JP5242212B2

JP5242212B2 - 調光装置

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Publication number: JP5242212B2
Application number: JP2008082048A
Authority: JP
Inventors: 善宣村上; 哲也谷川
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2008-03-26
Filing date: 2008-03-26
Publication date: 2013-07-24
Anticipated expiration: 2028-03-26
Also published as: JP2009238525A

Description

本発明は、ＬＥＤを照明負荷とする位相制御方式の調光装置に関する。

従来より、交流電源を用いて白熱電灯やＬＥＤの照明負荷を調光する手段として、半導体スイッチ素子を用いた位相制御方式が知られている。位相制御方式は一般に、商用交流電源と照明負荷との間に直列に接続されたスイッチング素子がオンする位相角（点弧位相角）を制御することにより照明負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて照明負荷を調光する制御方式である。

このような位相制御式の照明装置においては、商用交流電源を位相制御して照明負荷を駆動する方式（ＡＣ駆動方式と言う）と、位相制御された交流電圧を、一旦平滑コンデンサで平滑して直流電圧とし、この直流電圧を降圧してからＬＥＤを駆動する方式（ＤＣ駆動方式と言う）とがある。ＡＣ駆動方式は、複数の直列接続されたＬＥＤの数が多く、ＬＥＤの合成順方向電圧Ｖｆが商用交流電圧近くに高くなる場合には、電源効率が良くなる。また、ＤＣ駆動方式は、ＬＥＤの数が少なく、合成ＬＥＤ順方向電圧Ｖｆが低くなるときに、電源効率が良くなる。

ここで、ＡＣ駆動方式を用いて照明負荷を駆動する場合は、交流電源からの入力電圧がＬＥＤの順方向電圧Ｖｆを超えたときに負荷電流が流れる。このように駆動される負荷を非電源搭載型負荷（以下、非電源型負荷と記す）と言う。図１３に、従来の非電源型負荷を用いた調光装置を示す。調光装置１００は、位相制御を行う調光器１０２と非電源型負荷１０３とを備えている。非電源型負荷１０３は、ダイオードブリッジ等で形成される整流回路１０６と、整流回路１０６により駆動されるＬＥＤ１０７により構成される。調光器１０２には、商用電源電圧Ｖａｃが供給されており、制御部１０５は、指示された調光レベルに基きスイッチング素子であるトライアック１０４のオン位相角を設定して、交流電源からの入力電圧Ｖｉｎのデューティ比を定める。非電源型負荷１０３には、このデューティ比で位相制御された入力電圧Ｖｉｎが入力され、この入力電圧Ｖｉｎが整流回路１０６で整流され、この整流された駆動電圧によりＬＥＤ１０７が調光制御される。このとき、調光器１０２による調光レベルは、ＬＥＤ１０７に合わせて設定されている。

一方、上記ＤＣ駆動方式の照明負荷の場合は、照明負荷への入力電圧とＬＥＤの間の降圧を、電圧降下用のインピーダンスではなく、入力電圧を平滑したＤＣ電圧をＤＣ／ＤＣコンバータなどの降圧電源回路等を用いて行い、この降圧した電圧でＬＥＤを駆動する。このような入力電圧を平滑するためのコンデンサを備えた電源回路を搭載した負荷を電源搭載型負荷（以下、電源型負荷と記す）と言う。図１４に、従来の電源型負荷を用いた調光装置を示す。調光装置１０１においては、電源型負荷１０８は、整流回路１０６と、整流回路１０６の出力を平滑するコンデンサＣ１と、平滑された直流電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータ１０９と、その出力により駆動されるＬＥＤ１１０とを備えている。ＬＥＤ１１０は、前記ＬＥＤ１０７に比較して、直列接続のＬＥＤの数が少なく、順方向電圧Ｖｆが低くなっている。この調光装置１０１においては、調光器１０２により、電源型負荷１０８を調光制御するためのデューティ比を持つ入力電圧Ｖｉｎが整流回路１０６に入力され、整流回路１０６の出力がコンデンサＣ１で平滑され、直流電圧Ｖｃとなる。このとき、直流電圧Ｖｃは、入力電圧Ｖｉｎのデューティ比の増減に応じて増減し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０９によって変換された直流電圧に応じた負荷電流がＬＥＤ１１０に供給され、ＬＥＤ１１０は調光指示に基く明るさで点灯する。

