JPH0964772A - ディジタル衛星放送受信機およびそのフロントエンド - Google Patents
ディジタル衛星放送受信機およびそのフロントエンドInfo
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- JPH0964772A JPH0964772A JP21356495A JP21356495A JPH0964772A JP H0964772 A JPH0964772 A JP H0964772A JP 21356495 A JP21356495 A JP 21356495A JP 21356495 A JP21356495 A JP 21356495A JP H0964772 A JPH0964772 A JP H0964772A
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ディジタル変調されたディジタル衛星放送の安
定受信に好適なディジタル衛星放送受信機を提供する。 【構成】少なくとも、第一の発振器９と、ミクサ４と、
周波数シンセサイザ６と、可変利得増幅器１３と第二の
発振器９と掛算器１５とから構成される直交検波器１１
と、ディジタル復調手段１８から構成されるディジタル
衛星放送受信機において直交検波器１１に入力される中
間周波信号の振幅を検知し、振幅に応じた第一の制御信
号１１２をミクサ４に出力し、この利得を制御する構成
と、ディジタル復調手段１８に入力される直交信号の振
幅を検知し振幅に応じた第二の制御信号１１３を出力
し、直交検波器１１内の利得可変増幅器１３の利得を制
御する構成を備える。
定受信に好適なディジタル衛星放送受信機を提供する。 【構成】少なくとも、第一の発振器９と、ミクサ４と、
周波数シンセサイザ６と、可変利得増幅器１３と第二の
発振器９と掛算器１５とから構成される直交検波器１１
と、ディジタル復調手段１８から構成されるディジタル
衛星放送受信機において直交検波器１１に入力される中
間周波信号の振幅を検知し、振幅に応じた第一の制御信
号１１２をミクサ４に出力し、この利得を制御する構成
と、ディジタル復調手段１８に入力される直交信号の振
幅を検知し振幅に応じた第二の制御信号１１３を出力
し、直交検波器１１内の利得可変増幅器１３の利得を制
御する構成を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調されたデ
ィジタル衛星放送の安定受信に好適なディジタル衛星放
送受信機に関する。
ィジタル衛星放送の安定受信に好適なディジタル衛星放
送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】地上放送、衛星放送、通信衛星等におい
て限られたチャネル数の有効利用を図るため、従来のア
ナログテレビジョン放送の１チャンネルで１番組サービ
スに対し、高能率のディジタル圧縮技術とディジタル変
調技術を用いることにより、アナログ伝送帯域の１チャ
ンネルで複数の番組サービスを行なう多チャンネル化デ
ィジタルテレビジョン放送が計画されている。これらの
ディジタル変調にはＱＰＳＫ変調やＭＳＫ変調等の直交
ディジタル変調が用いられる。
て限られたチャネル数の有効利用を図るため、従来のア
ナログテレビジョン放送の１チャンネルで１番組サービ
スに対し、高能率のディジタル圧縮技術とディジタル変
調技術を用いることにより、アナログ伝送帯域の１チャ
ンネルで複数の番組サービスを行なう多チャンネル化デ
ィジタルテレビジョン放送が計画されている。これらの
ディジタル変調にはＱＰＳＫ変調やＭＳＫ変調等の直交
ディジタル変調が用いられる。
【０００３】直交ディジタル変調信号を受信するディジ
タル衛星放送受信機の主要部を図９に示す。１はハイパ
スフィルタ、２は前置増幅器、３は可変同調フィルタ、
４はミクサ、５は第一の発振器、６は周波数シンセサイ
ザ、７はバンドパスフィルタ、８は中間周波増幅器、９
は第二の発振器、１０は振幅検波器、１１は直交検波器
であり、これらにより１２のフロントエンドを構成す
る。１３は可変利得増幅器、１４は９０度移相器、１５
Ａと１５Ｂは掛算器、１６Ａと１６Ｂは増幅器であり、
これらにより１１の直交検波器を構成する。１７はアナ
ログ・ディジタル変換器である。１８はディジタル復調
手段である。１９は制御マイコン、１００は入力端子、
１０１は屋外ユニットの電源端子、１０２は同調電源端
子、１０３はキャリア制御端子、１０４は電源端子、１
０５は直交検波器のＩ信号出力端子、１０７はアナログ
・ディジタル変換されたＩ信号出力、１０９はディジタ
ル復調されたＩ信号出力、１０６は直交検波器のＱ信号
出力、１０８はアナログ・ディジタル変換されたＱ信号
出力、１１０はディジタル復調されたＱ信号出力、１１
１は第二の発振器９の発振周波数の制御信号（キャリア
制御信号）である。
タル衛星放送受信機の主要部を図９に示す。１はハイパ
スフィルタ、２は前置増幅器、３は可変同調フィルタ、
４はミクサ、５は第一の発振器、６は周波数シンセサイ
ザ、７はバンドパスフィルタ、８は中間周波増幅器、９
