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JP5045772B2 - パワーコンディショナ内のコンデンサ容量抜け検出方法、それを実施するパワーコンディショナおよびそれを備えた太陽光発電システム - Google Patents

パワーコンディショナ内のコンデンサ容量抜け検出方法、それを実施するパワーコンディショナおよびそれを備えた太陽光発電システム Download PDF

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Description

本発明は、インバータやコンバータ等のパワーコンディショナ内のコンデンサの容量抜け検出方法、それを実施するパワーコンディショナおよびそれを備えた太陽光発電システムに関するものである。
上記太陽光発電システムに用いるパワーコンディショナにおいては、それを構成する各種部品のうち、コンデンサは特に容量抜けなどして劣化しやすいことから、コンデンサの容量抜けなどの検出方法がこれまでに数多く提案されてきている（特許文献１、２等）。
特開２００６−３３３６６１号公報 特開２００７−２５２０５７号公報
このようなパワーコンディショナにおいて、容量抜けが生じたまま、電力変換動作を継続したのでは、当該システムから電力を供給される系統側や負荷側等に不都合である。そして、このような場合、従来では、システム運転の停止などして容量抜けが発生したコンデンサの交換などを行っていたりしている。
本発明においては、上記パワーコンディショナ内のコンデンサにおける容量抜けを検出する新規な検出方法を提供するものであり、特には、本出願人の出願にかかる特願２００９−６１９１５の太陽光発電システムにおいてコンデンサの容量抜けが発生した場合にもその容量抜けの程度に応じてシステム運転の継続あるいは停止を行うことが可能となるように当該コンデンサの容量抜け検出の方法を提供するものである。
本発明によるコンデンサ容量抜け検出方法は、太陽電池出力を電力変換して系統側に出力電力を出力するパワーコンディショナであって、太陽電池に並列接続された第１コンデンサと、第１コンデンサに並列接続された、少なくとも直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１チョッパ回路と、第２コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第３、第４スイッチ素子との並列接続からなり、その並列接続一端側が上記第１、第２スイッチ素子の共通接続部に接続された第２チョッパ回路と、少なくとも２つの直列接続した第５、第６スイッチ素子と、第３コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第７、第８スイッチ素子とを並列接続してなり、上記第５、第６スイッチ素子の並列接続一端側が上記第３、第４スイッチ素子の共通接続部に接続された第３チョッパ回路と、を含むパワーコンディショナにおいて、上記第２コンデンサと第３コンデンサとのうちの少なくとも一方のコンデンサを容量抜け検出対象としてその容量抜けの検出方法であって、上記容量抜け検出対象のコンデンサの両端間充電電圧の電圧偏差に基づいて容量抜け有りと検出するステップと、上記検出した容量抜けが、出力電力の抑制で運転継続可能な容量抜けであれば、出力電力を抑制するステップと、を含むことを特徴とする。
本発明において好ましい態様は、さらに、上記容量抜けが、出力電力を抑制しても運転継続可能でない容量抜けであれば、運転を停止するステップを含む。
本発明によれば、第２コンデンサや第３コンデンサの容量抜けを検出すると共に、容量抜けを検出した場合でも、システムの運転継続が可能な程度の容量抜けの場合では出力電力を抑制することで運転継続を可能として装置の寿命を延ばすことができる一方、システムの運転継続が不可能な程度に容量抜けした場合には運転を停止させるようにしたことで、当該システムを利用するユーザにとり使い勝手に優れたシステムを提供することができるようになる。
図１は本発明の実施形態に係るコンデンサ容量抜け検出方法が適用される太陽光発電システムの構成図である。 図２は図１の太陽光発電システム内のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。 図３は図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図４は図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図５は図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図６は図５の各部の電圧波形を示す図である。 図７は通常時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。 図８はコンデンサの容量抜け時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。 図９は別のコンデンサの容量抜け時の各部の動作波形を示すタイミングチャートである。 図１０は動作説明に供するフローチャートを示す図である。 図１１は出力電力とコンデンサ電圧リプルとの関係を示す図である。 図１２は太陽電池の１日の出力変動を示す図である。 図１３は通常時の定格出力時のタイミングチャートを示す図である。 図１４はコンデンサ容量抜け時の定格出力時のタイミングチャートを示す図である。 図１５は出力抑制時のタイミングチャートを示す図である。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態にかかるコンデンサ容量抜け検出方法が適用される太陽光発電システムを説明する。
