなるが、本実施の形態では、１次側コイルＬｐ１及び１次側コイルＬｐ２は互いに直列に接続されているので、１次側コイルＬｐ１及び１次側コイルＬｐ２には互いに等しい電流が流れる。

直列接続された１次側コイルＬｐ１、Ｌｐ２に、インバータ回路ＩＮＶ１から、逆方向の入力電圧が入力されると、１次側コイルＬｐ１、Ｌｐ２に電流Ｐ１Ｒが流れる。ここで、１次側コイルＬｐ１はダイオードＤｓ１の順方向電流が流れている２次側コイルＬｓ１に対して、より近くに配置されているので、２次側コイルＬｓ１と相対的に密に磁気結合する。

このとき、１次側コイルＬｐ１と２次側コイルＬｓ１とはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイルＬｐ１では、電流の流れる向きが同一であるコイル群同士を近接させた場合もしくは電流が流れていないコイルを近接させた場合と比べて、近接効果により交流抵抗が低くなる。

一方、１次側コイルＬｐ２は、ダイオードＤｓ３の順方向電流の流れている２次側コイルＬｓ３に対して、より遠くに配置されているので、２次側コイルＬｓ３と相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイルＬｓ４に対して、より近くに配置されているので、１次側コイルＬｐ２では、１次側コイルＬｐ１と比べて、近接効果により交流抵抗が高くなるが、本実施の形態では、１次側コイルＬｐ１及び１次側コイルＬｐ２は互いに直列に接続されているので、１次側コイルＬｐ１及び１次側コイルＬｐ２には互いに等しい電流が流れる。

直列接続された１次側コイルＬｐ３、Ｌｐ４に、インバータ回路ＩＮＶ２から、一方向の入力電圧が入力されると、１次側コイルＬｐ３、Ｌｐ４に電流Ｐ２Ｆが流れる。ここで、１次側コイルＬｐ３はダイオードＤｓ２の順方向電流が流れている２次側コイルＬｓ２に対して、より近くに配置されているので、２次側コイルＬｓ２と相対的に密に磁気結合する。

このとき、１次側コイルＬｐ３と２次側コイルＬｓ２とはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイルＬｐ３では、電流の流れる向きが同一であるコイル群同士を近接させた場合もしくは電流が流れていないコイルを近接させた場合と比べて、近接効果により交流抵抗が低くなる。

一方、１次側コイルＬｐ４は、ダイオードＤｓ４の順方向電流の流れている２次側コイルＬｓ４に対して、より遠くに配置されているので、２次側コイルＬｓ４と相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイルＬｓ３に対して、より近くに配置されているので、１次側コイルＬｐ４では、１次側コイルＬｐ３と比べて、近接効果により交流抵抗が高くなるが、本実施の形態では、１次側コイルＬｐ３及び１次側コイルＬｐ４は互いに直列に接続されているので、１次側コイルＬｐ３及び１次側コイルＬｐ４には互いに等しい電流が流れる。

直列接続された１次側コイルＬｐ３、Ｌｐ４に、インバータ回路ＩＮＶ２から、逆方向の入力電圧が入力されると、１次側コイルＬｐ３、Ｌｐ４に電流Ｐ２Ｒが流れる。ここで、１次側コイルＬｐ４はダイオードＤｓ３の順方向電流が流れている２次側コイルＬｓ３に対して、より近くに配置されているので、２次側コイルＬｓ３と相対的に密に磁気結合する。

このとき、１次側コイルＬｐ４と２次側コイルＬｓ３とはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイルＬｐ４では、電流の流れる向きが同一であるコイル群同士を近接させた場合もしくは電流が流れていないコイルを近接させた場合と比べて、近接効果により交流抵抗が低くなる。

一方、１次側コイルＬｐ３は、ダイオードＤｓ１の順方向電流の流れている２次側コイルＬｓ１に対して、より遠くに配置されているので、２次側コイルＬｓ１と相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイルＬｓ２に対して、より近くに配置されているので、１次側コイルＬｐ３では、１次側コイルＬｐ４と比べて、近接効果により交流抵抗が高くなるが、本実施の形態では、１次側コイルＬｐ３及び１次側コイルＬｐ４は互いに直列に接続されているので、１次側コイルＬｐ３及び１次側コイルＬｐ４には互いに等しい電流が流れる。

このように、本実施の形態では、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２（Ｌｐ３，Ｌｐ４）が互いに直列に接続されているので、交流抵抗の大きなコイルにも大きな電流が流れることとなる。そのため、トランスの線間容量と、トランスの励磁インダクタンスと、トランスの漏洩インダクタンスとによるＬＣ共振によって生じる、トランスの出力交流電圧に発生するリンギングを、高い交流抵抗によって減衰させることができる。その結果、トランスにおけるコアロスやトランスの交流抵抗による発熱量が低下し、効率が向上する。

以上のように、２次側のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を配置することにより、１次側コイルに一方向に電流が供給されている場合には、キャパシタＣｏｕｔには、第１及び第２チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の双方を通った電流が、第２及び第４の２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ４から流れ込む。逆方向の場合には、第１及び第３の２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ３からの電流が第１及び第２チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の双方を通ってキャパシタＣｏｕｔに流れ込む。

いずれの場合も、第１及び第２チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を流れた電流の合計がキャパシタＣｏｕｔと負荷Ｚに流れる。この構造の場合、第１チョークコイルＬｃｈ１を流れる電流と、第２チョークコイルＬｃｈ２を流れる電流が均等化され、出力が安定化する。なお、詳細は後述する。

以上、説明したように、それぞれのインバータ回路ＩＮＶ１（ＩＮＶ２）の出力端子間に接続された複数の１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２（Ｌｐ３，Ｌｐ４）は、直列に接続されており、それぞれのインバータ回路毎の１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２（Ｌｐ３，Ｌｐ４）の交流抵抗は、インバータ回路駆動時に交互に高くなるように、複数の２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４（Ｌｓ２，Ｌｓ３）に磁気的に結合しているため、高周波成分を高抵抗成分が吸収し、スイッチング電源のリンギングを抑制することが可能となる。

図２は、インバータ回路の回路図である。

図２（ａ）に示すように、インバータ回路ＩＮＶ１は、高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に直列に介在するスイッチＱ１，Ｑ２、及びスイッチＱ３，Ｑ４を備えている。スイッチＱ３とスイッチＱ４の接続点は、共振用インダクタＬＲを介して出力端子Ｘ１に接続されている。スイッチＱ１とスイッチＱ２の接続点は、出力端子Ｘ２に接続されている。高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間には必要に応じて逆方向バイアスが印加されるダイオードＤＡ，ＤＢを直列に接続し、これらのダイオードＤＡ，ＤＢに並列に接続されたキャパシタＣＡ，ＣＢを接続し、この接続点に共振用インダクタＬＲの出力側の一端を固定してもよい。

図２（ｂ）に示すように、インバータ回路ＩＮＶ２の構造は、インバータ回路ＩＮＶ１の構造と同一であり、上述の説明において、出力端子Ｘ１，Ｘ２をそれぞれ出力端子Ｙ１，Ｙ２に読み替えたものである。

図２（ｃ）は、各スイッチＱＸ（Ｘ＝１，２，３，４）の回路図である。本例の各スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、電界効果トランジスタからなり、ゲート／ソース間電圧Ｖｇｓに応じて、スイッチがＯＮ／ＯＦＦする。同図に示すように、トランジスタのソース／ドレイン間には、逆バイアス電圧が印加されるダイオード及び当該ダイオードに対して並列に接続されたキャパシタからなる寄生素子が付属している。

第１のインバータ回路ＩＮＶ１において、スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦした状態で、スイッチＱ３，Ｑ２がＯＮした状態のとき、端子Ｘ１から端子Ｘ２に向かう電流Ｐ１Ｆが流れ、図１に示したダイオードＤｓ４に順方向電流が流れる。一方、スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦした状態で、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＮした状態のとき、端子Ｘ２から端子Ｘ１に向かう電流Ｐ１Ｒが流れ、図１に示したダイオードＤｓ１に順方向電流が流れる。

第２のインバータ回路ＩＮＶ２において、スイッチＱ１、Ｑ４がＯＦＦした状態で、スイッチＱ３，Ｑ２がＯＮした状態のとき、端子Ｙ１から端子Ｙ２に向かう電流が流れ、図１に示したダイオードＤｓ２に順方向電流が流れる。一方、スイッチＱ２、Ｑ３がＯＦＦした状態で、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＮした状態のとき、端子Ｙ２から端子Ｙ１に向かう電流Ｐ２Ｒが流れ、図１に示したダイオードＤｓ３に順方向電流が流れる。

