JP5287824B2 - モータ - Google Patents

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載される制御回路を含むモータに関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。

３相交流モータは、従来より各種用途へ広く使用されている。その中でも近年になり、環状形状の巻線を持ち、モータ内の磁束の方向もロータ軸方向への経路を有する３相交流モータが提案されている。図４９はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。Ｑ１１はロータ軸、Ｑ１２はロータ表面に取り付けられたＮ極永久磁石およびＳ極永久磁石、Ｑ１３はＵ相ステータ磁極、Ｑ１４はＶ相ステータ磁極、Ｑ１５はＷ相ステータ磁極、Ｑ１Ａはステータ磁路のバックヨーク部、Ｑ１６は円周方向に環状形状のＵ相巻線、Ｑ１７とＱ１８は同環状形状のＶ相巻線、Ｑ１９は同環状形状のＷ相巻線、Ｑ１Ｂはモータケース、Ｑ１Ｃは軸受けである。

図５０は前記永久磁石Ｑ１２の円周方向の表面形状を直線状に展開した図で、円周方向を紙面で水平方向として示し、角度を機械角で付記している。Ｑ２１はＮ極永久磁石、Ｑ２２はＳ極永久磁石であり、８極のロータの例である。
図５１は図４９に示すロータの永久磁石に対向するＵ、Ｖ、Ｗ各相のステータ磁極の円周方向形状を直線状に展開した図である。Ｕ相ステータ磁極Ｑ１３、Ｖ相ステータ磁極Ｑ１４、Ｗ相ステータ磁極Ｑ１５は相互に機械角で３０°の位相差、電気角で１２０°の位相差を持たせて配置している。

ロータの永久磁石に対向する各相のステータ磁極の形状は種々の変形が可能である。例えば図５２に示すように長方形の形状とすることもできる。Ｑ３１はＵ相ステータ磁極、Ｑ３２はＶ相ステータ磁極、Ｑ３３はＷ相ステータ磁極である。
また、図５３に示すように、各相のステータ磁極の形状を台形と菱形の組み合わせとすることもできる。Ｑ４１はＵ相ステータ磁極、Ｑ４２はＶ相ステータ磁極、Ｑ４３はＷ相ステータ磁極である。各相ステータ磁極形状の面積は同じであり、相対的な位相差は電気角で１２０°である。この場合、各ステータ磁極を通過する磁束のロータ回転角θｒと共に変化する値は、図５２の場合が矩形形状であるのに比較して、より正弦波形状に近くなり、トルクリップルが低減する効果がある。

図５４は図４９に示した各相の環状形状の巻線の内、Ｕ相巻線Ｑ１６であり、同図（ａ）は正面図、同図（ｂ）は側面図、図中の符号ＵはＵ相巻線Ｑ１６の一端、符号ＮはＵ相巻線Ｑ１６の他端である。なお、図４９に示したＶ相巻線Ｑ１７、Ｑ１８およびＷ相巻線Ｑ１９の形状も図５４に示すＵ相巻線Ｑ１６と同じである。
図５５は図４９に示した環状形状の各相巻線の円周方向形状を直線状に展開した図である。ここで、図４９に示したＵ相巻線Ｑ１６とＶ相巻線Ｑ１７は同一のスロットに平行に巻回した巻線であり、１個の環状巻線に統合することが可能である。具体的には、図５５の負のＵ相巻線Ｑ１６と正のＶ相巻線Ｑ１７を、図５６の巻線Ｑ７１へ等価に置き換えることができる。但し、巻線Ｑ７１へ通電する電流はＵ相巻線Ｑ１６とＶ相巻線Ｑ１７へ通電する電流を加算した値の電流を通電する必要がある。

この時、図５５と図５６の該当するスロットに流れる電流値は同じであるので、電磁気的には全く等価である。図５６のように巻線を統合した方が巻線を単純化できる点で有利である。また、Ｕ相巻線Ｑ１６へ通電する負のＵ相電流（−Ｉｕ）とＶ相巻線Ｑ１７へ通電する正のＶ相電流Ｉｖとの位相差が電気角で６０°なので、巻線Ｑ７１へ通電するそれらの和（−Ｉｕ＋Ｉｖ）の電流実効値は統合する前の電流実効値の０．８６６倍であり、巻線のジュール熱換算では２乗となるので０．７５倍となり２５％の発熱低減となる。
同様に、図５５のＶ相巻線Ｑ１８とＷ相巻線Ｑ１９も図５６の巻線Ｑ７２へ置き換えることが可能であり、簡素化できる。図５６の巻線の場合、図４９のモータは巻線が２個の３相交流モータとなる。

図５７に、３相交流インバータと接続する例を示す。
巻線Ｑ７１の一端４５Ｅへ（−Ｉｕ＋Ｉｖ）を通電し、巻線Ｑ７２の一端４５Ｆへ（−Ｉｖ＋Ｉｗ）を通電し、巻線Ｑ７１と巻線Ｑ７２の接続点４５Ｇへ（−Ｉｗ＋Ｉｕ）を通電する。３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが相互に位相差が１２０°で同一振幅の正弦波であるとき、前記（−Ｉｕ＋Ｉｖ）と（−Ｉｖ＋Ｉｗ）と（−Ｉｗ＋Ｉｕ）は相互に位相差が１２０°で同一振幅の正弦波となる。ここで、４５１、４５２、４５３、４５４、４５５、４５６は３相インバータを構成するトランジスタである。４５７、４５８、４５９、４５Ａ、４５Ｂ、４５Ｃは前記各トランジスタに逆並列に接続したダイオードである。
なお、特許文献１には図４９のような構成のモータが示されている。特許文献２には図４９のモータの巻線Ｑ１６、Ｑ１７、Ｑ１８、Ｑ１９が図５６に示すように簡略化した巻線Ｑ７１、Ｑ７２で構成するモータが示されている。

特許第３９４４１４０号公報（図７） 特許第４００７３３９号公報（図１、図１３）

上記のように、図４９および図５６に示すようなモータは、巻線が環状形状の簡素な構成のモータである。しかし、このモータは３相交流電圧、電流を印加する必要があるため、その制御回路は図５７のような構成となり、６個のトランジスタを必要とする。従って、コスト、大きさの問題がある。また、３相の各相電流の通電経路を考えると、直流電源２Ｅから２個のトランジスタが直列に接続されて各巻線へ電流が供給されるので、トランジスタの電圧降下に起因する発熱もその改善、低減が望まれる。
また、近年では、家電、自動車補機などに使用される量産のモータで、例えば直径で５０ｍｍ程度の大きさのモータでは、モータを駆動する電源、制御回路、インバータなどが１０ｍｍ×１０ｍｍより小さな１個の半導体チップに組み込まれ、モータの一部に一体的に組み込まれる構成の技術が実現している。

そして、モータシステムの低コスト化と小型化とが一体的に進められている。従って、その実現のための専用の回路技術、信号検出技術、温度変化対応技術、モータ一体化技術なども求められている。例えば、位置検出用のセンサが不要ないわゆるセンサレス制御技術、小型、低コストで発熱負担の小さな電流検出技術などである。
また、人間の耳に近いところで使用される各種のファンなどの用途では、極めて静粛であることを求められ、小型、低コストでありながら、高度なモータシステム特性が求められることも多くなっている。
本発明は、上記事情に基づいて成されたもので、その目的は、［背景技術］の欄に記載した従来のモータより、さらに簡素で低コストなモータを提供することにある。

請求項１に係る発明は、永久磁石を使用するブラシレスモータであって、ステータの円周方向に巻回する環状のＡ相巻線ＷＡと、前記Ａ相巻線ＷＡに磁束φＡが鎖交するように構成したステータ磁極群ＳＰＧＡと、ステータの円周方向に巻回する環状のＢ相巻線ＷＢと、前記Ｂ相巻線ＷＢに磁束φＢが鎖交するように構成したステータ磁極群ＳＰＧＢと、第３のステータ磁極群ＳＰＧＣと、ロータのＮ極磁極と、前記Ｎ極磁極の円周方向に配置したロータのＳ極磁極と、前記Ｎ極磁極の円周方向に配置し、磁気的にロータのＮ極磁極とＳ極磁極との間の特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極とを備え、前記Ｘ極磁極は、永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを混在させて構成するか、あるいは、非磁性体で構成し、少なくとも前記ステータ磁極群ＳＰＧＡとＳＰＧＢの内の片方のステータ磁極の円周方向磁極幅ＳＰＨが電気角で１８０°以下であり、前記Ａ相巻線ＷＡあるいは前記Ｂ相巻線ＷＢの片方だけで、直流電流により同一方向トルクを電気角で１８０°以上の間に渡って発生できることを特徴とするモータである。
この構成によれば、１個の巻線へある値の電流を通電することにより電気角で１８０°以上の範囲において一定方向のトルクＴＴ１を発生することができる。そして、そのトルクＴＴ１は、従来モータの発生トルクに匹敵する大きさのトルクを得ることができる。
なお、ロータのＮ極磁極とＳ極磁極の極性については、巻線の電流方向との関係で決まることであり、巻線の電流方向を逆向きとする場合は、Ｎ極磁極とＳ極磁極とを逆に言い換えることができる。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、前記Ａ相巻線ＷＡには片方向電流すなわち直流電流を増減して制御し、前記Ｂ相巻線ＷＢには片方向電流すなわち直流電流を増減して制御することを特徴とするモータである。
この構成によれば、２個の巻線へロータ回転位置θｒに応じてそれぞれにある一定方向の電流、すなわち直流電流を通電することにより、連続的な回転トルクを得ることができる。従って、巻線電流を通電する制御回路が簡単になり、低コスト化が可能である。

請求項３に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｘ極磁極は永久磁石のＮ極とＳ極とを組み合わせて構成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータの第３の磁極であるＸ極磁極が永久磁石のＮ極とＳ極とを組み合わせて構成しているので、ロータのＸ極磁極と各ステータ磁極との間に作用する吸引力ＦＸが永久磁石のＮ極あるいはＳ極と各ステータ磁極との間に作用する吸引力ＦＮＳとほぼ同等であり、ステータのラジアル方向の吸引力に起因する変形量を小さくすることができ、静粛なモータを実現することができる。また、円周方向の吸引力についても、前記Ｘ極磁極とＮ極磁極、Ｓ極磁極との差異が小さく、コギングトルクを小さくすることができる。

請求項４に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、前記ステータ磁極群ＳＰＧＣを構成するＣ相のステータ磁極ＳＰＣの円周方向幅ＨＳＣは前記ステータ磁極群ＳＰＧＡを構成するＡ相のステータ磁極ＳＰＡの円周方向幅ＨＳＡより小さく、前記円周方向幅ＨＳＣは前記ステータ磁極群ＳＰＧＢを構成するＢ相のステータ磁極ＳＰＢの円周方向幅ＨＳＢより小さいことを特徴とするモータである。
この構成によれば、Ａ相のステータ磁極ＳＰＡを通過する磁束φａおよびＢ相のステータ磁極ＳＰＢを通過する磁束φｂを大きくすることができ、モータの発生トルクをより大きくすることができる。

請求項５に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極および前記Ｘ極磁極の少なくともいずれかのロータ磁極の特性が円周方向にＮ極特性とＳ極特性との中間の特性であり、永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを混在する比率が円周方向に徐々に変化する特性であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータ磁極のＮ極とＳ極との比率の円周方向変化が徐々に変化するので、ロータが回転している時に各ステータ磁極で発生するトルク脈動が滑らかな変化となり、モータの振動、騒音を低減することができる。

請求項６に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部を円周方向に反時計回転方向に移動した境界部ＲＣＣＷと、ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部を円周方向に時計回転方向に移動した境界部ＲＣＷとを備え、ロータの円周方向の複数のロータ磁極の形状を電気角の０°〜３６０°に割り当てて見るとき、前記境界部ＲＣＣＷと前記境界部ＲＣＷとの円周方向の間に位置する２つ以上のロータ磁極の磁気的特性を合成して前記第３のロータ磁極であるＸ極磁極を構成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、第３のロータ磁極であるＸ極磁極を従来技術の延長として比較的容易に製作することができ、低コスト化が可能である。

請求項７に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｘ極磁極に軟磁性体を使用して構成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ステータ磁極に吸引されてトルクを生成するロータのＸ極磁極を軟磁性体だけで構成する、あるいは、軟磁性体と永久磁石の複合体として構成するので、永久磁石の磁束密度より珪素鋼板などの軟磁性体の方が大きな磁束密度を実現することができ、トルクを増加させることができる。また、使用する永久磁石の量を低減できるので低コスト化を実現できる。

請求項８に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｓ極磁極の表面にフェライト磁石のＳ極を使用し、前記Ｘ極磁極の表面にフェライト磁石のＮ極を使用し、Ｎ極磁極に飽和磁束密度の高い軟磁性体を使用することを特徴とするモータである。この構成によれば、Ｓ極磁極の表面をフェライト磁石のＳ極の−０．４テスラで構成し、Ｘ極磁極の表面をフェライト磁石のＮ極である＋０．４テスラで構成し、Ｎ極磁極を飽和磁束密度の高い軟磁性体の＋２テスラで構成することができる。各磁極の磁束密度の差分が０．８テスラと１．６テスラとなり、フェライト磁石だけで各磁極を構成するよりは高い磁束密度差を作り出すことができるので、トルクの向上ができる。
さらに、Ｘ極磁極をフェライト磁石のＮ極と軟磁性体を混合して配置し、＋０．８テスラの磁極を構成すれば、各磁極の磁束密度の差分が１．２テスラと１．２テスラとなり、磁束密度の差分を均一化することもできる。従って、トルク脈動の少ないモータを構成できる。安価なフェライト磁石を使用して高性能化を達成できる。

請求項９に係る発明は、請求項１に記載したモータにおいて、ロータの前記Ｓ極磁極の表面に磁束密度の高い希土類磁石のＳ極を使用し、前記Ｘ極磁極の表面に磁束密度は低いが安価なフェライト磁石のＮ極を使用し、前記Ｎ極磁極に飽和磁束密度の高い軟磁性体を使用することを特徴とするモータである。
この構成によれば、Ｓ極磁極の表面に磁束密度の高い希土類磁石（例えばネオジム磁石）のＳ極を使用し、そのＳ極の−１．２テスラで構成し、Ｘ極磁極の表面をフェライト磁石のＮ極である＋０．４テスラで構成し、Ｎ極磁極を飽和磁束密度の高い軟磁性体の＋２テスラで構成することができる。各磁極の磁束密度の差分が１．６テスラと１．６テスラとなり、磁束密度の差分が大きく、かつ均一なモータ特性を実現でき、高トルクでトルク脈動の小さいモータを実現できる。また、高価な希土類磁石の使用量が少ない構成なので、比較的安価なモータ構成とすることができる。

２相の電流で回転駆動する本発明モータの縦断面を示す図である。 図１のモータの断面Ａ−Ａを示す図である。 図１のモータの断面Ｂ−Ｂを示す図である。 図１のモータの断面Ｃ−Ｃを示す図である。 図１のモータの断面Ｄ−Ｄを示す図である。 図１のモータの断面Ｅ−Ｅを示す図である。 図１のモータのステータ磁極とロータ突極との対向面の円周方向形状を直線状に展開した図である。 図１のモータ構成で、ステータとロータとが対向する部分のステータ磁極形状とロータ磁極の形状とについて、円周方向を直線状に展開して示す図である。 図８のモータの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと電流Ｉａ、ＩｂとトルクＴｍの例を示す図である。 図１のモータの巻線へ片方向の電流を通電する制御回路の例である。 図１のモータの巻線へ片方向の電流を通電する制御回路の例である。 ロータのＸ極磁極の形状例を示す図である。 図１のモータ構成で、ステータとロータとが対向する部分のステータ磁極形状とロータ磁極の形状とについて、円周方向を直線状に展開して示す図である。 図１のモータ構成で、ステータとロータとが対向する部分のステータ磁極形状とロータ磁極の形状とについて、円周方向を直線状に展開して示す図である。 図１４のモータの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと電流Ｉａ、ＩｂとトルクＴｍの例を示す図である。 ロータのＸ極磁極の各種形状例を示す図である。 図１６の（ｂ）に示すロータ磁極で有る場合の電流Ｉａ、ＩｂとトルクＴｍの例を示す図である。 ステータ磁極形状が台形形状、あるいはスキューした形状の例である。 ロータ磁極の円周方向境界位置を円周方向にシフトし、ロータの一部の磁極特性を多極の平均値として得る構成である。 ロータの具体的な磁極構成の例である。 巻線の切り替え制御の構成例である。 図１のモータの磁路が電磁鋼板を折り曲げた構成となっているモータの縦断面図である。 円盤状の永久磁石を備える本発明モータの縦断面図の例である。 図２３のモータのロータ軸方向片側の永久磁石形状とその対向するステータ磁極の形状を同一方向からみた形状例である。 図２３のモータを、図２４場合とは反対方向から、永久磁石形状とその対向するステータ磁極をみた形状の例である。 図２３のモータの制御回路をステータの内径側に配置した構成の例である。 図２３のモータのロータの永久磁石の外径が巻線の内径より大きな構成のモータの例である。 ２個の直流電源と２個のトランジスタで駆動するモータである。 ２個の直流電源と２個のトランジスタで駆動するモータである。 ２個の直流電源と２個のトランジスタで駆動するモータである。 図１のモータの各スロットに、２個の環状の巻線を並行巻回するモータの例である。 図３１の巻線に電流を通電する制御回路の例である。 図１などのモータの誘起電圧と円周方向の領域を示す図である。 図１などのモータの各回転位置領域における誘起電圧の区分等を示す表である。 誘起電圧を検出するブロックダイアグラムである。 センサレス位置検出のタイムチャートである。 センサレス位置検出で回転制御するモータである。 演算増幅器の例である。 図１などのモータをセンサレス制御する場合の制御のフローを示す図である。 シャント抵抗を集積回路のボンディングワイアで構成した例である。 定電流回路でシャント抵抗の温度変化を検出する構成の例である。 図１などのモータを両方向へ回転制御する制御のフローを示す図である。 図１などのモータの２相巻線へ両方向電流を通電可能な制御回路の例である。 図３１のモータへ機能的に両方向の電流を通電可能な制御回路の例である。 片方向電流で駆動可能なモータを複数個備え、駆動回路の一部を共用して駆動する制御回路の例である。 片方向電流で駆動可能なモータを複数個備え、駆動回路の一部を共用して駆動する制御回路の例である。 ステータが電磁鋼板をロータ軸方向へ積層した構成の本発明モータである。 図４７のモータ構成で、ステータとロータとが対向する部分のステータ磁極形状とロータ磁極の形状とについて、円周方向を直線状に展開して示す図である。 従来の環状巻線を備える３相交流モータの縦断面図である。 ロータの永久磁石の円周方向形状を直線状に展開した形状例である。 図４９のモータのステータ磁極形状の例を直線状に展開して示す図である。 図４９のモータのロータ磁極形状の例を直線状に展開して示す図である。 図４９のモータのロータ磁極形状の例を直線状に展開して示す図である。 図４９のＵ相巻線の正面図と側面図の例である。 図４９の環状巻線を直線状に展開した形状の例である。 図４９の環状巻線を直線状に展開した形状の例である。 図４９、図５６の構成の３相交流モータを制御する３相交流インバータの構成例である。

本発明では、制御回路を含め、簡素で低コストなモータシステムを提案する。また、生活の場に近いところで使用される各種のファンなどの用途では、静かさは重要であり、静粛なモータ構成も提案する。

（実施例１）
図１に本発明モータの縦断面図の例を示す。
１０はロータで、１１はロータ軸、１２はロータ表面に配置した永久磁石を含むＮ極磁極、Ｓ極磁極、Ｘ極磁極である。１３はＡ相のステータ磁極、１４はＢ相のステータ磁極、１５はＣ相のステータ磁極である。１８はステータのバックヨークである。１６はステータの円周方向に巻回した環状形状のＡ相巻線、１７は環状形状のＢ相巻線である。これらの巻線１６、１７は、概略的に環状で、巻線の製作を容易化することが可能である。また、波状巻線、鼓状巻線、環状巻線などへの変形も可能である。
なお、このモータの軸受け、モータのケース、ケースとステータとを固定する部材等は省略し、図示していない。

図２は図１の断面Ａ−Ａの形状である。
１３はＡ相のステータ磁極で、円周上に等間隔に４個配置している。モータ全周は電気角で３６０°×４＝１４４０°である。Ａ相のステータ磁極１３のロータに面する部分の円周方向幅は、機械角で３０°、電気角で１２０°の例を示している。２１はロータのＮ極磁極、２２はＳ極磁極である。２３はロータの第３の磁極であり、本発明ではＸ極磁極と称する。このＸ極磁極は、後に具体例で示すように、磁気的にＮ極磁極とＳ極磁極との中間の特性を示す磁極である。

