JP5158425B2 - Ｒｆ電力増幅装置 - Google Patents

Description

本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅装置に関し、特に非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅装置によって実現するのに有益な技術に関する。

世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。

下記非特許文献１によれば、これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのセルラーと、例えばＩＥＥＥ ８０２．１１−ｂ、−ａ、−ｇ等のネットワーク、例えばブルートゥース、ジグビー等のパーソナルエリアネットワーク等とを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包絡線と包絡線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックス、高(数ワット)から低(マイクロワット)への送信出力電力の広範囲な組み合わせに及んでいる。その結果、マルチモード応用でのＲＦ電力増幅器への要望が、大きくなっている。

このマルチモードへの自明なアプローチは、包絡線変化信号をサポートするためにリニア回路技術を応用することであるが、このアプローチは電力増幅器の回路設計で基本的な矛盾を生じるとしている。良く知られているように、電力増幅器の最大効率は、電力増幅器が飽和動作(波形クリップを生じる非線形動作)することで得られる。しかし、入力信号が包絡線変化信号である場合には、飽和動作する電力増幅器はリミッタとして動作するので重大な信号歪を発生する。従って、包絡線変化信号を忠実に再生するためには、電力増幅器は非飽和の線形動作を行う必要がある。このために、出力バックオフの概念が導入され、非飽和の線形動作を行う電力増幅器のピーク出力電力を最大(飽和)出力電力よりも低いリニア動作に制限するものである。しかし、出力バックオフは設計が困難であるので、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されたものであるとしている。

尚、ＧＳＭは、Global System for Mobile Communicationの略である。また、ＧＰＲＳは、General Packet Radio Serviceの略である。更に、ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution(Enhanced Data for GPRS)の略である。また、ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。

一方、下記非特許文献２には、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の周波数帯域を含むクワッドバンドを送信するＲＦ電力増幅器モジュールが記載されている。尚、ＤＣＳはDigital Cellular Systemの略称、ＰＣＳはPersonal Communication Systemの略称である。このＲＦ電力増幅器モジュールは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００との第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号を増幅する第１電力増幅器と、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００との第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号を増幅する第２電力増幅器とを含んでいる。

ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の通信では、複数のタイムスロットのそれぞれのタイムスロットを、アイドル状態と、基地局からの受信動作と、基地局への送信動作とのいずれかに時分割で設定可能であるＴＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＴＤＭＡは、Time-Division Multiple Accessの略称である。このＴＤＭＡ方式のひとつとして、位相変調のみを使用するＧＳＭ方式が知られている。このＧＳＭ方式と比較して、通信データ転送レートを改善する方式も知られている。この改善方式として、位相変調とともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式も最近注目されている。

一方、ＥＤＧＥ方式と同様に位相変調とともに振幅変調を使用することにより通信データ転送レートを改善したＷＣＤＭＡ方式も、近年注目を受けている。このＷＣＤＭＡ方式ではＴＤＭＡ方式ではなく、基地局からの受信動作に２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの周波数を使用する一方、基地局への送信動作に１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの周波数を使用する周波数分割のＣＤＭＡ方式が採用されている。尚、ＣＤＭＡは、Code Division Multiple Accessの略称である。

下記非特許文献３には、ＷＣＤＭＡ方式のＲＦ電力増幅器のパワー制御では広い制御レンジと高いリニアリティーとが必要とされるので、ＲＦ電力増幅器の入力に可変アッテネータによる可変利得増幅器を接続することが記載されている。

一方、下記非特許文献４には、ＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンスの温度変化は、1)．デバイスの物理的特性から計算される温度の関数としてのしきい値電圧の変化と、2)．実効移動度の温度変化から計算されるゲート電圧対コンダクタンスの特性の傾斜の変化との組み合わせに起因することが記載されている。ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンスの特性では、温度上昇によりしきい値電圧は低下する一方、温度上昇によりコンダクタンスの傾斜も低下する。

また、下記非特許文献５には、高降伏電圧と低基板熱抵抗とを提供するＲＦＭＯＳＦＥＴの主たる用途は電力増幅であり、ＭＯＳＦＥＴデバイスの熱的挙動は接合温度の上昇によるしきい値電圧の低下と接合温度の増加による電子移動度の低下の２つの現象の組み合わせにより支配されていると記載されている。この２つの現象の組み合わせは、零温度係数点(ＺＴＣ)と呼ばれる電圧・電流特性で接合温度の変化に独立の点を提供するとしている。

一方、下記非特許文献６には、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(ＨＢＴ)の電流利得の温度依存性が記載されている。ＡｌＧａＡｓ／ＧａＡｓのＨＢＴの電流利得が温度上昇により低下する一方、ＧａＩｎＰ／ＧａＡｓのＨＢＴの電流利得は１０^−３Ａ／ｃｍ^２のコレクタ電流密度以下では電流利得が温度上昇によって低下するが０．１Ａ／ｃｍ^２のコレクタ電流密度以上で略一定となることが記載されている。

また、下記非特許文献７には、ＲＦパワー応用のＨＢＴにおいて、温度上昇による電流利得の低下によりデプレッションモードのＭＥＳＦＥＴを使用したベースバラストが通常動作状態での小さな性能ペナルティーによる熱的不安定に対する保護に有効であると記載されている。

Ｅａｒｌ ＭｃＣｕｎｅ， "Ｈｉｇｈ−Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ， Ｍｕｌｔｉ−Ｍｏｄｅ， Ｍｕｌｔｉ−Ｂａｎｄ Ｔｅｒｍｉｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ"， ＩＥＥＥ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｍａｇａｚｉｎｅ， Ｍａｒｃｈ ２００５， ＰＰ．４４〜５５． Ｓｈｕｙｕｎ Ｚｈａｎｇ ｅｔ ａｌ，"Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ ｆｏｒ Ｑｕａｄ−Ｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｈａｎｄｓｅｔ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＮＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．５１， Ｎｏ．１１， ＮＯＶＥＭＢＥＲ ２００３， ＰＰ．２２０３−２２１０． Ｇａｒｙ Ｈａｕ ｅｔ ａｌ，"Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ， Ｗｉｄｅ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ ａｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ＭＭＩＣｓ ｆｏｒ Ｗｉｄｅ−Ｂａｎｄ ＣＤＭＡ Ｈａｎｄｓｅｔｓ"， ＩＥＥＥ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＡＮＤ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＣＯＭＰＯＮＥＮＴＳ ＬＥＴＴＥＲＳ， ＶＯＬ．１１， Ｎｏ．１， ＪＡＮＵＡＲＹ ２００１， ＰＰ．１３−１５ Ｌ．ＶＡＤＡＳＺ ｅｔ ａｌ，"Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｃｅ ｏｆ ＭＯＳ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ Ｂｅｌｏｗ Ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＥＬＥＣＴＲＯＮ ＤＥＶＩＣＥＳ， ＶＯＬ．ＥＤ−１３， Ｎｏ．１２， ＤＥＣＥＭＢＥＲ １９６６， ＰＰ．８６３−８６６． Ｊ．Ｍ． Ｃｏｌｌａｎｔｅｓ ｅｔ ａｌ， "Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｉｎｇ ａｎｄ ｍｏｄｅｌｌｉｎｇ ｔｈｅｒｍａｌ ｂｅｈａｖｉｏｕｒ ｏｆ ｒａｄｉｏ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｐｏｗｅｒ ＬＤＭＯＳ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ"， ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＬＥＴＴＥＲＳ， ９ｔｈ Ｊｕｌｙ １９９８， Ｖｏｌ．３４， Ｎｏ．１４， ＰＰ．１４２８−１４３０． Ｗｉｌｌｉａｍ Ｌｉｕ ｅｔ ａｌ，"Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ Ｄｅｐｅｎｄｅｎｃｅｓ ｏｆ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｇａｉｎ ｉｎ ＧａＩｎＰ／ＧａＡｓ ａｎｄ ＡｌＧａＡｓ／ＧａＡｓ Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ"， ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＥＬＥＣＴＲＯＮ ＤＥＶＩＣＥＳ， ＶＯＬ．４０， Ｎｏ．７， ＪＵＬＹ １９９３， ＰＰ．１３５１−１３５３． Ｊａｅｊｕｎｅ Ｊａｎｇ ｅｔ ａｌ， "Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ ＢＪＴ ａｎｄ Ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｏｆ Ｔｈｅｒｍａｌ Ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ｗｉｔｈ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｂａｓｅ Ｂａｌｌａｓｔｉｎｇ"， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．３３， Ｎｏ．９， ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ １９９８， ＰＰ．１４２８−１４３２．

本発明者等は、本発明に先立ってＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００の５つの周波数帯域を送信するＲＦ電力増幅器モジュールの開発に従事した。

この本発明に先立ったＲＦ電力増幅器モジュールの開発では、ＧＳＭ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡのマルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のために、ＲＦ電力増幅器モジュールの小型化が必要となった。そのために、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を１つのＲＦ電力増幅器によって実現することが必要となった。上記非特許文献１に記載されているように、従来は設計の困難性により、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの別々の電力増幅器が開発されて、使用されていた。しかし、マルチモード通信をサポートする携帯電話端末の一層の小型化のためには、２つの別々の電力増幅器の使用はもはや許されないものになったものである。

ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＧＳＭ通信では、ＧＭＳＫと呼ばれる一定包絡線信号が使用される。尚、ＧＭＳＫは、Gaussian minimum shift keyingの略である。それに対して、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００でのＥＤＧＥ通信では、3π/8-8PSKと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、3π/8-8PSKは、8-phase-shift keying with a 3π/8 phase shift added cumulatively to each symbolの略である。また、ＷＣＤＭＡでの通信では、ＨＰＳＫと呼ばれる包絡線変化信号が使用される。尚、ＨＰＳＫは、Hybrid phase shift keyingの略である。

従って、本発明者等は飽和型の非線形増幅器と非飽和型の線形増幅器とに１つのＲＦ電力増幅器を共通に使用すると伴に、飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに動作を切り換えると言う着想に到達した。

すなわち、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは飽和型の非線形増幅の第１動作モードに設定されることにより、高効率動作を実現することが可能となる。また、ＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡでの通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号の送信に際して、１つのＲＦ電力増幅器の動作モードは非飽和型の線形増幅の第２動作モードに設定されることにより、包絡線変化信号の信号歪を低減することが可能となる。

また、共通に使用される１つのＲＦ電力増幅器のトランジスタとしては、上記非特許文献５に記載されたようなＬＤＭＯＳトランジスタと上記非特許文献６、上記非特許文献７に記載されたようなＨＢＴとのいずれか一方が使用されることができる。尚、ＬＤＭＯＳは、Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductorの略である。また、ＨＢＴは、Hetero Junction Bipolar Transistorの略である。

しかし、ＲＦ電力増幅器のトランジスタとしてＬＤＭＯＳトランジスタとＨＢＴとのいずれか一方が使用されたとしても、温度上昇によって共通に使用される１つのＲＦ電力増幅器のパワーゲインが低下すると下記のような問題が生じることが本発明者の検討により明らかとされた。

すなわち、ＲＦ電力増幅器のトランジスタとしてＬＤＭＯＳトランジスタが使用される場合に、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、ＬＤＭＯＳトランジスタのゲートバイアスは高めに設定されて、ＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンスの直線性の良好な領域が使用される。この直線性の良好な領域は、上記非特許文献５に記載の零温度係数点(ＺＴＣ)と呼ばれる温度依存性の略無視できる動作点よりも高いゲートバイアス点となるので、温度上昇によってＬＤＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンス(利得)は低下するものとなる。

また、ＲＦ電力増幅器のトランジスタとしてＨＢＴが使用される場合に、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、ＨＢＴのベースバイアスは高めに設定されて、ＨＢＴのコレクタ電流の直線性の良好な領域が使用される。上記非特許文献７に記載のようにＲＦパワー応用のＨＢＴでは、温度上昇によって電流利得は低下するものとなる。

非飽和型の線形増幅の第２動作モードの共通使用の１つのＲＦ電力増幅器で、温度上昇によりＲＦ電力増幅器のトランジスタの増幅利得が低下すると、ＲＦ出力信号の振幅が低下する。一般的に、携帯電話端末に搭載されるＲＦ電力増幅器には、ＡＰＣ制御の機能が付加されている。このＡＰＣ制御では、ＲＦ電力増幅器のＲＦ出力信号は方向性カップラーを介してパワー検出器に供給され、送信信号レベルを示すランプ信号とパワー検出器の検出信号とは比較器で比較され、比較器の出力からＡＰＣ制御信号が生成される。ＡＰＣ制御信号によってＲＦ電力増幅器のトランジスタのバイアス電圧が負帰還制御されるので、温度上昇より最終段のトランジスタの増幅利得が低下してもＲＦ出力信号の振幅が一定に維持されることができる。尚、ＡＰＣは、Automatic Power Controlの略である。

しかし、温度上昇によりトランジスタの増幅利得が著しく低下すると、ＡＰＣ制御の制御ダイナミックレンジの限界に近づくものとなる。その結果、携帯電話端末と基地局との間の通信距離が極めて遠くなって送信信号レベルを示すランプ信号が増大しても、ＡＰＣ制御の制御ダイナミックレンジの限界に近づくことにより、ＲＦ電力増幅器のトランジスタのバイアス電圧がそれ以上増加できなくなる。従って、携帯電話端末は、基地局との遠距離通信に必要な極めて大きな送信電力を持ったＲＦ送信信号を送信することが不可能となってしまう。

この問題を解決するために、本発明者等はＡＰＣ制御と無関係に、非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行うＲＦ電力増幅器のトランジスタのＤＣバイアス電流を温度上昇に際して増加させることよって温度上昇によるトランジスタの増幅利得の低下を補償すると言う基本的概念に到達した。この本発明の基本的概念によれば、ＡＰＣ制御と無関係に、温度上昇に際してトランジスタのＤＣバイアス電流の増加によってトランジスタの増幅利得の低下を補償できるので、通信距離が遠くなってもＡＰＣ制御には余裕があるので遠距離通信に必要なＲＦ送信信号を送信することができる。

一方、この本発明の基本的概念に従って構築されたＲＦ電力増幅器は非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行うだけでなくＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号の送信のための飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行う必要がある。冒頭で説明したように、飽和型の非線形増幅ではＲＦ電力増幅器は波形クリップを使用する非線形動作を行っているので、温度上昇によりトランジスタの増幅利得が低下しても、波形クリップしたＲＦ出力信号の振幅の低下は無視できるレベルとなることも本発明者等の検討によって明らかとされた。

また、非飽和型の線形増幅の第２動作モードと比較すると、飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは波形クリップを生じさせるためにＲＦ電力増幅器のトランジスタのＤＣバイアス電流を大きく設定することでトランジスタの増幅利得を大きくしている。このような飽和型の非線形増幅の第１動作モードの動作状態で、もしも非飽和型の線形増幅の第２動作モードと同様に温度上昇に際してトランジスタのＤＣバイアス電流を増加させたとしても、波形クリップを生じているＲＦ電力増幅器のトランジスタの増幅利得の更なる増加は無意味である。また、この飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの温度上昇に際してのＤＣバイアス電流の増加は消費電力の無駄な増大と伴に電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を引き起こすことも、本発明者等の検討によって明らかとされた。尚、ＰＡＥは、Power Added Efficiencyの略である。

本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。

従って、本発明の目的とするところは、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を実現することが可能な新規なＲＦ電力増幅装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的とするところは、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの温度上昇に際してのＲＦ電力増幅装置のパワーゲインの低下を補償すると伴に飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの消費電力の無駄な増大と伴に電力付加効率の低下を軽減することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。

すなわち、本発明の代表的な本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ増幅入力信号(Ｐin)を増幅する増幅段(１０)と、前記増幅段(１０)のトランジスタ(Ｑ10)の直流バイアス電流(Ｉ₃)を設定するバイアス制御ユニット(２０、３０、４０)とを具備する。

温度上昇により、前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)の増幅利得が低下する。

前記バイアス制御ユニットに供給される動作モード信号に応答して、前記増幅段(１０)が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとのいずれか一方で動作する。

前記第１動作モードでは、前記バイアス制御ユニットは前記トランジスタ(Ｑ10)の前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を小さな温度依存性に設定する。

前記第２動作モードでは、前記バイアス制御ユニットは前記トランジスタ(Ｑ10)の前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を前記小さな温度依存性よりも大きな正の温度依存性に設定する(図１参照)。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、非飽和型の線形増幅器と飽和型の非線形増幅器との２つの機能を実現することが可能な新規なＲＦ電力増幅装置を提供することができる。また、非飽和型の線形増幅の第２動作モードでの温度上昇に際してのＲＦ電力増幅装置のパワーゲインの低下を補償すると伴に飽和型の非線形増幅の第１動作モードでの消費電力の無駄な増大と伴に電力付加効率の低下を軽減することができる。

《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。

〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、ＲＦ増幅入力信号(Ｐin)を増幅してＲＦ増幅出力信号(Ｐout)を生成する増幅段(１０)と、前記増幅段(１０)のトランジスタ(Ｑ10)の直流バイアス電流(Ｉ₃)を設定するバイアス制御ユニット(２０、３０、４０)とを具備する。

温度上昇により、前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)の増幅利得が低下するものである。

前記バイアス制御ユニット(２０、３０、４０)に動作モード信号(Non-Linear、Linear)が供給されることにより、前記増幅段(１０)が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記バイアス制御ユニットは前記増幅段(１０)を制御する。

前記増幅段(１０)が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)の前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を小さな温度依存性に設定するものである。

前記増幅段(１０)が非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)の前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を前記小さな温度依存性よりも大きな正の温度依存性に設定するものである(図１参照)。

前記実施の形態によれば、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの動作では、波形クリップを生じている前記トランジスタの直流バイアス電流は温度上昇時に増大することはないので、温度上昇時の消費電力の無駄な増大と伴に電力付加効率の低下を回避することができる。また、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの動作では、線形増幅を行っている前記トランジスタの直流バイアス電流は温度上昇時に増加されているので、温度上昇による前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)の増幅利得の低下を補償することができる。

好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの動作では、前記ＲＦ増幅入力信号(Ｐin)はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの動作では、前記ＲＦ増幅入力信号(Ｐin)はＥＧＤＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である。

より好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)の前記小さな温度依存性は、前記バイアス制御ユニット(４０)に含まれるバンドギャップ基準電圧発生器(４０１)を利用して設定されたものである。

更により好適な実施の形態では、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)の前記正の温度依存性は、前記バイアス制御ユニット(３０)に含まれる感温素子(Ｄ1)を利用して設定されたものである。

