JP4927000B2 - センサレスブラシレスモータの制御回路、センサレスブラシレスモータ装置、及び真空ポンプ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスモータやその制御回路などに関し、例えば磁気軸受式ターボ分子ポンプなどの真空ポンプや磁気軸受スピンドルなどに使用されるものに関する。

従来ブラシレスモータの起動は以下のように行われていた。
ブラシレスモータには、２極の永久磁石を備えたロータと、その周りにロータを回転させるための磁界を発生する３つのモータ巻線を備えたものがある。
このようなブラシレスモータのうち、磁極の位置を検出するセンサのないセンサレスブラシレスモータ制御回路として、３つのモータ巻線のうち２つのモータ巻線にモータ駆動用の電流を流してロータを回転させ、ロータの回転により残りの１つのモータ巻線に生じる誘導起電力からロータの磁極位置を検出し、この磁極位置に基づいてモータ巻線の電流を順次切り替えるもの等がある。

図８及び図９を用いて、上に述べた従来のブラシレスモータ制御回路の一例を説明する。
図８は３相全波方式のブラシレスモータを表した概念図である。ロータ１５０は２極の永久磁石を備えている。ロータの回りにはＵ相、Ｖ相及びＷ相のモータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗが配置されている。これらモータ巻線の２つに電流を流して励磁し、その磁力の吸引力によってロータ１５０を回転させる。この励磁されるモータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗはロータ１５０の磁極の位置によって順次切り替え、ロータ１５０の回転を持続させるようになっている。磁極の位置の検出は励磁されていない残りの１つのモータ巻線に誘導される電圧を検出することにより行う。

図９に示したように３相全波方式のブラシレスモータのモータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗに出力する駆動電圧ベクトルは６種類ある。
Ｕ相モータ巻線からＶ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル１、Ｕ相モータ巻線からＷ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル２、Ｖ相モータ巻線からＷ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル３、Ｖ相モータ巻線からＵ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル４、Ｗ相モータ巻線からＵ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル５、Ｗ相モータ巻線からＶ相モータ巻線に電流を流す場合の駆動電圧ベクトルを駆動電圧ベクトル６とし、以降は番号により各駆動電圧ベクトルを区別することにする。
これらの駆動電圧ベクトルの番号は図９に丸で囲んで示してある。
また、Ｖ相モータ巻線からＷ相モータ巻線へ流す電流をＶ→Ｗ方向の電流等と記すことにする。

モータの制御回路は、検出された磁極位置からロータ１５０の回転に同期し、ロータ１５０が１回転するごとにパルスを１つ発生する。このパルスは図示しないＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路に入力され、ＰＬＬ回路はロータ１５０の回転の６倍の周期を持った６つのパルスを生成する。この６つパルスに同期させて上記の６つの駆動電圧ベクトルを順次切り替えてロータ１５０の回転を持続させる。つまり、無通電相となっているモータ巻線の電圧からロータ１５０の磁極位置を検出し、この検出値によってフィードバックをかけながらモータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗに出力する電圧ベクトルを切り替える。
ところで、このＰＬＬ回路をロックする（作動させる）ためには、入力信号の周波数が少なくとも２０ヘルツ程度必要である。即ち、ロータ１５０が毎秒２０回程度回転しないと、ＰＬＬ回路を作動させることはできない。
従来は、モータを起動してロータ１５０の回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に上昇するまではオープンループで各駆動電圧ベクトルを切り替えていた。即ち、なんらフィードバックをかけずに、モータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗに印加する電圧ベクトルを最初はＤＣ（直流）に近い低速で順次切り替え、徐々に切り替え速さ速めながら、これに、ロータを吸引追随させて、ＰＬＬ回路をロックできる回転数まで加速する等していた。

このようにＰＬＬ回路を用いてロータ回転数の逓倍同期パルスを発生させて駆動電圧ベクトルを切り替えるブラシレスモータの制御回路として特開平８−４７２８５号公報の発明がある。これはホールセンサによって磁極の位置を検出し、駆動電圧ベクトルをフィードバック制御するものである。
３つホールセンサを１２０°の角度の間隔を置いてロータの磁極の周りに配置し、モータ始動時のロータがＰＬＬ回路がロックできない低速で回転しているときは、これら３つのホールセンサによる検出信号で駆動電圧ベクトルを制御し、ロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数に達すると、このうちの１つのホールセンサの検出信号からＰＬＬ回路がロータ回転数の３倍の周期を持った逓倍同期パルスを生成し、この逓倍同期パルスにより駆動電圧ベクトルを切り替えるものである。
なお、この技術はホールセンサを用いなくとも、モータ巻線に発生するロータの回転により生じる逆起電圧を検出することでも応用できる。即ち、ＰＬＬ回路を用いたホールセンサレスのモータ駆動回路に応用できる。