３０は電気的な切断部であり、ステータの軟磁性体の円周方向に流れる環状の電流を遮断する目的でこの切断部を作る。ステータの磁気回路を電磁鋼板の打ち抜きと折り曲げの加工で製作する場合などでは、電磁鋼板の電気的抵抗が無視できない。モータ電流により励起されるこの循環電流を低減することはモータ効率を改善するために有効である。この切断部３０は図３以外の他の部分についても効果的である。
しかし、ステータの軟磁性体が鉄粉に絶縁膜を施し、金型でプレス成形して製作する圧粉磁心の場合には、圧粉磁心の電気抵抗が大きく、前記の電気的な切断部３０を作る必要がない。また、電気抵抗の大きい電磁鋼板であれば、前記の環状電流が小さくなり、そのジュール損を実用上の問題がない程度に低減することも可能である。前記の環状電流を小さくするような形状の工夫も可能である。

図３は図１の断面Ｂ−Ｂの形状である。
１４はＢ相のステータ磁極で、円周上に等間隔に４個配置している。モータ全周は電気角で３６０×４＝１４４０°である。Ｂ相のステータ磁極１４のロータに面する部分の円周方向幅は、機械角で３０°、電気角で１２０°の例を示している。
図４は図１の断面Ｃ−Ｃの形状である。
１５はＣ相のステータ磁極で、円周上に等間隔に８個配置している。モータのロータ軸方向の中間部に位置している。モータ全周は電気角で３６０×４＝１４４０°である。Ｃ相のステータ磁極１５のロータに面する部分の円周方向幅は、機械角で１５°、電気角で６０°の例を示している。なお、Ａ相ステータ磁極１３、Ｂ相ステータ磁極１４、Ｃ相のステータ磁極の円周方向幅は電気角でそれぞれ１２０°、１２０°、６０°と説明したが、実際にはステータ磁極間の隙間が漏れ磁束低減のため必要であり、隙間の分だけ少しずつ小さな円周方向幅の角度である。

図５は図１の断面Ｄ−Ｄの形状であり、スロット部分の断面図である。
１６は環状形状のＡ相巻線である。このＡ相巻線１６へ前記Ａ相ステータ磁極１３を通過するＡ相磁束φａが鎖交する。
図６は図１の断面Ｅ−Ｅの形状であり、スロット部分の断面図である。
１７は環状形状のＢ相巻線である。このＢ相巻線１７へ前記Ｂ相ステータ磁極１４を通過するＢ相磁束φｂが鎖交する。ただし、Ａ相磁束φａとＢ相磁束φｂとがそれぞれのＡ相巻線１６とＢ相巻線１７に鎖交する方向は相対的に逆であり、発生電圧が逆方向になるので、巻線接続は逆方向にする必要がある。

図７の（ａ）は図１のステータとロータとが対向する面の各ステータ磁極の形状と各ロータ磁極の形状を円周方向を直線状に展開した図である。それは、エアギャップ面の形状でもある。紙面で水平方向は、円周方向の回転角θｒを電気角で示している。
図７の（ａ）の上側半分は各相のステータ磁極の内径側形状を示し、下側半分はロータの外周面形状を示している。図７の（ａ）に示す１３はＡ相ステータ磁極の内周面形状である。１４はＢ相ステータ磁極の内周面形状である。１５はＣ相ステータ磁極の内周面形状である。図７の（ａ）の紙面において上下方向はロータ軸方向であり、全ステータのロータ軸方向長さはＨｓで、ロータのロータ軸方向長さはＨｒであり、図７の（ａ）ではＨｓとＨｒとが同じ値である例について示している。そして、Ａ相ステータ磁極１３、Ｂ相ステータ磁極１４、Ｃ相ステータ磁極１５ロータ軸方向長さは約Ｈｓ／３である。

ここで、図１のモータ構成例では、本発明モータの磁気回路構成が３次元形状であるため、表現が難しいので、比較的表現が容易なステータ磁極の形状例として図１と図７を図示した。しかし、これらのステータ磁極１３、１４、１５は、図７の（ｂ）に２４で示すＡ相、Ｂ相、Ｃ相のステータ磁極の形状のように、ロータ軸方向の長さを約３倍に延長することが可能である。ステータ磁極のロータ軸方向長さを大きくすると、巻線に鎖交する磁束が増加し、トルクを増大することができる。このように、ステータ磁極形状は種々変形が可能である。

図７の（ａ）に示すロータは、図１のロータの円周方向形状を直線状に展開した形状を示している。円周方向にＮ極磁極２１とＳ極磁極２２とＸ極磁極２３とを隣接して配置している。この２３はＸ極磁極と称しており、永久磁石のＮ極とＳ極との中間の磁気特性である。２１は永久磁石のＮ極であり、２２は永久磁石のＳ極である。２３のＸ極磁極の具体的な例は、後に図１２に示し説明する。例えば、永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを同一比率で混在させて構成することができる。この時、Ｘ極磁極の平均的な磁気的特性は磁石が存在しないときと同じで、比透磁率は永久磁石と同じで、Ｘ極磁極とステータ磁極との間の磁気的吸引力はＮ極磁極およびＳ極磁極と同程度に大きい。
各ロータ磁極２１、２２、２３の円周方向幅はそれぞれ電気角で１２０°である。また、図７のモータのトルク発生の方法、電流と電圧の定性的な関係は図８に示すモータと同じであり、図８のモータの説明で図７のモータの特性を兼ねて示す。

次に、図８に本発明モータの動作例を示し、説明する。
図８のモータは、図１のモータの各相ステータ磁極の内径側形状を変形し、ロータ表面形状を各ロータ回転位置θｒの位置で示し、一定回転速度で回転するときの各相巻線の電圧を示す図である。図８の横軸はロータの回転角θｒを電気角で−１８０°から７２０°まで示している。図８の（ａ）から（ｈ）までの縦軸はロータ軸方向を示している。
図８の（ａ）は、Ａ相のステータ磁極８３、Ｂ相のステータ磁極８４、Ｃ相のステータ磁極８５、８６を示している。これらの各ステータ磁極は、図７の（ｂ）に示すステータ磁極２４と同じものである。

Ａ相のステータ磁極８３は、電気角で０°から１２０°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＡ相磁束φａである。
Ｂ相のステータ磁極８４は、電気角で１８０°から３００°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＢ相磁束φｂである。
Ｃ相のステータ磁極は８５と８６に分かれていて、電気角で１２０°から１８０°の部分と３００°から３６０°の部分である。Ｃ相ステータ磁極に対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＣ相磁束φｃである。この時、Ａ相とＢ相の関係は、位相が１８０°円周方向にシフトされた相似の関係となっている。また、ロータからステータ側へ出入りする磁束の総和は零なので、次式が成立する。
φａ＋φｂ＋φｃ＝０ （１）

図８の（ｂ）は、各ステータ磁極に対向するロータ磁極で、Ｎ極磁極２１、Ｓ極磁極２２、Ｘ極磁極２３である。これらのロータ磁極の円周方向幅は電気角で１２０°の例である。図８の（ｂ）に示すロータ回転位置はθｒ＝０°の回転位置である。これは、図２のロータ回転位置の状態を示している。図８の（ｃ）に示すロータ回転位置はθｒ＝６０°、図８の（ｄ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１２０°、図８の（ｅ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１８０°、図８の（ｆ）に示すロータ回転位置はθｒ＝２４０°、図８の（ｇ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３００°である。図８の（ｈ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３６０°であり、図８の（ｂ）に示すθｒ＝０°と電磁気的作用は同じである。ロータ回転位置θｒの変化に伴い、各ステータ磁極に対向するロータ磁極の位置が変化するので、各ステータ磁極を通過する磁束φａ、φｂ、φｃの大きさがロータの回転に伴って変化する。

ロータの回転方向は、図２では第１象限から第２象限側へ回転する方向であり、反時計回転方向ＣＣＷの回転方向を、ロータ回転位置θｒの値が増加する正回転とする。この正回転方向は、図８では紙面で左側から右側へ移動する動きに対応させて説明する。
図８の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ａ相巻線１６に発生する誘起電圧Ｖａを示す。このＡ相誘起電圧Ｖａは、Ａ相巻線１６の鎖交磁束であるＡ相磁束φａの時間変化率に比例し、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７の巻き回数をＮｗとすると、次式となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄｔ （２）
Ａ相磁束φａは、Ａ相ステータ磁極８３が対向するロータのＮ極磁極２１、Ｓ極磁極２２、Ｘ極磁極２３より供給される。従って、前記Ａ相磁束φａは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い、変化する。

図８の（ｉ）のＡ相誘起電圧Ｖａについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＳ極磁極２２にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘである。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極２３が対向するようになり、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。そして、Ａ相誘起電圧Ｖａは（２）式より、Ｎ極磁極２１、Ｓ極磁極２２の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ａ相磁束の回転変化率Δφａ／Δθｒに比例した正の値となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （３）
ここで、θｒ＝０°から１２０°の時、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （４）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （５）
Ｐｎはモータの極対数、Ｈｒはロータ磁極である永久磁石のロータ軸方向長さ、Ｒはロータ半径である。また、ｄθｒ／ｄｔはロータの回転速度である。

図８の（ｃ）ではθｒ＝６０°であり、前記（３）、（４）、（５）式のＡ相誘起電圧Ｖａとなる。図８の（ｄ）のθｒ＝１２０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｄ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＸ極磁極２３にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ零の値となっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｄ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２１が対向するようになり、Ａ相磁束φａは零から正の最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。θｒ＝１２０°から２４０°の時、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （７）
Ｘ極磁極２３の平均磁束密度が零であり、Ｎ極磁極２１とＳ極磁極２２の磁束密度が同じ大きさの場合には、（５）式と（７）式は同じ値となる。そして、Ａ相誘起電圧Ｖａは前記（７）式より、正の値となる。

図８の（ｅ）ではθｒ＝１８０°であり、前記（６）、（７）式のＡ相誘起電圧Ｖａとなる。図８の（ｆ）のθｒ＝２４０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｆ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＮ極磁極２１にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ正の最大値φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｄ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＳ極磁極２２が対向するようになり、Ａ相磁束φａは正の最大値φｍａｘから負の最大値−φｍａｘに近づくことになり減少する。θｒ＝２４０°から３６０°の時、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （８）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （９）
このように、Ａ相誘起電圧Ｖａは、θｒ＝２４０°から３６０°の区間では、前記（５）、（７）式の２倍の負の値となる。なお、θｒ＝０°から３６０°の全区間の平均値は零となる。

次に、図８の（ｊ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｂ相巻線１７に発生する誘起電圧Ｖｂを示す。Ａ相巻線１６に発生する誘起電圧Ｖａとは対称的な特性となる。Ｂ相誘起電圧Ｖｂは、Ｂ相巻線１７の鎖交磁束であるＢ相磁束φｂの時間変化率に比例し、次式となる。
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄｔ （１０）
なお、Ｂ相巻線１７の鎖交磁束φｂはＡ相巻線１６の磁束φａとは鎖交する方向が逆なので、Ｂ相巻線１７の接続を逆方向とする必要がある。このＢ相磁束φｂは、Ｂ相ステータ磁極８４が対向するロータのＮ極磁極２１、Ｓ極磁極２２、Ｘ極磁極２３より供給される。従って、前記Ｂ相磁束φｂは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い、変化する。

図８の（ｊ）のＢ相誘起電圧Ｖｂについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＸ極磁極２３とＮ極磁極２１とがほぼ半分づつ対向している。従って、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘの約１／２である。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２１が対向部分が増加するので、Ｂ相磁束φｂはφｍａｘ／２から最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。そして、Ｂ相誘起電圧Ｖｂは（１０）式より、Ｎ極磁極２１、Ｓ極磁極２２の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ｂ相磁束の回転変化率Δφｂ／Δθｒに比例した正の値となる。
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （１１）
ここで、θｒ＝０°から６０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１２）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１３）

図８の（ｃ）に示すθｒ＝６０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｃ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＮ極磁極２１にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは、ほぼ正の最大値φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｃ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＳ極磁極２２が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘから負の最大値−φｍａｘに近づくことになり減少する。θｒ＝６０°から１８０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１４）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１５）

図８の（ｄ）ではθｒ＝１２０°であり、前記（１４）、（１５）式のＢ相誘起電圧Ｖｂとなる。図８の（ｅ）のθｒ＝１８０°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｅ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＳ極磁極２２にほぼ全面が対向している。従って、Ｂ相磁束φｂはほぼ負の最大値−φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｅ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極２３が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。θｒ＝１８０°から３００°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１７）

図８の（ｆ）ではθｒ＝２４０°であり、前記（１６）、（１７）式のＢ相誘起電圧Ｖｂとなる。図８の（ｇ）のθｒ＝３００°のロータ回転位置では、図８の（ａ）と（ｇ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＸ極磁極２３にほぼ全面が対向している。従って、Ｂ相磁束φｂはほぼ零となっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図８の（ｇ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２１が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは零から正の最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。θｒ＝３００°から４２０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１８）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１９）

次に、図８の（ｋ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｃ相ステータ磁極を通過するＣ相磁束φｃに鎖交する巻線の誘起電圧に相当する。このモータでは、Ｃ相巻線は存在しないが、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７とを直列に接続した状態がＣ相巻線に相当する。ただし、極性は逆方向となる。仮想のＣ相誘起電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖｃ＝−Ｎｗ×ｄ（φａ＋φｂ）／ｄｔ＝−Ｖａ−Ｖｂ （２０）
従って、各相誘起電圧の和は零であり、次式も成立する。
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝０ （２１）
ただし、前記の各式では、巻線抵抗を零であるとして無視し、各相の漏れ磁束を零であるとして、モータを理想化している。

次に、図９において、ロータを正回転方向、すなわち、反時計回転方向ＣＣＷへ一定回転速度で回転する場合に、一定の回転トルクを発生させる電流の通電方法の具体的な例を示し、説明する。モータの特性は図１、図７、図８に示した特性を使用する。
基本的な構成は、Ａ相ステータ磁極８３を通るＡ相磁束φａはＡ相巻線１６に鎖交し、Ｂ相ステータ磁極８４を通るＢ相磁束φｂはＢ相巻線１７に鎖交する。モータの電気入力的には、Ａ相電流ＩａとＡ相誘起電圧Ｖａの積ＰａとＢ相電流ＩｂとＢ相誘起電圧Ｖｂの積Ｐｂとの和Ｐ１が一定値とすることができれば、機械的出力Ｐｍも一定値となると考えることができ、次式となる。
Ｐ１＝Ｐａ＋Ｐｂ
＝Ｉａ×Ｖａ＋Ｉｂ×Ｖｂ （２２）
＝Ｔｍ×ω＝Ｐｍ （２３）

（２３）式に（３）式、（１１）式を代入して、モータトルクＴｍは次式となる。
Ｔｍ＝１／ω×Ｉａ×（Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ）
＋１／ω×Ｉｂ×（Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ）
＝Ｎｗ×（Ｉａ×ｄ（φａ）／ｄθｒ＋Ｉｂ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ）
ここで、ω＝ｄθｒ／ｄｔはモータ回転速度であり、モータ内部の損失は零と理想化している。例えば、Ａ相誘起電圧Ｖａが正の値の時に、Ａ相巻線１６へ正のＡ相電流Ｉａを通電すれば、比例したトルクが発生する。Ｂ相についても同様である。
前記（２２）式は電気的な側面であるが電磁気的に説明すると、前記（２）式でＡ相誘起電圧Ｖａが正の値の時、すなわち、Ａ相磁束φａが増加しているときに、さらにＡ相磁束φａが増加するようにＡ相巻線１６へ正のＡ相電流Ｉａを通電して、Ａ相ステータ磁極とロータとの間に吸引力を発生させ、トルクを生成することを意味している。Ｂ相についても同様である。

図９の（ａ）は図８の（ｉ）に示したＡ相誘起電圧Ｖａと同じである。Ａ相誘起電圧Ｖａが電気角で２４０°に渡ってほぼ均一な正の電圧となっているので、この間に、Ａ相巻線１６へ直流電流を与えることにより、電気角で２４０°の間ほぼ均一な正のトルクを得ることができる。
同様に、図９の（ｂ）は、図８の（ｊ）に示したＢ相誘起電圧Ｖｂと同じものである。Ｂ相誘起電圧Ｖｂも電気角で２４０°に渡ってほぼ均一な電圧を効果的に得ている。これらのことから、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７へ交互に直流電流を通電することにより、連続的な回転トルクが得られることになる。

図９の（ｃ）は、電気角でおおよそ１８０°の幅の台形状の電流波形をしたＡ相電流Ｉａの例である。図９の（ｄ）は、電気角でおおよそ１８０°の幅の台形状の電流波形をしたＢ相電流Ｉｂの例である。図９の（ｅ）はモータの発生トルクＴｍであり、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとで丁度発生トルクが補間し、連続するように通電することにより均一なトルクＴｍを生成している。ただし、図８、図９で示した方法は片方向のトルク発生と回転駆動の方法である。なお、トルクリップルが多少増大しても大きな平均トルク出力が必要な場合は、各相電流の通電幅を広げることが可能であり、図９の（ａ）、（ｂ）と同じく、電流の通電幅を電気角で２４０°まで広げることができる。勿論、電流値を大きくしてトルクを増大することもできる。

次に、本発明モータの前記Ａ相電流Ｉａと前記Ｂ相電流Ｉｂを通電する制御回路の例を図１０に示し、説明する。
電源部については、２Ｅは直流電圧源であり、例えば、自動車のバッテリである。ＶＬはコモン電位で、ＶＭは直流電圧源２Ｅの電位、ＶＨは回生などが行われる第３の電位である。１６は図１のＡ相巻線で、１０１はＡ相電流Ｉａを駆動するトランジスタ、１０７はＡ相巻線１６に蓄積される磁気エネルギー等を回生するダイオードである。１７は図１のＢ相巻線で、１０２はＢ相電流Ｉｂを駆動するトランジスタ、１０８はＢ相巻線１７に蓄積される磁気エネルギー等を回生するダイオードである。

トランジスタ１０１、１０２をパルス幅変調ＰＷＭで制御することなどにより所望の直流電流をＡ相巻線１６、Ｂ相巻線１７へ通電することができる。この時、トランジスタのオン損失についても、巻線１６、１７に直列なトランジスタは１個であり、制御回路の損失が小さく、高効率な駆動が可能であると言える。なお、３相交流モータの制御では、２個のオン損失が発生する。
前記トランジスタは種々の電力制御素子を使用することができ、例えば、小型のモータではパワーＭＯＳ ＦＥＴ、あるいは、ＩＧＢＴなどが広く使用されている。最近では、スーパージャンクションＭＯＳ ＦＥＴ、あるいは、ＳｉＣなどの新たな素子が注目されている。

図１０の破線部において、１０Ｃはコンデンサで、１０Ａはトランジスタで、Ｌｄｃｃはチョークコイルで、１０Ｂはダイオードである。破線で囲う１０Ｅは、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバータで、この制御回路ではモータ巻線から回生された磁気エネルギーが電荷としてコンデンサ１０Ｃに蓄えられ、その後、チョークコイルＬｄｃｃを利用して電荷のエネルギーを直流電圧源２Ｅへ移動させる。前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅの機能は、コンデンサ１０Ｃの電荷を直流電圧源２Ｅへ移すことである。

また、直流電圧源２ＥおよびＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅは、複数のモータの駆動あるいは他の負荷に共用することができる。例えば、１０個の本発明モータを駆動する場合、その制御回路は２０個のトランジスタと２０個のダイオードと１組のＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅで構成することができる。
本発明モータは、概略的に、２個のトランジスタと２個のダイオードで駆動できることになる。これらの結果、本発明モータとその制御回路は、共に簡素な構成で、低コスト、小型である。なお、破線で囲うＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅは、他のバッテリなどの直流電源に置き換えることもできる。また、電位ＶＭとＶＨ間でモータ電流を生成し、回生電力を電位ＶＬとＶＭ間に回生するなど、種々の変形が可能である。

次に、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電する制御回路の他の例を図１１に示し、説明する。
１１１と１１２はＡ相巻線１６へＡ相電流Ｉａを通電するトランジスタで、１１５と１１６は巻線１６に蓄積した磁気エネルギーなどを直流電圧源２Ｅに回生することが可能なダイオードである。また、電流を通電中に、トランジスタ１１１と１１２のどちらか片方をオンすることによりＡ相電流Ｉａを電源へ回生せず、フライホイール電流としてトランジスタとダイオードを介してフライホイール電流として通電することもできる。
図１１の制御回路構成は、モータ１個当たりに４個のトランジスタでモータを駆動することができる。３相交流モータに比較して簡素な構成である。ここで、図１０の構成では必要であったＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅは不要である。