図３は、第２実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。

第２実施形態のスイッチング電源１０と第１実施形態のスイッチング電源１０の相違点は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の前段側における結線である。すなわち、第１実施形態のスイッチング電源１０においては、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、電源Ｖｉｎに対して互いに並列に接続されていた。

第２実施形態においては、第１インバータ回路ＩＮＶ１と、第２インバータ回路ＩＮＶ２とが、高電位ラインと低電位ラインとの間に直列に接続されている。電源Ｖｉｎの正極に接続された高電位ラインと、負極に接続された低電位ラインとの間には、キャパシタＣｉ１とキャパシタＣｉ２が直列に接続されている。第１インバータ回路ＩＮＶ１は一対の入力端子Ｇ１，Ｇ２を有しており、キャパシタＣｉ１は、入力端子Ｇ１，Ｇ２間に介在している。第２インバータ回路ＩＮＶ２は一対の入力端子Ｆ１，Ｆ２を有しており、キャパシタＣｉ２は、入力端子Ｆ１，Ｆ２間に介在している。すなわち、第１インバータ回路ＩＮＶ１と、第２インバータ回路ＩＮＶ２との接続点は、キャパシタＣｉ１とキャパシタＣｉ２の接続点に接続されている。

第１インバータ回路ＩＮＶ１の低電位ラインと、第２インバータ回路ＩＮＶ２の高電位ラインとの間には、図示のように、共通のカレントトランスＬ１が介在しており、電流を検出している。検出された電流は、インバータ回路のスイッチング制御に利用することも可能である。

第２実施形態のその他の構成は、第１実施形態と同一である。

上述の構成の場合、第１実施形態と同一の作用効果に加えて以下の作用効果を奏する。すなわち、この構造によれば、第１及び第２インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の入力側に設けられる複数のキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２の容量が製品毎にばらついた場合においても、これらのキャパシタＣｉ１の両端間の電圧と，Ｃｉ２の両端間の電圧がバランスし、出力が安定化する。すなわち、キャパシタＣｉ１，Ｃｉ２の容量の違いにより、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２への入力電圧ＶＣｉ１，ＶＣｃｉ２が変わりにくくなっている。

１次側コイルＬｐ１とＬｐ３は同一のトランス１に属し、磁束を共有して結合しており、同一方向に電流が流れる。双方の１次側コイルの巻数比ＮＬｐ１：ＮＬｐ３が、１次側コイルの電圧の比ＶＬｐ１：ＶＬｐ３となる。また、１次側コイルＬｐ２とＬｐ４は同一のトランス２に属し、磁束を共有して結合しており、同一方向に電流が流れる。双方の１次側コイルの巻数比ＮＬｐ２：ＮＬｐ４が、１次側コイルの電圧の比ＶＬｐ２：ＶＬｐ４となる。ＮＬｐ１＋ＮＬｐ２＝ＮＬｐ３＋ＮＬｐ４、ＮＬｐ１＋ＮＬＰ３＝ＮＬｐ２＋ＮＬｐ４であり、端子Ｘ１と端子Ｘ２の間の電位差と、端子Ｙ１と端子Ｙ２の間の電位差は等しくなる。

インバータ回路ＩＮＶ１のオンデューティ期間においては、端子Ｇ１と端子Ｘ１、端子Ｇ２と端子Ｘ２が接続されるか、あるいは、端子Ｇ１と端子Ｘ２、端子Ｇ２と端子Ｘ１が接続されることになる。

インバータ回路ＩＮＶ２のオンデューティ期間においては、端子Ｆ１と端子Ｙ１、端子Ｆ２と端子Ｙ２が接続されるか、あるいは、端子Ｙ１と端子Ｙ２、端子Ｙ２と端子Ｙ１が接続されることになる。

したがって、端子Ｇ１と端子Ｇ２の間の電位差と、端子Ｆ１と端子Ｆ２の間の電位差は等しくなる。また、端子Ｘ１と端子Ｘ２の間に流れる電流Ｉｉ１と、端子Ｙ１と端子Ｙ２の間に流れる電流Ｉｉ２とは等しくなる。１次側のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は直列に接続され、キャパシタＣｉ１，Ｃｉ２も直列に接続されている。キャパシタＣｉ１，Ｃｉ２の容量がばらつくと、これらの中点電位は容量の逆比となるように変動しようとする。しかしながら、上述のように、端子Ｇ１と端子Ｇ２の間の電位差と、端子Ｆ１と端子Ｆ２の間の電位差は等しくなり、キャパシタＣｉ１，Ｃｉ２間の中点電位はＶｉｎの２分の１に収束する。

図４は、第３実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。

第３実施形態のスイッチング電源１０と第１実施形態のスイッチング電源１０の相違点は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２に接続される各１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２、Ｌｐ３，Ｌｐ４の接続にある。第１実施形態のスイッチング電源１０は、第１インバータ回路ＩＮＶ１に接続された１次側コイルのうち、異なるトランスに属するもの（Ｌｐ１，Ｌｐ２）が直列に接続されており、第２インバータ回路ＩＮＶ２に接続された１次側コイルのうち、異なるトランスに属するもの（Ｌｐ３，Ｌｐ４）が直列に接続されていた。

これに対して、本実施形態の１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｐ４は、インバータ回路毎に、同一のトランスに属しており、異なるトランスに属するもの同士は直列に接続されていない。具体的には、第１インバータ回路ＩＮＶ１に接続される１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２は、磁芯ＣＲ１を有する第１トランス１のみに設けられており、第２インバータ回路ＩＮＶ２に接続される１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４は、磁芯ＣＲ２を有する第２トランス２のみに設けられている。第３実施形態のその他の構成は、第１実施形態と同一である。

このような構成においても、各センタータップ型整流回路に接続される一対の２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４（Ｌｓ２，Ｌｓ３）は、それぞれ別のトランスに属しており、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ４を含むセンタータップ型整流回路の出力はチョークコイルＬｃｈ１を通り、ダイオードＤｓ２，Ｄｓ３を含むセンタータップ型整流回路の出力はチョークコイルＬｃｈ２を通り、それぞれのチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を含む複数の平滑回路が併設されているため、各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２のインダクタンス差に伴う出力のバラツキを均等化することができる。

すなわち、ある期間において、第２ダイオードＤｓ２と第４ダイオードＤｓ４に順方向電流が流れている場合、これらの電流は、それぞれ、別々のチョークコイルＬｃｈ２，Ｌｃｈ１に流れ、複数の平滑回路３ｂは併設されているので、電流の合計値がキャパシタＣｏｕｔに流れ込む。第２ダイオードＤｓ２を流れる電流は第１トランス１の影響を受けており、第４ダイオードＤｓ４を流れる電流は第２トランス２の影響を受けているので、その合計値は、双方のトランス１，２の影響と、それぞれが流れるチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の影響を共に均等化したものとなる。

また、次の期間において、第１ダイオードＤｓ１と第３ダイオードＤｓ３に順方向電流が流れている場合、これらの電流は、それぞれ、別々のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２に流れ、複数の平滑回路３ｂは併設されているので、電流の合計値がキャパシタＣｏｕｔに流れ込む。第１ダイオードＤｓ１を流れる電流は第１トランス１の影響を受けており、第３ダイオードＤｓ３を流れる電流は第２トランス２の影響を受けているので、その合計値は、双方のトランス１，２の影響と、それぞれが流れるチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の影響を共に均等化したものとなる。

すなわち、双方の期間において、キャパシタＣｏｕｔに流れ込む電流は、全て均等化されているという利点がある。なお、かかる利点は、第１及び第２実施形態においても実現されている。

また、第１及び第２実施形態においては、各インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２において直列接続された１次側コイル対が別々のトランス１，２に属しているため、一方のトランスにおいて電流が多く流れている２次側コイルに近接した１次側コイルは、他方のトランスにおいて電流が多く流れている２次側コイルから離隔した１次側コイルとは別の影響をトランスから受ける。すなわち、２次側コイルを流れる電流を律則する平滑回路の特性差、すなわちチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２のインダクタンスの違いにより、図１に示した１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２の接続点である端子Ｓ１の電位と、１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４の接続点である端子Ｓ２の電位がシフトし、これに伴って対応する２次側コイルの誘起電圧が変化し、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を流れる電流が略同一の電流となるように収束し、出力が安定化している。

図５は、比較例に係るスイッチング電源の回路図である。

比較例に係るスイッチング電源１０では、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２、Ｌｐ３，Ｌｐ４を各トランス１，２毎に、図示の如く直列に接続し、各トランス１（２）における２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ２（Ｌｓ３，Ｌｓ４）を流れる電流が共に、自身のチョークコイルＬｃｈ１（Ｌｃｈ２）を流れている点が、第１実施形態のものと異なる。