従来センサレスブラシレスモータは、以下のように動作する制御回路によりコントロールされていた。
センサレスブラシレスモータの制御回路はロータの磁極位置を検出しながら、モータ巻線に流れる電流をフィードバック制御している。ロータの磁極位置の検出は、ロータの回転によりモータ巻線に誘導される電圧、即ち誘導起電力を検出することにより行われる。例えば、３相ブラシレスモータの場合、２つモータ巻線に電圧を印可し、残りの無通電相に誘導される電圧を検出する。そしてこの電圧によって検出された磁極位置に基づいて次に電圧を印可すべき２つのモータ巻線を判断し、電圧を印可する。その際、無通電相となったモータ巻線の誘導起電力を検出し、これによって磁極の位置を検出する。このプロセスを連続して行うことによりモータを駆動する。
図２０は従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路の磁極位置検出タイミングを示した図である。波形２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃはあるモータ巻線に誘導される電圧の波形図である。後に述べるように、図２０（ａ）はモータ巻線の電流による回転磁界の位相がロータの回転の位相より進んでいる場合であり、図２０（ｂ）は両者の位相が揃っている場合であり、図２０（ｃ）は前記回転磁界の位相がロータの位相より進んである場合を示している。
仮想中性電位２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃと波形２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃの交点２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃをサンプリングすることにより磁極位置を検出する。
この制御回路はモータ巻線に電圧を出力する駆動モードと出力しないサンプリングモードを有している。図２０に示したようにロータ回転周期の２／３の間は駆動モードでモータ巻線に電圧を出力し、残りの１／３の間はサンプリングモードで電圧を出力しない。これは、磁極位置検出時に波形２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃにノイズが重畳されるのを防ぐためである。
交点２０３ａ、ｂ、ｃの検出はサンプリングモード時に行われる。
図２０（ａ）は回転磁界の位相がロータの回転の位相より進んでいる場合であり、交点２０１ａの左側の波形２０１ａと仮想中性電位２０２ａで囲まれた面積が交点２０１ａの右側の波形２０１ａと仮想中性電位２０２ａで囲まれた面積より小さくなる。図２０（ｂ）は両者の位相が一致している場合であり、左右の前記面積が等しくなる。図２０（ｃ）は回転磁界の位相がロータの位相より遅れている場合であり、交点２０３ｃの左側の前記面積が右側の前記面積より大きくなる。
従来の制御回路は交点２０３ｂのように交点の左右の前記面積が常に等しくなるようにモータ巻線に出力する電圧をフィードバック制御している。

更に、従来のセンサレスブラシレスモータをターボ分子ポンプなどの真空ポンプに適用する際に、次のような問題があった。
ターボ分子ポンプのモータ部は、永久磁石を備えたロータ軸と、当該永久磁石の周囲に所定の間隙を隔てて複数個配設された電磁石から構成されているＤＣブラシレスモータによって構成される場合がある。

しかし、従来の起動方法では、モータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗの駆動電圧ベクトルの切り替え速さを急激に上昇したり、ロータ１５０の負荷が急激に変化したりすると、ロータ１５０がモータ巻線１５１Ｕ、１５１Ｖ、１５１Ｗの作る磁界に追従できず、脱調し、起動に失敗する場合があった。また、長時間かけて徐々に電圧ベクトルの切り替え速度を上昇すると、ロータ１５０がＰＬＬ回路をロックできる回転数に達するまで長時間を要する。更に、モータを起動してからロータ１５０がＰＬＬ回路をロックできる回転数に達する前に停電等が発生し再起動が必要になった場合、従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路では磁極位置が検出できないために、ロータ１５０を一旦直流制動して停止させた後、再起動する必要があった。特にターボ分子ポンプの場合、ロータ１５０の回転数がＰＬＬ回路をロックできる毎秒２０回転程度まで加速するのに１分程度要したので、上記の原因による時間の損失が大きかった。

一方、従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路では交点２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃがサンプリングモードに入っていなければならず、例えばロータに負荷変動が生じ、交点２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃがサンプリングモードからはずれると、磁極位置が乱れて脱調状態となる場合があった。また、ロータの磁極検出時にモータ巻線の電圧にノイズが重畳され、磁極位置が正確に検出できない場合があった。