具体的な一つの実施の形態では、前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)はＬＤＭＯＳトランジスタである(図１参照)。

他の具体的な一つの実施の形態では、前記増幅段(１０)の前記トランジスタ(Ｑ10)はヘテロバイポーラトランジスタである(図６参照)。

〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅装置(ＲＦ＿ＰＡＭ１)は、第１電力増幅器(ＨＰＡ１)と、第２電力増幅器(ＨＰＡ２)と、バイアス制御ユニット(２０、３０、４０)とを具備する。

前記第１電力増幅器(ＨＰＡ１)は、略０．８ＧＨｚから１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式の第１ＲＦ送信入力信号(Ｐin_LB)を増幅するものである。

前記第２電力増幅器(ＨＰＡ２)は、略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式と略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第３周波数帯域を持つＷＣＤＭＡ方式との第２ＲＦ送信入力信号(Ｐin_HB)を増幅するものである。

前記第１電力増幅器(ＨＰＡ１)は前記第１ＲＦ増幅入力信号(Ｐin_LB)を増幅して第１ＲＦ増幅出力信号(Ｐout_LB)を生成する第１増幅段(１０_LB)を具備するものであり、温度上昇により前記第１増幅段(１０_LB)の第１トランジスタ(Ｑ10_LB)の増幅利得が低下するものである。

前記第２電力増幅器(ＨＰＡ２)は前記第２ＲＦ増幅入力信号(Ｐin_HB)を増幅して第２ＲＦ増幅出力信号(Ｐout_HB)を生成する第２増幅段(１０_HB)を具備するものであり、温度上昇により前記第２増幅段(１０_HB)の第２トランジスタ(Ｑ10_HB)の増幅利得が低下するものである。

前記バイアス制御ユニット(２０、３０、４０)に動作モード信号(Non-Linear、Linear)が供給されることにより、前記第１増幅段(１０_LB)と前記第２増幅段(１０_HB)とが飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記バイアス制御ユニットは前記第１増幅段と前記第２増幅段とを制御する。

前記第１増幅段と前記第２増幅段とが飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を小さな温度依存性に設定するものである。

前記第１増幅段と前記第２増幅段とが非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)を前記小さな温度依存性よりも大きな正の温度依存性に設定するものである(図７参照)。

好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの動作では、前記第１ＲＦ増幅入力信号と前記第２ＲＦ増幅入力信号とはＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの動作では、前記１ＲＦ増幅入力信号と前記第２ＲＦ増幅入力信号とはＥＧＤＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である。

より好適な実施の形態では、飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)の前記小さな温度依存性は、前記バイアス制御ユニット(４０)に含まれるバンドギャップ基準電圧発生器(４０１)を利用して設定されたものである。

更により好適な実施の形態では、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの前記直流バイアス電流(Ｉ₃)の前記正の温度依存性は、前記バイアス制御ユニット(３０)に含まれる感温素子(Ｄ1)を利用して設定されたものである。

具体的な一つの実施の形態では、前記第１増幅段と前記第２増幅段との前記第１トランジスタと前記第２トランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタである(図１参照)。

他の具体的な一つの実施の形態では、前記第１増幅段と前記第２増幅段との前記第１トランジスタと前記第２トランジスタはヘテロバイポーラトランジスタである(図６参照)。

《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。

《マルチモードをサポートするＲＦ電力増幅器》
図１は、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡでの通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとをサポートする本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。

図１に示した１個のＲＦ電力増幅器は飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとに共通使用されると伴に、１個のＲＦ電力増幅器の動作はこの第１動作モードとこの第２動作モードとの間で切り換えられるものである。

図１に示した１個のＲＦ電力増幅器は、シリコン半導体チップに形成された増幅段１０とバイアス制御回路２０と温度依存電流発生回路３０と基準電流・電圧発生器４０とによって構成されている。増幅段１０は、ＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳデバイスＲＦ＿ＬＤＭＯＳにより構成されている。ＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳデバイスは、ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ10とダイオード接続ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ11と抵抗Ｒgとから構成される。抵抗Ｒgを介してソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10とダイオード接続ＭＯＳトランジスタＱ11とはカレントミラーの形態で接続されている。その結果、増幅段１０は、シリコン半導体チップの製造バラツキや温度変化に対しても安定に動作することができる。また、増幅段１０は、エミッタ接地ＮＰＮ型ＨＢＴとダイオード接続ＮＰＮ型ＨＢＴとにより構成されることもできる。

ＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳデバイスのバイアス入力としてのダイオード接続ＭＯＳトランジスタＱ11にはバイアス制御回路２０から生成された直流バイアス電流Ｉ₃が供給される。ダイオード接続ＭＯＳトランジスタＱ11の両端の間から直流バイアス電流Ｉ₃に依存したバイアス電圧が生成され、このバイアス電圧はソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のゲート・ソース間に供給される。

バイアス制御回路２０は、制御入力電流源Ｉcont、抵抗Ｒ4、差動増幅器ＤＡ3、スイッチＳＷ11、ＳＷ12、ＳＷ2、抵抗Ｒ51、Ｒ52、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ7、Ｑ8により構成されている。差動増幅器ＤＡ3の反転入力端子−には制御入力電流源Ｉcontが接続され、差動増幅器ＤＡ3の反転入力端子−と接地電圧との間には抵抗Ｒ4が接続されている。制御入力電流源Ｉcontは差動増幅器ＤＡ4の出力電圧であるＡＰＣ制御電圧Ｖapcにより制御され、差動増幅器ＤＡ4の非反転入力端子＋と反転入力端子−とにはランプ電圧Ｖrampとパワー検出信号Ｖ_DETとがそれぞれ供給されている。ランプ電圧Ｖrampはベースバンド処理ユニットやＲＦアナログ信号処理ＩＣから供給される送信信号レベルを示す信号であり、携帯電話端末と基地局との間の通信距離に比例する。増幅段１０の出力端子のＲＦ増幅出力信号Ｐoutの一部が方向性カップラーを介してパワー検出器の入力端子に供給され、パワー検出信号Ｖ_DETはパワー検出器の出力端子から生成される。

差動増幅器ＤＡ3の出力端子はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ7、Ｑ8のゲート端子に接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ7のドレインは差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋と抵抗Ｒ51、Ｒ52の一端とスイッチＳＷ2の一端とに接続されている。抵抗Ｒ51の他端はスイッチＳＷ11を介して接地電圧に接続され、抵抗Ｒ52の他端はスイッチＳＷ12を介して接地電圧に接続され、スイッチＳＷ2の他端は温度依存電流発生回路３０に接続されている。

図１のＲＦ電力増幅器には、動作モード信号Non-Linear、Linearが供給される。図１のＲＦ電力増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードを行う時には、動作モード信号Non-Linearの信号によって、ＳＷ11にはハイレベル“１”が入力され、スイッチＳＷ12とスイッチＳＷ2とにローレベル“０” が入力される。従って、図１のＲＦ電力増幅器が飽和型の非線形増幅の第１動作モードでは、スイッチＳＷ11はオン状態、スイッチＳＷ12はオフ状態、スイッチＳＷ2はオフ状態に制御される。図１のＲＦ電力増幅器が非飽和型の線形増幅の第２動作モードを行う時には、動作モード信号Linearの信号によって、ＳＷ11にはローレベル“０”が入力され、スイッチＳＷ12とスイッチＳＷ2とにハイレベル“１” が入力される。従って、図１のＲＦ電力増幅器が非飽和型の線形増幅の第２動作モードでは、スイッチＳＷ11はオフ状態、スイッチＳＷ12はオン状態、スイッチＳＷ2はオン状態に制御される。飽和型の非線形増幅の第１動作モードのための抵抗Ｒ51の抵抗値は、非飽和型の線形増幅の第２動作モードのための抵抗Ｒ52の抵抗値よりも小さな値に設定されている。

制御入力電流源ＩcontがＡＰＣ制御電圧Ｖapcにより制御されているので、パワー検出信号Ｖ_DETよりもランプ電圧Ｖrampが高レベルとなると、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcは増加するので、制御入力電流源Ｉcontの電流値は増加して、抵抗Ｒ4の電圧Ｖ4は増加する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋と反転入力端子−との間の入力オフセット電圧が無視できるならば、差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4のレベルに出力端子および反転入力端子−の出力電圧Ｖ5のレベルは追従する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4が増加するので、差動増幅器ＤＡ3の出力電圧Ｖ5のレベルは増大する。パワー検出信号Ｖ_DETがランプ電圧Ｖrampと同一レベルであると、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcは零レベルに低下するので、制御入力電流源Ｉcontの電流値は温度依存性の極めて小さな基準電流に低下して、抵抗Ｒ4の電圧Ｖ4は温度依存性の極めて小さな基準電圧に低下する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋と反転入力端子−との間の入力オフセット電圧が無視できるならば、差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4のレベルに出力端子および反転入力端子−の出力電圧Ｖ5のレベルは追従する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4が基準電圧に低下するので、差動増幅器ＤＡ3の出力電圧Ｖ5のレベルも基準電圧に減少する。パワー検出信号Ｖ_DETよりもランプ電圧Ｖrampが低レベルとなると、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcは更に低下するので、制御入力電流源Ｉcontの電流値は更に減少して、抵抗Ｒ4の電圧Ｖ4は更に低下する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋と反転入力端子−との間の入力オフセット電圧が無視できるならば、差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4のレベルに出力端子および反転入力端子−の出力電圧Ｖ5のレベルは追従する。差動増幅器ＤＡ3の非反転入力端子＋の入力電圧Ｖ4が更に低下するので、差動増幅器ＤＡ3の出力電圧Ｖ5のレベルは更に低下する。