しかしながら、上記のような非電源型負荷１０３又は電源型負荷１０８をそれぞれ照明負荷とする調光装置１００、１０１においては、これらの負荷１０３、１０８はＬＥＤの順方向電圧が異なるなどの負荷状態が違うので、互いに他方の負荷が接続された場合は、これらの負荷毎に調光レベルを変える必要がある。しかし、接続された負荷がどちらの種類の照明負荷であるかが分からないため、これらの照明負荷毎に適切な調光をすることができないことがあった。

ところで、照明負荷を区別して照明制御する調光装置として、トライアックのオン期間を可変とすることでＬＥＤ照明器具への実効電力を可変し、入力電圧のゼロクロスとトライアックに流れる電流のゼロクロスとの時間差を計測し、計測された時間差に基づいて調光レベルとトライアックのオン期間の関係を示す調光テーブルを選択するようにした調光装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。しかし、この装置は、入力電圧のゼロクロスと電流のゼロクロスとの時間差を検出して異なる非電源型負荷１０３を区分することができるが、非電源型負荷１０３と電源型負荷１０８を区分することができない。そのため、非電源型負荷と電源型負荷に応じた適切な調光が困難であった。

また、トライアックを用いた調光方式であるため、オンタイミングしか点灯を制御できないので、起動時に電流オンタイミングを計測するまでに照明負荷の調光制御ができず、チラツキや強制フル点灯等の不具合が発生することがある。
特開２００６−３２０３３号公報

本発明は、上記の問題を解決するものであり、ＬＥＤを用いた照明負荷を備えた位相制御方式の調光装置において、照明負荷が非電源搭載型照明負荷であるか、電源搭載型照明負荷あるかを判断でき、異なる照明負荷毎に適切な調光ができる調光装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１の発明は、ＬＥＤを用いた照明負荷と、前記照明負荷と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン期間を可変とすることにより交流電源から前記照明負荷に供給される実効電力を可変とする位相制御回路と、を備えた調光装置であって、前記位相制御回路は、前記照明負荷の調光レベルに対応して前記スイッチング素子のオン期間を設定する調光レベル設定手段と、前記交流電源からの入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、前記照明負荷に流れる電流のオンタイミングを検出する電流オン検出手段と、前記ゼロクロス検出手段で検出されたゼロクロスと前記電流オン検出手段で検出されたオンタイミングとの時間差を計測する時間計測手段とを備え、前記時間計測手段により計測された時間差に基づいて、前記照明負荷が、交流電源からの入力電圧を整流した整流電圧がＬＥＤに印加されており、前記整流電圧が前記ＬＥＤの順方向電圧を超えたときに負荷電流が流れる非電源搭載型照明負荷であるか、又は交流電源からの入力電圧を整流平滑化した電圧が降圧電源回路を介して前記ＬＥＤに印加される電源搭載型照明負荷であるか、を判断し、前記調光レベル設定手段は、前記判断結果に基づいて調光レベルを設定するものである。

請求項２の発明は、請求項１に記載の照明装置において、前記電流オン検出手段は、前記照明負荷と直列に配設されたダイオードのオン電圧を基にオンタイミングを検出するものである。

請求項３の発明は、請求項１に記載の照明装置において、前記電流オン検出手段は、前記スイッチング素子と並列に他のスイッチング素子と電流検出用抵抗との直列回路を配設し、該電流検出用抵抗の両端電圧を基に前記オンタイミングを検出するものである。

請求項１の発明によれば、入力電圧のゼロクロスとスイッチング素子に流れる電流のオンタイミングとの時間差から照明負荷が非電源搭載型照明負荷であるか、電源搭載型照明負荷であるかを判断でき、この判断結果に基いて調光レベルを設定することができるので、異なる照明負荷毎に適切な調光制御を行うことができる。

請求項２の発明によれば、ダイオードは、オン電圧が通常１Ｖ前後と低く、かつ、導通電流に対する変動も少ないので、オン電圧以上あればすぐに導通するため、電流検出が容易であると共に、負荷電流が大きく流れた場合でも、抵抗による電流検知に比べ、安定に検知でき、かつ電力消費を小さくできる。

請求項３の発明によれば、照明負荷を制御するスイッチング素子に電流オンタイミング検出用のダイオードや抵抗を設けなくて済むので、スイッチング素子における消費電力を削減できる。

