JP5027693B2 - Ｆｓｋ受信装置 - Google Patents

Description

本発明はシングルコンバージョン方式、及びＬｏｗ−ＩＦ（低ＩＦ）方式等の中間周波数が存在する受信装置に関し、ＩＦバンドパスフィルタとＦＳＫ検波器を用いた受信装置に関する。

近年、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）帯又は特定小電力無線などの通信機器は、小型化、低消費電力化が求められ、多くの機能がＩＣ化されている。これらに用いられる受信機も同様に、ＬＮＡ、Ｍｉｘｅｒ、ＩＦフィルタ、発振器、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）周波数シンセサイザ、復調器などの機能回路のＩＣ内蔵化が進んでいる。また、特にリモートキーレスエントリ（ＲＫＥ：Remote Keyless Entry）／タイヤ空気圧センサ（ＴＰＭＳ：tire pressure monitoring system）を主な用途とした受信機ではＩＦフィルタの内蔵化が進み、ＩＦ周波数は外付けセラミックフィルタを用いた従来の１０．７ＭＨｚから数１００ｋＨｚのＬｏｗ−ＩＦへ移行している。

一方、受信感度の高感度化も急速に進んでおり、ＩＦフィルタ帯域幅の最適化、また検波回路の高感度化が受信装置を構成する上で重要な課題の一つとなっている。特にＦＳＫ受信装置の場合、図５に示すように、顧客やシステム、又は仕向け先国によって周波数偏差が異なる。図５に示すように、動作条件の変化等による周波数の基準値（ｆ）からのずれ（Δｆ）は、日本国内メーカであれば３０乃至５０ｋＨｚであるが、例えば韓国メーカであると数ｋＨｚであり、大きく異なる。
さらに、送信機が安価な低い周波数安定度（±数１００ｐｐｍ）のＳＡＷ（surface acoustical wave）リゾネータを用いた構成と高価な高い周波数安定度（±数１０ｐｐｍ）の水晶振動子を用いた構成がある。このように様々な仕様・構成がある中で、それに合わせて１つのＦＳＫ受信装置で、受信感度の高感度化を実現するためにＩＦフィルタの帯域幅最適化手法、及びＦＳＫ検波回路の検波感度の最適化手法が益々重要になってきている。図６は、ＦＳＫ検波回路の検波感度を説明するためのグラフ図である。横軸に周波数偏差を取り、縦軸にＦＳＫ検波回路の出力電圧差を取ったとき、その傾きが検波感度を示す。検波感度が小さいと出力電圧差ΔＶが小さくなり検出が難しくなるが、検波感度が大きすぎると検波可能範囲が小さくなる。

図７は、特許文献１に記載の通過帯域制御装置を示す図である。ＦＳＫ受信装置２００はミキサ２０２とＢＰＦ２０３とＡ／Ｄ変換器２０４とＨＰＦ２０５とＬＰＦ２０６と検波器２０７とＤＣ検出器２０８とＶＣＯ（voltage controlled oscillator）２０９とフィルタ係数選択部２１０から構成されている。ＦＳＫ受信装置２００はまず外部からアンテナを介して入力されるＲＦ信号とＶＣＯ２０９からの局部発振信号とをミキサ２０２にて混合してＩＦ信号を生成する。これをＢＰＦ２０３にて不要周波数帯域をカットした後、Ａ／Ｄ変換器２０４にてデジタル変換する。次にＦＳＫ受信装置２００は、ＩＦ信号の低周波成分をＨＰＦ２０５にてカットすると共に、高周波成分をＬＰＦ２０６にてカットする。

続いて、ＦＳＫ受信装置２００は、検出器２０７にてＩＦ信号を検波して検波信号を取得する（図８（ａ））。そして、ＤＣ検出器２０８にて検出される検波信号のＤＣ成分に対し、自動周波数制御（ＡＦＣ：Automatic Frequency Control）動作を行うことにより、図８（ｂ）に示すように、ＩＦ信号の中心周波数をＨＰＦ２０５とＬＰＦ２０６との中心周波数ｆｃに合致させる。その後、ＦＳＫ受信装置２００は、ＨＰＦ２０５とＬＰＦ２０６とのフィルタ係数を変更して、図８（ｃ）に示すように、理想的な帯域幅の、換言すればＩＦ信号のスペクトラムにほぼ一致した帯域を設定する。