は第二の発振器、１０は振幅検波器、１１は直交検波器
であり、これらにより１２のフロントエンドを構成す
る。１３は可変利得増幅器、１４は９０度移相器、１５
Ａと１５Ｂは掛算器、１６Ａと１６Ｂは増幅器であり、
これらにより１１の直交検波器を構成する。１７はアナ
ログ・ディジタル変換器である。１８はディジタル復調
手段である。１９は制御マイコン、１００は入力端子、
１０１は屋外ユニットの電源端子、１０２は同調電源端
子、１０３はキャリア制御端子、１０４は電源端子、１
０５は直交検波器のＩ信号出力端子、１０７はアナログ
・ディジタル変換されたＩ信号出力、１０９はディジタ
ル復調されたＩ信号出力、１０６は直交検波器のＱ信号
出力、１０８はアナログ・ディジタル変換されたＱ信号
出力、１１０はディジタル復調されたＱ信号出力、１１
１は第二の発振器９の発振周波数の制御信号（キャリア
制御信号）である。
【０００４】フロントエンド１２には屋外ユニット（図
示せず）から１ＧＨｚ帯のディジタル変調されたＲＦ信
号が入力端子１００から入力され、ハイパスフィルタ１
で低域の不要波が除去され、前置増幅器２で増幅された
後、可変同調フィルタ３でイメージ帯域が除去され、ミ
クサ４と第一の発振器５からなる周波数変換手段により
希望チャネルが４００ＭＨｚ帯の中間周波（ＩＦ）信号
に変換され、ミクサ４の出力はバンドパスフィルタ７で
不要波の除去を行ない増幅器８で増幅され、第二の発振
器９の出力から９０度移相器１４で発生させた位相の９
０度異なる２つのキャリア信号と掛算器１５Ａ、Ｂで掛
算され増幅器１６Ａ、Ｂを介して直交検波信号のＩ信号
を出力端子１０６から、Ｑ信号を出力端子１０７から出
力する。ここで直交検波器１１では掛算器１５Ａ、Ｂに
入力される信号の振幅を振幅検波器１０で検知し、この
振幅に応じた２つの制御信号、ＲＦＡＧＣ信号１１２と
ＩＦＡＧＣ信号１１３を出力する。ＲＦＡＧＣ信号１１
２はミクサ４に帰還され、ミクサ４内の可変利得増幅器
の利得を制御し、ＩＦＡＧＣ信号１１３は直交検波器１
１内の可変利得増幅器１３に帰還され、可変利得増幅器
１３の利得を制御し、掛算器１５Ａ、Ｂに入力される信
号の振幅を一定に保つ働きをする。この動作を自動利得
制御（ＡＧＣ）動作といい、ＲＦ信号の利得制御を行な
うＲＦＡＧＣ動作とＩＦ信号の利得制御を行なうＩＦＡ
ＧＣ動作の２つから成る。ＲＦＡＧＣ信号１１２はモニ
タ端子１１４でモニタ可能である。フロントエンド１２
から得られたＩ信号とＱ信号は、アナログ・ディジタル
変換器１７でそれぞれディジタル信号のＩ信号１０７と
Ｑ信号１０８に変換され、ディジタル復調手段１８では
復調動作によりＩとＱの復調信号１０９と１１０を出力
すると共に、キャリア再生動作が行なわれキャリア制御
信号１１１を出力する。キャリア制御信号は第二の発振
器９の発振周波数を制御する。
示せず）から１ＧＨｚ帯のディジタル変調されたＲＦ信
号が入力端子１００から入力され、ハイパスフィルタ１
で低域の不要波が除去され、前置増幅器２で増幅された
後、可変同調フィルタ３でイメージ帯域が除去され、ミ
クサ４と第一の発振器５からなる周波数変換手段により
希望チャネルが４００ＭＨｚ帯の中間周波（ＩＦ）信号
に変換され、ミクサ４の出力はバンドパスフィルタ７で
不要波の除去を行ない増幅器８で増幅され、第二の発振
器９の出力から９０度移相器１４で発生させた位相の９
０度異なる２つのキャリア信号と掛算器１５Ａ、Ｂで掛
算され増幅器１６Ａ、Ｂを介して直交検波信号のＩ信号
を出力端子１０６から、Ｑ信号を出力端子１０７から出
力する。ここで直交検波器１１では掛算器１５Ａ、Ｂに
入力される信号の振幅を振幅検波器１０で検知し、この
振幅に応じた２つの制御信号、ＲＦＡＧＣ信号１１２と
ＩＦＡＧＣ信号１１３を出力する。ＲＦＡＧＣ信号１１
２はミクサ４に帰還され、ミクサ４内の可変利得増幅器
の利得を制御し、ＩＦＡＧＣ信号１１３は直交検波器１
１内の可変利得増幅器１３に帰還され、可変利得増幅器
１３の利得を制御し、掛算器１５Ａ、Ｂに入力される信
号の振幅を一定に保つ働きをする。この動作を自動利得
制御（ＡＧＣ）動作といい、ＲＦ信号の利得制御を行な
うＲＦＡＧＣ動作とＩＦ信号の利得制御を行なうＩＦＡ
ＧＣ動作の２つから成る。ＲＦＡＧＣ信号１１２はモニ
タ端子１１４でモニタ可能である。フロントエンド１２
から得られたＩ信号とＱ信号は、アナログ・ディジタル
変換器１７でそれぞれディジタル信号のＩ信号１０７と
Ｑ信号１０８に変換され、ディジタル復調手段１８では
復調動作によりＩとＱの復調信号１０９と１１０を出力
すると共に、キャリア再生動作が行なわれキャリア制御
信号１１１を出力する。キャリア制御信号は第二の発振
器９の発振周波数を制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記に示したＡＧＣ動
作は掛算器１５Ａ、Ｂに入力される信号の振幅を基準と
しているため、掛算器１５Ａ、Ｂ以降で素子バラツキ、
あるいは温度変動などにより、ディジタル復調手段１８
に入力される信号に生じる振幅変動を抑えることができ