以下、本発明の第１の実施形態に係る調光装置１について、図１乃至図９を参照して説明する。図１は、本実施形態の調光装置１の電気ブロック構成を示す。本実施形態の調光装置１は、交流電源２から電力供給を受けるＬＥＤを用いた照明負荷３と、照明負荷３と直列に接続されたＦＥＴ（電圧効果型トランジスタ）（スイッチング素子）４と、ＦＥＴ４のオン期間を可変とすることにより交流電源２から照明負荷３に供給される実効電力を可変とする位相制御回路５とを備える。照明負荷３は、位相制御回路５による交流電源２の位相制御に基いて点灯制御される。ＦＥＴ４は、位相制御回路５からの制御信号によりオンオフされ、オンのときのみ照明負荷３に交流電源２を供給する。

ＦＥＴ４は、照明負荷３と直列に接続された２個のＦＥＴ４１、４２を備える。ＦＥＴ４１のドレイン側と照明負荷３の一端の端子Ａ間には、交流電源２から入力電圧Ｖａｃが電源電圧として供給され、ＦＥＴ４１のソース側は接地されている。ＦＥＴ４２のドレイン側は、照明負荷３の他端の端子Ｑに接続され、ソース側は電流オン検出部８を介して接地されている。また、ＦＥＴ４１、４２のゲートには、それぞれ制御部１０からの抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続されると共に、これら抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して、制御部１０から調光制御信号であるＰＷＭ信号が同期して入力される。

位相制御回路５は、調光レベル設定部（調光レベル設定手段）６と、ゼロクロス検出部（ゼロクロス検出手段）７と、電流オン検出部（電流オン検出手段）８と、タイマ（時間計測手段）９と、制御部１０とを備える。

調光レベル設定部６は、調光用ボリュームや調光信号に基いて照明負荷３の調光率を設定する。また、調光レベル設定部６は、予め調光率とＦＥＴ４のオン期間との関係を示す調光テーブルが記憶されており、調光率が指定されると、指定された調光率に基いてＦＥＴ４のオン期間を設定し、調光レベルを設定する。

ゼロクロス検出部７は、交流電源２からの入力電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング（以下、ゼロクロスという）を検出する。このゼロクロスの検出は、入力電圧Ｖａｃの正弦波形の正電圧時と負電圧時にそれぞれ動作するスイッチング回路を形成し、それらのスイッチング動作が切り替わるときを検出して行うことができる。

電流オン検出部８は、照明負荷３に流れる電流のオンタイミングを検出する。このオンタイミング検出は、ＦＥＴ４２と接地間に抵抗を接続し、ＦＥＴ４２に照明負荷３の負荷電流が流れたときに、この抵抗の両端電圧を測定することにより得られる。この検出された電流オン信号は、端子Ｃから制御部１０に入力される。また、タイマ（時間計測手段）９は、ゼロクロス検出部７により検出されたゼロクロスと電流オン検出部８により検出されたオンタイミングの各時間を測定し、それらの時間差を計測する。

制御部１０は、マイコンを備え、位相制御回路５全体を制御する。また、制御部１０は、調光レベル設定部６で設定された調光率の指示に基いて、位相制御のためのＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、このＰＷＭ信号によりＦＥＴ４をスイッチング駆動する。ＰＷＭ信号は、ゼロクロス検出部７により検出されたゼロクロスのタイミングをスタート点とするパルス信号であり、このパルス信号のオンオフによりＦＥＴ４がスイッチング駆動される。また、ＦＥＴ４がオンする導通期間には、交流電源２からの入力電圧ＶａｃがＦＥＴ４によりスイッチングされて、照明負荷３への入力電圧（Ｖｉｎ）となって照明負荷３に供給され、照明負荷３のＬＥＤに印加される駆動電圧がＬＥＤの順方向電圧Ｖｆを越えた期間だけ、ＬＥＤが点灯される。ここでは、照明負荷３への入力電圧をＶｉｎと表す。

図２は、前記図１における照明負荷３の両端子Ｐ、Ｑに非電源型負荷３ａが接続されている場合の調光装置１の構成を示す。以下に、調光装置１の照明負荷３が非電源型負荷３ａである場合の位相制御回路５による調光制御の動作、及び位相制御回路５におけるゼロクロスと電流オンタイミングの検出について説明する。

非電源型負荷３ａは、調光器２０からの入力電圧Ｖｉｎが整流回路３１に印加され、整流回路３１で整流された整流電圧が定電流回路３３を介して、ＬＥＤ３２に供給される。ここで、定電流回路３３は、ＬＥＤ３２に過電流が流れないように電流制限するために挿入されている。