しかし、図１０の制御回路構成ではモータ１個当たりに２個のトランジスタであったことに比較して、図１１の構成はトランジスタが４個と数が多い。どちらの制御回路を使用すべきかは、周辺で使用するモータ個数、製作の都合などで選択することもできる。
図１０、図１１に示したように、本発明モータは簡素で低コストな制御回路で駆動することができる。簡素化できる要因は、本発明モータが２個の巻線で駆動できる構成であり、かつ、電流が直流電流であるという点である。図５７に示した従来の３相交流モータの制御回路に比較し、制御回路の素子数を少なくできる。また、図１０の制御回路構成の場合、各相の巻線に直列に接続したトランジスタの数が１個であり、トランジスタのオン電圧降下による損失を低減することができ、制御回路の効率向上も期待できる。

次に、ロータの第３の磁極であり、図７、図８で示したＸ極磁極２３の具体例を図１２に示し説明する。
図１２では、Ｘ極磁極のロータ表面形状を示しており、紙面で水平方向がロータの円周方向を示し、紙面で上下方向はロータ軸方向を示している。図１などに示したロータのＸ極磁極はＮ極とＳ極の中間の特性であり、例えば図１２の（ａ）の構成である。ロータ軸方向に永久磁石のＮ極（以下、Ｎ極磁石と呼ぶ）１２１と永久磁石のＳ極（以下、Ｎ極磁石と呼ぶ）１２２とを配置している。このＮ極磁石１２１とＳ極磁石１２２は並列に配置されている。
ステータ磁極の形状が、図７の（ｂ）、あるいは、図８の（ａ）の形状であれば、各ステータ磁極に対向し通過する磁束は、Ｎ極磁石１２１が対向する部分とＳ極磁石１２２が対向する部分とが相殺し、それらの中間の特性となる。その結果、図１２の（ａ）のＸ極磁極がステータ磁極に及ぼす作用は、磁束が零のロータ磁極特性である。すなわち、ロータのＮ極磁極２１とＳ極磁極２２の中間の特性となる。

加えて重要なことは、図１２の（ａ）のＸ極磁極は平均値としては磁気的に零であるが、このＸ極磁極と各ステータ磁極の間では磁束が各部で往復していることである。ロータのＸ極磁極と各ステータ磁極の間では、Ｎ極磁極およびＳ極磁極と同様に、吸引力が発生している。各ステータ磁極に作用するロータとの間の吸引力の変動は、モータの振動、騒音の主要原因となっていることが多く、大変重要なことである。Ｘ極磁極のラジアル方向吸引力を、Ｎ極磁極およびＳ極磁極と同様な吸引力特性とすることは、モータの振動、騒音を低減する上で重要である。
さらに、コギングトルク、トルクリップルの観点でも、ステータ磁極とロータのＸ極磁極との間の吸引力が重要な要素である。Ｘ極磁極の円周方向吸引力を、Ｎ極磁極およびＳ極磁極と同様な吸引力特性とすることは、モータのコギングトルク、トルクリップルを低減する上で重要である。

また、図８の（ｂ）では、Ｎ極磁極２１とＳ極磁極２２とのロータ軸方向長さがほぼ同じである例を図示しているが、これらの長さの比率は、モータに求められる特性により、１：２など自在に選択できる。
なお、Ｘ極磁極は、前記のトルクリップル、振動等の問題を多少犠牲にしたり、他の方法で補うのであれば、その磁気的特性を多少Ｎ極特性に偏る、あるいは、Ｓ極特性に偏ることも可能である。さらには、Ｘ極磁極を空間で実現する。あるいは、Ｘ極磁極を樹脂などの非磁性体で実現する。あるいは、透磁率の低い磁性体で実現することも可能である。あるいは、異なる磁気特性の永久磁石を使用することもできる。

図１２の（ｂ）は、Ｘ極磁極として小さな形状のＮ極磁石１２３と小さな形状のＳ極磁石１２４を複数個配置して実現する例である。この場合には、Ｎ極磁石１２３とＳ極磁石１２４との間の漏れ磁束が増加しやすくなるので、ステータ磁極との吸引力がやや減少する恐れがあり、その点を配慮する必要がある。また、図１２の（ｃ）の様な３角形状のＮ極磁極１２５、１２７とＳ極磁極１２６、１２８の構成としてＸ極磁極を構成することもできる。このように種々構成で、磁気的に中性のＸ極磁極を構成することができる。
図１２の（ｄ）は、台形形状のＮ極磁石１２ＡとＳ極磁石１２９でＸ極磁極を構成している。このＸ極磁極の特性は、紙面で左側から右側に向かってその磁気特性がＮ極特性からＳ極特性に変化する点である。

ロータのＸ極磁極は、Ｎ極およびＳ極と円周方向に隣接させて使用するので、２相の巻線で交互に駆動して回転トルクを得、スムーズな切り替えを実現する一手法として使用できる。コギングトルクを低減する点でも効果的である。Ｎ極磁石１２ＡとＳ極磁石１２９とは対称形状でなくてもよく、台形以外の形状など種々の形状に変形することも可能である。また、ロータのＸ極磁極は、Ｎ極側の最も大きな磁束密度ＢｎｍａｘとＳ極側の最も大きな磁束密度Ｂｓｍａｘとの間の磁気特性を示す磁極であり、相対的な磁気特性の磁極を示している。従って、後に図１２、図１８、図１９、図２０に示すように、Ｘ極磁極はモータ設計の仕様により種々の形態で実現することができる。

次に、本発明モータの特徴について説明する。
図１から図１２のモータ構成で説明したように、モータは小型、低コストである。図１に示す環状巻線は、単純な形状なので製作が容易で高占積化が容易であり、巻線抵抗値を下げることができるのでジュール熱を低減でき、モータは高効率である。
モータの磁気回路は比較的簡素な構成なので、小型モータの場合板金の折り曲げ構成で製作すれば、金型で高速に量産することができ、製作が容易である。組立についても、部品点数が少ないので効率の良い組立が可能である。

本発明モータは制御回路が簡単になる構成としているので、モータの巻線電流を通電するトランジスタの数を少なくすることができ、制御回路が低コストで小型である。
図１０の制御回路で巻線電流を通電する場合、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの２個の直流電流を制御するだけで連続回転トルクを生成することができる。複数のモータを駆動する場合、モータ１個あたりのトランジスタ数は２個である。
また、図１０の制御回路構成とすることにより、トランジスタのオン電圧降下を低減することが可能であり、制御回路は高効率でもある。さらに、制御回路が高効率であれば、放熱設計の点でも小型化が可能である。

また、ステータがロータに対向する面の形状は図７の（ｂ）の例に示すように、ロータに対する磁気的なインピーダンスを円周方向にほぼ均一にすることができる。
さらに、ロータの各相磁極のステータ磁極に対する磁気的な特性の均一化を実現することも可能である。そのことより、モータのラジアル方向の振動、騒音の低減が可能であり、コギングトルクの低減、トルクリップルの低減も可能である。これらの結果、静粛なモータを実現することが可能である。

これに対し、従来の集中巻きのブラシレスモータは、ステータの各歯に巻線を巻回する必要があり、巻線製作時間の問題と巻線占積率に起因するジュール熱増大の問題があり、コストと効率の問題がある。また、従来の集中巻きのブラシレスモータおよび図４９の環状巻線構造のモータなどは、３相交流電圧、３相交流電流のモータであり、その駆動には図５７に示すような６個のトランジスタが必要である。したがって、駆動回路のコストの問題、大きさの問題、効率の問題がある。なお、本発明モータは、３相交流モータに対して相対的に表現すると、２相の直流モータであると言える。

本発明モータの主な用途は片方向回転を想定しているが、ファン、ポンプなどの多くの用途がある。家電用、自動車用、産業用などの広範囲な機器に使用され、例えば、ファンは小型から大型までたくさん使用されている。特に人間の近くで使用されるファンは静粛であることが強く望まれる。
図９におけるＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂによるトルクの乗り継ぎをよりスムーズにできるように、図示した台形状の電流波形を工夫し、トルクリップルの低減を行うことができる。また、後で述べるように静粛化のためには、コギングトルクの低減、ステータとロータのラジアル方向の吸引力の回転変化率を小さくすることも重要である。

また、従来の機械式の段階的な可変速ではなく、高品質なファンなどでは自在な可変速運転が必要となり、省電力の観点では高効率化の要求も強い。本発明モータは、低コスト、小型でありながらこれらの要求にも応えることができる。
また、ファンなどの用途の場合、ロータを外周側へ配置したアウターロータ構成が望まれることも多い。図１、図８のモータをアウターロータ構成に変形することも可能である。さらに、片方向回転の用途として各種のポンプがある。電気自動車の駆動用モータも前方向への駆動を主としているので、図１、図８などの片方向回転モータを大型化して使用することができる。超小型から大型モータまで、種々サイズのモータとして使用することができる。

次に、本発明の前記特徴を実現する技術について説明する。
図８のモータ構成の例では、ロータのＮ極磁極２１、Ｓ極磁極２２、Ｘ極磁極２３の円周方向幅を電気角で１２０°とし、Ｘ極磁極２３の磁気的特性をＮ極磁極２１とＳ極磁極２２の中間の特性としている。そして、ステータのＡ相磁極８３の円周方向幅を電気角で１２０°としている。その結果、図８の（ａ）に示すように、Ａ相電流として正の電流を通電することにより、電気角で２４０°の間に渡って一方向の一定トルクを発生させることを可能とした。Ｘ極磁極２３を作ることにより、トルクは低下するが１８０°以上の範囲に渡って、直流電流で駆動できる構造とした。Ｂ相ステータ磁極８４についても、Ａ相ステータ磁極８３に対して円周方向に１８０°の位相差を持つ特性とし、同様に電気角で２４０°の間に渡って一方向の一定トルクを発生させることを可能とした。

これらの結果、２相の直流電流を交互に通電することにより連続回転トルクを発生することが可能なモータとなっている。モータ電流を通電するトランジスタを２個にできるので制御回路を大幅に簡素化できる。ここで、２個の電流が直流であることが制御回路の簡素化の点で大変効果的である。後で述べるが、複数の本発明モータを制御する場合、さらに、モータ１個当たりのトランジスタの数を低減することも可能である。例えば、４個の本発明モータを制御する場合、６個のトランジスタで制御し、モータ１個当たりのトランジスタの数は１．５個とすることができる。

これに対し、従来の３相交流モータでは、一つの相の巻線へ直流電流を通電してトルクを発生可能な範囲は、電気角で１８０°以下である。家電で主に使用されている集中巻きのブラシレスモータでは、その駆動範囲は１２０°以下である。通常、ブラシレスモータは６個のトランジスタで制御されているが、３個のトランジスタで３個の直流電流により駆動することも可能である。この時、電流の波形率は（２／３）^0.5 ＝０．８１６から（１／３）^0.5 ＝０．５７７に小さくなるのでモータ効率は低下する。
図８に示す本発明モータの電流通電範囲は、電気角で１８０°から２４０°の範囲で制御することができ、電流の波形率では、（１／２）^0.5 ＝０．７０７から（２／３）^0.5 ＝０．８１６とすることができる。この場合には、ブラシレスモータの３個の直流電流と本発明モータの２個の直流電流とでは、モータ効率および制御回路の規模の点で大きな差となる。

次に、本発明モータの前記特徴が成立する条件について説明する。
一つの巻線に直流電流を通電して、電気角で１８０°以上の範囲に渡り同一方向のトルクを生成する必要がある。なお、ロータが従来のＮ極磁極とＳ極磁極である場合には、一つの巻線に直流電流を通電して一つのステータ磁極に起磁力を印加してトルクを発生できる範囲は電気角で１８０°以下となる。
本発明では、第３のロータ磁極であるＸ極磁極を作成すること、吸引側のロータ磁極の円周方向幅ＷＲＫと前記Ｘ極磁極との円周方向幅ＷＸとの和（ＷＲＫ＋ＷＸ）を電気角で１８０°以上とすること、ステータとロータ磁極との間に吸引力を発生させるステータ磁極の円周方向幅ＷＲＫを１８０°以下とすることを基本条件としている。
ＷＲＫ＋ＷＸ＞１８０° （２４）
ＷＲＫ＜１８０° （２５）

なお、ここでいうロータのＸ極磁極の構成は、種々形状が可能である。図１２、図１６だけでなく、後に図１９に示すように、モータの全周が電気角で７２０°以上の多極のモータでは、平均値としてＸ極磁極を構成することができる。すなわち、全周のロータ磁極の内、同一の電気角の複数のロータ磁極の特性の平均値がその領域のロータ磁極特性として作用することを利用する方法である。前記のその同一電気角の領域を複数個合わせてＸ極磁極であると定義する。また、後に図２０に示すように、ロータのＸ極磁極は、永久磁石だけでなく高磁束密度を得られる軟磁性体で構成することもできる。飽和磁束密度の異なる複数種の軟磁性体を使用してＸ極磁極を構成することもできる。

また、一つの巻線に直流電流を通電して一つのステータ磁極に起磁力を印加して連続的なトルクを電気角で１８０°以上の間に渡って生成できる条件は、ステータ磁極の円周方向幅ＷＲＫが前記Ｘ極磁極との円周方向幅ＷＸより大きいことである。
ＷＲＫ＞ＷＸ （２６）
そして、二つの巻線にそれぞれ直流電流を適宜通電して、モータの全周に渡って連続トルクを生成できる必要条件は、前記式（２４）、（２５）、（２６）を満たすステータ磁極を２組備えることである。なお、ロータのＸ極磁極が隣接するロータ磁極との境界が定かでない図１６の（ｄ）、（ｅ）などの場合は、（２４）、（２５）、（２６）式を勘案して修正する必要がある。ステータ磁極とロータ磁極が対向する面の形状が略長方形ではなくスキューが加えられた形状、台形形状、菱形形状、正弦波形状などの異形形状である場合についても、（２４）、（２５）、（２６）式を勘案して修正する必要がある。

また、直流電流を通電する２個の巻線で連続的な回転トルクを得る一つの方法は、片方のユニットＵＡが（１８０°＋α）の範囲ＷＵＡで同一方向のトルクを生成することができれば、他方のユニットＵＢが同一方向のトルクを生成可能な範囲ＷＵＢは、（１８０°−α）より大きければ良く、ユニットＵＢの同一方向のトルクの生成範囲が１８０°以下であってもユニットＵＡとＵＢとで構成するモータは連続的な回転トルクの生成が可能である。
ＷＵＡ＋ＷＵＢ＞３６０° （２７）
素直に考えれば、（１８０°＋α）の範囲で同一方向のトルクを生成可能な前記ユニットＵＡを２組配置する方法が考えられるが、モータ用のセンサの配置、巻線端子を引き出す都合、モータ製作上の都合などにより前記ユニットＵＡと前記ユニットＵＢとの組み合わせの方が望ましいことも考えられる。

なお、現実的には、前記の連続トルクの条件を緩和することも可能であり、トルク発生がある程度不連続であっても、ロータの慣性を利用して一定速度の回転を実現することができ、回転速度制御を行うことができる。その意味では、前記（２４）、（２５）、（２６）式は本発明モータの絶対条件ではなく、多少の条件の欠落があっても良い。
なお、ロータのＮ極磁極とＳ極磁極の極性については、巻線の電流方向との関係で決まることであり、巻線の電流方向を逆向きとする場合は前記のＮ極磁極とＳ極磁極とを逆にして言い換える必要がある。本発明は、ロータ磁極の極性と巻線の電流方向とを逆にした構成を含むものである。

本発明モータについて、片方向のトルク生成、片方向の回転に関する構成、動作を主に説明した。しかし、部分的には、逆方向トルクの発生、回生制動も可能である。例えば、図８の（ｉ）、（ｊ）で電圧が負である領域で電流を通電すれば負トルクが発生し、回生動作となる。また、負トルクを、断続的ではあっても、継続して通電すれば逆方向の回転も可能である。
また、後に説明するように、正負の両方向電流を通電制御すれば、モータの電流波形率が改善するのでモータ効率を改善することができる。また、正方向トルク、逆方向トルクの出力して回転駆動を実現することができ、力行と回生の動作も可能であることから、４象限運転が可能である。ただし、制御回路は複雑になる。

前記のように、ロータの第３の磁極であるＸ極磁極の例を図１２に示した。なお、Ｘ極磁極は、永久磁石の形状ではなく、Ｘ極磁極に相当する部分の永久磁石を無着磁とすることにより、Ｎ極とＳ極との中間の磁気特性とすることも可能である。ただし、この場合はロータのＸ極磁極と対向するステータ磁極の間での吸引力はほとんど発生しないので、ステータコアの振動、騒音には注意を要する。また、ロータのＸ極磁極を構成する他の方法の例は非磁性体で構成する方法である。樹脂等の非磁性体が活用でき、製作を容易にすることが可能である。ロータのＸ極磁極を空間で構成することもできる。
アルミ、ステンレスなどの金属の非磁性体を使用することもできる。金属の場合は、渦電流等の影響に注意を要する。

（実施例２）
次に、ステータ磁極の形状を変更した例を図１３に示し、説明する。
図１３のモータ構成は、図８のモータ構成の変形例である。図８の例と同様に、紙面の水平軸はロータの回転角θｒを電気角で、−１８０°から７２０°まで示している。図１の様な円筒形状を水平展開した図としている。図１３の（ａ）から（ｈ）までの縦軸はロータ軸方向を示している。

図１３の（ａ）は、Ａ相のステータ磁極１３１、Ｂ相のステータ磁極１３２、Ｃ相のステータ磁極１３３を示している。各ステータ磁極は電気角で１２０°の位相差となっている。図８の（ａ）は、Ａ相のステータ磁極８３、Ｂ相のステータ磁極８４は相対的に１８０°の位相差であり、図１３の（ａ）のステータ磁極はこの点が異なる構成である。
Ａ相のステータ磁極１３１は、電気角で０°から１２０°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＡ相磁束φａである。Ｂ相のステータ磁極１３２は、電気角で１２０°から２４０°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＢ相磁束φｂである。Ｃ相のステータ磁極１３３は、電気角で２４０°から３６０°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＣ相磁束φｃである。

図１３の（ｂ）は、各ステータ磁極に対向するロータ磁極で、Ｎ極磁極１３４、Ｓ極磁極１３５、Ｘ極磁極１３６である。これらのロータ磁極の円周方向幅は電気角で１２０°の例である。図１３の（ｂ）に示すロータ回転位置はθｒ＝０°の回転位置である。これは、図２の回転位置の状態を示している。図１３の（ｃ）に示すロータ回転位置はθｒ＝６０°、図１３の（ｄ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１２０°、図１３の（ｅ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１８０°、図１３の（ｆ）に示すロータ回転位置はθｒ＝２４０°、図１３の（ｇ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３００°である。図１３の（ｈ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３６０°であり、図１３の（ｂ）のθｒ＝０°と電磁気的作用は同じである。ロータ回転位置θｒの変化に伴い、各ステータ磁極に対向するロータ磁極の位置が変化するので、各ステータ磁極を通過する磁束φａ、φｂ、φｃの大きさがロータの回転に伴って変化する。

ロータの回転方向は、図２では第１象限から第２象限側へ回転する方向であり、反時計回転方向ＣＣＷの回転方向を、ロータ回転位置θｒの値が増加する正回転とする。この正回転方向は、図１３では紙面で左側から右側へ移動する動きに対応させて説明する。
図１３の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ａ相巻線１６に発生する誘起電圧Ｖａを示す。このＡ相誘起電圧Ｖａは、Ａ相巻線１６の鎖交磁束であるＡ相磁束φａの時間変化率に比例し、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７の巻き回数をＮｗとすると、前記の（２）式となる。Ａ相磁束φａは、Ａ相ステータ磁極１３１が対向するロータのＮ極磁極１３４、Ｓ極磁極１３５、Ｘ極磁極１３６より供給される。従って、前記Ａ相磁束φａは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い、変化する。

図１３の（ｉ）のＡ相誘起電圧Ｖａについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図１３の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極１３１はロータのＳ極磁極１３５にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘである。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図１３の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極１３６が対向するようになり、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。そして、Ａ相誘起電圧Ｖａは、（２）式より、Ｎ極磁極１３４、Ｓ極磁極１３５の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ａ相磁束の回転変化率Δφａ／Δθｒに比例した正の値となり、前記（３）、（４）、（５）式となる。図１３の（ｃ）から図１３の（ｈ）においても、ステータ磁極１３１の動作は図８のＡ相ステータ磁極８３と同様の動作である。図１３の（ｉ）と図８の（ｉ）とは同じ特性となっている。