ず、ディジタル復調動作が不安定になることがある。
作は掛算器１５Ａ、Ｂに入力される信号の振幅を基準と
しているため、掛算器１５Ａ、Ｂ以降で素子バラツキ、
あるいは温度変動などにより、ディジタル復調手段１８
に入力される信号に生じる振幅変動を抑えることができ
ず、ディジタル復調動作が不安定になることがある。
【０００６】また、フロントエンドの小型化、発振器の
動作の安定化が求められている。
動作の安定化が求められている。
【０００７】したがって、本発明は、ディジタル変調さ
れたディジタル衛星放送の安定受信に好適なディジタル
衛星放送受信機を提供することにある。
れたディジタル衛星放送の安定受信に好適なディジタル
衛星放送受信機を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるディジタル
衛星放送受信機のフロントエンドは、第一の発振器と、
少なくとも、ディジタル変調されたＲＦ信号が入力され
る第一の可変利得増幅器と、該第一の可変利得増幅器の
出力信号と前記第一の発振器の出力信号とを受けて中間
周波信号を出力するミクサからなる周波数変換手段と、
該周波数変換手段の出力を受けるバンドパスフィルタ
と、前記第一の発振器の発振周波数を制御する周波数シ
ンセサイザと、第二の発振器と、前記バンドパスフィル
タの出力を受ける第二の可変利得増幅器と、該第にの可
変利得増幅器の出力信号と前記第二の発振器の出力信号
とを受ける掛算器とからなる直交検波手段と、で構成さ
れ、前記周波数シンセサイザによる第一の発振器の周波
数制御によってディジタル変調波の希望信号が中間周波
信号に周波数変換され、前記バンドパスフィルタを介し
て、前記直交検波手段から直交信号を出力するフロント
エンドにおいて、前記周波数変換手段の出力である中間
周波信号に基づいて生成した第一の制御信号により前記
第一の可変利得増幅器を制御する手段と、フロントエン
ドの外部から与えられる第二の制御信号により前記第二
の可変利得増幅器の利得を制御する手段と、を備える。
衛星放送受信機のフロントエンドは、第一の発振器と、
少なくとも、ディジタル変調されたＲＦ信号が入力され
る第一の可変利得増幅器と、該第一の可変利得増幅器の
出力信号と前記第一の発振器の出力信号とを受けて中間
周波信号を出力するミクサからなる周波数変換手段と、
該周波数変換手段の出力を受けるバンドパスフィルタ
と、前記第一の発振器の発振周波数を制御する周波数シ
ンセサイザと、第二の発振器と、前記バンドパスフィル
タの出力を受ける第二の可変利得増幅器と、該第にの可
変利得増幅器の出力信号と前記第二の発振器の出力信号
とを受ける掛算器とからなる直交検波手段と、で構成さ
れ、前記周波数シンセサイザによる第一の発振器の周波
数制御によってディジタル変調波の希望信号が中間周波
信号に周波数変換され、前記バンドパスフィルタを介し
て、前記直交検波手段から直交信号を出力するフロント
エンドにおいて、前記周波数変換手段の出力である中間
周波信号に基づいて生成した第一の制御信号により前記
第一の可変利得増幅器を制御する手段と、フロントエン
ドの外部から与えられる第二の制御信号により前記第二
の可変利得増幅器の利得を制御する手段と、を備える。
【０００９】すなわち、ＡＧＣ動作のための振幅検知を
フロントエンドの内部と外部に分け、フロントエンドの
内部でＲＦＡＧＣ動作のための前記第一の制御信号を生
成し、外部でＩＦ（中間周波）ＡＧＣ動作のための前記
第二の制御信号を生成するようにした。
フロントエンドの内部と外部に分け、フロントエンドの
内部でＲＦＡＧＣ動作のための前記第一の制御信号を生
成し、外部でＩＦ（中間周波）ＡＧＣ動作のための前記
第二の制御信号を生成するようにした。
【００１０】
【作用】ＲＦＡＧＣ動作のための、振幅検知をフロント
エンド１２の内部において、ＩＦＡＧＣ動作のための、
振幅検知をフロントエンド１２の外部において行なうこ
とで、ＲＦＡＧＣ動作により吸収しきれない振幅の変動
が生じても、フロントエンドの外部においてさらに振幅
変動を検知し、この変動が少なくなるように直交検波手
段内の可変利得増幅回路を制御することができる。これ
により安定なディジタル復調動作を保証することができ
る。
エンド１２の内部において、ＩＦＡＧＣ動作のための、
振幅検知をフロントエンド１２の外部において行なうこ
とで、ＲＦＡＧＣ動作により吸収しきれない振幅の変動
が生じても、フロントエンドの外部においてさらに振幅
変動を検知し、この変動が少なくなるように直交検波手
段内の可変利得増幅回路を制御することができる。これ
により安定なディジタル復調動作を保証することができ
る。
【００１１】また、第二の可変利得増幅器と掛算器、お
よびアナログ・ディジタル変換器をＩＣとして一体化を
図ることにより、フロントエンドの小型化を図ることが
できる。
よびアナログ・ディジタル変換器をＩＣとして一体化を
図ることにより、フロントエンドの小型化を図ることが
できる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明を図に示す実施例に従って詳細