図３（ａ）〜（ｆ）は、位相制御回路５による調光制御の動作を説明するための各部の波形を示す。図３（ａ）は、交流電源２からの入力電圧Ｖａｃの正弦波形を示し、この入力電圧Ｖａｃを基に、ゼロクロス検出部７は、入力電圧Ｖａｃの半周期毎にゼロクロスを検出して、同図（ｂ）に示すように、パルス波形のゼロクロス検出信号を生成する。タイマ９は、このゼロクロス検出信号に基いて、ゼロクロスの時間ｔ１〜ｔ３を測定する。同図（ｃ）は、ＦＥＴ４が常時オンの場合の照明負荷３の負荷電流波形を示す。この波形は、ＬＥＤ３２の導通波形を示し、ＬＥＤ３２の順方向電圧Ｖｆまたは複数ＬＥＤ３２の合成順電圧以上の電圧が印加された期間のみ流れる電流波形を示している。同図（ｄ）は、電流オン検出部８により検出された電流オン検出信号のパルス波形を示し、この電流オン検出信号のパルス幅は、ＬＥＤ３２における負荷電流が流れる最大時間幅（ｔａ〜ｔｂ）と略一致している。ここで、ｔｂをＬＥＤの電流が流れなくなる電流オフタイミングという。

位相制御回路５にある制御部１０（図１）は、この電流オン検出信号の立ち上がりを基に、タイマ９により照明負荷３に流れる電流オンタイミングｔａを検出することができ、ゼロクロス検出部７で検出されたゼロクロス点（ここでは、ｔ１）から、この電流オンタイミングｔａまでの時間差Ｔａ（＝ｔａ―ｔ１）を検出する。ここで、ＬＥＤ３２の負荷電流波形は、入力電圧Ｖａｃが正弦波であるので、位相角９０°の位置を中心として、略左右対称になる。従って、電流オフタイミングｔｂは、電源周波数の半周期の時間幅Ｔｗから電流オンタイミングｔａを減算することにより求められる。即ち、ゼロクロスｔ１と電流オンタイミングｔａの時間差Ｔａにより、ＬＥＤ３２の導通期間Ｔｄは、Ｔｄ＝ｔｂ−ｔａ＝Ｔｗ−２Ｔａとして求められる。なお、電源周波数が５０Ｈｚの場合は、その半周期の時間幅Ｔｗは１０ｍｓとなる。同図（ｅ）は、制御部１０から出力されるＰＷＭ信号を示し、このＰＷＭ信号がハイのとき、ＦＥＴ４がオンされる。これにより、このＰＷＭ信号がＦＥＴ４に印加されると、このＰＷＭ信号のオン期間Ｔｃ（＝ｔｃ−ｔ１）のみＦＥＴ４がオンとなる。同図（ｆ）は、オン期間Ｔｃにおいて供給される負荷電流を示し、非電源型負荷３ａの場合は、ＬＥＤ３２に流れるＬＥＤ電流Ｉｄとなる。即ち、この負荷電流は、ＰＷＭ信号によりスイッチングされたＦＥＴ４のオン期間Ｔｃのうち、電流オンタイミングｔａからＰＷＭ信号がオフする時間ｔｃまで照明負荷３に流れる電流を示し、この期間にＬＥＤ３２が点灯される。また、ＰＷＭ信号は、調光レベル設定部６で設定された調光率によりそのオン期間Ｔｃが決定され、ユーザがボリューム等で調光率を変えることにより、ＰＷＭ信号のオン期間Ｔｃが変化され照明負荷３が調光制御される。このとき、ＬＥＤ３２の導通期間Ｔｄが調整可能範囲となる。また、調光レベル設定部６は、タイマ９により計測された時間差Ｔａに基いて、調光レベルを設定することができる。

図４は、非電源型負荷３ａの場合におけるこの負荷３ａへの入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎの波形を示す。入力電圧ＶｉｎがＬＥＤ３２の順方向電圧Ｖｆを越えた導通期間Ｔｄ（＝ｔｂ−ｔａ）において、入力電圧Ｖｉｎの波形に対応して負荷への入力電流Ｉｉｎが円弧状の波形となって流れる。ここでは、入力電流ＩｉｎとＬＥＤ３２に流れるＬＥＤ電流Ｉｄとはほぼ同じである。

図５は、前記図１における照明負荷３の両端子Ｐ、Ｑに電源型負荷３ｂが接続されている場合の調光装置１の構成を示す。以下に、調光装置１の照明負荷３が電源型負荷３ｂである場合の位相制御回路５による調光制御の動作、及び位相制御回路５におけるゼロクロスと電流オンタイミングの検出について説明する。