次に、上述の各スイッチング電源１０の動作の詳細について、タイミングチャートを用いて説明する。

図６は、第１実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャート、図７は、第２実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャート、図８は、第３実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャート、図９は、比較例に係るスイッチング電源のタイミングチャートである。

同図中のパラメータは以下のものを示す。

なお、各タイミングチャートにおいて、第１、第２実施形態と比較例との差が分かるよう、チョークコイルＬｃｈ２のインダクタンスを、チョークコイルＬｃｈ１のインダクタンスの２倍の値に設定している。

・ＶｇｓＱ３：スイッチＱ３のゲート／ソース間電圧
・ＶｇｓＱ４：スイッチＱ４のゲート／ソース間電圧
・ＶｇｓＱ１：スイッチＱ１のゲート／ソース間電圧
・ＶｇｓＱ２：スイッチＱ２のゲート／ソース間電圧
・ＶＬｓ２：２次側コイルＬｓ２の両端間電圧
・ＶＬｓ３：２次側コイルＬｓ３の両端間電圧
・ＶＬｓ１：２次側コイルＬｓ１の両端間電圧
・ＶＬｓ４：２次側コイルＬｓ２の両端間電圧
・ＶＬｃｈ１：チョークコイルＬｃｈ１の両端間電圧
・ＶＬｃｈ２：チョークコイルＬｃｈ２の両端間電圧
・ＶＣｏｕｔ：キャパシタＣｏｕｔの両端間電圧
・ＶＬｐ３：１次側コイルＬｐ３の両端間電圧
・ＶＬｐ４：１次側コイルＬｐ４の両端間電圧
・ＶＬｐ１：１次側コイルＬｐ１の両端間電圧
・ＶＬｐ２：１次側コイルＬｐ２の両端間電圧
・Ｉｉ１：インバータ回路ＩＮＶ１への入力電流
・Ｉｉ２：インバータ回路ＩＮＶ２への入力電流
・ＶＤｓ１：ダイオードＤｓ１の両端間電圧
・ＶＤｓ３：ダイオードＤｓ３の両端間電圧
・ＶＤｓ２：ダイオードＤｓ２の両端間電圧
・ＶＤｓ４：ダイオードＤｓ４の両端間電圧
・ＩＤｓ１：ダイオードＤｓ１に流れる電流
・ＩＤｓ３：ダイオードＤｓ３に流れる電流
・ＩＤｓ２：ダイオードＤｓ２に流れる電流
・ＩＤｓ４：ダイオードＤｓ４に流れる電流
・ＩＬｐ１：１次側コイルＬｐ１に流れる電流
・ＩＬｐ２：１次側コイルＬｐ２に流れる電流
・ＩＬｐ３：１次側コイルＬｐ３に流れる電流
・ＩＬｐ４：１次側コイルＬｐ４に流れる電流
・Ｖｏｕｔ：負荷Ｚに与えられる出力電圧
・ＩＬｃｈ１：チョークコイルＬｃｈ１に流れる電流
・ＩＬｃｈ２：チョークコイルＬｃｈ２に流れる電流
・Ｉｏｕｔ／２：負荷Ｚを流れる出力電流の５０％
・ＶＣｉ１：キャパシタＣｉ１の両端間電圧
・ＶＣｉ２：キャパシタＣｉ２の両端間電圧

まず、図１に示した第１実施形態のスイッチング電源のタイミングについて、図６を用いて説明する。なお、ＶＬｐ１〜ＶＬｐ４は、コイルの巻き始めの黒点がある端子の電位が、黒点のない端子の電位よりも大きい場合に、正とする。また、ＶＬｓ１〜ＶＬｓ４は、チョーク側電位がダイオード側電位よりも大きい場合に、正とする。

図２に示したスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、電圧ＶｇｓＱ１，ＶｇｓＱ２，ＶｇｓＱ３，ＶｇｓＱ４がハイレベルの場合にＯＮし、ローレベルの場合にＯＦＦする。図２に示したスイッチＱ３，Ｑ２が共にＯＮの期間において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力端子Ｘ１から出力端子Ｘ２に電流が流れ、出力端子Ｙ１から出力端子Ｙ２に電流が流れる。また、図２に示したスイッチＱ４，Ｑ１が共にＯＮの期間において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力端子Ｘ２から出力端子Ｘ１に電流が流れ、出力端子Ｙ２から出力端子Ｙ１に電流が流れる。なお、図２において、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の双方にスイッチＱ１，Ｑ４が設けられているが、図６はこれらの同符号のスイッチが同期していることを示している。

スイッチＱ３とスイッチＱ４は交互にＯＮとなっており、スイッチＱ１とスイッチＱ２は交互にＯＮとなっている。また、スイッチＱ３とスイッチＱ２は位相シフトしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返しており、スイッチＱ４とスイッチＱ１も位相シフトしてＯＮ／ＯＦＦを繰り返しており、このスイッチング電源は位相シフト型のコンバータを構成している。換言すれば、１つの電流経路を生じるスイッチ対のＯＮ期間の重複期間において、１次側コイルに入力電圧が印加され、重複期間が長いほど、単位時間当たり出力される電流量が多くなる。

このように、スイッチＱ１〜Ｑ４がスイッチングして、スイッチングパルスを送出しているため、１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４には、図示の如く、電圧が印加される。具体的には、スイッチＱ３とスイッチＱ２が共にＯＮする期間では、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位よりも端子Ｘ２（Ｙ２）の電位が低くなり、端子Ｘ１から端子Ｘ２、及び、端子Ｙ１から端子Ｙ２に電流が流れる。各コイルの電圧はこのときの電流が流れる際の上流側を高電位とし、下流側を低電位とする。この期間における１次側コイル電圧ＶＬｐ１，ＶＬｐ２，ＶＬｐ３，ＶＬｐ４の電圧の向きを正とおく。

また、スイッチＱ４とスイッチＱ１が共にＯＮする期間では、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位よりも端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が低くなり、端子Ｘ２から端子Ｘ１、及び、端子Ｙ２から端子Ｙ１に電流が流れる。この期間においては、１次側コイル電圧ＶＬｐ１，ＶＬｐ２，ＶＬｐ３，ＶＬｐ４は負方向に振れている。

そして、スイッチＱ４がＯＮでスイッチＱ１がＯＦＦする期間、もしくはスイッチＱ４がＯＦＦでスイッチＱ１がＯＮする期間では、スイッチＱ３がＯＮでスイッチＱ２がＯＦＦする期間、もしくはスイッチＱ２がＯＦＦでスイッチＱ３がＯＮする期間では、１次側コイル電圧ＶＬｐ１，ＶＬｐ２，ＶＬｐ３，ＶＬｐ４は、略０Ｖとなっている。１次側コイルＬｐ３とＬｐ４間の電圧の差、及び、１次側コイルＬｐ１とＬｐ２間の電圧の差については後述する。

各トランス内では２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４と、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ４による第１のセンタータップ型整流回路が構成され、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３と、ダイオードＤｓ２，Ｄｓ３による第２のセンタータップ型整流回路が構成されている。１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４の電圧ＶＬｐ１〜ＶＬｐ４の変化による電流変化により、１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４の電圧が正方向に振れている期間では、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ４の電位が正方向に振れており、１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４の電圧が負方向に振れている期間では、２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ３の電位が正方向に振れている。

そして、１次側コイル電圧ＶＬｐ１〜ＶＬｐ４が、０Ｖ付近にある期間では、２次側コイルにかかる電圧ＶＬｓ１〜ＶＬｓ４も０Ｖに近づいた状態となる。なお、２次側コイル電圧ＶＬｓ２、ＶＬｓ３の組と、２次側コイル電圧ＶＬｓ１、ＶＬｓ４の組との間では、高い電圧、低い電圧、０Ｖ付近の電圧のいずれにおいても差が生じているが、これについては後述する。

チョークコイルＬｃｈ１とキャパシタＣｏｕｔには、２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４からの電圧（合計電圧ＶＬｃｈ１＋ＶＣｏｕｔ）がかかり、チョークコイルＬｃｈ２とキャパシタＣｏｕｔには、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３からの電圧（合計電圧ＶＬｃｈ２＋ＶＣｏｕｔ）がかかる。ＶＬｃｈ２＋ＶＣｏｕｔの変動幅が、ＶＬｃｈ１＋ＶＣｏｕｔによりも大きい点については後述する。

インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２への入力電流Ｉｉ１，Ｉｉ２は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２では常に同じように電流が流れており、並列型コンバータの一方のみに負荷がかからず安定している。

電流Ｉｉ１，Ｉｉ２は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ内の各スイッチを通り、１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４に流れる。各１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４には、同じ電流が流れ、したがって、本タイミングチャートにおいても、Ｌｐ１＝Ｌｐ２＝Ｌｐ３＝Ｌｐ４で示されている。