に説明する。
に説明する。
【００１３】図１は、本発明の一実施例を示すブロック
図である。図１において図９と同様な機能ブロックに対
しては同一の符号を記している。
図である。図１において図９と同様な機能ブロックに対
しては同一の符号を記している。
【００１４】図１において、１１５はフロントエンド１
２に新たに設けたＩＦＡＧＣ信号入力端子である。以
下、図１に示す実施例の動作について詳細に説明する。
２に新たに設けたＩＦＡＧＣ信号入力端子である。以
下、図１に示す実施例の動作について詳細に説明する。
【００１５】本実施例では、中間周波増幅器８の出力信
号の振幅を振幅検波器１０で検知し、この振幅が基準の
値に一定に保たれるようにＲＦＡＧＣ信号１１２をミク
サ４に帰還出力してミクサ内の可変利得増幅器の利得を
制御することでミクサの利得を制御し、直交検波器１１
に入力される中間周波信号の振幅を一定に保つＲＦＡＧ
Ｃ動作を行なう。また、ＩＦＡＧＣ信号入力端子１１５
を介してフロントエンド１２の外部から入力されるＩＦ
ＡＧＣ信号１１３は、直交検波器１１内の利得可変増幅
回路１３の利得を制御しフロントエンド１２の出力する
信号の振幅を一定に保つＩＦＡＧＣ動作を行なう。
号の振幅を振幅検波器１０で検知し、この振幅が基準の
値に一定に保たれるようにＲＦＡＧＣ信号１１２をミク
サ４に帰還出力してミクサ内の可変利得増幅器の利得を
制御することでミクサの利得を制御し、直交検波器１１
に入力される中間周波信号の振幅を一定に保つＲＦＡＧ
Ｃ動作を行なう。また、ＩＦＡＧＣ信号入力端子１１５
を介してフロントエンド１２の外部から入力されるＩＦ
ＡＧＣ信号１１３は、直交検波器１１内の利得可変増幅
回路１３の利得を制御しフロントエンド１２の出力する
信号の振幅を一定に保つＩＦＡＧＣ動作を行なう。
【００１６】このような構成を採用することで、素子バ
ラツキ、温度変動等により掛算器１５Ａ、Ｂ以降で生じ
る振幅変動を抑え、安定な振幅の信号を出力することが
できる。
ラツキ、温度変動等により掛算器１５Ａ、Ｂ以降で生じ
る振幅変動を抑え、安定な振幅の信号を出力することが
できる。
【００１７】ここでフロントエンド１２の出力信号を一
定に保つことはＩＦＡＧＣ動作のみで可能であるが、Ｒ
ＦＡＧＣ動作を併用することによりＡＧＣ動作をより迅
速に完了させることが可能である。
定に保つことはＩＦＡＧＣ動作のみで可能であるが、Ｒ
ＦＡＧＣ動作を併用することによりＡＧＣ動作をより迅
速に完了させることが可能である。
【００１８】図２は、図１に示した第二の発振器９の構
成例を示すブロック図である。図２において図１と同様
な機能ブロックについては同一の符号を記している。図
２において９１は発振器、９２は可変容量ダイオード、
９３は第一のコンデンサ、９４はパターンインダクタ、
９５はインダクタ値の微調整用のコイル、９６は第二の
コンデンサ、９７は制御電圧入力端子、９８は結合コン
デンサである。
成例を示すブロック図である。図２において図１と同様
な機能ブロックについては同一の符号を記している。図
２において９１は発振器、９２は可変容量ダイオード、
９３は第一のコンデンサ、９４はパターンインダクタ、
９５はインダクタ値の微調整用のコイル、９６は第二の
コンデンサ、９７は制御電圧入力端子、９８は結合コン
デンサである。
【００１９】以下、図２に示す実施例の動作について詳
細に説明する。本例では第二の発振器９は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）である。端子９７に入力される制御信号の
電圧を変え可変容量ダイオード９２の容量値を変えるこ
とにより、共振周波数を変化させ発振周波数を制御す
る。ここでインダクタ部分についてその一部分をコイル
９５で構成することによりその巻数変更等を通してイン
ダクタ値を変えることが可能となり、発振周波数の調整
を可能とすることができる。またパターンインダクタ９
４を使用したことによりインダクタ値のバラツキの低減
を図ることができ、かつ耐振動性の向上を図ることがで
きる。なお、ここでは、パターンインダクタを用いて説
明したが、パターンインダクタの部分をマイクロストリ
ップ線路等を使用しても同様の効果を得ることができ
る。また、ここで説明した例は第一の発振器５に適用す
ることが可能であり、同様の効果を得ることが可能であ
る。
細に説明する。本例では第二の発振器９は電圧制御発振
器（ＶＣＯ）である。端子９７に入力される制御信号の
電圧を変え可変容量ダイオード９２の容量値を変えるこ
とにより、共振周波数を変化させ発振周波数を制御す
る。ここでインダクタ部分についてその一部分をコイル
９５で構成することによりその巻数変更等を通してイン
ダクタ値を変えることが可能となり、発振周波数の調整
を可能とすることができる。またパターンインダクタ９
４を使用したことによりインダクタ値のバラツキの低減
を図ることができ、かつ耐振動性の向上を図ることがで
きる。なお、ここでは、パターンインダクタを用いて説
明したが、パターンインダクタの部分をマイクロストリ