また、特許文献２には、受信信号から受信モードを判別して最適な設定状態に受信器の付加回路手段を自動的に制御する受信機が開示されている。この従来の受信機においては、受信信号を第１の中間周波信号に変換し、これを２分して一方を広帯域フィルタと帯域幅可変フィルタを介して第１の復調信号に変換する。この受信系統にＡＧＣ手段を設け、第１の復調信号をトーン調整手段を介して低周波として出力する。また、他方を狭帯域フィルタ２４を介して第２の復調信号に変換する。第１と第２の復調信号のレベルから混信判別手段で混信状況を判別する。広帯域フィルタ及び狭帯域フィルタを経た信号をそれぞれ第１及び第２のフーリエ変換手段で高速フーリエ変換する。中央演算手段は、混信のない状況でフーリエ変換された信号のパターンから受信モードを判別し、これに応じて帯域幅可変フィルタとＡＧＣ手段及びトーン調整手段を制御する。
特開２００７−１５８７８０号公報 特開平７−５８６５４号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術ではＩＦフィルタを形成するＨＰＦ２０５及びＬＰＦ２０６の通過帯域のみ制御可能で、検波器２０７の検波感度が固定である。そのため入力されるＦＳＫ変調信号の周波数偏差が想定する値より大きい仕様の場合、何らかの影響（素子ばらつき、温度変動、又は電源電圧変動）にてＦＳＫ検波器の検波可能範囲を外れ、正常に検波できず、受信できない可能性がある。一方、周波数偏差が想定する値より小さい仕様の場合、検出器にて出力される周波数偏差±Δｆに対するＤＣ成分の差電圧ΔＶが想定する周波数偏差の場合より小さくなるためコンパレータ入力部におけるＳ／Ｎが劣化し、受信感度が悪化する。

また、特許文献２に記載の技術においては、受信信号の受信モードを判別し、付加回路手段である帯域幅可変フィルタ及びＡＧＣ手段を、判別した受信モードに対して最適な設定状態に自動調整するものである。従って、それぞれの受信モードにおける復調回路の最適化は実施されていない。復調回路の最適化が実施されないと、例えばＦＭ変調信号の場合、異なる周波数偏差Δｆ１とΔｆ２（Δｆ１＞Δｆ２）の仕様がある場合、偏差の小さいΔｆ２の仕様は受信感度が劣化してしまうという問題点がある。

さらに一旦、信号を受信して受信モード（ＣＷ、ＲＴＴＹ、ＳＳＢ、ＡＭ及びＦＭ等）を判別するため、例えばＲＫＥのような間欠動作をしているシステムでは立ち上がり時間が遅く、受信部の動作がＯＮしている状態を長く設定する必要があり、システムの消費電力が増加する可能性がある。さらにまた、種々の受信モードに対応できる反面、構成が複雑になっており、チップ面積増加、つまりコストアップに繋がるため、変調方式が固定であるシステムに対しては不適である。

本発明のかかる受信装置は、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号の通過帯域を制限する通過帯域制限部と、前記通過帯域制限部を通過したＩＦ信号を検波して検波信号を生成する検波部と、前記検波部の検波感度及び前記通過帯域制限部の通過帯域幅を制御する制御部とを有し、前記制御部は、前記通過帯域幅に応じて前記検波感度を制御するものである。

本発明にかかる受信方法は、通過帯域制限部によりＩＦ（Intermediate Frequency）信号の通過帯域を制限し、前記通過帯域制限部の通過帯域幅に応じた検波感度の検波器により前記通過帯域制限部を通過したＩＦ信号を検波して検波信号を生成するものである。