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示す。
この太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３と、を備えている。
太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。
この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。
この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型(トランスレス)のパワーコンディショナである。
このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部の電圧等を計測して各チョッパ回路５〜７を制御する制御回路９と、を備えている。
第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。
太陽電池パネル１の負極側はグランドされている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。
太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。
第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。
第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。
第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号Ｓ１によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。
第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号Ｓ２によって、第１周波数ｆ１の２倍の周波数である第２周波数ｆ２、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。
第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路と、を含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。
第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号Ｓ３によって、第１周波数ｆ１の３倍の周波数である第３周波数ｆ３、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号Ｓ４によって、高周波数ｆ４、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。
第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。
このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。
制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。
前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。
電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。
電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。
図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の波形を細い実線で示している。
前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。
電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１の方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１となる。
第２チョッパ回路６では、第１周波数ｆ１の２倍の周波数である１００Ｈｚの第２周波数ｆ２で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準として、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。
この電圧Ｖ２の方形波の電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。
この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状の電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊と同期して正負に交互に変化する。
第３チョッパ回路７では、この階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１周波数ｆ１の３倍の周波数である１５０Ｈｚの第３周波数ｆ３で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４でＰＷＭ制御する。
これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準としてＰＷＭの平均値で示すと、図２(Ｄ)に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧に対応したものとなる。
したがって、第３チョッパ回路６の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準とした場合には、商用電源２に同期した目標電圧の指令値Ｖ＊に対応した正弦波状の電圧となる。
以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。
図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で示している。
太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。
第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。
第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１は、（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。
この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致した方形波電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。
図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２周波数ｆ２で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。
第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となり、第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。
なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がる方形波電圧が生成される。この方形波の電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。
前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。
この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がる方形波電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。
また、充放電は，後述の図９（Ｂ）の系統電流Ｉｓが第２コンデンサ１８を流れることで行われる。図９（Ｂ）の系統電流Ｉｓが正のとき図４（Ｃ）のＴ１の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で充電される。このため、実際の動作ではＴ１期間徐々にＶ２は減少する。同様に、図９（Ｂ）の系統電流Ｉｓが負のとき図４（Ｃ）のＴ２の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で放電される。このため、実際の動作ではＴ２期間徐々にＶ２は増加する。
図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図であり、図６（Ａ）は前記階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２を、同図（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３をＰＷＭの平均値で示したものであり、図６（Ａ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。
換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がＯＮ、第６スイッチ素子１５がＯＦＦに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。
一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がＯＦＦ、第６スイッチ素子１５がＯＮに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。
上記差電圧の大小関係の周期は、第３周波数ｆ３である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３周波数ｆ３で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補正するデューティで、第１周波数ｆ１よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚの第４周波数ｆ４で第７、第８スイッチ素子１６、１７をＰＷＭ制御する。これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。この電圧Ｖ３は、ＰＷＭの平均値を示しており、この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準として、第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊が現れることになる。