次に、図１３の（ｊ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｂ相巻線１７に発生する誘起電圧Ｖｂを示す。Ｂ相誘起電圧ＶｂはＢ相巻線１７の鎖交磁束であるＢ相磁束φｂの時間変化率に比例し、前記（１０）式となる。図１３の（ｊ）は、Ｂ相ステータ磁極１３２が図８のＢ相ステータ磁極８４に比較して回転角位置が６０°小さい。従って、図１３の（ｊ）は図８の（ｊ）に比較して、紙面で左側へ６０°シフトした特性となる。
次に、図１３の（ｋ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｃ相ステータ磁極を通過するＣ相磁束φｃに鎖交する巻線の誘起電圧に相当する。このモータではＣ相巻線は存在しないが、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７とを直列に接続した状態がＣ相巻線に相当する。ただし、極性は逆方向となる。仮想のＣ相誘起電圧Ｖｃは前記（２０）式となり、図１３の（ｋ）の通りである。ただし、巻線抵抗を零であるとして無視し、各相の漏れ磁束を零であるとして、モータを理想化した理論値を示している。

図１３に示すモータ構成、モータ特性であるとき、Ａ相巻線１６のＡ相誘起電圧Ｖａである図１３の（ｉ）が正である区間でＡ相電流Ｉａを通電し、Ｂ相巻線１７のＢ相誘起電圧Ｖｂである図１３の（ｊ）が正である区間でＢ相電流Ｉｂを通電し、交互に通電することにより連続回転トルクを得ることができる。なおここで、Ｂ相からＡ相へ乗り継ぐ部分の重なり角度がほぼ零であり、高速で精密な電流切り替えが必要となる特性のモータとなっている。図１３では、図８のモータ構成の変形例を示した。このように、図８のモータ構成はある程度変形して使用することができる。

次に、図１４に、図８のモータのトルク、出力を向上するモータ構成を示し、説明する。図１４の水平軸はロータの回転角θｒを電気角で、−１８０°から７２０°まで示している。図１の様な円筒形状を水平展開した図としている。図１４の（ａ）から（ｈ）までの縦軸はロータ軸方向を示している。
図１４の（ａ）は、Ａ相のステータ磁極１４１、Ｂ相のステータ磁極１４２、Ｃ相のステータ磁極１４３、１４７を示している。Ａ相のステータ磁極１４１の円周方向幅は電気角で１４０°で、Ｂ相のステータ磁極１４２の円周方向幅は電気角で１４０°である。Ｃ相のステータ磁極は１４３と１４７の２個があり、円周方向幅はそれぞれ電気角で４０°である。トルクを増加するため、図８のモータ構成に比較し、Ａ相のステータ磁極１４１とＢ相のステータ磁極１４２の円周方向幅を広くし、Ｃ相のステータ磁極１４３、１４７の円周方向幅を狭くしている。

図１４の（ｂ）は、各ステータ磁極に対向するロータ磁極で、Ｎ極磁極１４４、Ｓ極磁極１４５、Ｘ極磁極１４６である。これらのロータ磁極の円周方向幅は電気角で１２０°の例である。Ｎ極磁極１４４の円周方向幅は電気角で１５０°で、Ｓ極磁極１４４の円周方向幅は電気角で１５０°で、Ｘ極磁極１４６の円周方向幅は電気角で６０°である。トルクを増加するため、図８のモータ構成に比較し、Ｎ極磁極１４４とＳ極磁極１４４の円周方向幅を広くし、Ｘ極磁極１４６の円周方向幅を狭くしている。
図１４の（ｂ）に示すロータ回転位置はθｒ＝０°の回転位置である。これは、図２の回転位置の状態を示している。図１４の（ｃ）に示すロータ回転位置はθｒ＝６０°、図１４の（ｄ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１２０°、図１４の（ｅ）に示すロータ回転位置はθｒ＝１８０°、図１４の（ｆ）に示すロータ回転位置はθｒ＝２４０°、図１４の（ｇ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３００°である。図１４の（ｈ）に示すロータ回転位置はθｒ＝３６０°であり、図１４の（ｂ）のθｒ＝０°と電磁気的作用は同じである。ロータ回転位置θｒの変化に伴い、各ステータ磁極に対向するロータ磁極の位置が変化するので、各ステータ磁極を通過する磁束φａ、φｂ、φｃの大きさがロータの回転に伴って変化する。

図１４の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、すなわち紙面でロータの各磁極１４４、１４５、１４６が左側から右側へ移動する状態において、Ａ相巻線１６に発生する誘起電圧Ｖａを示す。このＡ相誘起電圧Ｖａは、Ａ相巻線１６の鎖交磁束であるＡ相磁束φａの時間変化率に比例し、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７の巻き回数をＮｗとすると、前記の（２）式となる。Ａ相磁束φａは、Ａ相ステータ磁極１３１が対向するロータのＮ極磁極１４４、Ｓ極磁極１４５、Ｘ極磁極１４６より供給される。従って、前記Ａ相磁束φａは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い、変化する。

図１４の（ｉ）のＡ相誘起電圧Ｖａについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図１４の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極１４１はロータのＳ極磁極１４５にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘである。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図１４の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極１３６が対向するようになり、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。そして、Ａ相誘起電圧Ｖａは（２）式より、Ｎ極磁極１４４、Ｓ極磁極１４５の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ａ相磁束の回転変化率Δφａ／Δθｒに比例した正の値となり、前記（３）、（４）、（５）式となる。図１４の（ｃ）から図１４の（ｈ）においては、ステータ磁極１４１の動作は図８のＡ相ステータ磁極８３の動作とは異なり、図１４の（ｉ）の特性となる。

次に、図１４の（ｊ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｂ相巻線１７に発生する誘起電圧Ｖｂを示す。このＢ相誘起電圧Ｖｂは、Ｂ相巻線１７の鎖交磁束であるＢ相磁束φｂの時間変化率に比例し、前記（１０）式となる。Ｂ相ステータ磁極１４２は、Ａ相ステータ磁極１４１に対し電気角で１８０°の位相差があり、その形状は同じである。従って、図１４の（ｊ）は、図１４の（ｉ）に比較して、電気角で１８０°シフトした特性となる。
次に、図１４の（ｋ）は、Ｃ相ステータ磁極を通過するＣ相磁束φｃに鎖交する巻線の誘起電圧に相当する。このモータではＣ相巻線は存在しないが、Ａ相巻線１６とＢ相巻線１７とを直列に接続した状態がＣ相巻線に相当する。ただし、極性は逆方向となる。仮想のＣ相誘起電圧Ｖｃは前記（２０）式となり、図１４の（ｋ）の通りである。ただし、巻線抵抗を零であるとして無視し、各相の漏れ磁束を零であるとして、モータを理想化した理論値を示している。

図１４に示すモータ構成、モータ特性であるとき、Ａ相巻線１６のＡ相誘起電圧Ｖａである図１４の（ｉ）が正である区間でＡ相電流Ｉａを通電し、Ｂ相巻線１７のＢ相誘起電圧Ｖｂである図１４の（ｊ）が正である区間でＢ相電流Ｉｂを通電し、交互に通電することにより連続回転トルクを得ることができる。
図１５に、電圧と電流とトルクの例を示す。図１５の（ａ）、（ｂ）は図１４の（ａ）、（ｂ）と同じであり、Ａ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂである。図１５の（ｃ）はＡ相誘起電圧Ｖａが正である区間で一定のＡ相電流Ｉａを通電している。図１５の（ｄ）はＢ相誘起電圧Ｖｂが正である区間で一定のＢ相電流Ｉｂを通電している。この時のトルクは図１５の（ｅ）となる。Ａ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂの値は、図８の（ｉ）、（ｊ）に比較して大きくなっているので、トルク平均値が大きくなることが分かる。

ステータのＣ相のステータ磁極１４３、１４７は、直接的にはトルク生成しないので、Ｃ相の円周方向幅を相対的に縮小することにより、Ａ相とＢ相の円周方向磁極幅が大きくなり、平均トルクを向上させることができる。また、ロータのＸ極磁極１４６は、巻線に鎖交する磁束の回転変化率を向上するという観点では好ましくない面があり、Ｘ極磁極の円周方向幅を小さくすることによりトルクを向上することが可能である。なおその場合、トルクリップルは大きくなり易いので対応が必要である。

ここで、Ａ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂは正の値である領域において、その電圧が平坦な一定値とはなっていない。従って、トルクリップルを低減する必要がある場合には、何らかの改良が必要である。例えば、ステータ磁極の形状を長方形で示しているが、ロータ軸方向の形状を部分的に延長して変形し、同時に、ロータ磁極のロータ軸方向の形状を部分的に延長して変形することにより、各巻線の誘起電圧特性、トルク特性を改良することが可能である。また、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとの通電方法をトルクリップルが低減するように電流値を工夫することもできる。通電電流の形状を変形する方法は、回路修正あるいはマイコンで制御する場合は制御ソフトウェア修正で行うことができるので、比較的容易である。

（実施例３）
次に、図１６に、ロータ磁極の各種変形の例を示す。
図１６の（ａ）は各相のステータ磁極のロータに対向する面の形状を直線展開した図で、図８の（ａ）と全く同じ形状である。図１６の（ｂ）は、図８の（ｂ）において、Ｘ極磁極２３に図１２の（ａ）を適用した形状である。１６５がＮ極であり、１６６がＳ極である。図１６の（ｃ）は、図８の（ｂ）において、Ｘ極磁極２３に図１２の（ｄ）を適用した形状である。１６７がＮ極であり、１６８がＳ極である。図１６の（ｄ）は、図１６の（ｃ）において、Ｎ極とＳ極の片端を変形した例である。１６９がＮ極であり、１６ＡがＳ極である。図１６の（ｅ）は、図１６の（ｄ）において、Ｎ極とＳ極の片端を変形した例である。１６ＢがＮ極であり、１６ＣがＳ極である。なお、図１６の（ｅ）のＮ極１６ＢとＳ極１６Ｃは三角形状となっている。

図１７は、図１６の（ａ）のステータ磁極と図１６の（ｅ）のロータ磁極を組み合わせたモータの誘起電圧と電流の例とトルクの例を示す図である。図１７の（ａ）はＡ相誘起電圧Ｖａである。図１７の（ｂ）はＢ相誘起電圧Ｖｂである。図１７の（ｃ）はＣ相誘起電圧Ｖｃである。図１７の（ｄ）はＡ相電流Ｉａの例で、図１７の（ｅ）はＢ相電流Ｉｂの例である。このように、各相電圧の平坦な部分で各相電流を交互に通電することにより、トルクリップルの小さい図１７の（ｆ）に示すトルクを得ることができる。
また、磁石形状が三角形状であることから、少なくともその部分においてステータとロータ間の磁石の変化に起因する吸引力の変化が滑らかとなり、低振動、低騒音で良好な特性となる。しかしここで、図１６の（ｂ）と図１６の（ｅ）とにおけるＡ相ステータ磁極１６１の鎖交磁束の最大値と最小値を考えると、図１６の（ｅ）は図１６の（ｂ）に比較しておおよそ２／３となるので、トルクの点では図１６の（ｂ）の方が大きい。

（実施例４）
次に、図１８の（ａ）にステータの各磁極Ｓ０１、Ｓ０２、Ｓ０３、Ｓ０４の形状をスキューした例を示す。
図１８の（ｃ）にロータの各磁極Ｓ０９、Ｓ０Ａ、Ｓ０Ｂの形状をスキューした例である。このように、ステータあるいはロータの片方をスキューすることにより、ステータ磁極の円周方向端にロータ磁極の円周方向境界部が差し掛かるときのステータとロータ間の吸引力の回転変化率を低減することができる。その結果、ステータ及びロータの振動を低減でき、騒音を低減することができる。巻線の誘起電圧についても、電圧が正負に反転するときの変化率が低下する。なお、スキューの効果については、ステータとロータの相対的な関係なので、相対的にスキューした形状であればよい。例えば、ステータとロータとそれぞれ逆方向にα度スキューした場合、モータとしては２×α度スキューした効果が得られる。

次に、図１８の（ｂ）に各ステータ磁極がロータに対向する面の円周方向形状を水平展開した形状を示す。これらの形状Ｓ０５、Ｓ０６、Ｓ０７、Ｓ０８は、図８の（ａ）に示した長方形から、台形および菱形に変形している。
Ａ相のステータ磁極Ｓ０５は、図１、図２、図７の１３に相当する。ロータからステータ側へ磁束が通る経路を考えると、図１８の紙面で上側が広くなったＳ０５の台形形状が磁路の磁気飽和を低減するために好ましい。Ｂ相のステータ磁極Ｓ０６は、図１、図３、図７の１４に相当する。ロータからステータ側へ磁束が通る経路を考えると、図１８の紙面で下側が広くなったＳ０６の台形形状が磁路の磁気飽和を低減するために好ましい。

Ａ相のステータ磁極Ｓ０５とＢ相のステータ磁極Ｓ０６とが逆方向の台形形状としている。Ｃ相のステータ磁極Ｓ０７、Ｓ０８は、図１、図４、図７の１４に相当する。Ｓ０７、Ｓ０８の形状はほぼ菱形となっている。Ｃ相のステータ磁極はロータ軸方向の中央に配置しているので、ロータ側からの磁束はロータ軸方向の両端側から中央側へ通ることになる。図１８の（ａ）と（ｂ）を比較して分かるように、両ステータ磁極を通過する磁束の回転変化率は同じになり、同一の誘起電圧特性となる。図１８のステータ磁極の形状とロータ形状の変形例を示したが、正弦波形状などの種々形状に変形することができる。
なお、ステータ磁極の周辺では、ステータ磁極間の漏れ磁束も発生するので、図１８で示すステータ磁極間の隙間も適切に設ける必要がある。モータがピークトルクを発生する時には、その漏れ磁束がステータ磁路の磁気飽和の一要因となる。

（実施例５）
次に、図１９に、ロータのＸ極磁極を構成する他の方法について示し、説明する。
図１９は図１のモータに類似したモータであり、ステータとロータとが対向する面の各ステータ磁極とロータ磁極の円周方向形状を直線に展開した図である。図１９の水平軸はロータ回転位置θｒで、縦軸はロータ軸方向位置である。図１９ではモータ全周で、電気角で０°から７２０°のモータの例について示す。
図１９の（ａ）は各相のステータ磁極で、図８の（ａ）で示した各相のステータ磁極と同じ形状、特性である。Ｓ２１、Ｓ２２はＡ相ステータ磁極であり、Ｓ２３、Ｓ２４はＢ相ステータ磁極であり、Ｓ２５、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ２８はＣ相ステータ磁極である。

図１９の（ｂ）は、ロータの磁極形状である。Ｓ２９とＳ２ＡはＮ極磁極であるが、同一形状ではなく、円周方向長さが電気角で１２０°と２４０°である。Ｓ２ＢとＳ２ＣはＳ極磁極であるが、同一形状ではなく、円周方向長さが電気角で２４０°と１２０°である。Ｓ２Ｄ、Ｓ２Ｅ、Ｓ２Ｆ、Ｓ２Ｇは各ロータ磁極の円周方向境界部である。２重線で示す境界部Ｓ２ＤとＳ２Ｅとは電気角で３６０°の間隔である。
一方、図１９の（ａ）では、２個のＡ相のステータ磁極Ｓ２１、Ｓ２２が電気角で同一の位置に配置している。Ａ相の巻線１６に鎖交する磁束φａは、ロータ側からＡ相のステータ磁極Ｓ２１へ通過する磁束φａ１とステータ磁極Ｓ２２へ通過する磁束φａ２の和であり、φａ＝φａ１＋φａ２となる。

従って、ロータの磁極形状は、電気角で０°から３６０°の形状Ｒ１と、３６０°から７２０°の形状Ｒ２とでは異なった形状であるが、Ａ相巻線１６の鎖交磁束φａは両形状Ｒ１、Ｒ２の平均値の形状から得られる磁束φａｖｅの２倍である。
そして、φａ＝φａ１＋φａ２＝２×φａｖｅと考えても等価である。そこで、図１９の（ｃ）に図１９の（ｂ）のロータ磁極を３６０°円周方向に移動した形状を示し、図１９の（ｃ）と図１９の（ｂ）を加えて２で割った平均値を図１９の（ｄ）に示す。図１９の（ｃ）のロータ磁極Ｓ２Ｈ、Ｓ２Ｊ、Ｓ２Ｋ、Ｓ２Ｌは、それぞれ、図１９の（ｂ）のＳ２Ｃ、Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂ、Ｓ２９と同じロータ磁極の形状、特性である。なお、図１９の（ｃ）に示すロータ磁極Ｓ２Ｍは、Ｓ２Ｈと同じ磁石である。

図１９の（ｄ）について、それぞれのロータ回転位置θｒの角度の磁気特性を検証する。０°から１２０°の間は、Ｓ２ＢとＳ２Ｈとが共にＳ極磁極であり、それらの平均値もＳ２Ｎの０°から１２０°の間のＳ極と考えることができる。
１２０°から２４０°の間は、Ｓ２９とＳ２Ｊとが共にＮ極磁極であり、それらの平均値もＳ２Ｐの１２０°から２４０°の間のＮ極と考えることができる。
２４０°から３６０°の間は、Ｓ２ＣはＳ極磁極であり、Ｓ２ＪはＮ極磁極であり、それらの平均値は、図１９の（ｄ）の２４０°から３６０°に示すように、Ｓ２ＱのＳ極が紙面の上側半分でＳ２ＰのＮ極が紙面の下側半分であると考えることができる。

３６０°から４８０°の間は、Ｓ２ＣとＳ２Ｋとが共にＳ極磁極であり、それらの平均値もＳ２Ｑの３６０°から４８０°の間のＳ極と考えることができる。
４８０°から６００°の間は、Ｓ２ＡとＳ２Ｌとが共にＮ極磁極であり、それらの平均値もＳ２Ｒの４８０°から６００°の間のＮ極と考えることができる。
６００°から７２０°の間は、Ｓ２ＡはＮ極磁極であり、Ｓ２ＭはＳ極磁極であり、それらの平均値は、図１９の（ｄ）の６００°から７２０°に示すように、Ｓ２ＳのＳ極が紙面の上側半分でＳ２ＲのＮ極が紙面の下側半分であると考えることができ、図示するロータ磁極形状、特性となる。また、Ｂ相のステータ磁極Ｓ２３、Ｓ２４についてもＡ相と同様である。

結局、図１９の（ａ）に示す各相のステータ磁極と、図１９の（ｂ）に示す各ロータ磁極とで構成するモータの特性は、図１９の（ｄ）の各ロータ磁極とで構成するモータの特性と同じである。そして、この図１９の（ｄ）の各ロータ磁極は、図８の（ｂ）に示すロータのＸ極磁極として図１２の（ａ）のＸ極磁極の構成を適用したロータと全く同じである。従って、図１９の（ａ）と（ｂ）で構成するモータは、図８の（ａ）と（ｂ）で示したＮ極磁極２１、Ｓ極磁極２２、Ｘ極磁極２３の特性を実現していることになる。
すなわち、図１９の（ｂ）において、ロータの２４０°から３６０°の間と、６００°から７２０°の間とで、等価的にＸ極磁極を構成していると言える。図１９の（ｂ）は、図１２で示したＸ極磁極の構成例とは異なるＸ極磁極の実現技術であると言える。

図１９の（ａ）と（ｂ）で使用した技術は、ロータのＮ極とＳ極との円周方向境界の一部の位置を円周方向に移動する技術と、多極による同相ステータ磁極の平均化技術である。前記のように、２重線で示す磁極境界部Ｓ２ＤとＳ２Ｅとは電気角で３６０°の間隔で固定している。Ｓ２ＤとＳ２Ｅの間に配置している他の２個の磁極境界部については、磁極境界部Ｓ２Ｆは２４０°で、Ｓ２Ｇは７２０°としており、電気角での位置を相対的に１２０°シフトしている。Ｓ２Ｇは電気角的に３６０°の位置としている。その結果、電気角で２４０°から３６０°の間の磁気特性が平均化した特性を示していると考えることができる。その他の構成条件は、（２４）、（２５）、（２６）、（２７）式などで示した条件である。
また、図２０で示すように、ロータ磁極の一部に飽和磁束密度の高い軟磁性体を使用し、モータのピークトルクを大きくすることもできる。永久磁石の量を削減できるので低コストでもある。永久磁石と軟磁性体を混合したロータ磁極としても良い。