本発明においては、例えば周波数偏差に応じて通過帯域制限部の通過帯域幅を決定することができ、その際、通過帯域幅に応じて検波感度が決定されるようにしたので、例えば、通過帯域幅を狭くした場合は検波感度が高くなるよう、通過帯域幅を広くした場合は検波感度が低くなるよう制御することができる。

本発明によれば、様々な周波数偏差の仕様、また送信機の周波数安定度に合わせた高感度の受信を実現する受信装置を提供することができる。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。この実施の形態は、本発明を、ＦＳＫ（周波数変調：Frequency ShＩＦt Keying）受信装置に適用したものである。

図１は、本発明の実施の形態にかかる受信器を示すブロック図である。ＦＳＫ受信装置１００は、初段の低雑音増幅器１、ミキサ２、ＩＦ（Intermediate Frequency）信号の通過帯域を制限する通過帯域制限部としてのＩＦバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３、ＩＦリミッタアンプ４、ＩＦＢＰＦ３を通過したＩＦ信号を検波して検波信号を生成するＦＳＫ検波器５、コンパレータ６、ローカル信号を生成するＰＬＬ７、及びＦＳＫ検波器５の検波感度及びＩＦＢＰＦ３の通過帯域幅を制御する制御ブロック８を有する。制御ブロック８は、ＩＦＢＰＦ３の通過帯域幅とＦＳＫ検波器５の検波感度を連動して制御する外部調整端子を有する。

初段の低雑音増幅器１は、周波数偏差ΔｆのＦＳＫ受信高周波信号ｆＲＦ±Δｆを増幅する。ミキサ２は、低雑音増幅器１の出力信号とＰＬＬの出力信号が入力され周波数ｆＩＦ±ΔｆのＩＦ信号を出力する。このＩＦ信号がＩＦバンドパスフィルタ３に入力される。このときＩＦバンドパスフィルタ３は、周波数偏差Δｆ、及び送信機の周波数安定度に合わせ、外部調整端子にて調整された制御ブロック８により周波数偏差Δｆに対して必要最低限の帯域幅に制御されている。ＩＦリミッタアンプ４は、ＩＦバンドパスフィルタ３の出力信号の振幅制限し、ＦＳＫ検波器５に入力する。

ＦＳＫ検波器６はＩＦバンドパスフィルタ３の帯域幅と同様に、制御ブロック８にて周波数偏差Δｆに対して最大の検波感度に制御され、周波数偏差±Δｆに対応したＤＣ差電圧ΔＶを出力する。この出力差電圧がコンパレータ６に入力され、デジタル信号に復調された信号を出力する。

図２は、図１に示す本実施の形態にかかるＦＳＫ受信装置の詳細を示す図である。本実施の形態においては、ＩＦバンドパスフィルタ３は、ＬＰＦ３１と周波数シフタ３２とＩＦフィルタ電流源３３とを有する複素バンドパスフィルタとする。この複素バンドパスフィルタ３において、ＩＦフィルタ電流源３３は、周波数シフタ３２の周波数をシフトする。周波数シフタ３２が、ＬＰＦ３１の低周波側をシフトすることでバンドパスフィルタを構成する。

また、ＦＳＫ検波器５は、位相比較器５１、ＬＰＦ５２、アンプ５３、ＣＣＯ（Current Controlled Oscillator）５４、ＦＳＫ検波器電流源５５を有するＰＬＬ型ＦＳＫ検波器とすることができる。ＩＦバンドパスフィルタ３の出力信号はＩＦリミッタアンプにより振幅制限され位相比較器５１に入力される。位相比較器５１ではＣＣＯ５４からの信号と入力信号との位相が比較される。位相比較器５１の出力はローパスフィルタ５２に入力され高周波成分がカットされる。ローパスフィルタ５２の出力がアンプ５３に入力される。アンプ５３のゲインは後述する制御ブロック８からの第１の電流により制御されており、このゲインに応じた信号を出力する。