この第３チョッパ回路７では、系統周波数の３倍の周波数でチョッピングするとともに、正弦波電圧との差分をなくしているので、第３次以上の高調波を抑制することができる。
次に、図７以降を参照して、第２、第３コンデンサ１８、１９の容量抜けを検出するシステムを説明する。上記第２、第３コンデンサ１８，１９は、それぞれ、複数のコンデンサが並列接続して構成されている。そしてこれら第２、第３コンデンサ１８、１９を構成する複数のコンデンサのいずれかに容量抜けが発生すると、他のコンデンサが過負荷状態となり、それらコンデンサの内部抵抗により熱が発生するなどの不具合が起こると共に、出力側電流Ｉｓにリプルが発生し、出力電力を系統の商用電源２側に送ることができなくなる。
そうした場合、通常は、第２、第３コンデンサ１８、１９の容量抜けの有無を監視し、容量抜けが発生した場合には、システムの運転を停止して第２、第３コンデンサ１８、１９を新しいそれらと部品交換するなどが必要であった。しかしながら、本実施の形態では、第２、第３コンデンサ１８、１９に容量抜けが発生した場合でも、単にシステムの運転を停止させるのではなく、その運転の継続を可能として当該システムの継続性を延ばし、第２、第３コンデンサ１８、１９の容量抜けが進行した時点で、当該システムの運転を停止させるようにしている。
制御回路９は、第２、第３コンデンサ１８、１９の充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３、出力電圧Ｖｓ、出力電流Ｉｓを計測し、その計測した値から以下、説明するように第２、第３コンデンサ１８、１９の容量抜けに対して所要の制御動作を行う。
図７に第２、第３コンデンサ１８、１９に容量抜けが無い通常時での各部における電圧、電流波形を示す。図７（Ａ）は出力電圧Ｖｓ、図７（Ｂ）は出力電流Ｉｓ、図７（Ｃ）は第２コンデンサ１８の充電電圧Ｖｄ２、図７（Ｄ）は（ｃ）点の電位を基準電位とした（ｅ）点の電圧ｖ２、図７（Ｅ）は第３コンデンサ１９の充電電圧Ｖｄ３、図７（Ｆ）は（ｅ）点を基準とした（ｈ）点の電圧Ｖ３である。なお、図７では理解のため電圧、電流の値を数値で示す。
図８に第２、第３コンデンサ１８、１９のうち、第２コンデンサ１８に容量抜けが発生した場合での各部における電圧、電流波形を示す。図８の（Ａ）ないし（Ｄ）は、それぞれ、図７の（Ａ）ないし（Ｄ）に対応する。また、図８の（Ｇ）は第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２、図８の（Ｈ）は同第２チョッパ回路６の第４スイッチ素子１３のＯＮ／ＯＦＦを示す。図７（Ａ）（Ｂ）と図８（Ａ）（Ｂ）で示すように出力電流Ｉｓ、出力電圧Ｖｓのうち、出力電流Ｉｓの波形に歪みが発生している。これは、図７（Ｃ）と図８（Ｃ）とを比較して明らかであるように図８（Ｃ）で示す第２コンデンサ１８の充電電圧Ｖｄ２にリプルがある状態になっているからである。
図９に第２、第３コンデンサ１８、１９のうち、第３コンデンサ１９に容量抜けが発生した場合での各部における電圧、電流波形を示す。図９の（Ａ）（Ｂ）（Ｅ）（Ｆ）は、それぞれ、図７の（Ａ）（Ｂ）（Ｅ）（Ｆ）に対応する。また、図９の（Ｇ）は第３チョッパ回路７の第５スイッチ素子１４、図９の（Ｈ）は同第３チョッパ回路７の第６スイッチ素子１５のＯＮ／ＯＦＦを示す。図７（Ａ）（Ｂ）と図９（Ａ）（Ｂ）で示すように出力電流Ｉｓ、出力電圧Ｖｓのうち、出力電流Ｉｓの波形に歪みが発生している。これは、図７（Ｅ）と図９（Ｅ）とを比較して明らかであるように図９（Ｅ）で示す第３コンデンサ１９の充電電圧Ｖｄ３にリプルがある状態になっているからである。
図１０を参照して上記第２、第３コンデンサ１８、１９の容量抜け検出のフローチャートを説明する。
ステップｎ１において、第２コンデンサ１８の充電電圧Ｖｄ２の図７（Ｃ）、図８（Ｃ）で示す電圧偏差ΔＶｄ２、第３コンデンサ１９の充電電圧Ｖｄ３の図７（Ｅ）、図９（Ｅ）の電圧偏差ΔＶｄ３を検出する。この電圧偏差ΔＶｄ２、ΔＶｄ３は、それぞれ充電電圧Ｖｄ２、Ｖｄ３の最大値と最小値との間の電圧差である。
図７の（Ｃ）（Ｅ）で示すように容量抜けが無いときの第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９の各充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３の電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３と比較して、図８の（Ｃ）、図９の（Ｅ）で示すように容量抜けが有るときの第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９の各充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３の電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３は大きい。
ステップｎ２において、容量抜け誤検出防止のために上記電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３の平均値ΔＶａｖｒを算出する。電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３は瞬時値のためノイズの影響で電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３を正確に計測できない場合がある。そこで、電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３の計測誤差による影響が生じない程度の一定時間で上記平均値ΔＶａｖｒを算出し、この平均値ΔＶａｖｒを、容量抜け検出の判断に使用できるようにしている。