２次側コイル電圧ＶＬｓ１とＶＬｓ３とは同期しており、これにより、ダイオード両端間電圧ＶＤｓ１とＶＤｓ３も同期している。そして、ＶＤｓ１とＶＤｓ３は、同一の電圧となっている。また、２次側コイル電圧ＶＬｓ２とＶＬｓ４とは同期しており、これにより、ダイオード両端間電圧ＶＤｓ２とＶＤｓ４も同期している。そして、ＶＤｓ２とＶＤｓ４は、同一の電圧となっている。

ダイオード電流ＩＤｓ１とＩＤｓ３はが同期し、且つ、略同一であり、ダイオード電流ＩＤｓ２とＩＤｓ４はがやはり同期して、且つ、略同一となる。

チョークコイル電流ＩＬｃｈ１と、ＩＬｃｈ２は略同一となり、バランスする。この理由は、次の通りである。

２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４の電流は、チョークコイルＬｃｈ１によって支配される。同様に、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３の電流は、チョークコイルＬｃｈ２によって支配される。このチョークコイルＬｃｈ１の電流は、２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ４の電圧ＶＬｓ１，ＶＬｓ４によって定まり、チョークコイルＬｃｈ２の電流は、２次側コイルＬｓ２，Ｌｓ３の電圧ＶＬｓ２，ＶＬｓ３によって定まる。２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ２の電圧は、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３との巻数比によって定まり、２次側コイルＬｓ３，Ｌｓ４の電圧は、１次側コイルＬｐ４，Ｌｐ２との巻数比によって定まる。そして、２次側コイルＬｓ１，Ｌｓ２と、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ３の電流比は、これら１次側コイルと２次側コイルの巻き数の逆比により定まり、２次側コイルＬｓ３，Ｌｓ４と、１次側コイルＬｐ４，Ｌｐ２の電流比も、これら１次側コイルと２次側コイルの巻き数の逆比により定まる。なお、２つのトランスに跨る１次側コイルは、直列に接続されているため、１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２を流れる電流は等しく、１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４を流れる電流も等しい。

したがって、各インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮ２の出力や、各トランス１，２、各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２にばらつきがなければ、本来、このスイッチング電源は均衡して動作する。

しかし、例えば、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２のインダクタンスにばらつきがあるとする。そうすると、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２に流れる電流は、それに応じてばらつくことになる。ここで、第１実施形態では、説明のため意図的にチョークコイルＬｃｈ２のインダクタンスを、チョークコイルＬｃｈ１のインダクタンスに対し２倍の値に設定している。このチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の値のバラツキにより、定電流源と見なせる各チョークコイルの電流、ＩＬｃｈ１，ＩＬｃｈ２が異なることとなる。このことは、上述の１次側コイルＬｐ１とＬｐ２を流れる電流、１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４を流れる電流が、等しいことと矛盾する。

したがって、トランスの巻き線中点電位、すなわち、１次側コイルＬｐ１とＬｐ２の接続点の電位と、１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４の接続点の電位が変化して、直列に結合された１次側コイルの電圧比が調整された結果、前述したように、ＶＬｐ３，ＶＬｐ４に差が現れ、また、ＶＬｐ１，ＶＬｐ２に差が現れ、１次側コイルの電圧比が調整される。この調整結果、結合している２次側コイルＬｓ１〜Ｌｓ４の間の電圧にも差が生じ、図６に示したＶＬｓ２，ＶＬｓ３の差、及び、ＶＬｓ１，ＶＬｓ４の差となって現れる。そして、各チョークコイルの電流がばらつく状態から変化して、バランスした状態に収束する。つまり、図６の最下部に示したように、２つのチョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２に流れる電流ＩＬｃｈ１，ＩＬｃｈ２が、出力電流Ｉｏｕｔの１／２を中心に略同一となり、収束する。

次に、図３に示した第２実施形態のスイッチング電源のタイミングについて、図７を用いて説明する。

なお、第２実施形態では、電源Ｖｉｎの入力電圧は、第１実施形態の２倍に設定してある。また、上述のように、第２実施形態のスイッチング電源では、これらのキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２の両端間の電圧がバランスし、出力が安定化するが、スイッチング電源内における各パラメータの波形は第１実施形態のものと同一である。第２実施形態にスイッチング電源においても、第１実施形態の場合と同様に、１次側コイルの電圧ＶＬｐ１，ＶＬｐ２，ＶＬｐ３，ＶＬｐ４には、図示の如く差が生じており、最終的な出力電流Ｉｏｕｔの１／２を中心に、２つのチョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２に流れる電流ＩＬｃｈ１，ＩＬｃｈ２が略同一となっている。なお、キャパシタＣｉ１，Ｃｉ２の両端間の電圧は同一である。

次に、図４に示した第３実施形態のスイッチング電源のタイミングについて、図８を用いて説明する。

第３実施形態においては、インバータ回路ＩＮＶ１に接続された１次側コイルＬｐ１，Ｌｐ２が同一のトランス１に属しており、インバータ回路ＩＮＶ２に接続された１次側コイルＬｐ３，Ｌｐ４が同一のトランス２に属している。ダイオードＤｓ１を流れる電流ＩＤｓ１と、ダイオードＤｓ３を流れる電流ＩＤｓ３は同期し、ダイオードＤｓ２を流れる電流ＩＤｓ２と、ダイオードＤｓ４を流れる電流ＩＤｓ４は同期するが、実際には僅かに電流ＩＤｓ１とＩＤｓ３には大きさに差が生じ、電流ＩＤｓ２とＩＤｓ４の間に差が生じる。なお、第１実施形態では、ダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４に流れる電流ＩＤｓ１とＩＤｓ３とは同期し、且つ、略同一であり、電流ＩＤｓ２とＩＤｓ４とは同期し、且つ、略同一であった。

また、第１実施形態と異なり、１次側コイルＬｐ１、Ｌｐ２の電圧ＶＬｐ１、ＶＬｐ２は同一であり、１次側コイルＬｐ３、Ｌｐ４の電圧ＶＬｐ３、ＶＬｐ４も同一である。すなわち、チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２に流れる電流ＩＬｃｈ１，Ｉｃｈ２は、第１実施形態のようにはバランスしない。

しかしながら、１つのオンデューティ期間においては、ダイオードＤｓ１を流れる電流ＩＤｓ１と、ダイオードＤｓ３を流れる電流ＩＤｓ３は、別々のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を通り、その合計値がキャパシタＣｏｕｔと負荷Ｚに流れ、次のオンデューティ期間においては、ダイオードＤｓ２を流れる電流ＩＤｓ２と、ダイオードＤｓ４を流れる電流ＩＤｓ４は、別々のチョークコイルＬｃｈ２，Ｌｃｈ１を通り、その合計値がキャパシタＣｏｕｔと負荷Ｚに流れるため、全体としてはキャパシタＣｏｕｔを含む平滑回路によって、均等に平滑化が行われ、平滑回路の出力は均等化し、図８の最下部に示すように、出力電流Ｉｏｕｔの２分の１の出力は安定している。

その他の動作は、第１実施形態のものと同じである。

次に、図５に示した比較例に係るスイッチング電源のタイミングについて、図９を用いて説明する。

各タイミングは、図６に示したものと同様であるが、比較例では、各トランス１，２内で完結して１次側コイル及び２次側コイルが接続されており、異なるトランスに跨って結線はされていない。そのため、チョークコイルＬｃｈ２のインダクタンスを、チョークコイルＬｃｈ１のインダクタンスの２倍に設定した場合、その影響を直接的に受けて、１次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４に流れる電流は、ＩＬｐ１＝ＩＬｐ２、ＩＬｐ３＝ＩＬｐ４ではあるが、各トランス１，２毎に異なることとなる。そして、この１次側コイルに流れる電流の違いにより、各整流用のダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４に流れる電流も異なる。具体的には、電流ＩＤｓ１とＩＤｓ３は同期するが、その大きさは異なり、電流ＩＤｓ２とＩＤｓ４はやはり同期するが、その大きさは異なることとなる。したがって、各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２に流れる電流は収束することなく、大きな差のままとなる。

以上、説明したように、いずれの実施形態の場合においても、ＩＬｃｈ１とＩＬｃｈ２の変動差は、比較例よりも小さく、出力電流Ｉｏｕｔの５０％の値の変動も抑制されている。

図１０は、３つのトランスを用いた場合の結線関係を示すスイッチング電源の回路図である。

本例では、高インピーダンスの１次側コイルと低インピーダンスの１次側コイルが直列接続された構成となっている。

インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の構成は上記のものと同一である。インバータ回路ＩＮＶ３の構成は、インバータ回路ＩＮＶ１と同一であり、その入力端子をＪ１，Ｊ２とし、出力端子をＺ１，Ｚ２とする。