ップ線路等を使用しても同様の効果を得ることができ
る。また、ここで説明した例は第一の発振器５に適用す
ることが可能であり、同様の効果を得ることが可能であ
る。
【００２０】図３は、図１に示した直交検波器１１の変
形例を示すブロック図である。図３において図１と同様
な機能ブロックについては同一の符号を記している。本
変形例ではＲＦＡＧＣのための振幅検波器１０を直交検
波器１１と一体化して、直交検波ＩＣとした。この構成
を採ることにより、直交検波動作とＲＦＡＧＣのための
振幅検知動作を行なう直交検波器１１をＩＣとして小形
且つ安価に提供する事が可能である。
形例を示すブロック図である。図３において図１と同様
な機能ブロックについては同一の符号を記している。本
変形例ではＲＦＡＧＣのための振幅検波器１０を直交検
波器１１と一体化して、直交検波ＩＣとした。この構成
を採ることにより、直交検波動作とＲＦＡＧＣのための
振幅検知動作を行なう直交検波器１１をＩＣとして小形
且つ安価に提供する事が可能である。
【００２１】図４は図３に示した直交検波器１１の具体
的構成例を示すブロック図である。図４において図３と
同様な機能ブロックについては同一の符号を記してい
る。図４において１００１は振幅検知手段、１００２は
比較手段である。本構成例では図３に示した実施例と同
様にＲＦＡＧＣのための振幅検波器１０を直交検波器１
１と一体化して、直交検波ＩＣとした。直交検波器１１
に入力された中間周波信号は、振幅検知手段１００１に
おいて振幅に応じた直流電圧に変換される。さらにこの
直流電圧と基準電圧とを比較手段１００２において比較
した結果をＲＦＡＧＣ信号として出力する。この構成を
採ることにより、ＲＦＡＧＣ動作を安定に実行すること
が可能である。
的構成例を示すブロック図である。図４において図３と
同様な機能ブロックについては同一の符号を記してい
る。図４において１００１は振幅検知手段、１００２は
比較手段である。本構成例では図３に示した実施例と同
様にＲＦＡＧＣのための振幅検波器１０を直交検波器１
１と一体化して、直交検波ＩＣとした。直交検波器１１
に入力された中間周波信号は、振幅検知手段１００１に
おいて振幅に応じた直流電圧に変換される。さらにこの
直流電圧と基準電圧とを比較手段１００２において比較
した結果をＲＦＡＧＣ信号として出力する。この構成を
採ることにより、ＲＦＡＧＣ動作を安定に実行すること
が可能である。
【００２２】図５は、図１の直交検波器１１の他の変形
例を示すブロック図である。図５において図１と同様な
機能ブロックについては同一の符号を記している。本変
形例は、図３あるいは図４に示した直交検波ＩＣのさら
なる高機能化を図ったものである。すなわち、アナログ
・ディジタル変換器１７を直交検波ＩＣ内に備えること
により、直交検波動作、ＲＦＡＧＣのための振幅検知動
作、およびアナログ・ディジタル変換動作を行なう直交
検波器１１をＩＣとして小形且つ安価に提供する事が可
能である。
例を示すブロック図である。図５において図１と同様な
機能ブロックについては同一の符号を記している。本変
形例は、図３あるいは図４に示した直交検波ＩＣのさら
なる高機能化を図ったものである。すなわち、アナログ
・ディジタル変換器１７を直交検波ＩＣ内に備えること
により、直交検波動作、ＲＦＡＧＣのための振幅検知動
作、およびアナログ・ディジタル変換動作を行なう直交
検波器１１をＩＣとして小形且つ安価に提供する事が可
能である。
【００２３】図６は、本発明の図１のフロントエンド１
２の他の構成例を示すブロック図である。図６において
図１と同様な機能ブロックについては同一の符号を記し
ている。この実施例は、図１に示したフロントエンド１
２における直交検波器１１と振幅検波器１０を図３ある
いは図４で示した直交検波ＩＣである直交検波器１１に
置き換えたものである。この構成を採ることにより、フ
ロントエンド１２を小形且つ安価に提供することが可能
である。
２の他の構成例を示すブロック図である。図６において
図１と同様な機能ブロックについては同一の符号を記し
ている。この実施例は、図１に示したフロントエンド１
２における直交検波器１１と振幅検波器１０を図３ある
いは図４で示した直交検波ＩＣである直交検波器１１に
置き換えたものである。この構成を採ることにより、フ
ロントエンド１２を小形且つ安価に提供することが可能
である。
【００２４】図７は、本発明の図１のフロントエンド１
２のさらに他の構成例を示すブロック図である。図７に
おいて図１と同様な機能ブロックについては同一の符号
を記している。この構成例は、図１に示したフロントエ
ンド１２における直交検波器１１と振幅検波器１０を図
５で示した直交検波ＩＣである直交検波器１１に置き換
えたものである。図７において、１７Ｃはクロック信号
入力端子である。この構成を採ることにより、フロント
エンド１２をさらに小形且つ安価に提供することが可能
である。
２のさらに他の構成例を示すブロック図である。図７に
おいて図１と同様な機能ブロックについては同一の符号
を記している。この構成例は、図１に示したフロントエ