ステップｎ３において、平均値ΔＶａｖｒ＞閾値Ｖｔｈかどうかを判断する。平均値ΔＶａｖｒ＞閾値Ｖｔｈであれば、Ｔｒｕｅすなわち容量抜け有りとしてステップｎ４に移行し、平均値ΔＶａｖｒ＞閾値Ｖｔｈでなければ、Ｆａｌｓｅとしてステップｎ１に戻る。閾値Ｖｔｈは、出力電流Ｉｓを正弦波に制御できる範囲の第２コンデンサ１８の充電電圧Ｖｄ２、第３コンデンサ１９の充電電圧Ｖｄ３それぞれの電圧リプルの大きさにより決めることができる。例えば図７の（Ｃ）（Ｅ）で示す容量抜けが無いときの第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９の各充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３の電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３と、図８の（Ｃ）、図９の（Ｅ）で示す容量抜けが有るときの第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９の各充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３の電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３との関係で、Ｖｔｈを定めることができる。
ステップｎ４において、容量抜け検出カウント回数をプラス（＋）１する。ここでそのカウント回数はあくまで、容量抜け誤検出防止のためである。
ステップｎ５において、容量抜け検出カウント回数Ｎｃ＞規定回数Ｎｃｍａｘであるかどうかを判断する。この規定回数Ｎｃｍａｘはあくまで、容量抜け誤検出防止に必要とされる回数であり、実験的に定めることができる。容量抜け検出カウント回数Ｎｃ＞規定回数ＮｃｍａｘであればＴｒｕｅとしてステップｎ６に移行し、容量抜け検出カウント回数Ｎｃ＞規定回数ＮｃｍａｘでなければＦａｌｓｅとしてステップｎ１に戻る。
ステップｎ６において、容量抜け検出であることを示すアラームを表示して、ステップｎ７に移行する。この表示はどんな形態でもよい。音声でアラームしてもよいし、画像でアラームしてもよい。
ステップｎ７において、出力電力リミットＰｌｉｍを演算する。出力電力リミットＰｌｉｍとは、容量抜けが発生した場合にそれ以上の電力を出力しないように当該電力出力を制限する場合、その制限電力の閾値のことである。出力電力リミットＰｌｉｍは次式で演算することができる。Ｐｌｉｍ＝Ｇ（ΔＶａｖｒ−ΔＶａｖｒ０）×Ｐである。ここでＧは係数、ΔＶａｖｒは電圧偏差ΔＶｄ２，ΔＶｄ３の平均値、ΔＶａｖｒ０は容量抜けしていないときの平均値ΔＶａｖｒ、Ｐは出力電力である。
ステップｎ８において、出力電力を出力電力リミットＰｌｉｍ以下に抑制する。出力電力を出力電力リミットＰｌｉｍ以下に抑制するのは、出力電流Ｉｓの歪みを解消することで系統側に逆潮流することを可能とするためである。出力電力を出力電力リミットＰｌｉｍ以下に抑制することで出力電流Ｉｓの歪みが抑制されるのは、コンデンサへの電力の充放電量が少なくなり、コンデンサの電圧変化が少なくなる。そしてコンデンサの電圧変化が少なくなると、コンデンサの容量が大きい状態と同様になるため、発電電力を抑制することで出力電流Ｉｓの歪みが緩和されるからである。
ステップｎ９において、Ｐｌｉｍ＜出力限界値であるかどうかを判断する。出力限界とは、容量抜けによる故障を検知してシステムの運転を停止させなければならない閾値のことである。Ｐｌｉｍ＜出力限界値であれば、Ｔｒｕｅとしてステップｎ１０に移行し、Ｐｌｉｍ＜出力限界値でなければ、Ｆａｌｓｅとしてステップｎ１に戻る。
ステップｎ１０において、出力限界カウントをプラス（＋）１する。出力限界をカウントするのは誤検出防止のためである。
ステップｎ１１において、出力限界カウントＮｐ＜Ｎｐｍａｘであるかどうかを判断する。出力限界カウントＮｐ＜ＮｐｍａｘであればＴｒｕｅとしてステップｎ１２に移行し、出力限界カウントＮｐ＜ＮｐｍａｘでなければＦａｌｓｅとしてステップｎ１に戻る。
ステップｎ１２において、容量抜け検出であることを示すアラームを表示して、ステップｎ１３に移行する。この表示はどんな形態でもよい。音声でアラームしてもよいし、画像でアラームしてもよい。ここでステップｎ６の場合は容量抜けにより出力電力を抑制してシステムの運転を継続している状態であるのに対して、ステップｎ１２では、容量抜けにより故障を検知して、ステップｎ１３でシステムの運転を停止させる必要がある場合である。なお、運転を停止させるのは、容量抜けにより太陽電池による最大出力電力が低下し、ユーザにとり電力利用のメリットが得られない状態になったときであり、また、容量抜けの有る状態で長期間運転を継続したのでは不都合があるからである。
図１１を参照して横軸の出力電力（＝出力電圧Ｖｓ×出力電流Ｉｓ）と縦軸の第２、第３コンデンサ１８、１９の充電電圧Ｖｄ２，Ｖｄ３のリプルとの関係を説明すると、第２、第３コンデンサ１８、１９に容量抜けが無い場合は出力電力は１００％で出力電力対リプル特性はＬ１であり、容量抜けがある場合は、出力電力のリミット調整により出力電力対リプル特性は矢印で示すように移行して出力限界値の特性Ｌ２に移行する。
この出力電力のリミット調整が図１０のフローチャートのステップｎ７−ｎ９に対応する。