また、ブラシレスモータのロータを磁気軸受にて軸支した場合、例えばロータを始動時に直流制動して磁極を所定の位置にセットしようとすると、磁気軸受では摩擦がないため、ロータが所定の位置を中心として振動し、その振動が速やかに減衰しないという問題があった。また、ＰＬＬ回路がロックできる回転周波数（単位時間あたりのロータの回転数、ここでは約２０［Ｈｚ］程度）にロータ軸の回転数が達するまでは、オープンループにて磁界をゆっくりと回転させていたため、起動に時間が係り、また、定常運転時にロータ軸の回転数が大きく変化すると磁極の位置が検出できず、脱調する場合があった。

そこで、本発明の第１の目的は、負荷変動などによりロータの回転速度が大きく変化したり、また、モータ巻線の電圧にノイズが重畳されている場合でも、ロータの磁極位置を正確に検出し、モータ巻線の電流を適正に制御できるセンサレスブラシレスモータの制御装置を提供することである。

本発明の第２の目的は、毎秒２０回転以下の低速回転においてもロータの磁極を検出して磁界の切り替えをフィードバック制御することができ、更にロータの回転速度が大きく変化したり、モータ巻線の電圧にノイズが重畳されている場合でも磁極の位置を正確に検出し、フィードバック制御することができるセンサレスブラシレスモータの制御回路、センサレスブラシレスモータ装置及び当該モータを用いた真空ポンプ装置を提供することである。

本発明は前記第１の目的を達成するために磁極を備えたロータと、前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、前記複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、前記磁極による何れか少なくとも１つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する磁束取得手段と、前記磁束取得手段にて取得された鎖交磁束の変化から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、を備え、前記磁束取得手段は、前記モータ巻線の線間電圧から、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧を減算する電圧処理演算を行なう電圧処理演算手段と、前記電圧処理演算を行う際に、前記鎖交磁束を演算するための信号から重畳されている直流成分を取り除く直流遮断部と、を備え、前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得された磁極の位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路（第１の構成）を提供する。
なお、第１の構成の変形として、前記磁束取得手段は、前記磁極による２つの前記モータ巻線の鎖交磁束の差を取得する構成としても良い。
本発明のセンサレスブラシレスモータの制御回路においては、ロータの磁極の回転位置をモータ稼動中、任意の時に取得することができるため、モータの負荷の変動などによりロータ回転数が大きく変化した場合も、モータ巻線の電流を適正に制御することができる。

また、第１の構成における磁束取得手段は、所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧値を取得する第１の取得手段と、所定の２つの前記モータ巻線の抵抗と、前記電流供給手段を構成する電源装置と前記モータ巻線を接続するケーブルの抵抗との合成抵抗による電圧降下を取得する第２の取得手段と、所定の２つの前記モータ巻線の電流の差に、所定の２つの前記モータ巻線のインダクタンスの値を乗算した値を取得する第３の取得手段と、前記第１の取得手段にて取得した値から、前記第２の取得手段にて取得した値を減算した後、積分する積分値取得手段と、前記積分値取得手段にて取得した値からから前記第３の取得手段にて取得した値を減算する減算手段によって構成しても良い（第２の構成）。

なお、第２の構成の変形として、第１の構成における磁束取得手段は、所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧を時間で積分した値を取得する第１の積分値取得手段と、所定の２つの前記モータ巻線の抵抗と前記電流供給手段を構成する電源装置と前記モータ巻線を接続するケーブルの抵抗との合成抵抗による電圧降下を時間で積分した値を取得する第２の積分値取得手段と、所定の２つの前記モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下を時間で積分した値を取得する第３の積分値取得手段と、前記第１の積分値取得手段にて取得した値から、前記第２の積分値取得手段にて取得した値と、前記第３の積分値取得手段にて取得した値を減算する減算手段によって構成しても良い。
第２の構成及び第２の構成の変形では、積分値を取得する際に、当該信号は積分器を用いて積分されるので、当該信号に重畳されているノイズがキャンセルされ、ノイズの少ない信号を得ることができる。このため、モータを稼動させながらロータの回転を監視することができる。

また、第２の構成で用いられる合成抵抗の値は、所定の２つの前記モータ巻線に直流電流を供給する直流電流供給手段と、前記線間電圧値を前記直流電流の電流値で除することにより前記合成抵抗の値を演算する第１の演算手段とを備えた合成抵抗値取得手段にて取得することができる。
この方法は例えばモータを始動する前に直流電流を所定の２つのモータ巻線に導通することにより行われる。

また、第２の構成で用いられるインダクタンスは、所定の２つの前記モータ巻線に高周波電流を供給する高周波電流供給手段と、前記高周波電流を供給した際の前記２つのモータ巻線の線間電圧値を取得する線間電圧値取得手段と、前記線間電圧値を前記高周波電流の電流値と、前記高周波電流の周波数及び所定の定数で除した値を取得する第２の演算手段と、を備えたインダクタンス取得手段にて取得することができる。
この方法は例えばモータ始動前にロータが追随できない程度の高周波電流を所定の２つのモータ巻線に導通することにより行うことができる。上記所定の値は２πである。