インバータ回路ＩＮＶ１の出力端子Ｘ１は、１次側コイルＬｐＡ、ＬｐＤを介して出力端子Ｘ２に接続されている。

インバータ回路ＩＮＶ２の出力端子Ｙ１は、１次側コイルＬｐＣ、ＬｐＦを介して出力端子Ｙ２に接続されている。

インバータ回路ＩＮＶ３の出力端子Ｚ１は、１次側コイルＬｐＥ、ＬｐＢを介して出力端子Ｚ２に接続されている。

コイルの巻き始めを一端とし、巻き終りを他端とすると、２次側コイルＬｓＡの一端はダイオードＤｓＡのカソードに接続されており、他端はチョークコイルＬｃｈＡを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＡのアノードに接続されている。

２次側コイルＬｓＢの他端はダイオードＤｓＢのカソードに接続されており、一端はチョークコイルＬｃｈＢを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＢのアノードに接続されている。

２次側コイルＬｓＣの一端はダイオードＤｓＣのカソードに接続されており、他端はチョークコイルＬｃｈＢを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＣのアノードに接続されている。

２次側コイルＬｓＤの他端はダイオードＤｓＤのカソードに接続されており、一端はチョークコイルＬｃｈＣを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＤのアノードに接続されている。

２次側コイルＬｓＥの一端はダイオードＤｓＥのカソードに接続されており、他端はチョークコイルＬｃｈＣを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＥのアノードに接続されている。

２次側コイルＬｓＦの他端はダイオードＤｓＦのカソードに接続されており、一端はチョークコイルＬｃｈＡを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに接続され、キャパシタＣｏｕｔの他端ＢはダイオードＤｓＦのアノードに接続されている。

第１トランス１０１は、コア部としての磁芯ＣＲ１の周囲に設けられた１次側コイルＬｐＡ、ＬｐＢ、２次側コイルＬｓＡ、ＬｓＢからなる。

第２トランス１０２は、コア部としての磁芯ＣＲ２の周囲に設けられた１次側コイルＬｐＣ、ＬｐＤ、２次側コイルＬｓＣ、ＬｓＤからなる。

第３トランス１０３は、コア部としての磁芯ＣＲ３の周囲に設けられた１次側コイルＬｐＥ、ＬｐＦ、２次側コイルＬｓＥ、ＬｓＦからなる。

ある期間において、出力端子Ｘ１からＸ２に電流が流れ、出力端子Ｙ１からＹ２に電流が流れ、出力端子Ｚ１からＺ２に電流が流れると、２次側コイルにおいて、整流回路３ａのダイオードに電流が阻害されない場合には、逆方向の電流が流れ、インピーダンスが低下し、ダイオードに電流が阻害される場合には、インピーダンスが相対的に高くなる。すなわち、１次側コイルＬｐＡ、ＬｐＣ、ＬｐＥは高インピーダンスであり、１次側コイルＬｐＢ、ＬｐＤ、ＬｐＦは低インピーダンスとなる。これらは各電流経路において、上述のように直列接続されているので、高インピーダンスの１次側コイルＬｐＡ、ＬｐＣ、ＬｐＥが発振を吸収してリンギングを抑制する。

次の期間において、出力端子Ｘ２からＸ１に電流が流れ、出力端子Ｙ２からＹ１に電流が流れ、出力端子Ｚ２からＺ１に電流が流れると、２次側コイルにおいて、上記とは逆の現象が生じ、１次側コイルＬｐＡ、ＬｐＣ、ＬｐＥは低インピーダンスとなり、１次側コイルＬｐＢ、ＬｐＤ、ＬｐＦは高インピーダンスとなる。これらは各電流経路において、上述のように直列接続されているので、高インピーダンスの１次側コイルＬｐＢ、ＬｐＤ、ＬｐＦが発振を吸収してリンギングを抑制する。

２次側コイルでは、低インピーダンスのものに電流が流れるが、各トランス内の一方の２次側コイルは、いずれも自身が属するトランスとは異なるトランスに対応するチョークコイルを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに電流が流れる。

すなわち、トランス１０１、１０２、１０３にそれぞれ属する２次側コイルＬｓＢ、ＬｓＤ、ＬｓＦを流れる電流は、それぞれ、トランス１０２に属するチョークコイルＬｃｈＢ、トランス１０３に属するチョークコイルＬｃｈＣ、トランス１０１に属するチョークコイルＬｃｈＡに流れる。

また、各トランス内の他方の２次側コイルは、いずれも自身が属するトランスに対応するチョークコイルを介してキャパシタＣｏｕｔの一端Ａに電流が流れる。トランス１０１、１０２、１０３にそれぞれ属する２次側コイルＬｓＡ、ＬｓＣ、ＬｓＥを流れる電流は、それぞれ、トランス１０１に属するチョークコイルＬｃｈＡ、トランス１０２に属するチョークコイルＬｃｈＢ、トランス１０３に属するチョークコイルＬｃｈＣに流れる。

また、第１トランス１０１は、第１の１次側コイルＬｐＡと、第１の１次側コイルＬｐＡに磁気的に結合した第１の２次側コイルＬｓＡと、第２の１次側コイルＬｐＢと、第２の１次側コイルＬｐＢに磁気的に結合した第２の２次側コイルＬｓＢとを有している。

第２トランス１０２は、第３の１次側コイルＬｐＣと、第３の１次側コイルＬｐＣに磁気的に結合した第３の２次側コイルＬｓＣと、第４の１次側コイルＬｐＤと、第４の１次側コイルＬｐＤに磁気的に結合した第４の２次側コイルＬｓＤとを有している。

第３トランス１０３は、第５の１次側コイルＬｐＥと、第５の１次側コイルＬｐＥに磁気的に結合した第５の２次側コイルＬｓＥと、第６の１次側コイルＬｐＦと、第６の１次側コイルＬｐＦに磁気的に結合した第６の２次側コイルＬｓＦとを有している。

第１のセンタータップ型整流回路は、ダイオードＤｓＡ、ＤｓＦを備えており、２次側コイルＬｓＡ，ＬｓＦの接続点をセンタータップ位置とし、これにチョークコイルＬｃｈＡが接続され、これはキャパシタＣｏｕｔと共に平滑回路を構成している。

第２のセンタータップ型整流回路は、ダイオードＤｓＢ、ＤｓＣを備えており、２次側コイルＬｓＢ，ＬｓＣの接続点をセンタータップ位置とし、これにチョークコイルＬｃｈＢが接続され、これはキャパシタＣｏｕｔと共に平滑回路を構成している。

第３のセンタータップ型整流回路は、ダイオードＤｓＤ、ＤｓＥを備えており、２次側コイルＬｓＤ，ＬｓＥの接続点をセンタータップ位置とし、これにチョークコイルＬｃｈＣが接続され、これはキャパシタＣｏｕｔと共に平滑回路を構成している。なお、これらの複数の平滑回路は併設されている。

平滑回路３ｂに含まれるチョークコイルＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ、ＬｃｈＣのインダクタンスが異なる場合、直列接続された１次側コイルＬｐＡ，ＬｐＤ、１次側コイルＬｐＢ，ＬｐＥと、１次側コイルＬｐＣ，ＬｐＦのそれぞれの中点の電位が、第１実施形態と同様にシフトし、これにより、チョークコイルＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ、ＬｃｈＣを流れる電流がバランスして収束する。これらのチョーク電流は併せてコイルＣｏｕｔに流れるため、出力が安定する。なお、同図では出力電圧Ｖｏｕｔを電源記号にて示すが、この位置には上述の負荷が挿入される。

以上、説明したように、本実施形態のスイッチング電源では、複数のトランスは、第１、第２及び第３トランス１０１，１０２，１０３を有し、第１、第２及び第３センタータップ型整流回路を有し、第１センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方（ＬｓＡ）は、第１トランス１０１のコア部に配置され、他方（ＬｓＦ）は第３トランス１０３のコア部に配置され、第２センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方（ＬｓＢ）は、第１トランス１０１のコア部に配置され、他方（ＬｓＣ）は第２トランス１０２のコア部に配置され、第３センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方（ＬｓＤ）は、第２トランス１０２のコア部に配置され、他方（ＬｓＥ）は第３トランス１０３のコア部に配置され、２次側コイルの接続関係が各コアを通じて循環している状態とした。本実施形態を応用すれば、インバータ回路ＩＮＶとコア部が４つ以上の場合おいても、２次側コイルの接続関係がコア全体として循環しているよう構成することができる。これを一般化すれば、ｍを３以上の整数として、ｍ個からなるコアとセンタータップ型整流回路を想定し、ｎを２以上ｍ以下の整数とすれば、次のようになる。