（実施例６）
次に、ロータ磁極の一部に軟磁性体を使用する構成を図２０に示し、説明する。
図２０の（ａ）と（ｂ）は各相のステータ磁極と各ロータ磁極で、図８の（ａ）と（ｂ）で示した各相のステータ磁極と同じ形状、特性である。ロータ側からステータ側へ向かう磁束の方向をプラスとして、例えば、Ｓ極磁極２２の磁束密度Ｂｓが−１．０テスラで、Ｘ極磁極２３の磁束密度Ｂｘが０テスラで、Ｎ極磁極２２の磁束密度Ｂｎが＋１．０テスラであるとする。希土類磁石などの高い磁束密度の永久磁石を使用する例である。
モータの各巻線の電圧と磁束密度とトルクなどの関係は、（２）、（３）、（４）式などのように示されるので、巻線の鎖交磁束φａ、φｂの回転変化率ｄφａ／ｄθｒ、ｄφｂ／ｄθｒおよびトルクＴｍは、各ロータ磁極の磁束密度の差（Ｂｘ−Ｂｓ）、（Ｂｎ−Ｂｘ）に比例することになる。具体的な磁束密度を代入して、（Ｂｘ−Ｂｓ）＝１．０テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．０テスラとなる。Ａ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂは、図８の（ｉ）、（ｊ）の電圧波形形状となる。

このモータのトルクＴｍは、巻線の通電電流によりロータ側からステータ側へ起磁力を印加し、磁束を励起することにより生成しようとしている。従って、Ｎ極磁極２１は永久磁石のＮ極に変え、珪素鋼板などの軟磁性体で置き換えることもできる。
図２０の（ｃ）にＮ極磁極２１を軟磁性体磁極Ｓ４１に置き換えた例を示す。珪素鋼板などの飽和磁束密度は２テスラ近い大きな値となるので、前記（Ｂｎ−Ｂｘ）は２テスラ近い値となり、最大トルクを向上することが可能である。同時に磁石量を減らすことができるのでコストを低減することも可能である。この時のＡ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂは、図２０の（ｉ）、（ｊ）の破線Ｓ４Ｈ、Ｓ４Ｋで示す電圧波形形状となる。破線が示されていない角度領域はＳ４Ｇ、Ｓ４Ｊで示す電圧波形形状となる。ただし、軟磁性体なので、励磁電流の負担は必要で、小さな電流領域ではむしろトルクが低減することもある。

次に、図２０の（ｃ）では、前記磁束密度の差（Ｂｘ−Ｂｓ）、（Ｂｎ−Ｂｘ）がアンバランスになるので、改良した例を図２０の（ｄ）に示す。
電気角で２４０°から３６０°の領域のＸ極磁極の磁束密度が＋０．５テスラとなるように、永久磁石で平均磁束密度が零の部分Ｓ４６と軟磁性体Ｓ４４とが混在し組み合わせた構成としている。この領域で、軟磁性体のロータ軸方向幅が全長の１／４であれば、電流を通電したときの平均磁束密度は、おおよそ０．５テスラとなる。この時、Ｂｓ、Ｂｘ、Ｂｎは、それぞれ、−１．０テスラ、＋０．５テスラ、２．０テスラとなり、（Ｂｘ−Ｂｓ）＝１．５テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．５テスラとなるので、凹凸の少ない誘起電圧波形を実現することができる。前記の図２０の（ｂ）の例に比較し、振幅が１．５倍で、図８の（ｉ）、（ｊ）の電圧波形形状となる。なお、Ｓ極磁極Ｓ４５はＳ４２と同じ構成である。

次に、フェライト磁石を活用したロータ磁極の構成例を図２０の（ｅ）に示し、説明する。Ｓ４８はＳ極磁極でフェライト磁石のＳ極で構成し、その磁束密度Ｂｓは−０．４テスラとする。Ｓ４９はＸ極磁極でフェライト磁石のＮ極で構成し、その磁束密度Ｂｘは＋０．４テスラとする。Ｓ４７はＮ極磁極で軟磁性体で構成し、その磁束密度Ｂｎは＋２．０テスラとする。この時、前記磁束密度の差（Ｂｘ−Ｂｓ）＝０．８テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．６テスラとなる。この時のＡ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂは、図２０の（ｉ）、（ｊ）の破線Ｓ４Ｈ、Ｓ４Ｋで示す電圧波形形状となる。
フェライト磁石は磁束密度が低いが、飽和磁束密度の高い特性を活用してトルクの向上が可能である。なお、フェライト磁石は希土類磁石などに比較して安価で軽量という特徴がある。図２０の（ｅ）例では電圧バランスが少し崩れている。

次に、この電圧バランスを改善する方法を図２０の（ｆ）に示し、説明する。
図２０の（ｆ）の電気角で２４０°から３６０°の領域のＸ極磁極の磁束密度が＋０．８テスラとなるように工夫する。電気角で２４０°から３６０°の領域で、３／４の範囲をフェライト磁石のＮ極Ｓ４９で構成し、残りの１／４を軟磁性体Ｓ４７で構成する。このときの平均磁束密度Ｂｘは、おおよそ０．８テスラとなる。この時、Ｂｓ、Ｂｘ、Ｂｎは、それぞれ、−０．４テスラ、＋０．８テスラ、２．０テスラとなり、（Ｂｘ−Ｂｓ）＝１．２テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．２テスラとなる。凹凸の少ない誘起電圧波形を実現することができる。図８の（ｉ）、（ｊ）の電圧波形形状となる。なお、Ｓ極磁極Ｓ４ＢはＳ４８と同じ構成である。

また、他の方法として、Ｘ極磁極Ｓ４９に希土類磁石粉と樹脂の成形体として使用されるいわゆるボンド磁石のＮ極で構成し、その磁束密度Ｂｘが＋０．８テスラとすることもできる。この場合、磁束密度Ｂｓは−０．４テスラ、磁束密度Ｂｎは＋２．０テスラなので、前記磁束密度の差（Ｂｘ−Ｂｓ）＝１．２テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．２テスラとなる。電圧バランスが改善し、この時のＡ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂは、図８の（ｉ）、（ｊ）に示す電圧波形形状となる。

次に、磁束密度の高い希土類磁石などと安価なフェライト磁石と磁束密度が高く、安価な軟磁性体をバランスよく組み合わせる方法について図２０の（ｇ）に示し、説明する。 Ｓ４ＥのＳ極磁極は磁束密度が−１．２テスラの希土類磁石等で構成し、Ｓ４ＦのＸ極磁極はフェライト磁石のＮ極の＋０．４テスラで構成し、Ｓ４ＤのＮ極磁極は軟磁性体で構成し、その磁束密度Ｂｎは＋２．０テスラとする。この時、前記磁束密度の差（Ｂｘ−Ｂｓ）＝１．６テスラ、（Ｂｎ−Ｂｘ）＝１．６テスラとなる。バランスが良いので、凹凸の少ない誘起電圧波形を実現することができる。
具体的には、図８の（ｉ）、（ｊ）の電圧波形形状となる。前記磁束密度の差が１．６テスラと大きく大きなトルク特性となる。また、磁束密度の大きい希土類磁石は効果であるが、図２０の（ｇ）の構成ではその量を少なくできるので、高性能なモータを比較的低コストで製作できることになる。

また、軟磁性体には飽和磁束密度の大きい材質から小さい材質まで種々の軟磁性体がある。これらを使い分けることもできる。小さい軟磁性体としては、種々の構成を使用できる。例えば、材質として飽和磁束密度が低い材質のロータ磁極構成、飽和磁束密度の大きい材質を隙間を設けながら配置するロータ磁極構成、非磁性材質のロータ磁極構成などである。
なお、図２０で示した各磁極の形状は、図１４などに示したステータ磁極形状、ロータ磁極形状に変形することも可能であり、さらに、トルクを向上することが可能である。図９に示した電流通電例においても、より大きな平均トルク出力が必要な場合は、Ａ相電流ＩａとＢ相電流の通電幅を電気角で２４０°まで広げることによりができ、平均トルクを増加させることができる。

（実施例７）
次に、巻線の巻き回数を、巻線切り替え手段を用いて切り替え、高速回転の駆動を実現する方法を図２１に示し、説明する。
Ｓ５１、Ｓ５２は、図１に示すモータ等の２相の巻線である。Ｓ５４、Ｓ５５はそれぞれの巻線の片端端子である。各巻線Ｓ５１、Ｓ５２の他端は、図示するように、３個所から巻線を取り出せる構造となっていて、巻線選択手段Ｓ５３、Ｓ５６により巻線のタップを選択できる構成としている。巻線Ｓ５１、Ｓ５２のタップを選択することにより、制御して通電する巻線Ｓ５１、Ｓ５２の巻き回数を変えることができる。Ｓ５７、Ｓ５８は選択した各巻線タップに接続された巻線Ｓ５１、Ｓ５２の端子である。
このような構成とすることにより、各巻線の巻回数は３通りの巻回数が選択できるので、巻線端子間Ｓ５４とＳ５７およびＳ５５とＳ５８の電圧を選択することができる。従って、一定電圧源を使用するモータ駆動回路で制御し、より広い回転数範囲で運転し、トルクを出力できる。

巻線電圧は巻線ターン数に比例するので、低速回転では全巻線ターンを使用し、高速回転では巻回数の少ないタップを使用する。定出力制御が必要な場合には、この巻線選択により定出力範囲を広げることができる。巻線切り替えのタップ数は、２個から必要に応じて多数のタップ数とすることができる。また、巻線タップを設ける方法についても、最も簡単な方法を示したが、例えば、同相の巻線を２個に分けて直列接続と並列接続に変えることにより巻き回数を変えるなど種々の巻線切り替え構成が適用できる。
なお、具体的な前記の巻線タップの切り替え手段Ｓ５３、Ｓ５６には、電磁接触器などが使用できる。接触器を使用した巻線の切り替え方法の場合は、電流を確実に遮断した状態で切り替えることにより接触器での火花を防止し、接触子を比較的小型化することができる。また、巻線タップの切り替え手段にトランジスタＩＧＢＴ、サイリスタ、トライアックなどの半導体を使用することもできる。

また、モータ巻線の電圧を可変する方法として、ステータロータ間のエアギャップ長さを可変することもできる。具体的な方法は、例えば、ステータ軸方向長さＬｓよりロータの軸方向長さＬｒの方が２倍長い構造とし、ステータの内径が片端と他端とで１０ｍｍ異なるテーパ状の形状とし、ロータの片端直径はステータの内径よりエアギャップ長の２倍だけ小さい直径とし、ロータのテーパは同一角度のテーパとする。そして、ロータに対するステータのロータ軸方向位置を相対的にステータの軸方向長さＬｓまで動かすことができる構造とする。このような構成で、ロータに対するステータのロータ軸方向位置を相対的にＬｓ動かすと、エアギャップの量が直径で１０ｍｍ大きくすることができる。片側のエアギャップ長で５ｍｍを可変できることになる。このようにエアギャップ長を可変することにより、ステータとロータ間の磁束を可変し、モータの誘起電圧を可変し、モータ回転数の可変範囲を広げることもできる。また、ロータの有効長を機械的に変える方法もある。ロータの磁束の量を機械的に変える方法もある。

（実施例８）
次に、本発明モータの具体化構造の縦断面図の例を図２２に示し、説明する。
図１などに示した本発明モータの電磁気的な機能を成す構成要素は、大別してステータの環状巻線とステータの磁気回路とロータの磁極である。
図２２では、図１に示したモータのステータ磁気回路を電磁鋼板の打ち抜きと折り曲げで製作する方法について示している。自動車の補機、家電などの用途では小型のモータが多く使用されている。このようなモータは種々機構の隙間などに配置されることも多く、扁平で薄形の構造も求められることが多い。図２２では、主に、トルクで０．５Ｎｍより小さな領域のモータとして特徴を発揮するモータ構造である。

１１はロータ軸、１２はロータ磁極で永久磁石などである。１６はＡ相巻線、１７はＢ相巻線である。Ｎ０１はＡ相のステータ磁極と磁路を構成し、その形状は、図２の１３、１８、図７の（ｂ）の２４、図８の８３で示したような形状である。
この軟磁性体Ｎ０１の製作方法は、平板状の電磁鋼板を適切な形状にプレス金型などで打ち抜き加工を行い、その後、折り曲げ加工あるいは絞り加工を金型などで行う。金型を使用した加工で製作することにより、加工時間の短縮、自動化が容易であり、大量生産、低コスト化が可能である。トルク出力の小さなモータの場合、その磁気回路を１枚の電磁鋼板で構成することができる。所望トルクが大きい場合は、電磁鋼板を２枚重ねあるいは３枚重ねにして通過磁束量を増加し、トルクを向上することも可能である。

Ｎ０２はＢ相のステータ磁極と磁路を構成し、その形状は、図３の１４、１８、図７の（ｂ）の２４、図８の８４で示したような形状である。この軟磁性体Ｎ０２の製作方法は、前記軟磁性体Ｎ０１と同様に製作することができる。
Ｎ０３、Ｎ０４はＣ相のステータ磁極と磁路を構成し、その形状は、図４の１５、１８、図７の（ｂ）の２４、図８の８５、８６で示したような形状である。この軟磁性体Ｎ０３、Ｎ０４の製作方法は、前記軟磁性体Ｎ０１、Ｎ０２と同様に製作することができる。ただし、軟磁性体Ｎ０１、Ｎ０２とはその配置場所、形状が異なるので、Ｎ０３とＮ０４を一体化するなどの形状の工夫も可能である。また、所望トルクが大きい場合に、電磁鋼板の枚数を変えることもできる。

なお、電磁鋼板の種類は、ＳＰＣＣ、珪素鋼板、電磁ステンレスなどがコスト、製作の容易さ、性能などの要求により使い分けることができる。トルクの大きさに応じて電磁鋼板を厚板化することもできる。なお、電磁ステンレスは成形加工が容易で、電気抵抗が大きいので、渦電流損が比較的小さい。また、このような形状の軟磁性体の場合、渦電流を低減するための対応も必要に応じて行う必要がある。まず、円周方向に誘起する電流を低減するためには円周方向の一部に切断面を設けて円周方向の電気抵抗を増大する対策が効果的である。

電磁鋼板各部の渦電流を低減するためには、電磁鋼板の場所に応じて切れ目を入れて渦電流が流れにくくする対策が効果的である。電磁鋼板を積層して使用する場合は、電磁鋼板表面に電気絶縁膜を設ける、あるいは、電気絶縁フィルムを挟むことが効果的である。また、ステータの磁路およびロータの磁路には、電磁鋼板の他に圧粉磁心、塊状鉄心、アモルファス薄体など種々の軟磁性体を活用することができる。圧粉磁心は粉体状の軟磁性体の表面に電気絶縁膜を施し、金型でプレス成形して自在な形状を作ることができる。従って、圧粉磁心では、渦電流損が小さく、各相の磁束φａ、φｂが大きく取れるように磁路断面積を大きくすることができる特徴がある。モータの大容量化も可能である。

（実施例９）
次に、円盤状形状の永久磁石を用いた本発明モータの例を図２３に示し、説明する。
Ｎ１２は図２４の（ａ）および図２５の（ａ）に示すような円盤状の永久磁石である。Ｎ１１は永久磁石Ｎ１２を指示する固定部である。１６はＡ相巻線、Ｎ３０はＤ相巻線である。実線で示すＮ１３はＡ相のステータ磁極で、実線で示すＮ１４はＢ相のステータ磁極で、破線で示すＮ１５とＮ１６はＣ相のステータ磁極である。Ｎ１７はステータのバックヨーク部である。なお、ステータの軟磁性体部は、前記のように、電磁鋼板での製作、圧粉磁心での製作などが可能である。

永久磁石Ｎ１２のＡ相ステータ磁極Ｎ１３に対向する面の形状は、図２３の紙面で上側から下側に見て、図２４の（ａ）の形状である。Ｎ２１はロータのＮ極磁極で、Ｎ２２はＳ極磁極で、Ｎ２３はＸ極磁極である。Ａ相ステータ磁極Ｎ１３の永久磁石Ｎ１２に対向する面の形状は、図２３の紙面で上側から下側に見て、図２４の（ｂ）の形状である。
Ｃ相のステータ磁極Ｎ１５は、図２４の（ｂ）に示すように、Ａ相ステータ磁極Ｎ１３以外の全てのスペースである。この時、Ａ相ステータ磁極Ｎ１３の鎖交磁束φａの特性は、図８の（ａ）のＡ相ステータ磁極８３の鎖交磁束φａの特性と、定性的に同じである。

永久磁石Ｎ１２のＤ相ステータ磁極Ｎ１４に対向する面の形状は、図２３の紙面で上側から下側に見て、図２５の（ａ）の形状である。Ｎ２４はロータのＮ極磁極で、Ｎ２５はＳ極磁極で、Ｎ２６はＸ極磁極である。図２５の（ａ）は円盤状永久磁石である図２４の（ａ）の裏面なので、Ｎ極の裏面はＳ極になっていて、Ｓ極の裏面はＮ極になっていて、Ｘ極の裏面は平均磁束密度が零であることを前提にＸ極としている。この時気を付けたいのは、ロータが反時計回転方向ＣＣＷへ回転するとき、図２５の（ａ）ではＳ極磁極、Ｘ極磁極、Ｎ極磁極の順であり、図２５の（ｂ）ではＮ極磁極、Ｘ極磁極、Ｓ極磁極の順であり、磁極の順番が逆になることである。

Ｄ相ステータ磁極Ｎ１４の永久磁石Ｎ１２に対向する面の形状は、図２３の紙面で上側から下側に見て、図２５の（ｂ）の形状である。Ｃ相のステータ磁極Ｎ１６は、図２５の（ｂ）に示すように、Ｄ相ステータ磁極Ｎ１４以外の全てのスペースである。この時、Ｄ相ステータ磁極Ｎ１４を通過するＤ相磁束φｄの特性は、図８の（ａ）のＢ相ステータ磁極８４を通過するＢ相磁束φｂと符号が逆であり、φｄ＝−φｂである。符号が反対になる理由は、前記のように、図２５の（ａ）と図２４の（ａ）とは円盤状永久磁石の表裏の関係になっていることである。従って、Ｄ相磁束φｄが鎖交するＤ相巻線Ｎ３０の電流ＩｄはＢ相電流Ｉｂと符号を逆にし、Ｉｄ＝−Ｉｂとする必要がある。この結果、巻線の電圧と電流との両方がＢ相とＤ相では逆になるので、発生するＢ相のトルク成分とＤ相のトルク成分の方向は同じ方向になる。

なお、図１のロータの永久磁石１２であり、図２の２１、２２、２３に示すような永久磁石は、精度良く円弧状に作る必要がある。その製作、組立は簡単ではなく、コスト負担が小さくない。この点では、図２３、図２４、図２５に示したロータの永久磁石Ｎ１２、Ｎ２１、Ｎ２２、Ｎ２３、Ｎ２４、Ｎ２５、Ｎ２６は、簡単な円板状の永久磁石となっている。従って、磁石の製作及びロータの組立が容易なので、モータの低コスト化が可能である。また、円盤状磁石の表裏両面を活用できるので、Ｃ相のステータ磁極Ｎ１５、Ｎ１６が広いスペースとなっている。従って、Ａ相ステータ磁極Ｎ１３、Ｄ相ステータ磁極Ｎ１４、ロータ磁極の円周方向幅の変形などの自由度が高く、モータ特性の改良なども容易である。なお、永久磁石Ｎ１２が回転するときには、遠心力、振動、吸引力などが加わり、信頼性上その強度が問題となることもある。その観点で、永久磁石Ｎ１２の表面などを非磁性物質で保護し、強化することもできる。

（実施例１０）
次に、モータの制御回路を含めたモータ全体の小型化について、図２６に示し、説明する。図２３、図２６に示すように、円板形状の永久磁石Ｎ１２を採用することによりロータ周辺の形状自由度が増加している。実線で示すＮ３３はＡ相ステータ磁極で、実線で示すＮ３４はＤ相ステータ磁極で、破線で示すＮ３５とＮ３６はＣ相のステータ磁極である。Ｎ３７はモータの制御回路である。この制御回路Ｎ３７のスペースを確保するために、図２３のモータ形状を変形している。図２６の配置構成とすることにより、制御回路Ｎ３７を含めてモータ形状を簡潔な構成とし、小型化を実現している。

（実施例１１）
次に、ロータの配置、形状を変えることにより高トルク化する方法を図２７に示し、説明する。
モータのトルクＴｍは、（２２）、（２３）式に示したようにＡ相誘起電圧Ｖａ、Ｂ相誘起電圧Ｖｂに比例し、（２）、（１０）式に示したようにＡ相鎖交磁束φａ、Ｂ相鎖交磁束φｂに比例する。限られたモータ形状の中でモータを高トルク化する方法として、図２７に示すようにロータ直径を大きくする方法がある。

Ｎ５２に示すような円板形状の永久磁石の場合、磁束の量が直径の２乗に比例するので、例えば、ロータ直径を１．５倍に大きくすればトルクは２．２５倍に大きくなる。
図２７の円板状永久磁石Ｎ５２の外径形状は、図２３の永久磁石Ｎ１２の外径形状の約１．５倍としているので、約２．２５倍のトルクが期待できる。実線で示すＮ５５はＳ相ステータ磁極で、実線で示すＮ５６はＤ相ステータ磁極で、破線で示すＮ５６とＮ５７はＣ相のステータ磁極である。Ｎ５８はステータのバックヨークで、図２３のバックヨークＮ１７に比較してロータ軸方向長さが大きくなっている。