調光装置１においては、電源型負荷３ｂは、整流回路３１と、整流回路３１の出力を平滑するコンデンサＣ１と、平滑されて形成された直流電圧Ｖｃを降圧する降圧電源回路３４と、降圧電源回路３４により駆動されるＬＥＤ３５と、調光器２０からのＰＷＭ信号の位相角を読み取る位相角読取回路３６とを備えて構成される。降圧電源回路３４は、直流電圧Ｖｃを降圧させるためのチョッパ回路等からなり、さらに、ＬＥＤ３５を調光器２０からの調光制御に応じて駆動するための調光駆動部３７を備えている。

位相角読取回路３６は、入力電圧Ｖｉｎに接続され、調光制御された入力電圧Ｖｉｎの波形から位相角を読み取り、読み取った位相角に基く調光制御信号Ｖｓを生成し、この調光制御信号Ｖｓを調光駆動部３７に送る。調光駆動部３７は、調光制御信号Ｖｓに基き降圧電源回路３４の降圧出力電圧を制御し、この降圧出力電圧によりＬＥＤ３５を駆動する。これにより、通常、電源型負荷３ｂにおいては、入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ１で平滑されて電圧位相が低減することにより、位相制御調光が困難であるが、ここでは、位相角読取回路３６を設けて、降圧電源回路３４を位相制御することにより位相調光制御を行うことができる。

また、位相制御回路５における調光レベル設定部６（図１）は、照明負荷３が電源型負荷３ｂである場合は、電源型負荷３ｂのＬＥＤ３５が前記非電源型負荷３ａのＬＥＤ３２と異なり、合成順方向電圧Ｖｆが低いので、非電源型負荷３ａと異なる調光テーブルを備えている。この電源型負荷３ｂの場合の調光テーブルにおいては、図６（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、例えば、入力電圧Ｖｉｎ（又は、入力電圧Ｖａｃ）の半周期（１８０°）のうち、位相角読取回路３６により読み取られた位相角が９０°のときを調光率５０％として、ＬＥＤ３５に流す電流Ｉｄをデューティ５０％とするように対応させることにより調光率に基いて電源型負荷３ｂを調光制御することができる。

このような電源型負荷３ｂにおける入力電流Ｉｉｎは、図７に示すように、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎが平滑用のコンデンサＣ１で平滑されるため、コンデンサＣ１の充電電流が入力電圧Ｖｉｎのピーク付近にのみ流れる。従って、図８に示すように、電源型負荷３ｂの場合は、非電源型負荷３ａの場合と比較して、入力電流Ｉｉｎの電流オンタイミングｔａから求められる入力電流Ｉｉｎの導通期間Ｔｄが狭くようになる。

ここで、図９を参照して、非電源型負荷３ａと電源型負荷３ｂとを判別する方法について説明する。ここでは、上記のように、電流オンタイミングｔａとゼロクロスとの時間差Ｔａは、照明負荷３が非電源型負荷３ａの場合の入力電流Ｉｉｎ（Ａ）と電源型負荷３ｂの場合の入力電流Ｉｉｎ（Ｂ）に示されるように、非電源型負荷３ａの場合は短く、電源型負荷３ｂの場合は長くなる。従って、制御部１０により予め基準となる時間差Ｔｓを設定することにより、この基準の時間差Ｔｓより小さければ非電源型負荷３ａとし、基準時間差Ｔｓより大きければ電源型負荷３ｂとして判断することができる。例えば、通常使用する非電源型負荷３ａ及び電源型負荷３ｂのそれぞれの時間差Ｔａが位相角に換算して２０°及び７０°であったとすると、基準時間差Ｔｓを、位相角２０°と７０°の間に対応する時間（例えば、４５°など）に設定すれば、両負荷の区分が可能となる。

これにより、制御部１０がゼロクロスと電流オンタイミングｔａとの時間差Ｔａを、基準の時間差Ｔｓと比較することにより、非電源型負荷３ａ及び電源型負荷３ｂを判別することができるので、調光レベル設定部６は、判別結果に基いて調光テーブルを設定することができる。これにより、非電源型負荷３ａと電源型負荷３ｂ毎に対応して、予め設定した調光テーブルを切り替えることにより、各負荷毎に最適な調光制御を行うことができる。