図１２を参照して太陽電池パネル１の１日の出力変動を説明すると、図１２で横軸は時間、縦軸は太陽電池パネル１の出力電力である。快晴以外、太陽電池パネル１は電力を１００％で出力することはない。このため図１２でハッチングで示すように太陽電池パネル１の出力電力を１００％から出力限界値にまでリミット（制限）する。このリミット範囲は縦軸の１００％出力電力と出力限界値との間の領域である。
この出力電力のリミット調整も図１０のフローチャートのステップｎ７−ｎ９に対応する。
図１３ないし図１５を参照して、出力電力抑制を説明する。図１３は第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９に容量抜けが無い通常時の出力電流Ｉｓ、出力電圧Ｖｓ、第２コンデンサ１８の充電電圧Ｖｄ２、第３コンデンサ１９の充電電圧Ｖｄ３の波形を示す。図１４は第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９に容量抜けが発生した場合、それぞれの波形を示す、図１５は、出力電力抑制（通常時の出力電力の１／２）時のそれぞれの波形を示す。この出力電力の抑制により、出力電流Ｉｓの歪みが改善されていることが判る。
この出力電力の抑制は図１０のフローチャートのステップｎ７−ｎ９に対応する。
以上説明したように本実施の形態では、容量抜け検出対象のコンデンサ（第２コンデンサ１８、第３コンデンサ１９）の両端間充電電圧の電圧偏差に基づいて容量抜け有りと検出するステップと、上記検出した容量抜けが、出力電力の抑制で運転継続可能な容量抜けであれば、出力電力を抑制するステップと、上記容量抜けが、出力電力を抑制しても運転継続可能でない容量抜けであれば、運転を停止するステップと、を含むので、コンデンサが容量抜けしただけで該コンデンサの交換などのため運転を停止したりすることがなくなり、また、容量抜けが進行した場合には運転を停止することができるので、ユーザには使い勝手に優れたシステムを提供することができるようになる。
１ 太陽電池パネル
２ 商用電源
３ パワーコンディショナ
５ 第１チョッパ回路
６ 第２チョッパ回路
７ 第３チョッパ回路
９ 制御回路

Claims (4)

  1. 太陽電池に並列接続された第１コンデンサと、
    第１コンデンサに並列接続された、少なくとも直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１チョッパ回路と、
    第２コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第３、第４スイッチ素子との並列接続からなり、その並列接続一端側が上記第１、第２スイッチ素子の共通接続部に接続された第２チョッパ回路と、
    少なくとも２つの直列接続した第５、第６スイッチ素子と、第３コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第７、第８スイッチ素子とを並列接続してなり、上記第５、第６スイッチ素子の並列接続一端側が上記第３、第４スイッチ素子の共通接続部に接続された第３チョッパ回路と、
    を含み、太陽電池出力を電力変換して系統側に出力電力を出力するパワーコンディショナにおいて、
    上記第２コンデンサと第３コンデンサとのうちの少なくとも一方のコンデンサを容量抜け検出対象としてその容量抜けの検出方法であって、
    上記容量抜け検出対象のコンデンサの両端間充電電圧の電圧偏差に基づいて容量抜け有りと検出するステップと、
    上記検出した容量抜けが、出力電力の抑制で運転継続可能な容量抜けであれば、出力電力を抑制するステップと、
    を含むことを特徴とするパワーコンディショナにおけるコンデンサ容量抜け検出方法。
  2. さらに、上記容量抜けが、出力電力を抑制しても運転継続可能でない容量抜けであれば、運転を停止するステップを含む、
    ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 太陽電池出力を電力変換して系統側に出力電力を出力するパワーコンディショナであって、
    太陽電池に並列接続された第１コンデンサと、
    第１コンデンサに並列接続された少なくとも直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子からなる第１チョッパ回路と、
    第２コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第３、第４スイッチ素子との並列接続からなり、その並列接続一端側が上記両第１、第２スイッチ素子の共通接続部に接続された第２チョッパ回路と、
    少なくとも２つの直列接続した第５、第６スイッチ素子と、第３コンデンサと、少なくとも２つの直列接続した第７、第８スイッチ素子とを並列接続してなり、上記第５、第６スイッチ素子の並列接続一端側が上記両第３、第４スイッチ素子の共通接続部に接続されたる第３チョッパ回路と、
    を含み、
    請求項１または２に記載の方法により第２コンデンサまたは第３コンデンサの容量抜けを検出可能としてある、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
  4. 薄膜太陽電池と、該薄膜太陽電池と商用電源との間に配されて、上記薄膜太陽電池からの直流電力を、上記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナとを備える太陽光発電システムであって、
    上記パワーコンディショナに請求項３に記載のパワーコンディショナを用いた、ことを特徴とする太陽光発電システム。
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