温度依存電流発生回路３０は、差動増幅器ＤＡ2、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3、Ｑ4、抵抗Ｒ3、感温素子としてのダイオードＤ1、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ5、Ｑ6により構成されている。差動増幅器ＤＡ2の反転入力端子−には、基準電流・電圧発生器４０で生成される基準電圧Ｖ2が供給される。差動増幅器ＤＡ2の出力端子はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3、Ｑ4のゲート端子に接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3のドレインは差動増幅器ＤＡ2の非反転入力端子＋と抵抗Ｒ3の一端とに接続されている。抵抗Ｒ3の他端は、感温素子としてのダイオードＤ1を介して接地電圧に接続されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ5、Ｑ6はカレントミラーを構成しており、ゲートとドレインとが接続されたＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ5はカレントミラーの入力トランジスタである。また、ゲート・ソースが入力トランジスタＱ5の両端間の電圧によりバイアスされるＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ6は、カレントミラーの出力トランジスタである。

基準電流・電圧発生器４０は、バンドギャップ基準電圧発生器４０１、差動増幅器ＤＡ1、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1、Ｑ2、抵抗Ｒ1、Ｒ2により構成されている。差動増幅器ＤＡ1の反転入力端子−には、バンドギャップ基準電圧発生器４０１で生成されるバンドギャップ基準電圧Ｖ_BGRが供給される。温度変化もしくは電源電圧Ｖddが変動してもバンドギャップ基準電圧発生器４０１で生成されるバンドギャップ基準電圧Ｖ_BGRは、略１．２ボルトのシリコンの安定なバンドギャップ電圧となる。略１．２ボルトのバンドギャップ基準電圧Ｖ_BGRが差動増幅器ＤＡ1の反転入力端子−に供給され、差動増幅器ＤＡ1の出力端子はＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1、Ｑ2のゲート端子に接続され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1のドレインは差動増幅器ＤＡ1の非反転入力端子＋と抵抗Ｒ1の一端とに接続されている。抵抗Ｒ1の他端は、抵抗Ｒ2を介して接地電圧に接続されている。差動増幅器ＤＡ1とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1とによる負帰還動作により、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1のドレインの電圧Ｖ1は略１．２ボルトのバンドギャップ基準電圧Ｖ_BGRのレベルに等しく制御される。

基準電流・電圧発生器４０で抵抗Ｒ1、Ｒ2の抵抗値は、温度依存性が極めて小さく設定されている。抵抗Ｒ1、Ｒ2には安定な略１．２ボルトのバンドギャップ基準電圧Ｖ_BGRと等しい電圧Ｖ1が印加されるので、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1、Ｑ2のソース・ドレイン経路と抵抗Ｒ1、Ｒ2とを流れる電流Ｉ₁も安定な電流となる。その結果、抵抗Ｒ1、Ｒ2の共通接続点に生成される基準電圧Ｖ2は、温度依存性が極めて小さな安定な電圧となる。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ1のソース・ゲート電圧Ｖgs_Q1は安定な電流Ｉ₁に依存するので、ソース・ゲート電圧Ｖgs_Q1がソース・ゲート間に印加されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ2のソース・ドレイン経路に流れる基準電流Ｉrefも温度依存性が極めて小さな安定な電流となる。

温度依存電流発生回路３０で差動増幅器ＤＡ2の反転入力端子−には、基準電流・電圧発生器４０で生成された安定な基準電圧Ｖ2が供給されている。差動増幅器ＤＡ2とＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3とによる負帰還動作により、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3のドレインの電圧Ｖ3は基準電圧Ｖ2のレベルに等しく制御される。抵抗Ｒ3の抵抗値は温度依存性が極めて小さいが、感温素子としてのダイオードＤ1の順方向電圧Ｖ_Fは−２ｍＶ／℃の負の温度依存性を持っている。従って、温度依存電流発生回路３０でＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3のソース・ドレイン経路と抵抗Ｒ3とダイオードＤ1とに流れる電流Ｉ_T1は正の温度依存性を持つようになり、温度上昇によって電流Ｉ_T1は増大する。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ3のソース・ゲート電圧Ｖgs_Q3は正の温度依存性を持つ電流Ｉ_T1に依存するので、ソース・ゲート電圧Ｖgs _Q3がソース・ゲート間に印加されるＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ4のソース・ドレイン経路に流れる電流Ｉ_T2も正の温度依存性を持つようになる。正の温度依存性を持つ電流Ｉ_T2はカレントミラーの入力トランジスタＱ5に流れるので、カレントミラーの出力トランジスタＱ6に流れる電流Ｉ_T3も正の温度依存性を持つようになる。また、カレントミラーの出力トランジスタＱ6のドレインから接地電圧に向かって電流Ｉ_T3が流れ、基準電流・電圧発生器４０からの基準電流Ｉrefがカレントミラーの出力トランジスタＱ6のドレインに向かって流れるものとなる。

図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器の各部の電流の温度依存性を示す図である。

図２(Ａ)は、基準電流・電圧発生器４０からの基準電流Ｉrefと温度依存電流発生回路３０のカレントミラーの出力トランジスタＱ6に流れる電流Ｉ_T3との温度依存性を示す図である。図２(Ａ)に示すように、基準電流・電圧発生器４０のＰチャンネルＭＯＳトランジスタＱ2に流れる基準電流Ｉrefは温度依存性が極めて小さなものとなり、温度依存電流発生回路３０のカレントミラーの出力トランジスタＱ6に流れる電流Ｉ_T3は正の温度依存性を持つものとなる。また、室温の２５℃において、電流Ｉ_T3の電流値と基準電流Ｉrefの電流値とは等しくなっている。

図２(Ｂ)は、バイアス制御回路２０でスイッチＳＷ11、ＳＷ12の一方がオン状態とされることにより抵抗Ｒ51、Ｒ52の一方に流れる電流Ｉ₂と、非飽和型の線形動作の第２動作モードでオン状態とされるスイッチＳＷ2に流れる電流Ｉ₄の様子を示す図である。

《飽和型の非線形動作の第１動作モード》
図２(Ｂ)に示すように、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、低抵抗Ｒ51に接続されたスイッチＳＷ11がオン状態とされる一方、基準電流・電圧発生器４０に接続されたスイッチＳＷ2はオフ状態とされる。従って、バイアス制御回路２０の差動増幅器ＤＡ3の出力電圧Ｖ5と低抵抗Ｒ51とにより、電流Ｉ₂の電流は極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値となる。

図２(Ｃ)に示すように、バイアス制御回路２０の直流バイアス電流Ｉ₃は低抵抗Ｒ51に流れる電流Ｉ₂により決定されて極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値となる。従って、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のＤＣバイアス電流Ｉ₃と増幅利得とは小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に設定される。

その結果、増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10は波形クリップを生じて飽和型の非線形動作によるＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅するものとなる。この時に、温度上昇によりＤＣバイアス電流Ｉ₃が増大することが無いので、消費電力の無駄な増大と電力付加効率(ＰＡＥ)の低下とを回避することができる。

《非飽和型の線形動作の第２動作モード》
図２(Ｂ)に示すように、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、高抵抗Ｒ52に接続されたスイッチＳＷ12がオン状態とされる一方、基準電流・電圧発生器４０に接続されたスイッチＳＷ2はオン状態とされる。図２(Ｂ)に示すように、バイアス制御回路２０の差動増幅器ＤＡ3の出力電圧Ｖ5と高抵抗Ｒ52とにより、電流Ｉ₂は極めて小さな温度依存性を持つ安定な小さな値となる。オン状態のスイッチＳＷ2に流れるバイアス制御回路２０の電流Ｉ_T4は、温度依存電流発生回路３０の正の温度依存性を持つ電流Ｉ_T3と基準電流Ｉrefとの差電流となる。

また、図２(Ｃ)に示すように、バイアス制御回路２０の直流バイアス電流Ｉ₃は、極めて小さな温度依存性を持つ安定な小さな値の電流Ｉ₂と正の温度依存性を持つ電流Ｉ_T4との和の成分を持つ電流となる。従って、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のＤＣバイアス電流Ｉ₃は正の温度依存性を持つようになる。従って、温度上昇により増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のチャンネルコンダクタンス(利得)が低下しても、ＭＯＳトランジスタＱ10のＤＣバイアス電流Ｉ₃が増大することで、ＭＯＳトランジスタＱ10のチャンネルコンダクタンス(利得)が増加する。その結果、バイアス制御回路２０の正の温度依存性を持つ直流バイアス電流Ｉ₃により、温度上昇による増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のチャンネルコンダクタンス(利得)の低下を補償することが可能となる。従って、温度上昇による増幅段１０の非飽和型の線形動作を行うソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のチャンネルコンダクタンス(利得)の低下が補償される。

その結果、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信に際して、ＲＦ電力増幅器のパワーゲインの低下を補償することができる。