このように、本実施形態によれば、入力電圧のゼロクロスとスイッチング素子に流れる電流のオンタイミングとの時間差Ｔａから照明負荷３が非電源型負荷３ａであるか、電源型負荷３ｂであるかを判断することができるので、この負荷判断結果に基いて、調光レベルを設定することができることにより、異なる照明負荷毎に適切な調光制御を行うことができる。また、非電源搭載型及び電源搭載型照明負荷毎に異なる調光レベル設定手段を設ける必要がなく、共通にして低廉化できる。

また、本実施形態では、スイッチング素子としてＦＥＴ４を用いているため、ＰＷＭ信号のオンオフによりＦＥＴ４は、電流のオンタイミングと共にオフタイミングも制御され、トライアックのようにオンタイミングしか制御されないことはない。従って、トライアックを用いた場合のように、起動時に電流オンタイミングを計測するまでに照明負荷３の調光制御ができず、入力電圧がコンデンサで平滑された平滑電圧によりＬＥＤが駆動される場合でも、チラツキや強制フル点灯等の不具合が発生するようなことがなくなる。

次に、本発明の第１の実施形態の変形例について、図１０を参照して説明する。図１０は、本変形例における電流オン検出部８の電気回路を示す。本変形例は、電流オン検出部８がＬＥＤを用いた照明負荷と直列に配設されたダイオードＤ１のオン電圧を基にオンタイミングを検出する点で異なる。また、本実施形態の照明負荷３は、非電源型負荷、電源型負荷のいずれであってもよい。

本変形例における電流オン検出部８は、そのＡ、Ｂ、Ｃの３端子が前記図１における３Ａ、Ｂ、Ｃ端子に対応して接続される。電流オン検出部８は、ＦＥＴ４２（図１）に直列に接続された電流検出用のダイオードＤ１と、ダイオードＤ１により検出された検出信号をスイチング増幅するスイッチング用のトランジスタＴｒ１とを備える。ダイオードＤ１は、端子Ａ、Ｂ間に順方向に接続されている。トランジスタＴｒ１のベースは、ダイオードＤ１のアノード側と抵抗Ｒ３を介して接続されると共に、抵抗Ｒ４を介して端子Ｂに繋がる接地ラインに接地される。また、トランジスタＴｒ１のコレクタには、ＤＣ電源７１から直流電圧Ｖｅがコレクタ抵抗Ｒ５を介して供給されている。

電流オン検出部８においては、ＦＥＴ４２からの負荷電流がダイオードＤ１に流れると、ダイオードＤ１に順方向のオン電圧が発生し、このオン電圧が電流検出電圧となる、このオン電圧は、抵抗Ｒ３を介してトランジスタＴｒ１のベースに印加され、トランジスタＴｒ１がオンされる。トランジスタＴｒ１がオンすると、トランジスタＴｒ１のコレクタ電圧が下がり、このコレクタ電圧が端子Ｃから制御部１０（図１）の電流検出端子に伝達される。制御部１０は、ダイオードＤ１のオン電圧の有無を基にタイマ９によるオンタイミング測定を行い、オンタイミングを検出することができる。

このとき、ダイオードＤ１のオン電圧は、ダイオード電流に対する変動が少なく、照明負荷３に流れる電流が５ｍＡ〜５Ａのように大きく変動しても、オン電圧は０．５Ｖ〜１．１Ｖ程度の小さな変化しかないので、制御部１０により直接その出力を読み取ることができる。従って、従来の抵抗を用いる検出方法では、負荷に流れる電流に比例して、電流検出電圧が大きくなるため、制御部１０の入力最大電圧を越えて制御部１０を劣化させことがあったが、ダイオードＤ１のオン電圧を電流検出に用いることにより、安定した電流検知が可能となる。また、抵抗による検知では、負荷電流が小さい状態で検知感度を上げようとすると、電圧降下を大きくするため、過大な抵抗を必要とするが、ダイオード検知では、ダイオードの導通電圧が低く、ダイオードは、印加される電圧がそのオン電圧以上あれば、すぐに導通することにより電流を容易に検出でき、過大な抵抗を必要としない。

このように、本変形例によれば、ダイオードのオン電圧は低く、ダイオード電流に対する変動が少ないので、ダイオードＤ１がそのオン電圧以上あれば、すぐに導通するので、電流検出が容易であると共に、負荷電流が大きく流れた場合でも、抵抗による電流検知に比べ、安定に検知でき、かつ電力消費を小さくできる。