制御ブロック８は、基準電源８１、外付け抵抗８２、トランジスタ８３〜８７、定電流源８８及び外部調整端子８９を有し、複素バンドパスフィルタ３のＬＰＦ３１のカットオフ周波数ｆｃを外部調整端子８９に接続される外付け抵抗値Ｒｅｘｔによって決定される電流にて制御することができる。また、ＰＬＬ型ＦＳＫ検波器５のアンプ５３のゲイン、即ち検波感度を外付け抵抗値Ｒｅｘｔ及び定電流源８８の電流値で調整することができる。
外付け抵抗８２は外部調整端子８９と接地との間に接続されている。外部調整端子８９と電源との間にはトランジスタ８３及び抵抗Ｒ１が接続されている。トランジスタ８４は、トランジスタ８３とカレントミラーを構成し、エミッタは抵抗Ｒ２を介して電源に接続されている。コレクタはトランジスタ８５のエミッタに接続されている。トランジスタ８５のコレクタは抵抗Ｒ３を介して接地に接続されている。トランジスタ８６は、トランジスタ８５とカレントミラーを構成する。トランジスタ８６のエミッタがＩＦバンドパスフィルタ３のＬＰＦ３１と接続されている。コレクタは抵抗Ｒ４を介して接地に接続されている。トランジスタ８７のベースはトランジスタ８６のベースと接続され、コレクタは抵抗Ｒ５を介して接地に接続されている。またエミッタと接地の間に定電流源８８が接続されている。エミッタはアンプ５３と接続されている。

ここで外付け抵抗値Ｒｅｘｔを決定すると、トランジスタ８６のエミッタに流れる第２の電流としての電流Ｉｒｅｆと、トランジスタ８７のエミッタに流れる第１の電流としての電流Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆが決定する。電流ＩｒｅｆによりＬＰＦ３１のカットオフ周波数を制御する。電流Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆによりアンプ５３のゲイン、すなわちＦＳＫ検波器５の検波感度を制御する。制御ブロック８は、外付け抵抗Ｒｅｘｔ及び定電流源Ｉｄｃの大きさを決定することで、電流Ｉｒｅｆ、電流Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆの電流値を決定し、ＬＰＦ３１のカットオフ周波数及びアンプ５３のゲインを制御する。この際、制御ブロック８は、電流Ｉｒｅｆが大きくなってＩＦバンドパスフィルタ３の通過帯域幅が小さくなると、電流Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆが小さくなり、アンプ５３のゲインが大きくなるよう構成される。反対に、電流Ｉｒｅｆが小さくなってＩＦバンドパスフィルタ３の通過帯域幅が大きくなると、電流Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆが大きくなり、アンプ５３のゲインが小さくなるよう構成さえる。

一般的に受信感度は以下の式にて見積られる。
［受信感度］＝［熱雑音］＋［システムノイズ特性］＋［システム帯域幅］＋［コンパレータの比較可能Ｓ／Ｎ］・・・（１）

例えば、システムノイズ特性が５ｄＢ、システムの帯域幅（ＩＦフィルタ帯域幅）が３５０ｋＨｚ、コンパレータの比較可能なＳ/Ｎが６ｄＢのシステム構成の場合の受信感度は
１０×ｌｏｇ（１．３８ｅ−２３×２９８×１０００）＋５＋１０×ｌｏｇ（３５０ｅ３）＋６＝−１０７ｄＢｍ・・・（２）
と見積られる。

従って、受信感度を上げるためには、主に初段の低雑音増幅器１のノイズ特性で決定されるシステムノイズ特性を下げるか、又はＩＦバンドパスフィルタ３の帯域幅を狭くする方法が考えられる。またＦＳＫ検波器５の検波感度が大きいほどコンパレータ６の入力部のＳ／Ｎは大きくなるので検波感度が大きいほど受信感度は高くなる。

しかしながらＦＳＫ受信装置は一般的に温度変動、電源電圧変動、ＩＣ内部の素子ばらつきを考慮して周波数偏差Δｆの約５倍以上のＩＦバンドパスフィルタ３の帯域幅、及びＦＳＫ検波器５の検波可能範囲を確保する必要がある。さらに送信機の周波数安定度が低い場合、それに応じてさらにＩＦバンドパスフィルタ３の帯域幅、ＦＳＫ検波器の検波可能範囲を拡げる必要がある。