図８は、増幅段１０としてのＮチャンネルＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳトランジスタＱ10のゲート・ソース間電圧Ｖ_GS・ドレイン電流Ｉ_Ｄの温度依存性を示す図である。図８には、周囲温度Ｔaが−２５℃、２５℃、１００℃での特性が示され、零温度係数点(ＺＴＣ)でのドレイン電流Ｉ_Ｄは略３０ｍＡとなっている。ドレイン電流Ｉ_Ｄが略３０ｍＡ以上の動作領域では、周囲温度Ｔaが−２５℃、２５℃、１００℃と上昇すると、同一のゲート・ソース間電圧Ｖ_GSに対するドレイン電流Ｉ_Ｄが低下する。すなわち、温度上昇によって、ＬＤＭＯＳトランジスタのチャンネルコンダクタンス(利得)が低下するものとなる。

このような温度上昇に際して、図１のＲＦ電力増幅器の非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、バイアス制御回路２０の正の温度依存性を持つ直流バイアス電流Ｉ₃により、温度上昇による増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10のチャンネルコンダクタンス(利得)の低下を補償することができる。

《第２動作モードの送信電力の温度依存特性》
図３は、図１に示したＲＦ電力増幅器がＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号を送信するための非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際の送信電力の温度依存特性を示すものである。

特性Ｌ１は、図１のＲＦ電力増幅器でバイアス制御回路２０のスイッチＳＷ2が非飽和型の線形動作の第２動作モードでもオフ状態に維持され、温度上昇による増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10の利得低下が補償されない場合の送信電力の温度依存特性を示すものである。特性Ｌ２は図１のＲＦ電力増幅器でバイアス制御回路２０のスイッチＳＷ2が非飽和型の線形動作の第２動作モードでオン状態に制御され、温度上昇による増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10の利得低下が補償される場合の送信電力の温度依存特性を示すものである。

図３の特性Ｌ１は目標とする送信電力の温度依存特性の仕様ＴＳの範囲外に温度変動により送信電力が逸脱するものであり、図３の特性Ｌ２は目標とする送信電力の温度依存特性の仕様ＴＳの範囲内に温度変動により送信電力が維持されるものである。

《携帯電話の構成≫
図４は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭ１を搭載した基地局との通信を行う携帯電話のシステム構成を示す図である。

同図に示すように、携帯電話のマイクＭＩＣの音声信号はベースバンドＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)のようなベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)により処理されて送信用ベースバンド信号が、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)に供給される。ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣは、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とにおいて時分割のＴＤＭＡ方式による受信スロットと送信スロットで受信動作と送信動作とを行う。また、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣは、ＷＣＤＭＡ１９００では周波数分割のＣＤＭＡ方式による１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの送信周波数による常時送信動作と２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの受信周波数による常時受信動作との並列動作を行う。

《携帯電話の受信動作≫
携帯電話の受信動作は、次のように行われる。

すなわち、ＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、スイッチＳＷ１と第１表面弾性波フィルタＳＡＷ１とを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０(受信周波数８６９〜８９４ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とＧＳＭ９００(受信周波数９２５〜９６０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とが供給される。また、受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、スイッチＳＷ２と第２表面弾性波フィルタＳＡＷ２とを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００(受信周波数１８０５〜１８８０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号とＰＣＳ１９００(受信周波数１９３０〜１９９０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号と、が供給される。また、受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)には、分波器ＳＰＬを介して携帯電話のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ１９００(受信周波数２１１０〜２１７０ＭＨｚ)のＲＦ受信信号が供給される。受信信号処理ユニット(Ｒｘ＿ＳＰＵ)は、受信したＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号に周波数ダウンコンバージョンして、ベースバンドＬＳＩ(ＢＢ＿ＬＳＩ)のようなベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)へ供給する。ベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)の信号処理により生成された音声信号は図示しない音声増幅器を介して携帯電話のスピーカーＳＰに供給される。

《携帯電話の送信動作≫
携帯電話の送信動作は、次のように行われる。

すなわち、ベースバンド信号処理ユニット(ＢＢ＿ＳＰＵ)により処理された送信用ベースバンド信号をＲＦ集積回路ＲＦ＿ＩＣの送信信号処理ユニット(Ｔｘ＿ＳＰＵ)は、送信用ベースバンド信号をＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００のいずれかの送信周波数への周波数アップコンバートを行う。尚、ＧＳＭ８５０の送信周波数は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００の送信周波数は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。また、ＤＣＳ１８００の送信周波数は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚであり、ＰＣＳ１９００の送信周波数は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚであり、ＷＣＤＭＡ１９００の送信周波数は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。周波数アップコンバートされたＲＦ送信信号は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のいずれかで増幅される。増幅されたＲＦ送信信号は、アンテナスイッチのスイッチＳＷ１、ＳＷ２もしくは分波器ＳＰＬを介して携帯電話のアンテナＡＮＴに供給される。

尚、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１とＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのための第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とは、マルチバンドをカバーするＲＦ電力増幅器モジュールＲＦ＿ＰＡＭ１として構成されている。

第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのいずれかの送信で、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅する際に、図１で説明したＲＦ電力増幅器の飽和型の非線形動作の第１動作モードを行うものである。また、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのいずれかの送信で、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKの包絡線変化信号を増幅する際に、図１で説明したＲＦ電力増幅器の非飽和型の線形動作の第２動作モードを行うものである。この第２動作モードでは、温度上昇による第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10の利得低下がバイアス電流の増加により補償されるものである。

第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とのいずれかの送信で、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅する際に、図１で説明したＲＦ電力増幅器の飽和型の非線形動作の第１動作モードを行うものである。また、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのいずれかの送信で、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号を増幅する際に、図１で説明したＲＦ電力増幅器の非飽和型の線形動作の第２動作モードを行うものである。この第２動作モードでは、温度上昇による第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅段１０のソース接地ＭＯＳトランジスタＱ10の利得低下がバイアス電流の増加により補償されるものである。

≪ＬＤＭＯＳによるＲＦパワーモジュール≫
図５は、図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭ１の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２との構成を示す回路図である。この図５に示すように本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１として構成されている。

携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ集積回路ＲＦＩＣからの第１ＲＦ送信入力信号Ｐin_LBと、第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBとが、ＲＦパワーモジュールＲＦ＿ＰＡＭ１の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とにそれぞれ供給される。第１ＲＦ送信入力信号Ｐin_LBはＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持ち、第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBはＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ。

ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号とＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号とは第１周波数帯域を持つ第１ＲＦ送信入力信号Ｐin_LBとして、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力に供給される。尚、ＧＳＭ８５０のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８２４ＭＨｚ〜８４９ＭＨｚで、ＧＳＭ９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚである。

ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号とＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号とは第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給される。また、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号も第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBとして、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力に供給されることもできる。尚、ＤＣＳ１８００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚで、ＰＣＳ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１８５０ＭＨｚ〜１９１０ＭＨｚで、ＷＣＤＭＡ１９００のバンドのＲＦ送信信号の周波数帯域は１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚである。

図５に示したＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭ１では、２つの第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の基本的な増幅器としての構成は略同一となっている。

第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１では、第１ＲＦ送信入力信号Ｐin_LBは、結合容量Ｃ11を介して多段増幅器の入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11で増幅される。入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅信号は高調波トラップ回路ＨＴＣと結合容量Ｃ12とを介して多段増幅器の出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ12で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ12の出力より第１ＲＦ送信出力信号Ｐout_LBが得られる。入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11の出力電極には負荷インダクターＬ11を介して、出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ12の出力電極には負荷インダクターＬ12を介して動作電源電圧Ｖ_ＬＶＤＯ＿LBがＡＰＣ動作電源電圧供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_LBから供給される。尚、ＡＰＣは、Automatic Power Controlの略である。入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11の入力電極には、内部増幅器ＯＰ11により構成された入力側ボルテージフォロワＶＦ11を介して、入力側バイアス回路1st_BC_LBで形成されたバイアス電圧が供給される。この入力側バイアス回路1st_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ11は、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_LBの定電流素子Ｑ31の出力電極から供給される。出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ12の入力電極には、内部増幅器ＯＰ12により構成された出力側ボルテージフォロワＶＦ12を介して、出力側バイアス回路2nd_BC_LBで形成されたバイアス電圧が供給される。この出力側バイアス回路2nd_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ12は、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_LBの定電流素子Ｑ32の出力電極から供給される。尚、ボルテージフォロワＶＦ11、ＶＦ12は内部増幅器ＯＰ11、ＯＰ12により構成されているが、回路構成の簡単なソースフォロワやエミッタフォロワに置換することが可能である。

ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_LBでは、第１ＲＦ送信出力信号Ｐout_LBの一部がパワーカップラーPCLPL_LBとパワー検出器DET_LBとによって検出される。このパワー検出出力信号Ｖ_DET_LBが第１差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子−に供給される一方、第１差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子＋にはランプ電圧Ｖrampが供給される。ランプ電圧ＶrampはベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ユニットからＲＦ ＩＣを介してＲＦ電力増幅器に供給されるものであり、基地局と携帯電話端末との距離に比例したり、ＥＤＧＥ方式でのＡＭ変調振幅に比例する送信電力指示信号である。第１差動増幅器ＤＡ１の出力端子のＡＰＣ制御電圧Ｖapcは第２差動増幅器ＤＡ２の反転入力端子−に供給される一方、第２差動増幅器ＤＡ２の非反転入力端子＋にはバイアス電圧Ｖbias_LBが供給される。バイアス電圧Ｖbias_LBは、バイアス電流Ｉbias_LBが抵抗Ｒ31に流れることにより発生される。