図１の構成のモータの場合は、その構造上、ロータ直径を大きくすることには限界がある。このような円筒形状のロータの場合、巻線への鎖交磁束を大きくする手段としてアウターロータのモータ構成とすることが知られている。しかし、アウターロータ構成のモータは外径側が回転するので、その方が都合の良いファンなどの特定用途では積極的に活用されている。図２７に示すモータは、磁束とトルクの点では、図１のモータをアウターロータ構成のモータとしたことに匹敵する。しかも、インナーロータ構造なので一般的な広範囲の用途に使用することができる。なお、図２７に示すモータは、円板状の永久磁石Ｎ５２によりモータ構造の自由度が増加したことにより実現可能となったと考えることもできる。

（実施例１２）
次に、本発明モータの制御回路の例について、図２８に示し、説明する。
図２８は図１０に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅを直流電圧源１１Ｆに置き換えた構成である。特に、この直流電圧源１１Ｆを周辺の装置で使用していて、それを流用することができるのであれば、モータ制御回路は図示するように部品点数が少なく、コスト的には大変有利である。また、この直流電圧源１１Ｆを複数のモータで共用することもできる。

（実施例１３）
次に、図２９に直流電圧源が１個でトランジスタの数が２個である制御回路の例を示す。１６はＡ相巻線、１１ＢはＡ相電流Ｉａを通電するトランジスタ、１１ＡはＡ相巻線１６の磁気エネルギーを直流電圧源２Ｅへ回生するダイオードである。１７はＢ相巻線、１１９はＢ相電流Ｉｂを通電するトランジスタ、１１ＣはＢ相巻線１７の磁気エネルギーを直流電圧源２Ｅへ回生するダイオードである。
１１Ｄ、１１Ｅはコンデンサであり、両巻線１６、１７への電力の供給と回生を行う。この場合、中間の電位ＶＭは、直流電圧源２Ｅの電圧のほぼ中間の電位となる。なお、片側のコンデンサを省略することも可能である。
図２９の制御回路は、コンデンサ１１Ｄ、１１Ｅの負担はあるが、直流電圧源を１個とし、トランジスタを２個にすることができる。

（実施例１４）
次に、図３０に直流電圧源が２個でトランジスタの数が２個である制御回路の例を示す。図２９で示した中間の電位ＶＭを、直流電圧源２Ｅと１１Ｆとで作っている。

（実施例１５）
次に、直流電圧源が１個でトランジスタの数が２個である本発明モータと制御回路の例を図３１と図３２に示す。
図３１は、図１のモータの巻線１６、１７をそれぞれ２個の巻線としている。Ａ相巻線１６を巻線Ｎ６１とＮ６２とし、Ｂ相巻線１７を巻線Ｎ６３とＮ６４としている。同一のスロットに２個の巻線を巻回しているので、同一のスロットの２巻線の鎖交磁束はほぼ等しい。

Ａ相巻線Ｎ６１とＮ６２の巻き回数がそれぞれＮｗで、両巻線の電流がそれぞれＩａ１、Ｉａ２で、両巻線の鎖交磁束は理想的に一致するとして、そのインダクタンスがＬａで、Ａ相巻線とＢ相巻線との相互インダクタンスがＬｍａｂで、ロータ各極の永久磁石がＡ相ステータ磁極に作用する鎖交磁束成分がφａｍｇであるとき、これらの電圧、電流は次式となる。
Ｖａ＝Ｌａ×ｄ（Ｉａ１＋Ｉａ２）／ｄｔ−Ｌｍａｂ×ｄ（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）／ｄｔ ＋Ｎｗ×ｄφａｍｇ／ｄｔ （２８）
＝Ｎｗ×ｄ（φａｉ）／ｄｔ−Ｎｗ×ｄ（φａｍｕ）／ｄｔ
＋Ｎｗ×ｄφａｍｇ／ｄｔ （２９）
ここで、φａｉはＡ相の両巻線の電流（Ｉａ１＋Ｉａ２）と、それらのインダクタンスＬａにより生成する鎖交磁束成分で、φａｍｕはＢ相電流（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）によりＡ相巻線に鎖交する磁束成分である。
また、（２８）式、（２９）式に示したように、Ａ相巻線のインダクタンスＬａの磁束成分は次式となる。
Ｌａ×（Ｉａ１＋Ｉａ２）＝Ｎｗ×φａｉ （３０）

図３２に示すように、電流Ｉａ１の向きは電位ＶＭから電位ＶＬの方向でありトランジスタＮ７１を通じて通電する。電流Ｉａ２の向きは電位ＶＬから電位ＶＭの方向であってダイオードＮ７３を通じて通電する。Ａ相巻線Ｎ６１の電圧とＡ相巻線Ｎ６２の電圧は逆向きであって、大きさは同じである。
なお、Ａ相巻線Ｎ６１とＮ６２の両巻線の鎖交磁束（φａｉ＋φａｍｕ＋φａｍｇ）をより共通化するために、いわゆるバイファイラ巻きを採用することもできる。バイファイラ巻きは、２本の巻線をできるだけ添わせながら巻線をスッロトに巻回する巻き方である。現実には、Ａ相巻線Ｎ６１とＮ６２との鎖交磁束は完全には一致せず、小さい値ではあるが巻線の漏れ磁束成分が発生する。また、（２８）式、（２９）式では巻線抵抗を零とし、無視した。正確には、巻線抵抗と電流の積である電圧降下分を付加すればよい。

Ｂ相巻線Ｎ６３とＮ６４についても、Ａ相巻線と同様の関係である。巻き回数がそれぞれＮｗで、両巻線の電流がそれぞれＩｂ１、Ｉｂ２で、両巻線の鎖交磁束は理想的に一致するとして、そのインダクタンスがＬｂで、Ａ相巻線とＢ相巻線との相互インダクタンスがＬｍａｂで、ロータ各極の永久磁石がＢ相ステータ磁極に作用する鎖交磁束成分がφｂｍｇであるとき、これらの電圧、電流は次式となる。
Ｖｂ＝Ｌｂ×ｄ（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）／ｄｔ−Ｌｍａｂ×ｄ（Ｉａ１＋Ｉａ２）／ｄｔ ＋Ｎｗ×ｄφｂｍｇ／ｄｔ （３１）
＝Ｎｗ×ｄ（φｂｉ）／ｄｔ−Ｎｗ×ｄ（φｂｍｕ）／ｄｔ
＋Ｎｗ×ｄφｂｍｇ／ｄｔ （３２）
ここで、φｂｉはＢ相の両巻線の電流（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）と、それらのインダクタンスＬｂにより生成する鎖交磁束成分で、φｂｍｕはＡ相電流（Ｉａ１＋Ｉａ２）によりＢ相巻線に鎖交する磁束成分である。

また、（３１）式、（３２）式に示したように、Ｂ相巻線のインダクタンスＬｂの磁束成分は次式となる。
Ｌｂ×（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）＝Ｎｗ×φｂｉ （３３）
図３２に示すように、電流Ｉｂ１の向きは電位ＶＭから電位ＶＬの方向でありトランジスタＮ７２を通じて通電する。電流Ｉｂ２の向きは電位ＶＬから電位ＶＭの方向であってダイオードＮ７４を通じて通電する。
これらの４巻線の電圧、電流は図３２に示す制御回路で制御することができる。Ｎ７１はＡ相巻線Ｎ６１に電圧、電流を供給するトランジスタである。Ｎ７３はＡ相巻線Ｎ６２に（ＶＭ−ＶＬ）以上の電圧が誘起されようとするときに直流電圧源２Ｅへ電流を通電するダイオードである。Ｎ７２はＢ相巻線Ｎ６３に電圧、電流を供給するトランジスタである。Ｎ７４はＢ相巻線Ｎ６３に（ＶＭ−ＶＬ）以上の電圧が誘起されようとするときに直流電圧源２Ｅへ電流を通電し、回生するダイオードである。

ここで、Ａ相巻線Ｎ６１の電流Ｉａ１とＮ６２の電流Ｉａ２について考えてみる。最初に、電流Ｉａ１とＩａ２が零であり、ロータの回転速度ｄθｒ／ｄｔが零であり、Ｂ相電流Ｉｂ１、ＩＢ２も零であると仮定する。従って、（２８）式、（２９）式の右辺の第２項、第３項は零である。トランジスタＮ７１をオンすると、直流電圧源２Ｅの電圧（ＶＭ−ＶＬ）が巻線Ｎ６１に印加され、（２８）式に従って電流Ｉａ１が増加する。例えば、電流Ｉａ１が５Ａに増加したところでトランジスタＮ７１をオフすると、Ｉａ１は一瞬にして零となり、同時にＩａ２が０Ａから５Ａとなる。その後、（２８）式に従って電流Ｉａ２が減少する。このようなＡ相電流（Ｉａ１＋Ｉａ２）の増減の動作を繰り返すことにより、Ａ相巻線Ｎ６１の電流Ｉａ１を自在に制御することができる。

図１のモータのＡ相巻線１６のＡ相電流Ｉａは、図３１、図３２のＡ相電流（Ｉａ１＋Ｉａ２）に匹敵する。Ｉａ１とＩａ２の両方がＡ相の電流である。この時、Ａ相の磁束φａｉは（３０）式の関係となる。この時、Ｂ相電流が通電されていれば、（２８）式、（２９）式の右辺の第２項の電圧成分がＡ相誘起電圧Ｖａに重畳する。
また、ロータが回転している場合には、（２８）式、（２９）式の右辺の第３項の電圧成分がＡ相誘起電圧Ｖａに重畳する。その時には、トランジスタＮ７１によるＡ相の電圧制御にそれらの重畳する電圧成分を付加する必要がある。

また、Ｂ相巻線Ｎ６３、Ｎ６４の電圧Ｖｂ、電流Ｉｂ１、Ｉｂ２についても同様の関係である。Ｎ７２はＢ相巻線Ｎ６３に電圧、電流を供給するトランジスタである。Ｎ７４はＢ相巻線Ｎ６４に（ＶＭ−ＶＬ）以上の電圧が誘起されようとするときに直流電圧源２Ｅへ電流を通電するダイオードである。Ｎ７２はＢ相巻線Ｎ６３に電圧、電流を供給するトランジスタである。Ｎ７４はＢ相巻線Ｎ６３に（ＶＭ−ＶＬ）以上の電圧が誘起されようとするときに直流電圧源２Ｅへ電流を通電し、回生するダイオードである。

ここで、Ｂ相巻線Ｎ６３の電流Ｉｂ１とＮ６４の電流Ｉｂ２について考えてみる。
最初に、電流Ｉｂ１とＩｂ２が零であり、ロータの回転速度ｄθｒ／ｄｔが零であり、Ａ相電流Ｉａ１、Ｉａ２も零であると仮定する。従って、（３１）式、（３２）式の右辺の第２項、第３項は零である。トランジスタＮ７２をオンすると、直流電圧源２Ｅの電圧（ＶＭ−ＶＬ）が巻線Ｎ６３に印加され、（３１）式に従って電流Ｉｂ１が増加する。例えば、電流Ｉｂ１が５Ａに増加したところでトランジスタＮ７２をオフすると、Ｉｂ１は一瞬にして零となり、同時にＩｂ２が０Ａから５Ａとなる。その後、（３１）式に従って電流Ｉｂ２が減少する。このようなＢ相電流（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）の増減の動作を繰り返すことにより、Ｂ相巻線Ｎ６３の電流Ｉａ１を自在に制御することができる。

図１のモータのＢ相巻線１７のＢ相電流Ｉｂは、図３１、図３２のＢ相電流（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）に匹敵する。Ｉｂ１とＩｂ２の両方がＢ相の電流である。この時、Ｂ相の磁束φｂｉは（３３）式の関係となる。この時、Ａ相電流が通電されていれば、（３１）式、（３２）式の右辺の第２項の電圧成分がＢ相誘起電圧Ｖｂに重畳する。
また、ロータが回転している場合には、（３１）式、（３２）式の右辺の第３項の電圧成分がＢ相誘起電圧Ｖｂに重畳する。その時には、トランジスタＮ７２によるＢ相の電圧制御にそれらの重畳する電圧成分を付加する必要がある。

以上、図３１、図３２に示したように、１個の直流電圧源と２個のトランジスタと２個のダイオードで制御する方法を示した。制御素子の電圧降下成分についても、１個の半導体での電圧降下であり、図５７に示した３相交流での電圧降下の１／２となり、損失の低減、高効率化が可能である。図３２では制御を簡素にできるので、その低コスト化、小型化、高効率化が可能である。なお、図３１に示したモータについても、図２３、図２６、図２７などの種々形状へ変形が可能である。

（実施例１６）
次に、位置検出器としてのいわゆるエンコーダなどを使用しないモータ制御方法、装置について説明する。小型のファンなどを駆動する場合、モータは制御回路などの全てを含んだコンポーネントとして扱われることが多い。従って、モータは位置検出機能および制御機能を含んだコンポーネントとして、商品としての競争力を問われる。量産する製品では、センサレス回路とその他のパワートランジスタを含む全ての制御回路を１個のシリコンチップに集積することも珍しくない。その場合には従来のプリント基板などはコスト問題もあり使用せず、直接配線することが多い。そして、モータの１部品として実装している。その観点で、本発明モータが従来モータとは異なる構成であり、特有なセンサレス位置検出機能が必要である。

図３３の（ａ）にＡ相誘起電圧Ｖａ、（ｂ）にＢ相誘起電圧Ｖｂを示す。これらは図８の（ｉ）、（ｊ）と同じである。このような場合、図３３の（ｃ）に示すように、電気角で０°から３６０°までを領域ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤとして、領域判別してロータ位置を検出することができる。
図３４に論理的な判定関係を示す。例えば、Ａ相誘起電圧Ｖａが正の値で”Ｈ”で、Ｂ相誘起電圧Ｖｂが負の値で”Ｌ”である場合は領域ＳＢと判定し、ロータ回転位置θｒは６０°から１８０°として検出する。Ａ相誘起電圧ＶａとＢ相誘起電圧Ｖｂが共に正で”Ｈ”である場合にはロータ回転位置θｒを特定できないが、モータが一方向に回転し続けるファンなどの用途では、その前後関係からロータ回転位置θｒを特定でき、センサレス位置検出を実現できる。相電圧の具体的な検出回路は、図３５に示す相電圧検出回路などで実現することができる。

（実施例１７）
次に、より精密なモータのセンサレス位置検出の方法を図３５に示し、説明する。
モータは、図１、図８などの構成を想定している。Ａ相巻線１６の端子間電圧をＶａｔ、誘起電圧をＶａｒ、Ａ相巻線１６のインダクタンスがＬａ、Ａ相巻線１６とＢ相巻線との相互インダクタンスがＬｍａｂ、Ａ相巻線１６とＢ相巻線の巻線抵抗をＲとすると、電圧、電流の関係は次式となる。
Ｖａｔ＝Ｖａｒ＋Ｉａ×Ｒ＋Ｌａ×ｄＩａ／ｄｔ
−Ｌｍａｂ×ｄＩｂ／ｄｔ （３４）

Ｂ相についても同様に、Ｂ相巻線１７の端子間電圧をＶｂｔ、誘起電圧をＶｂｒ、Ｂ相巻線のインダクタンスがＬｂ、とすると、電圧、電流の関係は次式となる。
Ｖｂｔ＝Ｖｂｒ＋Ｉｂ×Ｒ＋Ｌｂ×ｄＩｂ／ｄｔ
−Ｌｍａｂ×ｄＩａ／ｄｔ （３５）
（３４）式、（３５）式を変形して次式となる。
Ｖａｒ＝Ｖａｔ−Ｉａ×Ｒ−Ｌａ×ｄＩａ／ｄｔ
＋Ｌｍａｂ×ｄＩｂ／ｄｔ （３６）
Ｖｂｒ＝Ｖｂｔ−Ｉｂ×Ｒ−Ｌｂ×ｄＩｂ／ｄｔ
＋Ｌｍａｂ×ｄＩａ／ｄｔ （３７）
（３６）式、（３７）式の未知数は、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ａ相巻線１６の端子間電圧Ｖａｔ、Ｂ相巻線１７の端子間電圧Ｖｂｔである。

図３５に前記未知数を検出し、ロータ回転位置θｒを検出する構成を示す。
Ａ相巻線１６にはＡ相電流Ｉａを通電するので、直列にシャント抵抗ＮＢ１を接続し、電圧検出手段ＮＢ５によりＡ相電流Ｉａの値を検出する。Ａ相巻線１６の端子間電圧Ｖａｔを電圧検出手段ＮＢ３で検出する。
Ｂ相についても同様に、Ｂ相巻線１７にはＢ相電流Ｉｂを通電するので、直列にシャント抵抗ＮＢ２を接続し、電圧検出手段ＮＢ６によりＢ相電流Ｉｂの値を検出する。Ｂ相巻線１７の端子間電圧Ｖｂｔを電圧検出手段ＮＢ４で検出する。
ＮＢ７はＡ相電流Ｉａの微分値ｄＩａ／ｄｔを演算する微分器である。ＮＢ８はＢ相電流Ｉｂの微分値ｄＩｂ／ｄｔを演算する微分器である。

ＮＢ９は（３６）式の通りに４項目Ｖａｔ、−Ｉａ×Ｒ、−Ｌａ×ｄＩａ／ｄｔ、Ｌｍａｂ×ｄＩｂ／ｄｔの信号を加算してＡ相誘起電圧Ｖａｒを計算する加減算器であり、その出力ＮＢＨはＡ相誘起電圧Ｖａｒである。ＮＢＡは（３７）式の通りに４項目Ｖｂｔ、−Ｉｂ×Ｒ、−Ｌｂ×ｄＩｂ／ｄｔ、Ｌｍａｂ×ｄＩａ／ｄｔの信号を加算してＢ相誘起電圧Ｖｂｒを計算する加減算器であり、その出力ＮＢＪはＢ相誘起電圧Ｖｂｒである。
前記のＡ相の端子間電圧ＶａｔおよびＢ相の端子間電圧Ｖｂｔは、巻線電流Ｉａ、Ｉｂの値を正確に通電するために、トランジスタによりパルス幅変調ＰＷＭなどが行われるので、直流電圧源の電圧Ｖｐと−Ｖｐとを繰り返す電圧波形となる。しかし、（３６）式、（３７）式に従って検出することにより、図３３に示すようなＡ相誘起電圧Ｖａｒ、Ｂ相誘起電圧Ｖｂｒを検出することができる。

なお、ＮＢＢはノイズなどの高周波成分を除去するためのフイルターである。このフイルターＮＢＢは単純原理的には不要であるが、必要に応じて制御回路各部にフィルターを追加しても良い。ここで、電流検出するための電圧検出手段ＮＢ５、ＮＢ６に使用する高周波フィルターＨＦ１と端子間電圧を検出するための電圧検出手段ＮＢ３、ＮＢ４に使用する高周波フィルターＨＦ２との特性を合わせておくことは、（３６）式、（３７）式の計算を矛盾無く行うために効果的である。
ＮＢＣは図３４に示す論理回路で、Ａ相誘起電圧Ｖａｒ、Ｂ相誘起電圧Ｖｂｒを入力とし、ＮＢＤ、ＮＢＥ、ＮＢＦ、ＮＢＧを出力する。これらは、ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤの回転領域情報である。ＳＡとＳＣの領域については、回転方向情報と事前の回転位置情報から回転領域の判定を行う。本発明モータでは、主要な回転方向を特定しているので、事前の回転位置情報すなわちＳＡとＳＣの領域に入る直前の回転位置情報により、ＳＡとＳＣのどちらであるかを判定することができる。

なお、大型のモータの場合、巻線抵抗の値Ｒが小さいので、（３６）式、（３７）式の第２項を無視しても、ある程度の精度で誘起電圧Ｖａｒ、Ｖｂｒの値が得られる。小型モータの場合は、巻線インピーダンスの内、相対的に巻線抵抗Ｒが大きくなるので、（３６）式、（３７）式の第２項を無視できなくなる。（３６）式、（３７）式の第４項は相互インダクタンスＬｍａｂに関わる電圧成分であり、フェライト磁石を使用した表面磁石ロータのモータの場合、相対的に小さな電圧成分となる。モータの構成により（３６）式、（３７）式の第４項を無視できる場合もある。