ｎ番目のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方はｎ番目のトランスのコア部に配置され、２次側コイルの他方はｎ−１番目のトランスのコア部に配置され、１番目のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの他方はｍ番目のトランスのコア部に配置されていることとなる。

図１１は、図１０に示したスイッチング電源において、インバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２，ＩＮＶ３の入力側の接続を、第２実施形態と同様にしたものを示す図である。インバータ回路ＩＮＶ１の入力端子Ｇ１，Ｇ２間にはキャパシタＣｉ１が介在しており、インバータ回路ＩＮＶ２の入力端子Ｆ１，Ｆ２間にはキャパシタＣｉ２が介在しており、インバータ回路ＩＮＶ３の入力端子Ｊ１，Ｊ２間にはキャパシタＣｉ３が介在している。入力端子Ｇ１は、電源Ｖｉｎの高電位側に接続され、入力端子Ｊ２は電源Ｖｉｎの低電位側に接続されている。

なお、第１のインバータ回路ＩＮＶ１の出力間において、１次側コイルのうち異なるトランスに属するもの（ＬｐＡ，ＬｐＤ）が直列に接続されており、第２のインバータ回路ＩＮＶ２の出力間において、１次側コイルのうち異なるトランスに属するもの（ＬｐＣ，ＬｐＦ）が直列に接続され、第３のインバータ回路ＩＮＶ３の出力間において、１次側コイルのうち異なるトランスに属するもの（ＬｐＥ，ＬｐＢ）が直列に接続されている。

この場合も、各インバータ回路の入力側に設けられる複数のキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２，Ｃｉ３の容量がばらついた場合においても、これらのキャパシタ両端間の電圧がバランスして、出力が安定化する。

図１２は、スイッチング電源に適用されるＰＷＭ（パルス波変調）コントローラ１００のブロック図である。

ＰＷＭコントローラ１００は、入力信号Ｓ_ＩＮに応じて出力信号Ｓ_ＯＵＴを生成する。入力信号Ｓ_ＩＮとしては、節点Ａにおけるスイッチング電源の出力電圧やカレントトランスＬ１からの出力電圧を用いることができる。出力信号Ｓ_ＯＵＴは、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦの制御信号である。スイッチング電源の出力電圧が増加した場合には、出力信号Ｓ_ＯＵＴに含まれるスイッチングパルス信号のデューティー比を小さくして電流を減少させ、減少した場合にはデューティー比を大きくして電流を増加させる。また、カレントトランスＬ１から出力される電圧が過度に低下又は増加した場合にも同様に制御する。

以上、説明したように、図１、図３及び図４に示したスイッチング電源１０は、コア部をそれぞれ含む複数のトランス１，２と、トランス１，２の1次側コイルＬｐ１〜Ｌｐ４を駆動する複数のインバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２と、トランスの２次側コイルＬｓ１〜Ｌｓ４に接続された複数のセンタータップ型整流回路（整流回路３ａ）と、複数のセンタータップ型整流回路の後段に接続され互いに併設された複数の平滑回路３ｂとを備えている。

また、同様に、図１０及び図１１に示したスイッチング電源１０は、コア部をそれぞれ含む複数のトランス１０１，１０２，１０３と、トランス１０１，１０２，１０３の1次側コイルＬｐＡ〜ＬｐＦを駆動する複数のインバータ回路ＩＮＶ１〜ＩＮＶ３と、トランスの２次側コイルＬｓＡ〜ＬｓＦに接続された複数のセンタータップ型整流回路（整流回路３ａ）と、複数のセンタータップ型整流回路の後段に接続され互いに併設された複数の平滑回路３ｂとを備えている。

また、図１、図３及び図４に示したスイッチング電源１０では、それぞれのセンタータップ型整流回路には、それぞれ少なくとも一対の２次側コイル（Ｌｓ１，Ｌｓ４）、（Ｌｓ２，Ｌｓ３）が接続されており、センタータップ型整流回路毎の２次側コイルは、互いに異なるトランス１，２のコア部（磁芯ＣＲ１，ＣＲ２）に配置されている。

また、同様に、図１０及び図１１に示したスイッチング電源１０では、それぞれのセンタータップ型整流回路には、それぞれ少なくとも一対の２次側コイル（ＬｓＡ，ＬｓＦ）、（ＬｓＢ，ＬｓＣ）、（ＬｓＤ，ＬｓＥ）が接続されており、センタータップ型整流回路毎の２次側コイルは、互いに異なるトランス１０１，１０２，１０３のコア部（磁芯ＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３）に配置されている。

上述のスイッチング電源１０によれば、それぞれのセンタータップ型整流回路の後段の平滑回路３ｂの特性がそれぞれ異なっている場合においても、ある期間において、互いに異なるトランスに設けられた一方の２次側コイルの出力を、後段の併設された各平滑回路にそれぞれ入力し、次の期間において、互いに異なるトランスに設けられた他方の２次側コイルの出力を、後段の併設された各平滑回路にそれぞれ入力し、併せて出力することができるため、平滑回路とトランスの出力の特性が均等化され、出力が安定化する。

なお、各平滑回路は、少なくともチョークコイルを含むものであって、共通のキャパシタを具備するものも複数の平滑回路であるとする。

上述のように、図１、図３及び図４に示したスイッチング電源１０のそれぞれの平滑回路は、それぞれのセンタータップ型整流回路の出力にそれぞれ接続された複数のチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２を備え、チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２の後段にはキャパシタＣｏｕｔが接続されている。それぞれのセンタータップ型整流回路の出力は、センタータップ位置に接続されたチョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２に入力される。

また、同様に、図１０及び図１１に示したスイッチング電源１０のそれぞれの平滑回路は、それぞれのセンタータップ型整流回路の出力にそれぞれ接続された複数のチョークコイルＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ，ＬｃｈＣを備え、チョークコイルＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ，ＬｃｈＣの後段にはキャパシタＣｏｕｔが接続されている。それぞれのセンタータップ型整流回路の出力は、センタータップ位置に接続されたチョークコイルＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ，ＬｃｈＣに入力される。

これらのチョークコイルのインダクタンス等の特性が異なる場合においても、ある期間において、互いに異なるトランスに設けられた一方の２次側コイルの出力を、後段の各チョークコイルにそれぞれ入力し、次の期間において、互いに異なるトランスに設けられた他方の２次側コイルの出力を、後段の各チョークコイルにそれぞれ入力し、併せて出力することができるため、図１〜図４に示した各チョークコイルＬｃｈ１，Ｌｃｈ２、或いは、図１０及び図１１に示したＬｃｈＡ、ＬｃｈＢ，ＬｃｈＣのインダクタンス等の特性が均等化され、出力が安定化する。

なお、トランスの数が、４つの場合、これはトランスが２つのものを、２組備えているものと構成することも、前述のように４つ全体で２次側コイルが循環している構成とすることができ、例えば、５つの場合、これはトランスが２つのものと、３つのものをそれぞれ１組備えているものとすることも、５つ全体で循環している構成とすることもでき、様々な構成を採用することが可能であり、本発明の適用できるトランスの数は、前述した実施形態や上記に限定されるものではない。

また、図１及び図３に示した結線関係を有するスイッチング電源においては、それぞれのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２にはそれぞれ少なくとも一対の１次側コイル（Ｌｐ１，Ｌｐ２）、（Ｌｐ３，Ｌｐ４）が直列接続されており、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２毎の１次側コイル（Ｌｐ１，Ｌｐ２）、（Ｌｐ３，Ｌｐ４）は、互いに異なるトランス１，２のコア部に配置されている。

また、図１０及び図１１に示した結線関係を有するスイッチング電源においては、それぞれのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２、ＩＮＶ３にはそれぞれ少なくとも一対の１次側コイル（ＬｐＡ，ＬｐＤ）、（ＬｐＣ，ＬｐＦ）、（ＬｐＥ，ＬｐＢ）が直列接続されており、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３毎の１次側コイル（ＬｐＡ，ＬｐＤ）、（ＬｐＣ，ＬｐＦ）、（ＬｐＥ，ＬｐＢ）は、互いに異なるトランス１０１，１０２，１０３のコア部に配置されている。

この構成の場合、後段の平滑回路特性、換言すれば、チョークコイルの値が異なっている場合においては、１次側コイルの接続点の電位が変動し、これに応じて２次側コイルの誘起電圧が変動し、最終的に各チョークコイルに流れる電流が均等化することとなる。すなわち、チョークコイルのインダクタンスに製造誤差や組み立て誤差がある場合においても、各チョークコイルに流れる電流がバランスすることとなり、出力が安定化する。