第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が飽和型の非線形動作の第１動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_LBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Non-Linear)に示すように極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ11と出力側バイアス回路2nd_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ12とは、極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11と出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ12との増幅利得は、小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に設定される。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_LBのソース接地ＲＦ増幅ＭＯＳトランジスタＱ12は波形クリップを生じて飽和型の非線形動作によるＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅するものとなる。この時には、温度上昇によりＲＦ増幅素子Ｑ11、Ｑ12のＤＣバイアス電流が増大することが無いので、消費電力の無駄な増大と電力付加効率(ＰＡＥ)の低下とを回避することができる。

第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_LBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Linear)に示すように正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ11と出力側バイアス回路2nd_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ12とは、正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、温度上昇による入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11と出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ12とのチャンネルコンダクタンス(利得)の低下を補償することが可能となる。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_LBのソース接地ＲＦ増幅ＭＯＳトランジスタＱ12のチャンネルコンダクタンス(利得)の低下が補償される。その結果、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信に際して、ＲＦ電力増幅器のパワーゲインの低下を補償することができる。

パワー検出出力信号Ｖ_DET_LBがランプ電圧Ｖrampよりも低レベルであると、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcが高レベルとなる。ＡＰＣ制御電圧Ｖapcがバイアス電圧Ｖbias_LBのレベルよりも高くなると、第２差動増幅器ＤＡ２の出力電圧は低レベルとなる。すると、Ｐ−ＭＯＳＱ30のドレイン電圧と第２差動増幅器ＤＡ２の非反転入力端子＋の電圧とは、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcのレベルに追従して増加する。すると、Ｐ−ＭＯＳＱ30と抵抗Ｒ31とに流れる電流が増加する。また、Ｐ−ＭＯＳＱ31のドレインからの電流Ｉ11も、Ｐ−ＭＯＳＱ32のドレインからの電流Ｉ12も増加する。これらの電流Ｉ11、電流Ｉ12は、それぞれ入力側バイアス回路1st_BC_LBの電流源Ｉ11、出力側バイアス回路2nd_BCの電流源Ｉ12となっている。従って、パワー検出出力信号Ｖ_DET_LBがランプ電圧Ｖrampよりも低レベルであると、入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅素子Ｑ11の入力端子のバイアス電圧と出力側増幅器2nd_Stg_LBの次段ＲＦ増幅素子Ｑ12の入力端子のバイアス電圧とが増加する。その結果、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力側増幅器1st_Stg_LBと出力側増幅器2nd_Stg_LBとの全てのＲＦ増幅利得が増加する。

また、ＡＰＣ電源供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_LBでは、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_LBの第１差動増幅器ＤＡ１の出力端子からのＡＰＣ制御電圧Ｖapcが第３差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子−に供給される。第３差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子＋には、Ｐ−ＭＯＳＱ33と分圧抵抗Ｒ32、Ｒ33からの負帰還信号が供給されている。Ｐ−ＭＯＳＱ33のソースに携帯電話端末のバッテリーからの電源電圧Ｖddが供給されることによって、ＡＰＣ電源供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_LBはＡＰＣ制御電圧Ｖapcのレベルに追従する動作電源電圧Ｖ_ＬＶＤＯ＿LBを第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１に供給する。その結果、ＡＰＣ入力バイアス制御とＡＰＣ電源電圧制御とにより、更に効果的なＡＰＣ制御が行われる。このＡＰＣドレイン電源電圧制御は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の通信で通信転送レートの高いＥＤＧＥ方式でのＡＭ変調を第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が実行する際に有効なＡＭ変調のための方法となる。

また、図５のＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭ１では、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のための第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の入力側増幅器1st_Stg_LBのソース接地のＮ−ＭＯＳＱ11のドレインには、インダクターＬ101、容量Ｃ101で構成された高調波トラップ回路ＨＴＣが接続されている。高調波トラップ回路ＨＴＣのインダクターＬ101、容量Ｃ101の直列共振周波数はＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰin_LBの周波数の２倍高調波の周波数(１７００ＭＨｚ〜１８００ＭＨｚ)に略共振するように設定されている。その結果、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のソース接地のＮ−ＭＯＳＱ11のドレインの２倍高調波は高調波トラップ回路ＨＴＣのインダクターＬ101、容量Ｃ101の極めて低い直列共振インピーダンスを介して接地電位点にバイパスされる。第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１のソース接地のＮ−ＭＯＳＱ11のドレインに接続された高調波トラップ回路ＨＴＣは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰin_LBの周波数の２倍高調波が妨害信号となることを軽減する。従って、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００、ＷＣＤＭＡ１９００のＲＦ送信入力信号ＲＦＰin_HBを増幅する第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２のＮ−ＭＯＳＱ21、Ｑ22への２倍高調波による妨害信号の影響を、低減することができる。

第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２では、第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBは結合容量Ｃ21を介して多段増幅器の入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21で増幅される。入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅信号は結合容量Ｃ22を介して多段増幅器の出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ22で増幅されて、ＲＦ増幅素子Ｑ22の出力より第２ＲＦ送信出力信号Ｐout_HBが得られる。入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21の出力電極には負荷インダクターＬ21を介して、出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ22の出力電極には負荷インダクターＬ22を介して動作電源電圧Ｖ_ＬＶＤＯ_HBがＡＰＣ動作電源電圧供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_HBから供給される。入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21の入力電極には、内部増幅器ＯＰ21により構成された入力側ボルテージフォロワＶＦ21を介して、入力側バイアス回路1st_BC_HBで形成されたバイアス電圧が供給される。この入力側バイアス回路1st_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ21は、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_HBの定電流素子Ｑ31の出力電極から供給される。出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ22の入力電極には、内部増幅器ＯＰ22により構成された出力側ボルテージフォロワＶＦ22を介して、出力側バイアス回路2nd_BC_HBで形成されたバイアス電圧が供給される。この出力側バイアス回路2nd_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ22は、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_HBの定電流素子Ｑ32の出力電極から供給される。

ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_HBでは、第２ＲＦ送信出力信号Ｐout_HBの一部がパワーカップラーPCLPL_HBとパワー検出器DET_HBとによって検出される。このパワー検出出力信号Ｖ_DET_HBが第１差動増幅器ＤＡ１の反転入力端子−に供給される一方、第１差動増幅器ＤＡ１の非反転入力端子＋にはランプ電圧Ｖrampが供給される。第１差動増幅器ＤＡ１の出力端子のＡＰＣ制御電圧Ｖapcは第２差動増幅器ＤＡ２の反転入力端子−に供給される一方、第２差動増幅器ＤＡ２の非反転入力端子＋にはバイアス電圧Ｖbias_HBが供給される。バイアス電圧Ｖbias_HBは、バイアス電流Ｉbias_HBが抵抗Ｒ31に流れることにより発生される。

第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が飽和型の非線形動作の第１動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_HBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Non-Linear)に示すように極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ21と出力側バイアス回路2nd_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ22とは、極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21と出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ22との増幅利得は、小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に設定される。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_HBのソース接地ＲＦ増幅ＭＯＳトランジスタＱ22は波形クリップを生じて飽和型の非線形動作によるＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅するものとなる。この時には、温度上昇によりＲＦ増幅素子Ｑ21、Ｑ22のＤＣバイアス電流が増大することが無いので、消費電力の無駄な増大と電力付加効率(ＰＡＥ)の低下とを回避することができる。

第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_HBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Linear)に示すように正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ21と出力側バイアス回路2nd_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ22とは、正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、温度上昇による入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21と出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ22とのチャンネルコンダクタンス(利得)の低下を補償することが可能となる。その結果、増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_HBのソース接地ＲＦ増幅ＭＯＳトランジスタＱ22のチャンネルコンダクタンス(利得)の低下が補償される。その結果、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信に際して、ＲＦ電力増幅器のパワーゲインの低下を補償することができる。

パワー検出出力信号Ｖ_DET_HBがランプ電圧Ｖrampよりも低レベルであると、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcが高レベルとなる。ＡＰＣ制御電圧Ｖapcがバイアス電圧Ｖbias_HBのレベルよりも高くなると、第２差動増幅器ＤＡ２の出力電圧は低レベルとなる。すると、Ｐ−ＭＯＳＱ30のドレイン電圧と第２差動増幅器ＤＡ２の非反転入力端子＋の電圧とは、ＡＰＣ制御電圧Ｖapcのレベルに追従して増加する。すると、Ｐ−ＭＯＳＱ30と抵抗Ｒ31とに流れる電流が増加する。また、Ｐ−ＭＯＳＱ31のドレインからの電流Ｉ21も、Ｐ−ＭＯＳＱ32のドレインからの電流Ｉ22も増加する。これらの電流Ｉ21、電流Ｉ22は、それぞれ入力側バイアス回路1st_BC_HBの電流源Ｉ21、出力側バイアス回路2nd_BC_HBの電流源Ｉ22となっている。従って、パワー検出出力信号Ｖ_DET_HBがランプ電圧Ｖrampよりも低レベルであると、入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅素子Ｑ21の入力端子のバイアス電圧と出力側増幅器2nd_Stg_HBの次段ＲＦ増幅素子Ｑ22の入力端子のバイアス電圧とが増加する。その結果、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の入力側増幅器1st_Stg_HBと出力側増幅器2nd_Stg_HBとの全てのＲＦ増幅利得が増加する。