ンド１２における直交検波器１１と振幅検波器１０を図
５で示した直交検波ＩＣである直交検波器１１に置き換
えたものである。図７において、１７Ｃはクロック信号
入力端子である。この構成を採ることにより、フロント
エンド１２をさらに小形且つ安価に提供することが可能
である。
【００２５】図８は、図６に示したフロントエンド１２
をディジタル衛星放送受信機に搭載した例を示すブロッ
ク図である。図８において図１と同様な機能ブロックに
ついては同一の符号を記している。ディジタル復調手段
１８は、ディジタル復調手段１８に入力されるアナログ
・ディジタル変換器１７の出力するディジタル変換され
たＩＱ信号１０７、１０８の振幅を検知し、この振幅を
基準の値に保つため直交検波器１１内の利得可変増幅器
１３の利得を制御するＩＦＡＧＣ信号を出力する振幅検
出手段１８０を有する。この構成によりＩＦＡＧＣ動作
が達成される。すなわち、このような構成を採ることに
よりディジタル復調手段１８に入力される信号の振幅を
基準の値に一定に保つことが可能であり、ディジタル復
調手段１８における安定なディジタル復調動作を実現す
ることができる。また、小形且つ安価なディジタル衛星
放送受信機を提供することが可能である。
をディジタル衛星放送受信機に搭載した例を示すブロッ
ク図である。図８において図１と同様な機能ブロックに
ついては同一の符号を記している。ディジタル復調手段
１８は、ディジタル復調手段１８に入力されるアナログ
・ディジタル変換器１７の出力するディジタル変換され
たＩＱ信号１０７、１０８の振幅を検知し、この振幅を
基準の値に保つため直交検波器１１内の利得可変増幅器
１３の利得を制御するＩＦＡＧＣ信号を出力する振幅検
出手段１８０を有する。この構成によりＩＦＡＧＣ動作
が達成される。すなわち、このような構成を採ることに
よりディジタル復調手段１８に入力される信号の振幅を
基準の値に一定に保つことが可能であり、ディジタル復
調手段１８における安定なディジタル復調動作を実現す
ることができる。また、小形且つ安価なディジタル衛星
放送受信機を提供することが可能である。
【００２６】なお、図８では図６に示したフロントエン
ド１２を例としたが、図７に示すアナログ・ディジタル
変換器１７を一体化したフロントエンドとしても同様の
効果を得ることができることは自明である。この場合、
図８に示す実施例に比べさらに小型化を図ることが可能
である。
ド１２を例としたが、図７に示すアナログ・ディジタル
変換器１７を一体化したフロントエンドとしても同様の
効果を得ることができることは自明である。この場合、
図８に示す実施例に比べさらに小型化を図ることが可能
である。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、素子バラツキ、温度変
動等の振幅変動の要因が考えられる環境下においても、
ディジタル復調手段における信号振幅を一定の値に保つ
ことが可能であり、安定なディジタル復調を行なうこと
が可能である。
動等の振幅変動の要因が考えられる環境下においても、
ディジタル復調手段における信号振幅を一定の値に保つ
ことが可能であり、安定なディジタル復調を行なうこと
が可能である。
【００２８】また、ＩＦＡＧＣ動作のみの構成でディジ
タル復調手段における信号振幅を一定に保つ構成とした
場合に比較して、ＲＦＡＧＣとＩＦＡＧＣの２段構成の
ＡＧＣ動作により迅速に信号振幅を一定の値とすること
が可能である。
タル復調手段における信号振幅を一定に保つ構成とした
場合に比較して、ＲＦＡＧＣとＩＦＡＧＣの２段構成の
ＡＧＣ動作により迅速に信号振幅を一定の値とすること
が可能である。
【００２９】可変増幅器１３と、９０度移相器１４と、
掛算器１５Ａ、Ｂと、増幅器１６Ａ、Ｂと、から成る直
交検波器１１を、振幅検波器１０、さらにアナログ・デ
ィジタル変換器１７と一体化したＩＣとして構成するこ
とで、フロントエンドの小型化を図ることができる。
掛算器１５Ａ、Ｂと、増幅器１６Ａ、Ｂと、から成る直
交検波器１１を、振幅検波器１０、さらにアナログ・デ
ィジタル変換器１７と一体化したＩＣとして構成するこ
とで、フロントエンドの小型化を図ることができる。
【００３０】また、発振器の共振回路におけるインダク
タをコイルとパターンインダクタとから成る構成とする
ことで、発振周波数の調整が可能となり、かつインダク
タ値のバラツキの低減、耐振動性能の向上、に効果があ
る。
タをコイルとパターンインダクタとから成る構成とする
ことで、発振周波数の調整が可能となり、かつインダク
タ値のバラツキの低減、耐振動性能の向上、に効果があ
る。
【図１】図１は本発明の一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図２は、図１に示した第二の発振器９の構成例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】図３は、図１に示した直交検波器１１の変形例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】図４は図３に示した直交検波器１１の具体的構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図５】図５は、図１の直交検波器１１の他の変形例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の図１のフロントエンド１２の