なお、上述のスイッチング電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータであるが、入力信号が例えば、５０Ｈｚ程度の低周波を全波整流して入力してもよく、またスイッチングパルス信号のデューティー比を適当に調整することにより、ＡＣ成分を出力することも可能である。

なお、各実施形態において、平滑回路のキャパシタＣｏｕｔは、全体で１つとまとめているが、各チョークコイル毎に対応づけてそれぞれキャパシタＣｏｕｔを設けても良い。

なお、上述の回路においては、直流電源Ｖｉｎ側からインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を介して、負荷Ｚに電力電送を行ったが、これは逆に負荷Ｚを第２の電源に置換し、この第２の電源Ｚから直流電源Ｖｉｎ側へ電力伝送を行うことも可能である。すなわち、上述のスイッチング電源は、双方向の電力伝送を行うことが可能である。このような双方向の電力伝送技術は、ハイブリッド自動車や電気自動車における要素技術として有用である。

特に、双方向の電力伝送を行うことが可能なスイッチング電源は、２系統の二次電池を備えた電子機器において、一方の系統の二次電池において、充電の必要性が生じた場合に、他方の系統の二次電池から電力を供給する電力制御などに適用することが可能である。

図１３は、逆方向電力伝送を説明するためのスイッチング電源の回路図である。

このスイッチング電源は、原則的には図１に示した第１実施形態のスイッチング電源と同一であり、図１に示した整流回路のダイオードＤｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３，Ｄｓ４をトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４にそれぞれ置換したものである。なお、ここでは、Ｚを負荷とした場合における、直流電源Ｖｉｎから負荷Ｚへの電力伝送を順方向電力伝送とし、負荷Ｚを第２の電源に置換した場合における、第２の電源Ｚから直流電源Ｖｉｎへの電力伝送を逆方向電力伝送というものとする。順方向電力伝送では、キャパシタＣｉ１からキャパシタＣｏｕｔへ電力が伝送され、逆方向電力伝送では、キャパシタＣｏｕｔからキャパシタＣｉ１へ電力が伝送される。

トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなるが、これらは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成することもできる。

順方向電力伝送の場合、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらがダイオードと等価な機能を奏するように、図１に示したダイオードＤｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３，Ｄｓ４に順方向電流が流れる期間のみ、それぞれのトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４のゲート電圧を閾値以上に増加させればよい。なお、このようなＭＯＳＦＥＴ等を用いた同期整流はダイオード整流よりも損失が小さいという利点がある。或いは、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４を通常のＦＥＴから構成する場合において、導電型の異なるソース領域と半導体基板からなるＰＮ接合を、ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２，Ｄｓ３，Ｄｓ４と等価な機能を奏するものとして利用することもできる。なお、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、上述のダイオードＤｓ１，Ｄｓ２，Ｄｓ３，Ｄｓ４として機能させることができる。

順方向電力伝送におけるその他の作用は、上述の実施形態のものと同一である。

一方、逆方向電力伝送の場合には、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４をスイッチング素子として機能させる。電力伝送に関しては、１次側コイルと２次側コイルの機能が入れ替わり、整流回路とスイッチング回路の機能が入れ替われることになる。

図１４は、逆方向電力伝送を説明するためのタイミングチャートである。

Ｚを第２の電源とした場合、トランジスタＱｓ１とＱｓ３はスイッチングのタイミングが同期しており、これらのスイッチングに応じて、各トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３に、電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３がそれぞれ流れる。また、トランジスタＱｓ４とＱｓ２はスイッチングのタイミングが同期しており、これらのスイッチングに応じて、各トランジスタＱｓ４，Ｑｓ２に、電流ＩＱｓ４，ＩＱｓ２がそれぞれ流れる。

時刻ｔ１〜ｔ２の間、各トランジスタにはＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４はＯＮしており、これらのトランジスタには電流が流れようとし、チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２には電流ＩＬｃｈ１、ＩＬｃｈ２が増加し始める。

時刻２〜ｔ３の間では、トランジスタＱｓ４，Ｑｓ２がＯＦＦし、これらに流れる電流ＩＱｓ４，ＩＱｓ２が減少するが（時刻ｔ２）、トータルの電流量の変動は抑制されようとするため、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３を流れる電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３は増加し（時刻ｔ２）、その後、チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２を流れる電流の減少に伴って、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３に流れる電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３は徐々に減少する。

時刻ｔ３〜ｔ４の間では、トランジスタＱｓ４，Ｑｓ２が再度ＯＮし、これらに流れる電流ＩＱｓ４，ＩＱｓ２が増加する一方、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３を流れる電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３は減少し（時刻ｔ３）、その後、チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２を流れる電流の増加に伴って、各トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３，Ｑｓ４，Ｑｓ２に流れる電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３，ＩＱｓ４，ＩＱｓ２は徐々に増加する。

時刻ｔ４〜ｔ５の間では、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ３がＯＦＦし、これらに流れる電流ＩＱｓ１，ＩＱｓ３が減少するが（時刻ｔ４）、トータルの電流量の変動は抑制されようとするため、トランジスタＱｓ４，Ｑｓ２を流れる電流ＩＱｓ４，ＩＱｓ２は増加し（時刻ｔ４）、その後、チョークコイルＬｃｈ１、Ｌｃｈ２を流れる電流の減少に伴って、トランジスタＱｓ４，Ｑｓ２に流れる電流ＩＱｓ４，ＩＱｓ２は徐々に減少する。

なお、時刻ｔ５〜ｔ６の間の回路動作は、時刻ｔ１〜ｔ２の間の動作と同一である。時刻ｔ６〜ｔ７の間の回路動作は、時刻ｔ２〜ｔ３の間の動作と同一である。時刻ｔ７〜ｔ８の間の回路動作は、時刻ｔ３〜ｔ４の間の動作と同一である。時刻ｔ８〜ｔ９の間の回路動作は、時刻ｔ４〜ｔ５の間の動作と同一である。

ＩＱｓ１が流れている場合には、コイルＬｓ１に電流が流れており、ＩＱｓ３が流れている場合には、コイルＬｓ３に電流が流れており、ＩＱｓ４が流れている場合には、コイルＬｓ４に電流が流れており、ＩＱｓ２が流れている場合には、コイルＬｓ２に電流が流れている。

すなわち、時刻ｔ１〜ｔ４の期間（Ｔ１）においては、コイルＬｓ１，Ｌｓ３に電流が流れている一方、コイルＬｓ４，Ｌｓ２にはあまり電流が流れていない。また。時刻ｔ３〜ｔ６の期間（Ｔ２）においては、コイルＬｓ４，Ｌｓ２に電流が流れている一方、コイルＬｓ１，Ｌｓ３にはあまり電流が流れていない。期間Ｔ１と期間Ｔ２とは一部分が重複しており、時刻ｔ１〜ｔ２、時刻ｔ３〜ｔ４、時刻ｔ５〜ｔ６においては、全てのコイルＬｓ１〜Ｌｓ４において若干の電流が流れている。

なお、期間Ｔ１の中央の期間ｔ２〜ｔ３においてはコイルＬｓ１、Ｌｓ３には電流が十分に流れ、コイルＬｓ４，Ｌｓ２には電流が流れない。期間Ｔ１の両端の期間ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４においてはコイルＬｓ１、Ｌｓ３には若干の電流が流れる。すなわち、期間Ｔ１においては、コイルＬｓ１、Ｌｓ３に磁気的に結合したコイルＬｐ１，Ｌｐ３に、電流ＩＱｓ１、ＩＱｓ３に同期した電流が流れようとする。換言すれば、時刻Ｔ１においては、コイルＬｐ１，Ｌｐ３が電流源となる。コイルＬｐ１の接続された端子Ｘ２と端子Ｘ１との間に電位差（Ｖ（Ｘ２−Ｘ１））が発生し、コイルＬｐ３に接続された端子Ｙ２と端子Ｙ１との間に電位差（Ｖ（Ｙ２−Ｙ１））が発生する。端子Ｘ２から端子Ｘ１に充電電流が流れ、端子Ｙ２から端子Ｙ１に充電電流が流れようとする。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２が整流回路として機能し、これらの充電電流を直流電源Ｖｉｎに伝達すれば、直流電源Ｖｉｎはこれらの充電電流によって充電されることとなる。