また、第２の構成で用いられるインダクタンスは、オープンループで前記モータ巻線の
電流を切り替えて前記ロータを回転させるロータ回転手段と、前記モータ巻線の電流を切
り替える前及び後で前記積分値取得手段にて取得された積分値をサンプリングするサンプリング手段と、所定の２つの前記モータ巻線に供給する電流値のピーク値を取得する電流ピーク値取得手段と、前記サンプリング手段にて取得した前記電流切り替え前後での前記積分値の差の絶対値を前記電流ピーク値取得手段にて取得した電流ピーク値で除する第３の演算手段と、を備えたインダクタンス取得手段にて取得することができる。
この方法はロータをある程度の回転数までオープンループで回転させ、その際にモータ
駆動電流の切り替え時に第１の積分手段で得られる波形に現れる段差の大きさによりイン
ダクタンスを求めるものである。

また、第２の構成で用いられる合成抵抗値とインダクタンスは、前記合成抵抗の仮定値と前記インダクタンスの仮定値を用いて所定の２つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する仮定磁束取得手段と、前記ロータ回転手段にて前記ロータを所定の角速度で回転させた際の所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧値と、前記モータ巻線の電流の供給を止めて前記ロータを前記所定の角速度でフリーランさせたときの所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧と、前記電流の供給を止めたときの前記仮定磁束取得手段にて得られた信号と、前記電流の供給を再開したときの前記仮定磁束取得手段にて得られた信号の位相差と、から前記合成抵抗の仮定値と前記インダクタンスの仮定値を補正する補正手段を備えることによって取得することができる。
最初に仮定の合成抵抗値とインダクタンスを用いてモータ巻線に生じる鎖交磁束を求め
、これによって、前記の仮定の合成抵抗値とインダクタンスを補正する。このプロセスを
数回繰り返すことにより、逐次補正された合成抵抗値とインダクタンスが真の値に近づい
ていく。

また、本発明は、前記第２の目的を達成するために、磁極を備えたロータを回転させるための複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる所定の２相間の電圧差を、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧の減算と、積分とからなる演算処理をして、磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、前記演算処理を行う際に、前記電圧差の信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断部と、前記直流遮断部により重畳する直流成分を取り除かれた信号に基づき前記演算処理された磁束信号から、出力可能な駆動電圧ベクトルのうちの一部の駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第１の駆動タイミング取得手段と、前記第１の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記一部の駆動電圧ベクトルを出力する第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号から得たタイミングを逓倍することにより前記出力可能な駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第２の駆動タイミング取得手段と、前記第２の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記出力可能な駆動電圧ベクトルを出力する第２の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第２の駆動電圧ベクトル出力手段とを選択する選択手段と、を具備したことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路を提供する（第３の構成）。

更に、本発明は前記第２の目的を達成するために、磁極を備えたロータを回転させるための複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、前記複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる所定の２つのモータ巻線の線間電圧を取得する線間電圧取得手段と、前記線間電圧取得手段にて取得した線間電圧から、前記所定の２つの前記モータ巻線の抵抗と前記電流供給手段を構成する電源装置と前記モータ巻線を接続する接続ケーブルの抵抗との合成抵抗による電圧の変化を補正する抵抗分補正手段と、前記抵抗分補正手段にて補正された前記線間電圧を積分して磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号のうち、前記所定の２つのモータ巻線のリアクタンスによる変化分を補正するリアクタンス分補正手段と、前記リアクタンス分補正手段にて補正された磁束信号から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、前記抵抗分補正手段と、前記リアクタンス分補正手段とのうち、少なくともリアクタンス分補正手段を無効にし、補正を行わないようにする補正無効手段と、を具備し、前記ロータの回転数が所定の回転以下の場合は、前記補正無効手段にて、少なくとも前記リアクタンス分補正手段を無効とし、前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて前記所定の２つのモータ巻線に流す電流を切替える第１のモードにて前記２つのモータ巻線に電流を供給し、前記ロータの回転数が所定の回転より大きい場合は、前記補正無効手段を用いずに、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切替える第２のモードにてモータ巻線に電流を供給することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路を提供する（第４の構成）。

前記第４の構成において、前記電流供給手段は、前記第１のモードから前記第２のモードへモードを切替える場合に、所定の時間、前記複数のモータ巻線に所定の順序に従って微小電流を流すように構成することができる（第５の構成）。