次に、図３６にモータの電圧、電流、トルク、端子電圧、回転領域信号の一連の関係を示す。横軸は電気角で表したロータ回転位置θｒである。
図３６の（ａ）、（ｂ）は、一定回転速度で回転している時のＡ相誘起電圧Ｖａｒ、Ｂ相誘起電圧Ｖｂｒである。図８の（ｉ）、（ｊ）および図３３の（ａ）、（ｂ）と同じである。図３６の（ｃ）、（ｄ）は、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの例であり、交互に通電することにより図３６の（ｅ）に示す一定トルクを作っている。図３６の（ｆ）は（３４）式の右辺の第３項であるＬａ×ｄＩａ／ｄｔの電圧成分である。この電圧成分は、実際には、トランジスタでＰＷＭ制御を行うので、直流電圧源の電圧Ｖｐと−Ｖｐとを繰り返す電圧波形となる。図３６の（ｃ）は、同様に、（３５）式の右辺の第３項であるＬｂ×ｄＩｂ／ｄｔの電圧成分である。図３６の（ｈ）は、回転領域ＳＡを示す信号である。図３６の（ｉ）は、回転領域ＳＢを示す信号である。図３６の（ｊ）は、回転領域ＳＣを示す信号である。図３６の（ｋ）は、回転領域ＳＤを示す信号である。

（実施例１８）
次に、図３７にモータとその制御の全体の例を示す。
ＮＣ９はモータで、１６はＡ相巻線、１７はＢ相巻線である。ＮＢ１はＡ相電流Ｉａを検出するシャント抵抗で、ＮＢ２はＢ相電流Ｉｂを検出するシャント抵抗である。ＮＣＢは図３５に示したセンサレス位置検出のための演算回路である。その出力ＮＣＣは回転位置θｒの情報で、ＮＣＥは巻線の電流情報である。
ωｒｃは速度指令で、ＮＣＤは回転位置情報ＮＣＣからモータ速度ωｒを検出する速度演算器で、ＮＣ１は速度誤差ＮＣ２を検出する。ＮＣ３は補償器でトルク指令ＮＣ４を出力する。ＮＣ５は電流指令手段で、トルク指令ＮＣ４と回転位置情報ＮＣＣからＡ相電流指令ＮＣ６とＢ相電流指令ＮＣ７を演算し出力する。ＮＣ８は電流制御手段で、Ａ相電流指令ＮＣ６とＢ相電流指令ＮＣ７と巻線の電流情報ＮＣＥとを入力とし、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを制御してモータのトルクを生成する。

なお、モータの電流制御、速度制御、回転位置制御には種々の方法が提案されており、図３７の構成とは異なる構成とすることもできる。また、図３５で示した電圧検出手段ＮＢ３〜ＮＢ６、加減算器などは、図３８に示す演算増幅器ＮＤ５を使用することができる。演算増幅器は種々用途に広く使用されていて、この場合、ＶＳＧがコモン電位で、ＩＮ１、ＩＮ２が入力で、ＯＵＴが出力となる差動増幅器である。例えば、ＲＲ１、ＲＲ３が１０ｋΩの抵抗器で、ＲＲ２、ＲＲ４が５０ｋΩである場合、ＯＵＴ＝５×（ＩＮ１−ＩＮ２）の関係の差動増幅器となる。

なお、前記のセンサレス技術は、演算増幅器などのアナログ回路を多用して構成する方法、あるいは、各信号をデジタル化してデジタル回路で構成する方法、マイコンを利用してソフトウェア技術で実現する方法などがあり、それぞれの手法で実現が可能である。また、センサレス技術は、モータの電流制御と速度制御などと並行して行われるので、全体で都合の良いシステム構成を選択することができる。
また、図３５で示したセンサレス位置検出の方法は、モータの誘起電圧を検出する原理なので、零回転近傍の低速回転で位置検出はできない。低速回転領域では、同期電動機の特性を利用し、ステッピングモータのように巻線電流Ｉａ、Ｉｂを交互に通電し、起動、低速回転駆動を行うことができる。所定回転数に達したところで、図３５で示したセンサレス位置検出の制御に切り替えて、任意の回転数制御を行うことができる。

図３９にそのフローチャートを示し説明する。
最初にモータの回転起動が指示されると、図３９のＳＴＡＲＴからＭ１１へ進む。Ｍ１２では各巻線の誘起電圧の変動から回転速度ｄθｒ／ｄｔを求める。Ｍ１３では、図３５で示したセンサレス制御が可能な回転速度ωｃｓ以上か以下かを判定する。起動時あるいは起動直後など、まだ回転数が低い場合はＭ１４へ進む。Ｍ１４では、回転位置θｒが検出できていないので、それまでの回転速度指令ωｃ１より大きい回転速度指令ωｃ１とする。そして、回転速度指令ωｃ１の累積値である回転位置指令値θｃ１を求める。従って、Ｍ１４を通過するたびに、徐々に回転速度指令ωｃ１が大きくなり、回転位置指令値θｃ１も累積していく。

Ｍ１５では、回転位置指令値θｃ１に従い各相の電圧指令値Ｖｃｏｍ、を決定し、各相巻線へ電圧を供給する。Ｍ１５における制御は、その時のロータの回転位置θｒが特定できていないので、ステッピングモータの駆動のようなオープンループ制御である。Ｍ１６では回転指令が終了であるかどうかを判定する。回転終了でなければ、Ｍ１１に戻り、回転制御を継続する。
Ｍ１３において、回転速度ｄθｒ／ｄｔがセンサレス制御が可能な回転速度ωｃｓ以上であれば、Ｍ１７へ進む。モータへの速度指令値ωｃｏｍとモータ回転速度ｄθｒ／ｄｔの差として速度誤差（ωｃｏｍ−ｄθｒ／ｄｔ）を求め、トルク指令値Ｔｃを計算する。Ｍ１８では、トルク指令値Ｔｃと回転位置情報ＮＣＣより各相の電圧指令値Ｖｃｏｍを求め、各相巻線へ電圧を供給する。Ｍ１６では回転指令が終了であるかどうかを判定する。回転終了でなければ、Ｍ１１に戻り、回転制御を継続する。Ｍ１６で回転が終了の場合は、Ｍ１９で電流を遮断し、モータ制御を終了する。

図３９では、モータ制御の例を示したが、種々変形も可能である。例えば、Ｍ１５およびＭ１８では、検出した電流値を使用して精密な電流制御、トルク制御を行うこともできる。ファン、ポンプなどの用途では、このような片方向回転で使用することができる。
また、本発明モータで、位置検出用センサーを用いて位置検出を行い、モータの回転制御することも勿論可能である。また、電流検出手段として、ホール素子を使用した方法、カーレントトランスを使用した方法など、シャント抵抗以外の他の方法で行うことも可能である。図３５で示したセンサレス位置検出の位置情報を計測することにより速度検出を行うこともできる。

（実施例１９）
次に、ファンなどの量産用途でモータ制御回路を１個のチップに高集積化して低コスト化、小型化する場合などにおける、電流検出の具体化方法を示す。
このような場合、低コスト化のためプリント基板などを設けない場合も多く、電流検出用のシャント抵抗の種々問題がある。シャント抵抗の大きさ、発熱量に関わる取り付け場所の問題、シャント抵抗に関わるコストの問題がある。シャント抵抗の抵抗精度の問題、抵抗値の温度係数の問題がある。

図４０にモータ制御用の集積回路ＮＥ５の例を示す。
ＮＥ１はモールド樹脂で、ＮＥ２は入出力線のリードフレームで、ＮＥ３はシリコンチップで、ＮＥ４はボンディングワイアである。シリコンチップＮＥ３にモータ巻線の電流制御用パワートランジスタまで含まれるような場合には、リードフレームＮＥ２へモータ巻線を直接接続する場合もある。その場合に、電流検出を行う方法として、ボンディングワイアＮＥ４を使用することができる。パワー線の場合、ボンディングワイアにはアルミ線が使用されることが多く、電流容量が大きい場合は並列に複数のボンディングワイアが接続される。

集積回路の製造装置は高度化されているので、このボンディングワイアの長さ、太さを比較的精度良く管理することができ、シャント抵抗としての抵抗値精度を得ることができる。通常、ボンディングワイアの抵抗値は小さいが、その近傍に演算増幅回路などを設けることが可能であり、電流検出を行うことができる。また、ボンディングワイアの抵抗値が小さ過ぎる場合は、シリコンチップ上あるいは近傍に中継点を設け、複数のボンディングワイアを直列に接続し、シャント抵抗として機能する抵抗値を大きくすることも可能である。またシャント抵抗としての抵抗値には、前記中継点の一部の抵抗やリードフレームＮＥ２の抵抗が加わっても良い。また、モータ制御用の集積回路でボンディングワイアを使用せず、ボンディングワイアと同等の機能をもつ電気的接続手段を使用する場合は、その電気的接続手段をシャント抵抗として活用することができる。

次に、温度変化の影響とその対応方法について説明する。
通常、シャント抵抗の材料として抵抗値の温度係数の小さい材料が使用されている。しかし、ボンディングワイアのアルミ線をシャント抵抗として使用する場合は、アルミニュームの抵抗値温度係数が０．４２％／℃なので、１００℃の温度変化で抵抗値が４２％変化することになる。モータの制御精度の点で問題である。
図４１にシャント抵抗の抵抗値を検出する方法を示す。１６はＡ相巻線で、ＮＬ１はシャント抵抗で、モータ回転時はこれらにＡ相電流Ｉａが通電されている。ＮＬ２、ＮＬ３はトランジスタで、ＮＬ４は抵抗値を検出するときにハイとなり、それ以外ではローとなる抵抗値計測信号の入力端子で、ＮＬ６は一定電圧を作り出すツェナーダイオードで、ＮＬ７はチェナーダイオードＮＬ６と共に一定電流を作り出す抵抗である。

これらは定電流回路を構成している。例えば、ＮＬ６が２ボルトのツェナーダイオードでＮＬ７が２Ωであれば、トランジスタＮＬ２、ＮＬ３がオンの時、抵抗ＮＬ７に約１Ａの電流が通電される。従って、シャント抵抗ＮＬ１の両端電圧は１Ａの電流が通電する時の電圧降下になっており、シャント抵抗ＮＬ１のその時の温度における抵抗値ＲＲ５を示していることになる。
シャント抵抗の抵抗値ＲＲ５が計測されたので、その後は、その時の温度におけるＡ相電流Ｉａの値をシャント抵抗ＮＬ１の両端電圧から測定することができる。なお、シャント抵抗ＮＬ１の抵抗値の計測はモータを駆動していない時間帯に計測し、モータの回転制御に支障のない様に行う。モータの回転中であっても、数ｍｓｅｃ程度の間だけ計測しても問題ない用途は多い。ごく短時間で抵抗値を計測できるので、計測用の素子の電流容量等は短時間定格で良く、小型の素子で製作できる。

また、トランジスタＮＬ２、ＮＬ３は、Ａ相電流Ｉａを通電するトランジスタと共通化し、流用することも可能である。なお、Ｂ相のシャント抵抗値の計測などについても、Ａ相と同様に行うことができる。
また、接続ＮＬ８をＮＬ９の変更すれば、図３５の計測回路を接続しているので、シャント抵抗の電圧降下だけでなく、Ａ相巻線１６のその温度における抵抗値ＲＲ６も計測することができる。Ａ相巻線１６の基準温度における抵抗値ＲＲ７は既知であるので、逆算してＡ相巻線１６の温度を計算することも可能である。なお、金、銀、銅、アルミニュームの抵抗値の温度係数は、いずれも０．４％／℃の近傍である。

次に、図３５で示したセンサレス位置検出をより正確に行う方法を説明する。
Ａ相誘起電圧Ｖａｒは（３６）式で示される。（３６）式の第２項の電圧降下成分は巻線温度における電圧降下とする必要がある。インダクタンスの温度変化は比較的小さいので、（３６）式の第３項と第４項の電流値は温度の影響を補正した正確な電流値である必要がある。このように、モータの巻線抵抗の温度変化を補正し、測定した電流値の温度の影響を補償することにより、（３６）式の値を正確に求めることができる。（３７）式のＢ相誘起電圧Ｖｂｒについても同様である。

（実施例２０）
次に、図１、図８、図１０などのモータ構成で、２相の片方向電流制御でありながら、逆方向へも回転させる方法を図４２に示し、説明する。
これは、正回転を主な回転方向として、非定常時に逆回転を必要とするような用途を想定している。特に、逆回転方向のトルクは、図８の（ｉ）（ｊ）から分かるように、不連続なトルクしか発生できない。従って、起動は特殊な起動を行い、定常の逆方向回転動作においても惰性回転を利用した制御方法とする必要がある。

最初に、図４２のＳＴＡＲＴからＭ２１へ進む。Ｍ２２では、正回転方向の回転指令か、あるいは、逆回転方向の回転指令かを判断する。正回転方向の回転指令の場合はＭ２Ａへ進み、図３９のフローチャートで示した正回転制御を行う。その後、Ｍ２８へ進む。
Ｍ２２で逆回転方向の回転指令である場合にはＭ２３へ進む。Ｍ２３では、逆方向回転への起動かどうかを判定し、起動時である場合にはＭ２４へ進む。Ｍ２４では、Ａ相電流Ｉａを通電し、図８の（ｉ）（ｊ）において特定位置である電気角で２４０℃の回転位置へ位置決めする。次にＭ２５で、Ｂ相電流Ｉｂを特定の短時間Δｔ１の間だけ通電して、ロータを正回転方向へΔθだけ回転させる。電気角で（２４０°＋Δθ）の回転位置θｒは、Ａ相電流Ｉａを通電すると逆回転方向のトルクが発生する領域である。

Ｍ２６では、特定の時間Δｔ２の間だけＡ相電流Ｉａを通電して逆回転方向へ加速し、駆動する。この加速は、その後の惰性回転が次回の回転制御まで続くように大きく加速する。Ｍ２７では、起動を行ったことを記憶する。
Ｍ２８では、回転指令が終了であるかどうかを判定する。回転終了でない場合は最初のＭ２１へ戻る。回転終了の場合はＭ２９へ進み、電流を遮断して終了する。
Ｍ２３の判定で、逆方向への回転が起動済みで有る場合はＭ２Ｂへ進む。Ｍ２Ｂでは、巻線の誘起電圧から回転速度ｄθｒ／ｄｔを求め、Ｍ２Ｃへ進む。Ｍ２Ｃでは、逆方向回転を継続的に制御可能な回転速度ωｓｐ以上であるか以下であるかを判定する。

まだ、低速回転である場合にはＭ２Ｄへ進む。Ｍ２Ｄでは、起動直後などの低速回転速度であるので、巻線誘起電圧の正負を判断し、負から正に変化するタイミングで特定の時間Δｔ３の間だけその巻線へ電流を通電し、さらに加速する。なお、巻線誘起電圧が正の値である時間領域だけその巻線へ電流を通電するようにしても良い。図３６の（ｉ）、（ｊ）の時間領域に相当する。
Ｍ２Ｃで、逆方向回転を継続的に制御可能な回転速度ωｓｐ以上である場合にはＭ２Ｅへ進む。Ｍ２Ｅでは、モータへの速度指令値ωｃｏｍとモータ回転速度ｄθｒ／ｄｔの差として速度誤差（ωｃｏｍ−ｄθｒ／ｄｔ）を求め、トルク指令値Ｔｃを計算する。Ｍ２Ｆでは、トルク指令値Ｔｃと回転位置情報ＮＣＣより各相の電圧指令値Ｖｃｏｍを求め、各相巻線へ電圧を供給する。なお、検出した電流値を使用して、断続的ではあるが、精密な電流制御、トルク制御を行うこともできる。

以上、図４２で示したように、図１０、図１１に示すような２相の片方向電流であっても、正方向回転だけでなく逆方向回転の運転を行うことができる。限定的な回転位置ではあるが、逆方向のトルクを生成することが可能である。
また、この逆方向トルクは正方向回転時の減速トルクに相当する。従って、モータを正方向に回転している状態で、急速に減速させたい場合には、前記の逆方向のトルクを発生させて減速させることができる。この減速トルクは、エネルギー的には回生であり、回生動作を行うことができる。以上示したように、本発明モータは、２相の片方向電流による簡素の制御でありながら、正逆の両方向回転制御と、それぞれにおける力行制御と回生制御を行うことができる。４象限の運転ができると言える。

（実施例２１）
次に、図４３に正負の両方向の電流を通電できる制御装置の例を示す。
図１、図８などに示すモータを想定し、１６はＡ相巻線、１７はＢ相巻線である。トランジスタ４５１と４５４をオンすることによりＡ相巻線１６へ正の電圧を印加し、トランジスタ４５３と４５２をオンすることによりＡ相巻線１６へ負の電圧を印加することができる。４５Ａ、４５Ｂ、４５Ｃ、４５Ｄは、各トランジスタの逆方向電流を通過させるダイオードである。同様に、トランジスタ４５５と４５８をオンすることによりＢ相巻線１７へ正の電圧を印加し、トランジスタ４５７と４５６をオンすることによりＢ相巻線１７へ負の電圧を印加することができる。

４５Ｅ、４５Ｆ、４５Ｇ、４５Ｈは、各トランジスタの逆方向電流を通過させるダイオードである。各トランジスタのオン、オフによるＰＷＭ制御により両巻線１６、１７へ任意の電流を通電することができる。
図４３の制御回路のトランジスタの数は８個と多くなるが、正方向トルクと同様に逆方向トルクを生成できるので、モータの制御性は向上する。ただし、モータ電流は２個のトランジスタを通して通電されるので、制御回路のトランジスタのオン電圧降下は２個分となり損失は増加する。

（実施例２２）
次に、４個のトランジスタで２個の正負の電流を通電し制御する構成を図４４に示す。 図４４の構成は、図３２の構成にトランジスタＭ４１、Ｍ４３とダイオードＭ４２、Ｍ４４を追加した構成である。モータ構成は図３１のような構成で、Ａ相巻線のＮ６１とＮ６２はバイファイラ巻きが好ましい。Ｂ相巻線のＮ６３とＮ６４もバイファイラ巻きが好ましい。（２８）式から（３３）式に示した電磁気的な関係が図４４の構成においても成り立つ。
Ａ相巻線Ｎ６１、Ｎ６２の電流制御について、先に図３２で説明したように、トランジスタＮ７１のオン、オフ制御により（Ｉａ１＋Ｉａ２）の電流を制御することができる。この時、（Ｉａ１＋Ｉａ２）の値は正である。Ａ相巻線Ｎ６１、Ｎ６２へ負の電流制御を行うときは、トランジスタＮ７１とＭ４１は対称構造に配置しているので、同様にトランジスタＭ４１をオン、オフ制御することにより（Ｉａ１＋Ｉａ２）を制御することができる。この時、（Ｉａ１＋Ｉａ２）の値は負である。

Ｂ相巻線Ｎ６３、Ｎ６４の電流制御についても、同様に、トランジスタＮ７２のオン、オフ制御により（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）の電流を制御することができる。Ｂ相巻線Ｎ６３、Ｎ６４へ負の電流制御を行うときは、トランジスタＭ４３をオン、オフ制御することにより（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）を制御することができる。この時、（Ｉｂ１＋Ｉｂ２）の値は負である。
図４４の様なモータ構成、制御回路構成とすることにより、トランジスタが４個の簡素な制御回路構成でありながら、正のトルクと負のトルクを自在に制御することができる。但し、このモータ構成の場合は、同一のスロットに２個の巻線を巻回することになり、同一スペースであれば単純に巻線抵抗値が２倍になる。スロット断面積を広くし、巻線の太さを大きくすることによりこの問題を軽減することができる。

（実施例２３）
次に、複数の本発明モータを制御するときに、巻線電流Ｉａ、Ｉｂを駆動するトランジスタの個数を少なくし、コストを低減する方法を図４５に示す。
自動車、家電、ＯＡ（office automation ）などの用途では、一つの装置に多数個のモータが使用されることが多く、それらのモータが同時には駆動されないことも多い。このような用途において全体をトータルで低コスト化、小型化する構成である。具体的には、制御回路を共用することにより実現する
図４５のＲ８２、Ｒ８３は本発明の第１のモータＭＭ１のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ８８、Ｒ８９は本発明の第２のモータＭＭ２のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ８Ｅ、Ｒ８Ｆは本発明の第３のモータＭＭ３のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ８Ｌ、Ｒ８Ｍは本発明の第４のモータＭＭ４のＡ相巻線とＢ相巻線である。

Ｒ８１はモータＭＭ１のＡ相巻線Ｒ８２とＢ相巻線Ｒ８３を選択するトランジスタである。ダイオードＲ８４はトランジスタＲ８１がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。Ｒ８７はモータＭＭ２のＡ相巻線Ｒ８８とＢ相巻線Ｒ８９を選択するトランジスタである。ダイオードＲ８ＡはトランジスタＲ８７がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。Ｒ８ＤはモータＭＭ３のＡ相巻線Ｒ８ＥとＢ相巻線Ｒ８Ｆを選択するトランジスタである。ダイオードＲ８ＧはトランジスタＲ８Ｄがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。Ｒ８ＫはモータＭＭ４のＡ相巻線Ｒ８ＬとＢ相巻線Ｒ８Ｍを選択するトランジスタである。ダイオードＲ８ＮはトランジスタＲ８Ｋがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。