図２に示す本実施の形態にかかる受信装置の構成では、以下の関係が成り立つ。
［複素バンドパスフィルタの帯域幅］∝［ＬＰＦの電流値Ｉｒｅｆ］∝１／Ｒｅｘｔ・・・（３）
［ＦＳＫ検波器の検波感度］∝［ＦＳＫ検波器のアンプのゲイン］∝［ＦＳＫ検波器のアンプの電流値（Ｉｄｃ−Ｉｒｅｆ）］∝Ｒｅｘｔ・・・（４）

よって、周波数偏差Δｆ１の仕様の場合、電流調整用外付け抵抗Ｒｅｘｔを調整し、ＩＦフィルタの帯域幅及びＦＳＫ検波器の検波可能範囲をΔｆ１×約５倍に連動させて制御することにより高い受信感度が得ることができる。

ここで、周波数偏差Δｆ２（例としてΔｆ２＜Δｆ１）の仕様の場合、図３に示すようにΔｆ２がΔｆ１に対して小さい分だけ複素バンドパスフィルタ３の帯域幅を狭くすることが可能である。図３は、横軸に周波数偏差をとり縦軸にゲインを取ってＩＦフィルタ特性を示す図である。図３に示すように、周波数偏差Δｆ２が小さいと、ｆ＝０からのずれ量が小さいのでより狭い帯域を検波するのみでよくなる。同様に図４に示すようにΔｆ２がΔｆ１に対して小さい分だけＦＳＫ検波可能範囲も狭くすることが可能である。図４は、ＦＳＫ検波器検波感度特性を示す図である。図４に示すように、横軸に周波数偏差、縦軸にＦＳＫ検波器出力電圧を取ったときの傾きが検波感度となる。Δｆ１の場合、−Δｆ１〜Δｆ１の出力電圧差はΔＶ１となる（実線）。これに対し、周波数偏差がΔｆ２になると−Δｆ２〜Δｆ２の出力電圧差はΔＶ２（ΔＶ２＜ΔＶ１）となってしまう。そこで、−Δｆ２〜Δｆ２の間であっても出力電圧差ΔＶ１を得るためには検波感度を大きくする必要がある（破線）。検波感度を大きくすることにより−Δｆ２〜Δｆ２の出力電圧差もΔＶ１とすることができる。

以上のことから式（３）、（４）より、外付け抵抗Ｒｅｘｔを大きくし、複素バンドパスフィルタ３の帯域幅を狭くすることでシステム帯域ノイズを抑える。且つ、ＦＳＫ検波器の検波感度を大きくすることで、コンパレータ６に入力される差電圧ΔＶを周波数偏差Δｆ１の検波感度の時（ΔＶ２）と比べて大きくすることでＳ／Ｎをあげ、高い受信感度を得ることができる。

さらに送信機の構成がＳＡＷリゾネータのように低い周波数安定度（±数１００ｐｐｍ）の場合も同様に、その安定度に合わせて電流調整用外付け抵抗Ｒｅｘｔを調整することで必要最低限の複素バンドパスフィルタ帯域幅に制御し、またそれと連動してＦＳＫ検波器５の検波感度を大きくすることで、高い受信感度を得ることができる。

本実施の形態においては、ＦＳＫ受信装置に要求される様々な仕様（周波数偏差、送信機の周波数安定度）に応じて電流調整用外付け抵抗Ｒｅｘｔを調整することでＩＦバンドパスフィルタ帯域幅、及びＦＳＫ検波器の検波感度を連動させて最適化することが可能なため、高感度の受信を実現することができる受信装置を提供することができる。

すなわち、異なる仕様の周波数偏差のシステムに対しても、電流調整用外付け抵抗Ｒｅｘｔを調整することで、高感度に受信可能なＦＳＫ受信装置が実現可能となる。また、送信機の周波数安定度が異なる構成に対しても、電流調整用外付け抵抗Ｒｅｘｔを調整することで、高感度に受信可能なＦＳＫ受信装置が実現可能である。さらに、ブロック構成が単純であり、チップレイアウト面積が小さくできるためＩＣに好適である。