前記第４の構成又は前記第５の構成は、第１の遮断周波数と前記第１の遮断周波数より大きい周波数の第２の遮断周波数を切替え可能であって、前記磁束信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断手段と、前記直流遮断手段の前記第１の遮断周波数と、前記第２の遮断周波数とを切替える切替え手段と、を更に具備するように構成することができる（第６の構成）。

前記第６の構成において、前記切替え手段は、前記ロータが始動してから所定時間の間、前記直流遮断手段の遮断周波数を前記第１の遮断周波数とし、所定の時間が経過すると前記第２の遮断周波数に切替えるように構成することができる。

また、本発明は、前記第２の目的を達成するために、磁極を備えたロータと、前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、からなるモータ部と、前記複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、前記磁極による何れか少なくとも１つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する磁束取得手段と、前記磁束取得手段にて取得された鎖交磁束の変化から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、からなる制御部を備え、前記磁束取得手段は、前記モータ巻線の線間電圧から、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧を減算する電圧処理演算を行なう電圧処理演算手段と、前記電圧処理演算を行う際に、前記鎖交磁束を演算するための信号から重畳されている直流成分を取り除く直流遮断部と、を備え、前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得された磁極の位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータ装置を提供する（第７の構成）。

また、本発明は、前記第２の目的を達成するために、磁極を備えたロータと、前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、前記複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなるような所定の２相間の電圧差を、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧の減算と、積分とからなる演算処理をして、磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、前記演算処理を行う際に、前記電圧差の信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断部と、前記直流遮断部により重畳する直流成分を取り除かれた信号に基づき前記演算処理された磁束信号から、出力可能な駆動電圧ベクトルのうちの一部の駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第１の駆動タイミング取得手段と、前記第１の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記一部の駆動電圧ベクトルを出力する第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号から得たタイミングを逓倍することにより前記出力可能な駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第２の駆動タイミング取得手段と、前記第２の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記出力可能な駆動電圧ベクトルを出力する第２の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第２の駆動電圧ベクトル出力手段とを選択する選択手段と、を具備したことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ装置を提供する（第８の構成）。

また、本発明は、前記第２の目的を達成するために、一端に吸気口が形成され、他端に排気口が形成された外装体と、前記外装体の内部に磁気軸受又は機械式軸受にて回転自在に軸支されたロータと、前記ロータを回転させるモータと、前記外装体の内部に配設されたステータと、を具備し、前記モータは、第７の構成または第８の構成のセンサレスブラシレスモータ装置によって構成されたことを特徴とする真空ポンプ装置を提供する。

請求項１から請求項６に記載の発明のセンサレスブラシレスモータの制御回路は、センサレスブラシレスモータが駆動している間、常にロータの磁極位置を監視しているので、負荷変動などによりロータの回転数が大きく変化した場合でも脱調することがなく、安定した制御ができる。また、モータ巻線にノイズが重畳していても、これは積分することにより除去されるのでロータの磁極位置を正確に検出することができる。
また、本発明のセンサレスブラシレスモータの制御回路はモータ巻線の抵抗値とモータを接続するケーブルの抵抗値の合成抵抗値Ｒｐとモータ巻線のインダクタンスＬｐを自動的に計測するので、たとえ、使用現場などでケーブル長を変更したり、モータを別のモータと取り替えても再度Ｒｐ、Ｌｐを計測器を用いて計測せずに、即使用することができる。
また、本発明によれば、起動速度が速く、安定してブラシレスモータを運転することができる。

（第１の実施の形態）
以下、本発明のブラシレスモータの制御回路の第１の実施の形態を図１と図２を用いて説明する。図１は第１の実施の形態のブラシレスモータの制御回路の主要構成を示した図である。
本実施の形態の制御回路１４１は２極の永久磁石を備えたロータ１１２及びロータ１１２を回転させるためのスター結線されたモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗからなるモータ１０５と、これらのモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗへ電流を供給するモータ駆動回路１１５と、モータ駆動回路１１５を制御するマイクロコンピュータ１３０と、それぞれ抵抗値が等しくスター結線された抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗを備えている。
図１では便宜上各モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗとロータ１１２が別に示されているが、実際はモータ巻線７はロータ１１２の外周部に配置されている。
モータ駆動回路１１５は直流電源１１６と、３相ブリッジを構成する６つのトランジスタ１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２１ｄ、１２１ｅ、１２１ｆを備えている。各トランジスタ１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２１ｄ、１２１ｅ、１２１ｆのベースはそれぞれマイクロコンピュータ１３０に接続されている。各トランジスタ１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２１ｄ、１２１ｅ、１２１ｆはマイクロコンピュータ１３０からのゲート駆動パルスによりオン／オフされ、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに所定の電流を供給する。
モータ駆動回路１１５はマイクロコンピュータ１３０に制御されながらモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに所定の電流を供給する。

抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗはそれぞれモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに接続されている。図１に示したように抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗとモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗは対照的な形に配線されており、抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗの中点１１０とモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの中点１０９の電位は等しくなる。
制御回路１４１は更に差動増幅器１０３、直流遮断フィルタ１０２、積分器１０１及びコンパレータ１０４を備えている。
差動増幅器１０３は抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗの中点１１０と抵抗体１０８Ｕに接続されており、抵抗体１０８Ｕの両端の電位差即ち、抵抗体１０８Ｕに現れている電圧を出力する。ここで、中点１０９と中点１１０の電位は同じであり、また後述するようにモータ巻線１０７Ｕにはロータ１１２を駆動するための電流は流さないので、差動増幅器１０３から出力される電圧はロータ１１２の回転によりモータ巻線１０７Ｕに誘導される電圧と同一になる。以降中点１０９を基準としたＶ相の電位をＶｕ−ｎなどと表すことにする。添え字のｕはＵ相端子をｎは中点１０９を表す。

この実施の形態では、駆動電圧ベクトル３、６を交互に出力してロータ１１２を回転させる。即ち、モータ巻線１０７Ｖ、１０７ＷにＶ→Ｗ方向とＷ→Ｖ方向に交互に電流を流し、モータ巻線１０７Ｕは無通電相とする。ロータ１１２が回転するとモータ巻線１０７Ｕにはロータ１１２の回転による誘導起電力が生じる。この電圧はロータ１１２の回転に伴ってサインカーブを描き、このサインカーブの位相とロータ１１２の磁極の位置には対応関係がある。そして、前述したようにモータ巻線１０７Ｕに生ずる電圧と抵抗体１０８Ｕに生ずる電圧は同一であるので、抵抗体１０８Ｕに生じる電圧を差動増幅器１０３によって検出し、この信号を適当に処理することによりロータ１１２の位置を検出することができる。
モータ巻線１０７Ｕに生じている電圧は差動増幅器１０３のマイナス端子を中点１１０ではなく、直接モータ１０５の中点１０９に接続しても検出できるが、モータの構造上中点１０９に差動増幅器１０３の端子を接続することができないので、抵抗体１０８によって間接的に前記誘導起電力を検出する方法を採用した。

直流遮断フィルタ１０２は差動増幅器１０３からモータ巻線１０７Ｕに誘導された誘導起電力の直流成分をカットする。これは差動増幅器１０３の出力に直流成分が含まれていると積分器１０１がこれを積分してしまうため、あらかじめ直流遮断フィルタ１０２によって直流成分を取り除くためである。直流遮断フィルタ１０２はハイパスフィルタを用いても実現できる。
積分器１０１は直流成分を取り除いた差動増幅器１０３の出力を積分し、差動増幅器１０３の出力に重畳している電気的ノイズを取り除く。モータが稼働するといろいろな電気的ノイズが発生する。差動増幅器１０３で得られる信号にはこれらのノイズが重畳されており、このままではこの信号を使用することができない。これらのノイズに埋もれた信号を積分器１０１にて積分するとノイズは平均化されてノイズに埋もれた前記信号のみを得ることができる。
これは信号に重畳しているノイズは信号に対して正負両方にほぼ等しい割合でランダムに発生するため、積分するとノイズは平均化されてキャンセルされるためである。
積分器１０１の出力する信号を磁束推定信号と呼ぶことにする。これは、モータ巻線に生じている電圧を積分するとモータ巻線１０７Ｕの鎖交磁束になるからである。

コンパレータ１０４の入力端子は積分器１０１とグランドに接続されており、出力端子はマイクロコンピュータ１３０に接続されている。コンパレータ１０４は２値信号（高低２種類の電圧を対応させた信号であり、これらの信号のうち電圧が高いものをＨｉ、電圧が低いものをＬｏとする）を出力する。
コンパレータ１０４は磁束推定信号とグランドレベルを比較し、磁束推定信号がグランドレベルより大きければＨｉを出力し、磁束推定信号がグランドレベルより小さければＬｏを出力する。コンパレータ１０４の出力をＲＯＴ（回転パルス信号）信号と呼ぶことにする。このようにコンパレータ１０４はロータ１１２と同期したパルス信号を生成する。
マイクロコンピュータ１３０はコンパレータ１０４から ＲＯＴ信号を受け取り、このＲＯＴ信号に同期してモータ駆動回路１１５のトランジスタ１２１ｃ、１２１ｄ、１２１ｅ、１２１ｆをスイッチングして、所定の駆動電圧ベクトルをモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに出力する。ＲＯＴ信号がＬｏの時はトランジスタ１２１ｆ、１２１ｃをオンして、駆動電圧ベクトル３を出力し、ＲＯＴ信号がＨｉの時はトランジスタ１２１ｅ、１２１ｄをオンして駆動電圧ベクトル６を出力する。