Ｍ６１は巻線Ｒ８２、Ｒ８８、Ｒ８Ｅ、Ｒ８Ｌに流れる電流を通電する共用のトランジスタである。ダイオードＭ６４はトランジスタＭ６１がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。Ｍ６７はトランジスタＭ６１が駆動する電流を計測するシャント抵抗等の電流計測手段である。Ｍ６２は巻線Ｒ８３、Ｒ８９、Ｒ８Ｆ、Ｒ８Ｍに流れる電流を通電する共用のトランジスタである。ダイオードＭ６５はトランジスタＭ６２がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。Ｍ６８はトランジスタＭ６２が駆動する電流を計測するシャント抵抗等の電流計測手段である。
ダイオードＲ８５、Ｒ８６、Ｒ８Ｂ、Ｒ８Ｃ、Ｒ８Ｈ、Ｒ８Ｊ、Ｒ８Ｐ、Ｒ８Ｑは、他の巻線の電圧が印加されないように逆方向電圧を阻止している。

今、前記モータＭＭ１を回転制御するために、Ａ相巻線Ｒ８２とＢ相巻線Ｒ８３へ交互に電流を通電する。トランジスタＲ８１とＭ６１をオンすることによりＡ相巻線Ｒ８２へ電圧が印加し、電流Ｉａが通電する。トランジスタＲ８１とＭ６１をオフすることにより、電流ＩａがダイオードＲ８４とＭ６４を通って流れ、電流Ｉａは減少する。この時、Ａ相巻線Ｒ８２には負の電圧がかかっている。このように、トランジスタＲ８１とＭ６１をオン、オフすることにより、Ａ相巻線Ｒ８２にかかる電圧を制御し、Ａ相電流Ｉａを制御することができる。Ｂ相巻線Ｒ８３の電圧、電流についても、Ａ相巻線Ｒ８２と同様に、トランジスタＲ８１とＭ６２をオン、オフして制御することができる。

前記モータＭＭ２の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ８８の電圧、電流をトランジスタＲ８７とＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ８９の電圧、電流をトランジスタＲ８７とＭ６２をオン、オフして制御する。
前記モータＭＭ３の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ８Ｅの電圧、電流をトランジスタＲ８ＤとＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ８Ｆの電圧、電流をトランジスタＲ８ＤとＭ６２をオン、オフして制御する。
前記モータＭＭ４の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ８Ｌの電圧、電流をトランジスタＲ８ＫとＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ８Ｍの電圧、電流をトランジスタＲ８ＫとＭ６２をオン、オフして制御する。

これらの結果、４個のモータＭＭ１、ＭＭ２、ＭＭ３、ＭＭ４を駆動するために必要なトランジスタはＲ８１、Ｒ８７、Ｒ８Ｄ、Ｒ８Ｋ、Ｍ６１、Ｍ６２の６個である。平均すると、１個のモータを駆動するために１．５個のトランジスタが使用されていることになる。モータをさらに１個追加する場合に必要なトランジスタの個数は１個である。同時に駆動する必要のないモータの個数が多くなると、モータ１個の回転制御をトランジスタ１個でできることになる。

前記の図４５の説明の中で部分的な問題点もある。例えば、モータＭＭ１のＡ相電流Ｉａが減少しＢ相電流Ｉｂが増加する時に、トランジスタＲ８１が共通であるために、Ｉａの減少とＩｂの増加が矛盾し、同時にはできない問題がある。また両電流が重なる場合は、トランジスタＲ８１の電流容量を大きくする必要がでてくる。両電流が重ならないように制御する必要がある。
この問題を解決する方法は、同一のモータのＡ相巻線の電流を流すトランジスタとＢ相巻線の電流を流すトランジスタとが重ならないように、図４５における各巻線の配置を工夫すればよい。具体的な巻線の配置例は次の通りである。

第１のモータＭＭ１のＡ相巻線をＲ８３とし、Ｂ相巻線Ｒ８８とする。第２のモータＭＭ２のＡ相巻線をＲ８９とし、Ｂ相巻線Ｒ８Ｅとする。第３のモータＭＭ３のＡ相巻線をＲ８Ｆとし、Ｂ相巻線Ｒ８Ｌとする。第４のモータＭＭ４のＡ相巻線をＲ８Ｍとし、Ｂ相巻線Ｒ８２とする。図４５における巻線配置を右へ一つずらすことにより、電位ＶＭ側に接続しているトランジスタがＡ相巻線とＢ相巻線とで異なっている。
この巻線配置で前記モータＭＭ１のＡ相巻線Ｒ８３はトランジスタＲ８１とＭ６２でオン、オフして制御し、Ｂ相巻線Ｒ８８はトランジスタＲ８７とＭ６１でオン、オフして制御することになる。この時、Ａ相巻線Ｒ８３の電流ＩａとＢ相巻線Ｒ８８の電流Ｉｂは干渉することがなく、それぞれ独立に、自由に制御することができる。他のモータＭＭ２、ＭＭ３、ＭＭ４の各巻線電流についても同様な関係である。

なお、前記の図４５の制御回路の共用化は、モータの巻線電流が片方向電流であることにより、その実現が容易になっている。交流電流で駆動する交流電動機の場合には制御回路の共用化が難しくなる。
さらに、図４５の構成は種々の変形も可能である。例えば、トランジスタＭ６１とＭ６２に並行して破線で記載しているＭ６３と記載していないトランジスタを追加し、トランジスタＲ８１とＲ８７とＲ８ＤとＲ８Ｋのエミッタとの間に各４個の巻線を配置すれば４×４＝１６個の巻線を接続できることになる。そして、前記例のように、一つのトランジスタには同一モータのＡ相巻線とＢ相巻線とが繋がらないような配置とすれば、一つのモータのＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを独立に制御することができる。この場合、８個のモータを８個のトランジスタで制御できることになる。モータ１個あたりのトランジスタ数は１個である。低コスト化と小型化を実現できる。

また、図４５において、３相の片方向電流で制御するモータについても、図４５の破線で示した構成のように追加することができる。Ｒ８Ｒが第３相の巻線で、Ｒ８Ｓは逆方向阻止用のダイオードで、Ｍ６９は電流検出手段で、Ｍ６３はその電流を制御するトランジスタで、Ｍ６６は回生用のダイオードである。また、図４５に適用するモータの一つとしてＤＣモータを制御することもできる。このように、１相、２相、３相などの片方向電流で制御できるモータの制御回路を共用化することができる。
なお、前記モータＭＡ相巻線をＲ８２とし、Ｂ相巻線Ｒ８３とする方法の場合、Ａ相巻線とＢ相巻線の片端が相互に接続されているので、巻線接続と配線の簡略化ができる長所がある。また、Ｒ８Ｔの破線矢印で示すように、さらに追加することもできる。

図４５の構成で、複数のモータの同時回転制御を行うこともできる。その方法は、モータおよび負荷は慣性が有ることを利用して、トルク発生を時分割制御で行う方法である。例えば、最初の１０ｍｓｅｃはモータＭＭ１の電流を制御し、次の１０ｍｓｅｃはモータＭＭ２の電流を制御し、交互に繰り返すことにより２個のモータの速度制御が可能となる。また、図４２で示したように、片方向電流の制御により、正回転だけでなく、間欠的ではあるが逆方向のトルク発生、逆方向の速度制御も可能である。このように、任意の複数のモータを同時に速度制御することが図４５の構成で可能である。

（実施例２４）
次に、複数の本発明モータを制御するときに、巻線電流Ｉａ、Ｉｂを駆動するトランジスタの個数を少なくし、コストを低減する他の方法を図４６に示す。
図４６のＲ９２、Ｒ９５は本発明の第１のモータＭＭ１のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ９８、Ｒ９Ｂは本発明の第２のモータＭＭ２のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ９Ｅ、Ｒ９Ｈは本発明の第３のモータＭＭ３のＡ相巻線とＢ相巻線である。Ｒ９Ｍ、Ｒ９Ｑは本発明の第４のモータＭＭ４のＡ相巻線とＢ相巻線である。
Ｒ９１はモータＭＭ１のＡ相巻線Ｒ９２を選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９３はトランジスタＲ９１がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９４はモータＭＭ１のＢ相巻線Ｒ９５を選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９６はトランジスタＲ９４がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９７はモータＭＭ２のＡ相巻線Ｒ９８を選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９９はトランジスタＲ９７がオフしたときに電流が流れる経路を構成している。

Ｒ９ＡはモータＭＭ２のＢ相巻線Ｒ９Ｂを選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９ＣはトランジスタＲ９Ａがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９ＤはモータＭＭ３のＡ相巻線Ｒ９Ｅを選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９ＦはトランジスタＲ９Ｄがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９ＧはモータＭＭ３のＢ相巻線Ｒ９Ｈを選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９ＪはトランジスタＲ９Ｇがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９ＬはモータＭＭ４のＡ相巻線Ｒ９Ｍを選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９ＮはトランジスタＲ９Ｌがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。
Ｒ９ＰはモータＭＭ４のＢ相巻線Ｒ９Ｑを選択し通電するトランジスタであり、ダイオードＲ９ＲはトランジスタＲ９Ｐがオフしたときに電流が流れる経路を構成している。

今、図４６に示す前記モータＭＭ１を回転制御するために、Ａ相巻線Ｒ９２とＢ相巻線Ｒ９５へ交互に電流を通電する。トランジスタＲ９１とＭ６１をオンすることによりＡ相巻線Ｒ９２へ電圧が印加し、電流Ｉａが通電する。トランジスタＲ９１とＭ６１をオフすることにより、電流ＩａがダイオードＲ９３とＭ６４を通って流れ、電流Ｉａは減少する。この時、Ａ相巻線Ｒ９２には負の電圧がかかっている。このように、トランジスタＲ９１とＭ６１をオン、オフすることにより、Ａ相巻線Ｒ９２にかかる電圧を制御し、Ａ相電流Ｉａを制御することができる。
Ｂ相巻線Ｒ９５の電圧、電流についても、Ａ相巻線Ｒ９２と同様に、トランジスタＲ９４とＭ６２をオン、オフして制御することができる。

図４６に示す前記モータＭＭ２の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ９８の電圧、電流をトランジスタＲ９７とＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ９Ｂの電圧、電流をトランジスタＲ９ＡとＭ６２をオン、オフして制御する。
図４６に示す前記モータＭＭ３の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ９Ｅの電圧、電流をトランジスタＲ９ＤとＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ９Ｈの電圧、電流をトランジスタＲ９ＧとＭ６２をオン、オフして制御する。
図４６に示す前記モータＭＭ４の回転制御についても同様に、Ａ相巻線Ｒ９Ｍの電圧、電流をトランジスタＲ９ＬとＭ６１をオン、オフして制御する。Ｂ相巻線Ｒ９Ｑの電圧、電流をトランジスタＲ９ＰとＭ６２をオン、オフして制御する。

これらの結果、４個のモータＭＭ１、ＭＭ２、ＭＭ３、ＭＭ４を駆動するために必要なトランジスタはＲ９１、Ｒ９４、Ｒ９７、Ｒ９Ａ、Ｒ９Ｄ、Ｒ９Ｇ、Ｒ９Ｌ、Ｒ９Ｐ、Ｍ６１、Ｍ６２の１０個である。平均すると、１個のモータを駆動するために２．５個のトランジスタが使用されていることになる。モータをさらに１個追加する場合に必要なトランジスタの個数は２個である。同時に駆動する必要のないモータの個数が多くなると、モータ１個の回転制御をトランジスタ２個でできることになる。図４６の構成は、図４５に比較して、トランジスタの数が４個多くなるが、ダイオードの数は４個少なくなる。
また、３相の片方向電流で制御するモータについても、図４５の破線で示した構成のように、図４６の構成に追加することができる。４相、５相などの片方向電流で制御するモータについても同様である。

また、図４６の構成においても、複数のモータの電流を時分割して順次制御することにより、複数のモータの速度制御を同時に並行して行うことができる。また、図４２で示したように、片方向電流の制御により、正回転だけでなく、間欠的ではあるが逆方向のトルク発生、逆方向の速度制御も可能である。このように、任意の複数のモータを同時に速度制御することが図４６の構成でも可能である。
また、図４５、図４６において、各巻線に直列に接続されたトランジスタの内の片方のトランジスタだけをオンして、巻線電流をフライホイールとしての通電モードを持つこともできる。すなわち、当然であるが、前記両トランジスタのオン、オフモードの組み合わせが可能であり、ＰＷＭ制御など各種の制御モードも適用することができる。

（実施例２５）
次に、図４７に本発明モータの変形例を示す。モータ全周すなわち、機械角で３６０°は電気角で３６０°×４＝１４４０°の例である。
図１に示したモータは、その磁束の経路がロータ軸方向にも存在するのに比較し、従来の３相交流モータのように平面的な磁路の経路を成し、図４７に示すステータ形状の電磁鋼板をロータ軸方向に積層した構成となっている。Ｐ３１はＡ相の歯で、Ｐ３２はＢ相の歯で、Ｐ３３とＰ３４はＣ相の歯である。各歯の先端部形状、すなわち、ステータがロータに面する部分の円周方向形状を直線状に展開した形状を図４８の上側の図に示す。これらは各相のステータ磁極形状でもある。
Ａ相のステータ磁極形状Ｐ３１とＢ相のステータ磁極形状Ｐ３２の円周方向幅は、機械角で３０°、電気角で１２０°の例である。Ｃ相のステータ磁極形状Ｐ３３とＰ３４はそれぞれ機械角で１５°、電気角で６０°である。図４８の上側の図は、図７の（ｂ）に示すステータ磁極２４と同じ形状である。

Ｐ３５はＡ相の電流Ｉａを通電する巻線を配置するスロットで、Ｐ３６はＡ相の負の電流−Ｉａを通電する巻線を配置するスロットである。Ｐ３７はＢ相の電流Ｉｂを通電する巻線を配置するスロットで、Ｐ３８はＢ相の負の電流−Ｉｂを通電する巻線を配置するスロットである。各ロットに巻回する巻線は、波巻き、環状巻、鼓状巻など種々の巻線方法で巻回することができる。
ロータは、図１、図２などに示したロータと同じである。２１はＮ極磁極、２２はＳ極磁極、２３はＸ極磁極である。ロータがステータに面する部分の円周方向形状を直線状に展開した形状を図４８の下側の図に示す。このロータ形状は、図７の（ａ）に示すロータ形状と同じである。

Ａ相の電圧Ｖａ、電流ＩａおよびＢ相の電圧Ｖｂ、電流Ｉｂの電流値は、図８、図９などと同じである。２個の片方向電流、すなわち、直流電流を通電することにより回転駆動することができる。この場合には駆動回路を簡素化することができる。勿論、正と負の電流である交流電流で交流モータとして動作させることもできる。
図４７、図４８に示すように、本発明モータのステータは、電磁鋼板をロータ軸方向に積層したコアで製作することもできる。

（変形例）
以上、２個の直流電流で回転制御できるモータシステムについて説明したが、種々の変形、応用が可能である。例えば、円周方向のステータ突極、ロータ突極の幅は種々の値が選択できる。また、各突極の形状についても図示した単純の矩形形状だけでなく、角部が丸みのある形状あるいはテーパ形状なども可能である。
巻線形状について波形の環状形状など、変形することが可能である。巻線形状が簡単なので、アルミニュームを導体として使用することも生産技術的に容易である。アウターロータモータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、各種モータの複合化されたモータ等への応用が可能である。

制御的には、モータ巻線の電流、電圧の形状などについても種々変形が可能であり、高調波電流成分を重畳させることもできる。
また、変速機と組み合わせて、トルクと回転速度の範囲をより広範囲に変速することもできる。モータの大きさについても、トルクが０．１Ｎｍ以下の小型のモータから１００Ｎｍ以上の中型、大型のモータまで製作可能である。これらの種々変形、応用したモータについても、本発明モータの主旨に含まれる変形技術は本発明に含むものである。

本発明の制御回路を含むモータは、直流電流で駆動可能であることから制御回路を簡素化することができるので、低コスト、小型である。モータの巻線は環状の２個の巻線で構成しており、モータの製作が容易で、巻線形状が単純であることから巻線占積率を高くできる。環状巻線であることから、モータのコイルエンドが無く、小型化が可能である。
モータの磁気回路構成についても電磁鋼板の切断とプレス成形により製作することができ、量産が比較的容易に行える。このように、低コスト化、小型化が可能なので、自動車用、家電用、ＯＡ用、産業用などの各種用途に利用することができる。

１０ ロータ
１１ ロータ軸
１２ ロータ表面に配置した永久磁石
１３ Ａ相のステータ磁極
１４ Ｂ相のステータ磁極
１５ Ｃ相のステータ磁極
１６ ステータの円周方向に巻回した環状のＡ相巻線
１７ ステータの円周方向に巻回した環状のＢ相巻線
１８ ステータのバックヨーク

Claims (9)

1. 永久磁石を使用するブラシレスモータであって、
   ステータの円周方向に巻回する環状のＡ相巻線ＷＡと、
   前記Ａ相巻線ＷＡに磁束φＡが鎖交するように構成したステータ磁極群ＳＰＧＡと、
   ステータの円周方向に巻回する環状のＢ相巻線ＷＢと、
   前記Ｂ相巻線ＷＢに磁束φＢが鎖交するように構成したステータ磁極群ＳＰＧＢと、
   第３のステータ磁極群ＳＰＧＣと、
   ロータのＮ極磁極と、
   前記Ｎ極磁極の円周方向に配置したロータのＳ極磁極と、
   前記Ｎ極磁極の円周方向に配置し、磁気的にロータのＮ極磁極とＳ極磁極との間の特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極とを備え、
   前記Ｘ極磁極は、永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを混在させて構成するか、あるいは、非磁性体で構成し、
   少なくとも前記ステータ磁極群ＳＰＧＡとＳＰＧＢの内の片方のステータ磁極の円周方向磁極幅ＳＰＨが電気角で１８０°以下であり、
   前記Ａ相巻線ＷＡあるいは前記Ｂ相巻線ＷＢの片方だけで、直流電流により同一方向トルクを電気角で１８０°以上の間に渡って発生できることを特徴とするモータ。
2. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ａ相巻線ＷＡには片方向電流すなわち直流電流ＩＡを増減して制御し、
   前記Ｂ相巻線ＷＢには片方向電流すなわち直流電流ＩＢを増減して制御することを特徴とするモータ。
3. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータの前記Ｘ極磁極は永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを使用して構成することを特徴とするモータ。
4. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記ステータ磁極群ＳＰＧＣを構成するＣ相のステータ磁極ＳＰＣの円周方向幅ＨＳＣは前記ステータ磁極群ＳＰＧＡを構成するＡ相のステータ磁極ＳＰＡの円周方向幅ＨＳＡより小さく、
   前記円周方向幅ＨＳＣは前記ステータ磁極群ＳＰＧＢを構成するＢ相のステータ磁極ＳＰＢの円周方向幅ＨＳＢより小さいことを特徴とするモータ。
5. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極および前記Ｘ極磁極の少なくともいずれかのロータ磁極の特性が円周方向にＮ極特性とＳ極特性との中間の特性であり、永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを混在する比率が円周方向に徐々に変化する特性であることを特徴とするモータ。
6. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ４極以上のモータであって、
   ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部を円周方向に反時計回転方向に移動した境界部ＲＣＣＷと、
   ロータの前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部を円周方向に時計回転方向に移動した境界部ＲＣＷとを備え、
   ロータの円周方向の複数のロータ磁極の形状を電気角の０°〜３６０°に割り当てて見るとき、前記境界部ＲＣＣＷと前記境界部ＲＣＷとの円周方向の間に位置する２つ以上のロータ磁極の磁気的特性を合成して前記第３のロータ磁極であるＸ極磁極を構成することを特徴とするモータ。
7. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータの前記Ｘ極磁極に軟磁性体を使用して構成することを特徴とするモータ。
8. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータの前記Ｓ極磁極の表面にフェライト磁石のＳ極を使用し、
   前記Ｘ極磁極の表面にフェライト磁石のＮ極を使用し、
   前記Ｎ極磁極に飽和磁束密度の高い軟磁性体を使用することを特徴とするモータ。
9. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータの前記Ｓ極磁極の表面に磁束密度の高い希土類磁石のＳ極を使用し、
   前記Ｘ極磁極の表面に磁束密度は低いが安価なフェライト磁石のＮ極を使用し、
   前記Ｎ極磁極に飽和磁束密度の高い軟磁性体を使用することを特徴とするモータ。

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