なお、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

本発明の実施の形態にかかる受信器を示すブロック図である。 図１に示す本実施の形態にかかるＦＳＫ受信装置の詳細を示す図である。 横軸に周波数偏差をとり縦軸にゲインを取ってＩＦフィルタ特性を示す図である。 ＦＳＫ検波器検波感度特性を示す図である。 周波数偏差を示す図である。 検波感度を説明する図である。 特許文献１に記載の通過帯域制御装置を示す図である。 検波信号を示す図である。

符号の説明

１ 低雑音増幅器
２ ミキサ
３ バンドパスフィルタ
４ リミッタアンプ
５ ＦＳＫ検波器
６ コンパレータ
８ 制御ブロック
３１ ＬＰＦ
３２ 周波数シフタ
３３ フィルタ電流源
５１ 位相比較器
５２ ローパスフィルタ
５３ アンプ
５４ ＣＣＯ
５５ 検波器電流源
８１ 基準電源
８２ 外付け抵抗
８３−８７ トランジスタ
８８ 定電流源
８９ 外部調整端子
１００ 受信装置

Claims (10)

1. ＩＦ（Intermediate Frequency）信号の通過帯域を制限する通過帯域制限部と、
   前記通過帯域制限部を通過したＩＦ信号を検波して検波信号を生成する検波部と、
   前記検波部の検波感度及び前記通過帯域制限部の通過帯域幅を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、受信するＦＳＫ変調信号の周波数偏差に応じて前記通過帯域幅を制御し、かつ、前記通過帯域幅に応じて前記検波感度を制御することを特徴とする受信装置。
2. 前記制御部は、前記通過帯域幅が小さくなるほど前記検波感度を大きくなるよう連動して制御する
   ことを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記制御部は、電流調整要外付け抵抗の抵抗値に応じて第１及び第２の電流を発生し、前記第１の電流により前記検波部の検波感度を制御し、前記第２の電流により前記通過帯域幅を制御する
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記通過帯域制限部は、複素バンドパスフィルタからなる
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
5. 前記検波部は、位相比較器、ローパスフィルタ及び増幅器を含むＰＬＬ（Phase Locked Loop）型ＦＳＫ検波器である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
6. 前記通過帯域制限部は、ローパスフィルタを含む複素バンドパスフィルタからなり、
   前記検波部は、位相比較器、ローパスフィルタ及び増幅器を含むＰＬＬ型ＦＳＫ検波器であって、
   前記第１の電流により前記増幅器の出力電圧を制御し、前記第２の電流により前記複素バンドパスフィルタの前記ローパスフィルタの遮断周波数を制御する
   ことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
7. 通過帯域制限部によりＩＦ（Intermediate Frequency）信号の通過帯域を制限し、
   前記通過帯域制限部の通過帯域幅が受信するＦＳＫ変調信号の周波数偏差に応じて制御され、かつ前記通過帯域幅に応じた検波感度の検波器により前記通過帯域制限部を通過したＩＦ信号を検波して検波信号を生成する、受信方法。
8. 前記検波信号を生成する際に、前記通過帯域幅が小さくなるほど前記検波感度を大きくなるよう連動して制御する
   ことを特徴とする請求項７記載の受信方法。
9. 電流調整要外付け抵抗の抵抗値に応じて第１及び第２の電流を発生し、
   前記第１の電流により前記検波器の検波感度を制御し、前記第２の電流により前記通過帯域幅を制御する
   ことを特徴とする請求項７又は８に記載の受信方法。
10. 前記通過帯域制限部は、ローパスフィルタを含む複素バンドパスフィルタからなり、
    前記検波器は、位相比較器、ローパスフィルタ及び増幅器を含むＰＬＬ型ＦＳＫ検波器であって、
    前記第１の電流により前記増幅器の出力電圧を制御し、前記第２の電流により前記複素バンドパスフィルタの前記ローパスフィルタの遮断周波数を制御する
    ことを特徴とする請求項９記載の受信方法。

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