他の構成例を示すブロック図である。
他の構成例を示すブロック図である。
【図７】図７は、本発明の図１のフロントエンド１２の
さらに他の構成例を示すブロック図である。
さらに他の構成例を示すブロック図である。
【図８】図８は、図６に示したフロントエンド１２をデ
ィジタル衛星放送受信機に搭載した例を示すブロック図
である。
ィジタル衛星放送受信機に搭載した例を示すブロック図
である。
【図９】図９は従来例を示すブロック図である。
１…ハイパスフィルタ、 ２…前置増幅器、 ３
…可変同調フィルタ、４…ミクサ、 ５…
第一の発振器、 ６…周波数シンセサイザ、７…バン
ドパスフィルタ、 ８…中間周波増幅器、 ９…第二の
発振器、１０…振幅検知器、 １１…直交検波
器、 １２…フロントエンド、１３…可変増幅器、
１４…９０度移相器、 １５Ａ、Ｂ…掛算器、１
６Ａ、Ｂ…増幅器、 １７…アナログ・ディジタル
変換器（ＡＤＣ）、１８…ディジタル復調器、 １９…
制御用マイクロコントローラ、１００…ＲＦ信号入力端
子、 １０１…屋外ユニット電
源、１０２…同調電源、 １０３キャリア制御信
号入力端子、１０４…電源端子、 １０５…直交
検波器出力Ｉ信号、１０６…直交検波器出力Ｑ信号、
１０７…ＡＤＣ出力Ｉ信号、１０８…
ＡＤＣ出力Ｑ信号、１０９…ディジタル復調器出力Ｉ信
号、１１０…ディジタル復調器出力Ｑ信号、
１１１…キャリア制御信号、１１２…ＲＦＡＧＣ信
号、 １１３…ＩＦＡＧＣ信号、１１４…ＲＦＡＧＣ信
号モニタ端子、 １８０…振幅検出手段、
１００１…振幅検知手段、 １００２…比較手段
…可変同調フィルタ、４…ミクサ、 ５…
第一の発振器、 ６…周波数シンセサイザ、７…バン
ドパスフィルタ、 ８…中間周波増幅器、 ９…第二の
発振器、１０…振幅検知器、 １１…直交検波
器、 １２…フロントエンド、１３…可変増幅器、
１４…９０度移相器、 １５Ａ、Ｂ…掛算器、１
６Ａ、Ｂ…増幅器、 １７…アナログ・ディジタル
変換器（ＡＤＣ）、１８…ディジタル復調器、 １９…
制御用マイクロコントローラ、１００…ＲＦ信号入力端
子、 １０１…屋外ユニット電
源、１０２…同調電源、 １０３キャリア制御信
号入力端子、１０４…電源端子、 １０５…直交
検波器出力Ｉ信号、１０６…直交検波器出力Ｑ信号、
１０７…ＡＤＣ出力Ｉ信号、１０８…
ＡＤＣ出力Ｑ信号、１０９…ディジタル復調器出力Ｉ信
号、１１０…ディジタル復調器出力Ｑ信号、
１１１…キャリア制御信号、１１２…ＲＦＡＧＣ信
号、 １１３…ＩＦＡＧＣ信号、１１４…ＲＦＡＧＣ信
号モニタ端子、 １８０…振幅検出手段、
１００１…振幅検知手段、 １００２…比較手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 昭夫 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所マルチメディアシステム 開発本部内
Claims (7)
- 【請求項１】ディジタル衛星放送受信機のフロントエン
ドであって、 第一の発振器と、 少なくとも、ディジタル変調されたＲＦ信号が入力され
る第一の可変利得増幅器と、該第一の可変利得増幅器の
出力信号と前記第一の発振器の出力信号とを受けて中間
周波信号を出力するミクサからなる周波数変換手段と、 該周波数変換手段の出力を受けるバンドパスフィルタ
と、 前記第一の発振器の発振周波数を制御する周波数シンセ
サイザと、 第二の発振器と、 前記バンドパスフィルタの出力を受ける第二の可変利得
増幅器と、該第にの可変利得増幅器の出力信号と前記第
二の発振器の出力信号とを受ける掛算器とからなる直交
検波手段と、で構成され、 前記周波数シンセサイザによる第一の発振器の周波数制
御によってディジタル変調波の希望信号が中間周波信号
に周波数変換され、前記バンドパスフィルタを介して、
前記直交検波手段から直交信号を出力するフロントエン
ドにおいて、 前記周波数変換手段の出力である中間周波信号に基づい
て生成した第一の制御信号により前記第一の可変利得増
幅器を制御する手段と、 フロントエンドの外部から与えられる第二の制御信号に
より前記第二の可変利得増幅器の利得を制御する手段
と、 を備えたことを特徴とする、ディジタル衛星放送受信機
のフロントエンド。 - 【請求項２】請求項１において、前記第一の発振器およ
び第二の発振器の少なくとも一方は電圧制御発振器であ
って、可変容量ダイオードとコンデンサとインダクタと
から構成される共振回路を備え、該インダクタはコイル
と、基板上のパターン（マイクロストリップ線路、若し
くはパターンインダクタ）と、から構成されていること
を特徴とする、ディジタル衛星放送受信機のフロントエ