本実施の形態のブラシレスモータの制御回路１４１は、モータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗのうち、モータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに駆動電圧ベクトル３、６を交互に出力してロータ１１２を回転させる。そして、ロータ１１２の回転によりモータ巻線１０７Ｕに誘導される電圧からロータ１１２の磁極位置を検出し、この検出結果から駆動電圧ベクトル３、６の切り替えをフィードバック制御するものである。
図２はモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、差動増幅器１０３の出力Ｖｕ−ｎ、積分器１０１から出力される磁束推定信号φｕ−ｎ、コンパレータ１０４から出力されるＲＯＴ信号、駆動電圧ベクトル３、６の関係を表したものである。

以下、図２の波形図を用いながら、ブラシレスモータの制御回路１４１の動作について説明する。
モータ始動時は駆動電圧ベクトル３、即ちＶ→Ｗ方向に電流を流す場合と、駆動電圧ベクトル６、即ちＷ→Ｖ方向に電流を流す場合をＤＣに近い周波数で交互に繰り返し、ロータ１１２の磁極をモータ巻線１０７Ｖとモータ巻線１０７Ｗがつくる磁界に吸引追随させる。ロータ１１２が毎秒１回転程度回転するようになるとモータ巻線１０７Ｕに誘導される電圧が検出できるようになる。
駆動電圧ベクトル３が出力されている間はＶ→Ｗ方向に電流が流れ、駆動電圧ベクトル６が出力されている間はＷ→Ｖ方向に電流が流れ、モータ巻線１０７Ｕには電流が流れないので、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形はそれぞれ図２に示したようになる。Ｉｕは０である。
駆動電圧ベクトル３、６が交互に出力されロータ１１２が回転すると、モータ巻線１０７Ｕに図２に示した誘導起電力Ｖｕ−ｎが生じる。前述したようにこの電圧はロータ１１２の回転に同期したサインカーブとなる。この電圧は抵抗体１０８Ｕの両端に接続された差動増幅器１０３により検出される。
差動増幅器１０３から出力されたＶｕ−ｎは直流遮断フィルタ１０２で直流成分をカットした後、積分器１０１に入力される。

次に、Ｖｕ−ｎは積分器１０１により積分され磁束推定信号φｕ−ｎに変換される。積分することにより、Ｖｕ−ｎに重畳していたノイズは除去され、ノイズに埋もれていた信号を検出することができる。
磁束推定信号φｕ−ｎはＶｕ−ｎを積分したものであるため図２に示したように位相が９０°遅れる。
コンパレータ１０４はグランドレベルと磁束推定信号φｕ−ｎを比較し、ＲＯＴ信号を生成する。磁束推定信号φｕ−ｎがグランドレベル以上のときはＬｏ信号を出力し、グランドレベル以下であるときはＨｉ信号を出力する。ＲＯＴ信号は図２に示したような波形となる。ＲＯＴ信号はロータ１１２の回転と同期しており、ロータ１１２が半回転するごとにＨｉとＬｏを交互に繰り返す。

次に、マイクロコンピュータ１３０はコンパレータから信号を受け取り、この信号を基にしてモータ駆動回路１１５の所定のトランジスタをスイッチングする。
マイクロコンピュータ１３０はＲＯＴ信号がＬｏである間はモータ駆動回路１１５のトランジスタ１２１ｆ、１２１ｃをオンし、ＲＯＴ信号がＨｉである間はトランジスタ１２１ｅ、１２１ｄをオンする。
モータ駆動回路１１５はトランジスタ１２１ｆ、１２１ｃがオンである間は駆動電圧ベクトル３をモータ１０５に出力し、トランジスタ１２１ｅ、１２１ｄがオンである間は駆動電圧ベクトル６をモータ１０５に出力する。
なお、駆動電圧ベクトル３、６によりモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに流れる電流はマイクロコンピュータ１３０によりＰＷＭ（パルス幅変調）制御されている。
他の駆動電圧ベクトル１、２、４、５は出力されない。