また、ＡＰＣ電源供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_HBでは、ＡＰＣバイアス制御回路APC_Bias_Cnt_HBの第１差動増幅器ＤＡ１の出力端子からのＡＰＣ制御電圧Ｖapcが第３差動増幅器ＤＡ３の反転入力端子−に供給される。第３差動増幅器ＤＡ３の非反転入力端子＋には、Ｐ−ＭＯＳＱ33と分圧抵抗Ｒ32、Ｒ33からの負帰還信号が供給されている。Ｐ−ＭＯＳＱ33のソースに携帯電話端末のバッテリーからの電源電圧Ｖddが供給されることによって、ＡＰＣ電源供給制御回路APC_Pw_Spl_Cnt_HBはＡＰＣ制御電圧Ｖapcのレベルに追従する動作電源電圧Ｖ_ＬＶＤＯ_HBを第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２に供給する。その結果、ＡＰＣ入力バイアス制御とＡＰＣ電源電圧制御とにより、更に効果的なＡＰＣ制御が行われる。このＡＰＣドレイン電源電圧制御は、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ９００の通信で通信転送レートの高いＥＤＧＥ方式でのＡＭ変調とＷＣＤＭＡ１９００の広帯域ＡＭ変調とを第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が実行する際に有効なＡＭ変調のための方法となる。

≪ＨＢＴによるＲＦパワーモジュール≫
図６は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置を示す回路図である。

図６の実施の形態が図５の実施の形態と相違するのは、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の増幅素子Ｑ１１、Ｑ１２とバイアス素子Ｑ１４、Ｑ１５と、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅素子Ｑ２１、２２とバイアス素子Ｑ２４、Ｑ２５との全てが、エミッタ接地のＮＰＮ型のＨＢＴ(ヘテロバイポーラトランジスタ)により構成されていることである。このＨＢＴは、ＳｉＧｅまたはＧａＡｓ、ＩｎＰ、ＩｎＧａＰ等により構成されることができる。図６の実施の形態において、その他の点は図５の実施の形態と同一である。

図６で第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が飽和型の非線形動作の第１動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_LBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Non-Linear)に示すように極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ11と出力側バイアス回路2nd_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ12とは、極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ11と出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ12との増幅利得は、小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に設定される。その結果、増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_LBのエミッタ接地ＲＦ増幅ＨＢＴＱ12は波形クリップを生じて飽和型の非線形動作によるＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅するものとなる。この時には、温度上昇によりＲＦ増幅ＨＢＴＱ11、Ｑ12のＤＣバイアス電流が増大することが無いので、消費電力の無駄な増大と電力付加効率(ＰＡＥ)の低下とを回避することができる。

図６で第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_LBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Linear)に示すように正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ11と出力側バイアス回路2nd_BC_LBの入力バイアス電流Ｉ12とは、正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、温度上昇による入力側増幅器1st_Stg_LBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ11と出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ12との利得の低下を補償することが可能となる。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_LBのエミッタ接地ＲＦ増幅ＨＢＴＱ12の利得の低下が補償される。その結果、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信に際して、ＲＦ電力増幅器のパワーゲインの低下を補償することができる。

図６で第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が飽和型の非線形動作の第１動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_HBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Non-Linear)に示すように極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、飽和型の非線形動作の第１動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ21と出力側バイアス回路2nd_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ22とは、極めて小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に制御される。従って、入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ21と出力側増幅器2nd_Stg_HBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ22との増幅利得は、小さな温度依存性を持つ安定な大きな値に設定される。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_HBのエミッタ接地ＲＦ増幅ＨＢＴＱ22は波形クリップを生じて飽和型の非線形動作によるＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を増幅するものとなる。この時には、温度上昇によりＲＦ増幅ＨＢＴＱ21、Ｑ22のＤＣバイアス電流が増大することが無いので、消費電力の無駄な増大と電力付加効率(ＰＡＥ)の低下とを回避することができる。

図６で第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際には、バイアス電流Ｉbias_HBは、図２(Ｃ)の直流バイアス電流Ｉ₃(Linear)に示すように正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、非飽和型の線形動作の第２動作モードでは、入力側バイアス回路1st_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ21と出力側バイアス回路2nd_BC_HBの入力バイアス電流Ｉ22とは、正の温度依存性を持つ直流バイアス電流に制御される。従って、温度上昇による入力側増幅器1st_Stg_HBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ21と出力側増幅器2nd_Stg_LBのＲＦ増幅ＨＢＴＱ22との利得の低下を補償することが可能となる。その結果、最終増幅段としての出力側増幅器2nd_Stg_HBのエミッタ接地ＲＦ増幅ＨＢＴＱ22の利得の低下が補償される。その結果、ＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号の送信に際して、ＲＦ電力増幅器のパワーゲインの低下を補償することができる。

《２個のＲＦ電力増幅器に共通のバイアス制御》
図７は、図５に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置ＲＦ＿ＰＡＭ１の第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１と第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２とに共通に使用されるバイアス制御の構成を示す図である。

図７で第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の増幅段１０_LBと第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅段１０_HBとに共通使用のバイアス制御は、バイアス制御回路２０と温度依存電流発生回路３０と基準電流・電圧発生器４０により構成されている。図７の共通使用のバイアス制御のバイアス制御回路２０と温度依存電流発生回路３０と基準電流・電圧発生器４０は、図１のＲＦ電力増幅器の回路と略同様に構成されている。

ただし、図７のバイアス制御回路２０では、抵抗Ｒ51、Ｒ52の抵抗値がハイバンド・ローバンド選択信号HB/LBにより切り換えられるように構成されている。

すなわち、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００とのいずれかを送信するため第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が活性化される場合には、ハイバンド・ローバンド選択信号HB/LBによって抵抗Ｒ51、Ｒ52の抵抗値は比較的高い値に設定される。ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００の略０．８ＧＨｚ〜１．０ＧＨｚの第１周波数帯域の第１ＲＦ送信入力信号Ｐin_LBを第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１が増幅する際に、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の増幅段１０_LBのＲＦ増幅素子Ｑ22は比較的高い利得を持つ。この条件では、抵抗Ｒ51、Ｒ52の比較的高い抵抗値により、第１ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ１の増幅段１０_LBのＲＦ増幅素子Ｑ22のバイアス電流Ｉ₃は比較的低い電流値に設定される。

また、ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００とのいずれかを送信するため第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が活性化される場合には、ハイバンド・ローバンド選択信号HB/LBによって抵抗Ｒ51、Ｒ52の抵抗値は比較的低い値に設定される。ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００とＷＣＤＭＡ１９００との略１．７ＧＨｚ〜２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つ第２ＲＦ送信入力信号Ｐin_HBを第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２が増幅する際に、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅段１０_LHのＲＦ増幅素子Ｑ22は比較的低い利得を持つ。この条件では、抵抗Ｒ51、Ｒ52の比較的高い抵抗値により、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅段１０_LHのＲＦ増幅素子Ｑ22のバイアス電流Ｉ₃は比較的高い電流値に設定される。その結果、第２ＲＦ電力増幅器ＨＰＡ２の増幅段１０_LHのＲＦ増幅素子Ｑ22の利得の低下が補償されることができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図５や図６おいて、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出する送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーPCLPL_LB、PCLPL_HB以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。

更に図５や図６において、出力側増幅器2nd_Stg_LBのＨＢＴＱ12と出力側増幅器2nd_Stg_HBのＨＢＴＱ22の熱暴走を抑圧するために、ベースバラストもしくはエミッタバラストの抵抗をＨＢＴに接続することが推奨される。

図１は、ＧＳＭ通信でのＧＭＳＫ一定包絡線信号を送信する飽和型の非線形増幅の第１動作モードとＥＤＧＥ通信での3π/8-8PSKとＷＣＤＭＡでの通信でのＨＰＳＫとの包絡線変化信号を送信する非飽和型の線形増幅の第２動作モードとをサポートする本発明の実施の形態によるＲＦ電力増幅器を示す図である。 図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器の各部の電流の温度依存性を示す図である。 図３は、図１に示したＲＦ電力増幅器がＥＤＧＥ通信の3π/8-8PSKまたはＷＣＤＭＡの通信でのＨＰＳＫの包絡線変化信号を送信するための非飽和型の線形動作の第２動作モードを行う際の送信電力の温度依存特性を示すものである。 図４は、図１に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置を搭載した基地局との通信を行う携帯電話のシステム構成を示す図である。 図５は、図４に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置の第１ＲＦ電力増幅器と第２ＲＦ電力増幅器との構成を示す回路図である。 図６は、本発明の更に他の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置を示す回路図である。 図７は、図５に示した本発明の１つの実施の形態によるＲＦ電力増幅装置の第１ＲＦ電力増幅器と第２ＲＦ電力増幅器とに共通に使用されるバイアス制御の構成を示す図である。 図８は、最終増幅段としてのＮチャンネルＲＦ増幅用ＬＤＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧・ドレイン電流の温度依存性を示す図である。

符号の説明

１０ 増幅段
２０ バイアス制御回路
３０ 温度依存電流発生回路
４０ 基準電流・電圧発生器
Ｑ10 ソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｑ11 ダイオード接続ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
Ｐin ＲＦ増幅入力信号
Ｐout ＲＦ増幅出力信号
４０１ バンドギャップ基準電圧発生器
ＤＡ1、ＤＡ2、ＤＡ3、ＤＡ4 差動増幅器
Ｖ_BGR バンドギャップ基準電圧
Ｖramp ランプ電圧
Ｖ_DET パワー検出信号
Ｖapc ＡＰＣ制御電圧
Ｉcont 制御入力電流源
Ｒ1、Ｒ2、Ｒ3、Ｒ4、Ｒ51、Ｒ52 抵抗
Ｄ1 感温素子としてのダイオード
ＳＷ11、ＳＷ12、ＳＷ2 スイッチ
Non-Linear、Linear 動作モード信号
Ｉref 基準電流
Ｉ_T1、Ｉ_T2、Ｉ_T3、Ｉ_T4 正の温度依存性を有する電流
Ｉ₂ 小さな温度依存性を有する電流
Ｉ₃ 直流バイアス電流