ンド。 - 【請求項３】請求項１または２に記載のフロントエンド
における、前記第二の可変利得増幅器と掛算器とが一体
に構成された直交検波手段としての直交検波ＩＣであっ
て、 該直交検波ＩＣは、該直交検波ＩＣに入力される前記中
間周波信号の振幅を検知し、該振幅に応じて前記第一の
制御信号を出力する手段とを備え、 前記第二の可変利得増幅器は該直交検波ＩＣの外部から
入力される前記第二の制御信号により利得を制御される
構成を有することを特徴とする、ディジタル衛星放送受
信機の直交検波ＩＣ。 - 【請求項４】請求項３に記載の直交検波ＩＣにおいて、
前記第一の制御信号を出力する手段は該直交検波ＩＣに
入力される中間周波信号の振幅を検波する検波手段と、
該検波手段の出力信号と基準信号とを比較する手段と、
該比較した結果を制御電圧として発生し前記第一の制御
信号として出力する手段と、から構成されたことを特徴
とする、ディジタル衛星放送受信機の直交検波ＩＣ。 - 【請求項５】請求項３または４に記載の直交検波ＩＣに
おいて、前記掛算器の出力する直交信号をアナログ・デ
ィジタル変換する手段を備えたことを特徴とする、ディ
ジタル衛星放送受信機の直交検波ＩＣ。 - 【請求項６】請求項３、４または５記載の直交検波ＩＣ
を採用したことを特徴とする、ディジタル衛星放送受信
機のフロントエンド。 - 【請求項７】少なくとも、請求項６に記載のフロントエ
ンドと、該フロントエンドの出力をアナログ／ディジタ
ル変換したディジタル信号を受けるディジタル復調手段
と、該ディジタル信号に基づいて前記第二の制御信号を
生成する手段と、前記フロントエンドおよび前記ディジ
タル復調手段を制御する制御マイクロ・コンピュータと
を備えたことを特徴とするディジタル衛星放送受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21356495A JPH0964772A (ja) | 1995-08-22 | 1995-08-22 | ディジタル衛星放送受信機およびそのフロントエンド |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21356495A JPH0964772A (ja) | 1995-08-22 | 1995-08-22 | ディジタル衛星放送受信機およびそのフロントエンド |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964772A true JPH0964772A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16641305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21356495A Pending JPH0964772A (ja) | 1995-08-22 | 1995-08-22 | ディジタル衛星放送受信機およびそのフロントエンド |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0964772A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6094235A (en) * | 1997-04-25 | 2000-07-25 | Alps Electric Co., Ltd. | Digital television broadcast receiver that demodulates an intermediate frequency signal having a frequency higher than a frequency of a received signal |
| US8170151B2 (en) | 2008-03-05 | 2012-05-01 | Renesas Electronics Corporation | FSK receiver |
-
1995
- 1995-08-22 JP JP21356495A patent/JPH0964772A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6094235A (en) * | 1997-04-25 | 2000-07-25 | Alps Electric Co., Ltd. | Digital television broadcast receiver that demodulates an intermediate frequency signal having a frequency higher than a frequency of a received signal |
| US8170151B2 (en) | 2008-03-05 | 2012-05-01 | Renesas Electronics Corporation | FSK receiver |
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