次に、本発明の第２の実施形態に係る調光装置について、図１１を参照して説明する。本調光装置１は、ＦＥＴ４（スイッチング素子）と並列に他のスイッチング素子のＦＥＴ４３と電流検出用抵抗Ｒ６との直列回路を配設し、電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧を基にオンタイミングを検出する点が前記実施形態と異なる。また、本実施形態の照明負荷３は、非電源型負荷、電源型負荷のいずれであってもよい。

本調光装置１においては、直列に接続されているＦＥＴ４１とＦＥＴ４２のうち、一方のＦＥＴ４１と並行に、電流オン検出部８が接続されている。電流オン検出部８は、ＦＥＴ４１に並行に接続されたＦＥＴ４３と電流検出用抵抗Ｒ６との直列回路と、スイチング用のＦＥＴ４４とを備えている。ＦＥＴ４３のソースとゲート間は抵抗Ｒ７で接続され、ＦＥＴ４３のドレイン側は電流検出用の抵抗Ｒ６で接地されている。また、ＦＥＴ４３のゲート側と接地間には、ＦＥＴ４４のドレインとソースがそれぞれ接続されている。電流オン検出部８においては、電流オン検出時には、制御部１０からＦＥＴ４４のゲートに電流オンタイミングを検知するための検出用のＰＷＭ信号Ｓ１が入力され、FET４４がオンすると、FET４３がオンして抵抗Ｒ６に電圧降下が発生する。この抵抗Ｒ６の降下電圧が電流オン検出信号Ｓ２となり、制御部１０に入力され、電流オンタイミングが検出される。また、照明負荷３の点灯時には、制御部１０は、点灯用のＰＷＭ信号ＳｄをＦＥＴ４１、４２に同期して印加する。なお、ここでは、ＦＥＴ４３とＦＥＴ４４は、それぞれｎ型ＭＯＳＦＥＴ及びｎ型ＭＯＳＦＥＴを用いている。

本実施形態における電流オン検出方法について図１２を参照して説明する。ここでの電流オン検出方法は、電流オンタイミングを検出している状態では、照明負荷３への実効電力を漸増させながら供給して行う。図１２（ａ）は交流電源２からの入力電圧Vacを示し、図１２（ｂ）は、ＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２の駆動信号である点灯用のＰＷＭ信号Ｓｄを示す。ここでは、電流オンタイミングを検出している状態（ｔ＝０−ｔｋ）では、ＰＷＭ信号ＳｄをオフしてＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２をオフにしておき、電流が検出されたのち、通常の点灯動作状態においては、ＰＷＭ信号ＳｄをオンしてＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２を点灯駆動する。同図（ｃ）は、電流オンタイミングを検出する際、ＰＷＭ信号Ｓ１のパルス幅を漸増させるために、ここでは、電源周期に合わせてＰＷＭ信号Ｓ１をスイープさせていく状態を示す。このスイープされたＰＷＭ信号Ｓ１がＦＥＴ４４のゲートに印加されていくと、先ず、ＦＥＴ４４がオンし、このＦＥＴ４４のオンにより、ＦＥＴ４３がオンする。このＦＥＴ４３のオンにより、スイープされたＰＷＭ信号Ｓ１が照明負荷３の立ち上がるオンタイミングを過ぎると、同図（ｄ）に示すように、ＦＥＴ４３に検出電流が流れる。この検出電流による抵抗Ｒ６における電圧降下により電流オン検出信号Ｓ２が発生する。この電流オン検出信号Ｓ２により、制御部１０は、照明負荷３が導通した電流オンタイミングを検出できる。また、制御部１０は、このオンタイミングを検知すると、すぐにＰＷＭ信号Ｓ１をオフしてＦＥＴ４４、ＦＥＴ４３をオフすると共に、点灯用のＰＷＭ信号ＳｄをオンしてＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２に負荷電流が流れるように切り替える。

このように、本調光装置１によれば、点灯用のＦＥＴ４（ここでは、ＦＥＴ４１）と並列に電流オン検出部８を配設して電流オン検出を行うので、ＦＥＴ４に電流オン検出のために、直列のダイオードや抵抗などの電力消費部品を必要としないので、ＦＥＴ４の駆動時における消費電力を低減することができる。また、出力された電力をすべて照明負荷３に消費させることができ、電源効率が良い。

また、電流オンタイミングを検出している検出状態では、照明負荷３への実効電力を漸増させながら供給することができるので、電流オンタイミングを過ぎて電流検出のために負荷電流を流すことがなくなり、抵抗Ｒ６による損失を最小限にすることができ、電流オンタイミング検出のための電力消費を抑制できる。また、電流オンタイミング検出と同時に、検出状態から点灯状態に切替えるようにできるので、検出状態と点灯状態との重なりを少なくでき、検出状態と点灯状態との切替がスムーズに行われ、状態切替タイミングの遅れによるチラツキや過剰負荷電流を防止することができる。