同様に、期間Ｔ２の中央の期間ｔ４〜ｔ５においてはコイルＬｓ４、Ｌｓ２には電流が十分に流れ、コイルＬｓ１，Ｌｓ３には電流が流れない。期間Ｔ２の両端の期間ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６においてはコイルＬｓ４、Ｌｓ２には若干の電流が流れる。すなわち、期間Ｔ２においては、コイルＬｓ４、Ｌｓ２に磁気的に結合したコイルＬｐ４，Ｌｐ２に、電流ＩＱｓ４、ＩＱｓ２に同期した電流が流れようとする。換言すれば、時刻Ｔ２においては、コイルＬｐ４，Ｌｐ２が電流源となる。コイルＬｐ２の接続された端子Ｘ２と端子Ｘ１との間に電位差（Ｖ（Ｘ２−Ｘ１））が発生し、コイルＬｐ４に接続された端子Ｙ２と端子Ｙ１との間に電位差（Ｖ（Ｙ２−Ｙ１））が発生する。端子Ｘ２から端子Ｘ１に充電電流が流れ、端子Ｙ２から端子Ｙ１に充電電流が流れようとする。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２が整流回路として機能し、これらの充電電流を直流電源Ｖｉｎに伝達すれば、直流電源Ｖｉｎはこれらの充電電流によって充電されることとなる。

図２は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の回路構成を示しているが、これらは整流回路として機能する。

電位差（Ｖ（Ｘ２−Ｘ１））又は（Ｖ（Ｙ２−Ｙ１））に同期して、時刻ｔ２〜ｔ３の間において、双方のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のダイオードＤＢのアノード／カソード間に電流ＩＤＢ_（ＡＫ）が流れ、トランジスタＩＱ１のソース／ドレイン間に電流ＩＱ１_（ＳＤ）が流れ、インバータ回路が整流回路として機能する。

電位差（Ｖ（Ｘ２−Ｘ１））又は（Ｖ（Ｙ２−Ｙ１））に同期して、時刻ｔ４〜ｔ５の間において、双方のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２のダイオードＤＡのアノード／カソード間に電流ＩＤＡ_（ＡＫ）が流れ、トランジスタＩＱ１のソース／ドレイン間に電流ＩＱ２_（ＳＤ）が流れ、インバータ回路が整流回路として機能する。

図２におけるインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を構成していたスイッチＱ１〜Ｑ４を整流回路として機能させる場合、それぞれを構成するトランジスタの寄生ダイオード（ボディダイオード）を、整流素子として用いることもできる。逆方向電力伝送の場合、スイッチＱ1〜Ｑ４を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらが整流用のダイオードと等価な機能を奏するように、スイッチングする、或いは、スイッチＱ１〜Ｑ４のＦＥＴに付属の寄生ダイオード（ボディダイオード）を整流ダイオードとして機能させる。

ダイオードＤＡ及びＤＢが存在しない場合、もちろん、存在してもよいが、この場合において、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ２，Ｑ３に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ１から共振用インダクタＬＲに向けて流れた電流は、スイッチＱ３を介してキャパシタＣｉ１若しくは直流電源Ｖｉｎに至り、続いて、スイッチＱ２を通って端子Ｘ２に帰還する。この端子Ｘ１から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ３とＱ２のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。この期間、スイッチＱ１とＱ４はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＡが存在している場合には、これに端子Ｘ１から順方向電流が流れるので、スイッチＱ３はＯＦＦした状態でも構わない。

また、これとは逆に、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ１，Ｑ４に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ２からスイッチＱ１に向けて流れ出した電流は、キャパシタＣｉ１若しくは直流電源Ｖｉｎに至り、続いて、スイッチＱ４を通って端子Ｘ１に帰還する。この端子Ｘ２から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ１とＱ４のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。また、この期間、スイッチＱ２とＱ３はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＢが存在している場合には、これに順方向電流が流れて端子Ｘ１に至るので、スイッチＱ４はＯＦＦした状態でも構わない。

また、逆方向電力伝送の場合の整流作用時において、トランジスタＱ１〜Ｑ４をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱ１〜Ｑ４のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、上記と同様に電流が整流されて流れるように機能させることもできる。

以上のように、図１３及び図１４に示した例では、センタータップ型整流回路を構成する整流素子（ダイオード）はトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ３，Ｑｓ４からなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路を、同期整流動作を行わせるインバータ回路として機能させ、整流回路の後段に設けられる電源Ｚから当該整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。また、逆方向電力伝送の場合において、直流電源Ｖを負荷に置換することもできる。また、双方向電力伝送の構成は他の実施形態のスイッチング電源にも適用することができる。

第１実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 インバータ回路の回路図である。 第２実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 第３実施形態に係るスイッチング電源の回路図である。 比較例に係るスイッチング電源の回路図である。 第１実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャートである。 第２実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャートである。 第３実施形態に係るスイッチング電源のタイミングチャートである。 比較例に係るスイッチング電源のタイミングチャートである。 ３つのトランスを用いた場合の結線関係を示す回路図である。 ３つのトランスを用いた場合の結線関係を示す回路図である。 スイッチング電源に適用されるＰＷＭ（パルス波変調）コントローラ１００のブロック図である。 逆方向電力伝送を説明するためのスイッチング電源の回路図である。 逆方向電力伝送を説明するためのタイミングチャートである。

符号の説明

１，２，１０１，１０２，１０３・・・トランス、３・・・整流平滑回路、１０・・・コンバータ、１００・・・コントローラ、ＣＡ，ＣＢ・・・キャパシタ、Ｃｉ１，Ｃｉ２，Ｃｉ３・・・キャパシタ、Ｃｏｕｔ・・・キャパシタ、ＣＲ１・・・磁芯、ＣＲ２・・・磁芯、ＣＲ３・・・磁芯、Ｄ・・・端子、ＤＡ，ＤＢ・・・ダイオード、Ｄｓ１・・・ダイオード、Ｄｓ２・・・ダイオード、Ｄｓ３・・・ダイオード、Ｄｓ４・・・ダイオード、ＤｓＡ・・・ダイオード、ＤｓＢ・・・ダイオード、ＤｓＣ・・・ダイオード、ＤｓＤ・・・ダイオード、ＤｓＥ・・・ダイオード、ＤｓＦ・・・ダイオード、Ｆ１，Ｆ２・・・入力端子、Ｇ１，Ｇ２・・・入力端子、Ｊ１，Ｊ２・・・入力端子、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３・・・インバータ回路、Ｌ１・・・カレントトランス、Ｌｃｈ１，ＬＣｈ２，ＬＣｈＡ，ＬｃｈＢ，ＬｃｈＣ・・・チョークコイル、Ｌｐ１，Ｌｐ２，Ｌｐ３，Ｌｐ４・・・１次側コイル、ＬＲ・・・共振用インダクタ、Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ３，Ｌｓ４・・・２次側コイル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ。

Claims (5)

1. コア部をそれぞれ含む複数のトランスと、
   前記トランスの1次側コイルを駆動する複数のインバータ回路と、
   前記トランスの２次側コイルに接続された複数のセンタータップ型整流回路と、
   複数の前記センタータップ型整流回路の後段に接続され互いに併設された複数の平滑回路と、
   を備えるスイッチング電源であって、
   それぞれの前記センタータップ型整流回路にはそれぞれ少なくとも一対の２次側コイルが接続されており、
   前記センタータップ型整流回路毎の前記２次側コイルは、互いに異なるトランスのコア部に配置されており、
   それぞれの前記インバータ回路にはそれぞれ少なくとも一対の１次側コイルが直列接続されており、
   前記インバータ回路毎の前記１次側コイルは、互いに異なるトランスのコア部に配置されている、
   ことを特徴とするスイッチング電源。
2. 複数の前記トランスは、第１及び第２トランスを有し、
   複数の前記センタータップ型整流回路は、第１及び第２センタータップ型整流回路を有し、
   前記第１センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方は、前記第１トランスのコア部に配置され、他方は前記第２トランスのコア部に配置され、
   前記第２センタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方は、前記第１トランスのコア部に配置され、他方は前記第２トランスのコア部に配置されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 複数の前記トランスは、ｍ個（ｍは３以上の整数）のトランスから成り、
   複数の前記センタータップ型整流回路は、ｍ個のセンタータップ型整流回路から成り、
   ｎ番目（２≦ｎ≦ｍの整数）のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの一方はｎ番目の前記トランスのコア部に配置され、２次側コイルの他方はｎ−１番目のトランスのコア部に配置され、１番目のセンタータップ型整流回路に接続された２次側コイルの他方はｍ番目のトランスのコア部に配置されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
4. それぞれの前記インバータ回路の出力端子間に接続された複数の１次側コイルは、直列に接続されており、
   それぞれの前記インバータ回路毎の１次側コイルの交流抵抗は、前記インバータ回路駆動時に交互に高くなるように、複数の前記２次側コイルに磁気的に結合している、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
5. 前記整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、前記トランジスタをスイッチング駆動することで前記整流回路をインバータ回路として機能させ、前記整流回路の後段に設けられる電源から前記整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
   

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