Claims (18)

1. ＲＦ増幅入力信号を増幅してＲＦ増幅出力信号を生成する増幅段と、前記増幅段のトランジスタの直流バイアス電流を設定するバイアス制御ユニットとを具備して、
   温度上昇により、前記増幅段の前記トランジスタの増幅利得が低下するものであり、
   前記バイアス制御ユニットに動作モード信号が供給されることにより、前記増幅段が飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記バイアス制御ユニットは前記増幅段を制御して、
   前記増幅段が飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段の前記トランジスタの前記直流バイアス電流を小さな温度依存性に設定するものであり、
   前記増幅段が非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作する際には、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段の前記トランジスタの前記直流バイアス電流を前記小さな温度依存性よりも大きな正の温度依存性に設定するものであり、
   前記バイアス制御ユニットは、
   第１抵抗に基づいて生成される第１電流を、前記直流バイアス電流を設定するための電流経路に供給するか否かを制御する第１スイッチと、
   前記第１抵抗よりも大きい第２抵抗に基づいて生成され、前記第１電流よりも小さい第２電流を前記電流経路に供給するか否かを制御する第２スイッチと、
   前記第１電流及び前記第２電流よりも大きな正の温度依存性を持つ第３電流を前記電流経路に供給するか否かを制御する第３スイッチと、を含み、
   前記増幅段が前記第１動作モードで動作する際には、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを制御することにより前記第２電流及び前記第３電流の供給を停止するとともに、前記第１スイッチを制御することにより前記第１電流を供給し、
   前記増幅段が前記第２動作モードで動作する際には、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを制御することにより前記第２電流及び前記第３電流を供給するとともに、前記第１スイッチを制御することにより前記第１電流の供給を停止するＲＦ電力増幅装置。
2. 前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの動作では、前記ＲＦ増幅入力信号はＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、
   非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの動作では、前記ＲＦ増幅入力信号はＥＧＤＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。
3. 前記第３電流は、正の温度特性を持つ第４電流と、前記バイアス制御ユニットに含まれるバンドギャップ基準電圧発生器を利用して生成され前記第４電流よりも小さい温度依存性を持つ第５電流との差分に基づいて生成される請求項１に記載のＲＦ電力増幅装置。
4. 前記第４電流は、前記バイアス制御ユニットに含まれる感温素子を利用して生成される請求項３に記載のＲＦ電力増幅装置。
5. 前記増幅段の前記トランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタである請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
6. 前記増幅段の前記トランジスタはヘテロバイポーラトランジスタである請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
7. 第１状態の前記動作モード信号に応答して、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段を前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードに設定して、
   前記第１状態と異なった前記第２状態の前記動作モード信号に応答して、前記バイアス制御ユニットは前記増幅段を前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードから前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードに切り換える請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
8. 前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチは、前記第１状態の前記動作モード信号と前記第１状態と異なった前記第２状態の前記動作モード信号とに応じて制御され、
   前記第１スイッチは、前記第１状態の前記動作モード信号に応答して前記第１電流を前記電流経路に供給することにより、前記増幅段を前記第１動作モードに設定し、
   前記第２スイッチ及び前記第３スイッチは、前記第２状態の前記動作モード信号に応答して前記第２電流及び前記第３電流を前記電流経路に供給することにより、前記増幅段を前記第２動作モードに設定する請求項７に記載のＲＦ電力増幅装置。
9. 前記増幅段と前記バイアス制御ユニットは、シリコン半導体チップに形成された請求項４に記載のＲＦ電力増幅装置。
10. 第１電力増幅器と、第２電力増幅器と、バイアス制御ユニットとを具備して、
    前記第１電力増幅器は、略０．８ＧＨｚから１．０ＧＨｚの第１周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式の第１ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
    前記第２電力増幅器は、略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第２周波数帯域を持つＴＤＭＡ方式と略１．７ＧＨｚから２．０ＧＨｚの第３周波数帯域を持つＷＣＤＭＡ方式との第２ＲＦ送信入力信号を増幅するものであり、
    前記第１電力増幅器は前記第１ＲＦ増幅入力信号を増幅して第１ＲＦ増幅出力信号を生成する第１増幅段を具備するものであり、温度上昇により前記第１増幅段の第１トランジスタの増幅利得が低下するものであり、
    前記第２電力増幅器は前記第２ＲＦ増幅入力信号を増幅して第２ＲＦ増幅出力信号を生成する第２増幅段を具備するものであり、温度上昇により前記第２増幅段の第２トランジスタの増幅利得が低下するものであり、
    前記バイアス制御ユニットに動作モード信号が供給されることにより、前記第１増幅段と前記第２増幅段とが飽和型の非線形増幅の第１動作モードと非飽和型の線形増幅の第２動作モードとで動作するように前記バイアス制御ユニットは前記第１増幅段と前記第２増幅段とを制御して、
    前記第１増幅段と前記第２増幅段とが飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードで動作可能にされる際には、前記バイアス制御ユニットは前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの直流バイアス電流を小さな温度依存性に設定するものであり、
    前記第１増幅段と前記第２増幅段とが非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードで動作可能にされる際には、前記バイアス制御ユニットは前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの前記直流バイアス電流を前記小さな温度依存性よりも大きな正の温度依存性に設定するものであり、
    前記バイアス制御ユニットは、
    第１抵抗に基づいて生成される第１電流を、前記直流バイアス電流を設定するための電流経路に供給するか否かを制御する第１スイッチと、
    前記第１抵抗よりも大きい第２抵抗に基づいて生成され、前記第１電流よりも小さい第２電流を前記電流経路に供給するか否かを制御する第２スイッチと、
    前記第１電流及び前記第２電流よりも大きな正の温度依存性を持つ第３電流を前記電流経路に供給するか否かを制御する第３スイッチと、を含み、
    前記増幅段が前記第１動作モードで動作する際には、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを制御することにより前記第２電流及び前記第３電流の供給を停止するとともに、前記第１スイッチを制御することにより前記第１電流を供給し、
    前記増幅段が前記第２動作モードで動作する際には、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチを制御することにより前記第２電流及び前記第３電流を供給するとともに、前記第１スイッチを制御することにより前記第１電流の供給を停止するＲＦ電力増幅装置。
11. 飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードでの動作では、前記第１ＲＦ増幅入力信号と前記第２ＲＦ増幅入力信号とはＧＳＭ通信での一定包絡線信号であり、非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードでの動作では、前記１ＲＦ増幅入力信号と前記第２ＲＦ増幅入力信号とはＥＧＤＥ通信とＷＣＤＭＡ通信とのいずれか一方の包絡線変化信号である請求項１０に記載のＲＦ電力増幅装置。
12. 前記第３電流は、正の温度特性を持つ第４電流と、前記バイアス制御ユニットに含まれるバンドギャップ基準電圧発生器を利用して生成され前記第４電流よりも小さい温度依存性を持つ第５電流との差分に基づいて生成される請求項１０に記載のＲＦ電力増幅装置。
13. 前記第４電流は、前記バイアス制御ユニットに含まれる感温素子を利用して生成される請求項１２に記載のＲＦ電力増幅装置。
14. 前記第１増幅段と前記第２増幅段との前記第１トランジスタと前記第２トランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタである請求項１３に記載のＲＦ電力増幅装置。
15. 前記第１増幅段と前記第２増幅段との前記第１トランジスタと前記第２トランジスタはヘテロバイポーラトランジスタである請求項１３に記載のＲＦ電力増幅装置。
16. 第１状態の前記動作モード信号に応答して、前記バイアス制御ユニットは前記第１増幅段と前記第２増幅段とを前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードに設定して、
    前記第１状態と異なった前記第２状態の前記動作モード信号に応答して、前記バイアス制御ユニットは前記第１増幅段と前記第２増幅段とを前記飽和型の非線形増幅の前記第１動作モードから前記非飽和型の線形増幅の前記第２動作モードに切り換える請求項１３に記載のＲＦ電力増幅装置。
17. 前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、及び前記第３スイッチは、前記第１状態の前記動作モード信号と前記第１状態と異なった前記第２状態の前記動作モード信号とに応じて制御され、
    前記第１スイッチは、前記第１状態の前記動作モード信号に応答して前記第１電流を前記電流経路に供給することにより、前記第１増幅段と前記第２増幅段とを前記第１動作モードに設定し、
    前記第２スイッチ及び前記第３スイッチは、前記第２状態の前記動作モード信号に応答して前記第２電流及び前記第３電流を前記電流経路に供給することにより、前記第１増幅段と前記第２増幅段とを前記第２動作モードに設定する請求項１６に記載のＲＦ電力増幅装置。
18. 前記第１増幅段と前記第２増幅段と前記バイアス制御ユニットは、シリコン半導体チップに形成された請求項１３に記載のＲＦ電力増幅装置。

Images