なお、本発明は上記各種の実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の趣旨を変更しない範囲で適宜に種々の変形が可能である。例えば、本実施形態では、スイッチング素子をＦＥＴとしたが、ＦＥＴ以外のトライアック、サイリスタなど、他のスイチング素子を用いてもよい。また、検出したゼロクロスと電流オンタイミングの時間差の違いによって、自動的に照明負荷毎に最適な調光制御のための調光カーブを算出することもできる。また、検出した時間差を基に予め時間差に対応するＬＥＤの種類とその発光効率等の性能仕様を記憶しておき、各ＬＥＤの発光効率等を加味した調光レベルを算出することにより、ＬＥＤの種類が変わっても明るさ状態が大きく変わらないように照明することもできる。

本発明の第１の実施形態に係る調光装置の電気構成図。上記装置の照明負荷を非電源搭載型とした場合の電気構成図。（ａ）は上記装置における入力電圧を示す図、（ｂ）は同ゼロクロス検出信号を示す図、（ｃ）はＦＥＴが常時オンの場合の負荷電流を示す図、（ｄ）は同電流オン検出信号を示す図、（ｅ）は同ＰＷＭ信号を示す図、（ｆ）は（ｅ）のＰＷＭ信号で制御された負荷電流を示す図。上記装置における非電源搭載型負荷のＬＥＤの全導通状態における入力電流を説明する図。上記装置の照明負荷を電源搭載型とした場合の電気構成図。上記装置の照明負荷を電源搭載型とした場合の調光方法を説明する図。上記装置の照明負荷を電源搭載型とした場合の入力電圧と入力電流との位相関係を示す波形図。図７（ｃ）の部分拡大図。上記装置における非電源搭載型と電源搭載型との照明負荷を判別を説明するための図。本発明の上記第１の実施形態の変形例における電流オン検出部の回路図。本発明の第２の実施形態に係る調光装置の電気構成図。上記装置の動作を説明するための波形図。従来の調光装置の照明負荷を非電源搭載型とした場合の電気構成図。従来の調光装置の照明負荷を電源搭載型とした場合の電気構成図。

符号の説明

１調光装置
２交流電源
３照明負荷
４、４１、４２、４３、４４ＦＥＴ（スイッチング素子）
５位相制御回路
６調光レベル設定部（調光レベル設定手段）
７ゼロクロス検出部（ゼロクロス検出手段）
８電流オン検出部（電流オン検出手段）
９タイマ（時間計測手段）
１０制御部
３２、３５ＬＥＤ
Ｄ１ダイオード
Ｒ６電流検出用抵抗

Claims

ＬＥＤを用いた照明負荷と、前記照明負荷と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン期間を可変とすることにより交流電源から前記照明負荷に供給される実効電力を可変とする位相制御回路と、を備えた調光装置であって、
前記位相制御回路は、
前記照明負荷の調光レベルに対応して前記スイッチング素子のオン期間を設定する調光レベル設定手段と、
前記交流電源からの入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記照明負荷に流れる電流のオンタイミングを検出する電流オン検出手段と、
前記ゼロクロス検出手段で検出されたゼロクロスと前記電流オン検出手段で検出されたオンタイミングとの時間差を計測する時間計測手段とを備え、
前記時間計測手段により計測された時間差に基づいて、前記照明負荷が、交流電源からの入力電圧を整流した整流電圧がＬＥＤに印加されており、前記整流電圧が前記ＬＥＤの順方向電圧を超えたときに負荷電流が流れる非電源搭載型照明負荷であるか、又は交流電源からの入力電圧を整流平滑化した電圧が降圧電源回路を介して前記ＬＥＤに印加される電源搭載型照明負荷であるか、を判断し、
前記調光レベル設定手段は、前記判断結果に基づいて調光レベルを設定することを特徴とする調光装置。
前記電流オン検出手段は、前記照明負荷と直列に配設されたダイオードのオン電圧を基にオンタイミングを検出することを特徴とする請求項１に記載の調光装置。
前記電流オン検出手段は、前記スイッチング素子と並列に他のスイッチング素子と電流検出用抵抗との直列回路を配設し、該電流検出用抵抗の両端電圧を基にオンタイミングを検出することを特徴とする請求項１に記載の調光装置。