以上のように本実施の形態では駆動電圧ベクトル３、６を交互に出力してロータ１１２を駆動し、ロータ１１２の駆動に利用されていないモータ巻線１０７Ｕに誘導される電圧からロータ１１２の磁極位置を検知する。そして、検知された磁極位置に従って駆動電圧ベクトル３、６を切り替える。このモータ巻線１０７Ｕに誘導される電圧はノイズが重畳されているが、これを積分することによりノイズを除去するため、ロータ１１２の回転が毎秒１回転程度の低速回転でも検出することができる。そのため、ＰＬＬ回路をロックすることのできないロータ１１２の低速回転時においても、磁極位置によって駆動電圧ベクトル３、６をフィードバック制御することができる。

前述したように従来はモータの始動時はオープンループで駆動電圧ベクトルを切り替えており、ロータが磁界の変化に追随できるようにこの駆動電圧ベクトルの切り替え時間を長めに設定していた。一方、本実施の形態ではロータの回転数の上昇に従って速やかに駆動電圧ベクトルを切り替えることができるため、モータの始動時間の短縮を図ることができる。
また、ロータの低速回転時でもロータの位置を検出できるため、ロータの負荷が変動してロータの回転数が急激に変化した場合でも駆動電圧ベクトルの切り替えをロータの回転数の変化に追従させることができる。また、モータ始動中に停電が発生した場合でも電力供給が復旧した時点で、ロータの回転を停止せずに始動を再開することができる。

本実施の形態では駆動電圧ベクトル３、６を用い、モータ巻線１０７Ｕで磁極位置を検出しているが、これは、駆動電圧ベクトル１、４を用い、モータ巻線１０７Ｗで磁極位置を検出する構成にしてもよいし、駆動電圧ベクトル２、５を用い、モータ巻線１０７Ｖを用いて磁極位置を検出する構成にしても良い。
なお、磁気軸受にモータドライブを使用する場合、モータドライバのスイッチングノイズが軸受け本体や回路などを経由して磁気軸受の変位センサや、温度センサなどのセンサに伝搬するばあいがある。特に磁気軸受をデジタルシグナルプロセッサなどを用いてデジタル制御する場合は、変位信号をＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）コンバータでサンプリング検出して検出しているため、磁気軸受の変位信号にノイズが重畳している瞬間にこれをサンプリングすると誤差を含んだ変位信号を検出してしまい、その結果磁気軸受から騒音や振動が発生する場合があった。そのため、磁気軸受に使用するモータドライバは変位センサの信号をサンプリングする瞬間（例えば２マイクロ秒）に、モータのスイッチを切るか、もしくは切り替えないようにすると磁気軸受から騒音や振動を抑制することができる。

（第２の実施の形態）
以下、本発明のブラシレスモータの制御回路の第２の実施の形態を図３と図４を用いて説明する。
本実施の形態は駆動電圧ベクトル３と駆動電圧ベクトル５を交互に出力してモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗとモータ巻線１０７Ｗ、１０７Ｕに交互に磁界を発生させ、この磁界にロータ１１２を吸引させて回転させる。そして、Ｕ相端子とＶ相端子の電圧の差からＲＯＴ信号を生成し、このＲＯＴ信号により駆動電圧ベクトル３、５をフィードバック制御する。
図３は本実施の形態に係る制御回路１４２を示した図である。第１の実施の形態の制御回路１４１と同じ機能を有する部分には同じ番号を付すことにする。
制御回路１４１と制御回路１４２の構成の相違点は制御回路１４２はスター結線した抵抗体１０８Ｕ、１０８Ｖ、１０８Ｗを有しない点と、差動増幅器１０３がＵ相端子とＶ相端子の電圧の差を検出する点である。制御回路１４１と制御回路１４２の他の部分の構成は同一である。

第１の実施の形態ではモータ巻線１０７Ｕにはモータ駆動電流が流れていないので、Ｖｕ−ｎはきれいなサインカーブとなったが、本実施の形態ではモータ駆動電流の流れているモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｕに生じている電圧Ｖｖ−ｎ、Ｖｕ−ｎをモニタするため、これらの電圧には図４に示したようにモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗのインダクタンスに起因するスパイク状の電圧１１７、１１８等が現れる。このようなスパイク状の電圧１１７、１１８を消去するために差動増幅器１０３によって両者の差を取る。電圧Ｖｖ−ｎ、Ｖｕ−ｎは同じ位相に同じ大きさのスパイク状の電圧１１７、１１８等が現れるので、差をとることによりこれらを消去することができる。

以下にブラシレスモータの制御回路１４２の構成について説明する。
モータ１０５はスター結線されたモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７ＷとＮ極とＳ極の２つの磁極を有したロータ１１２から成る。
駆動電圧ベクトル３、５が交互に出力されることにより、モータ巻線１０７Ｖ、Ｗとモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｕが交互に磁界を作り、これにロータ１１２の磁極が吸引されて回転する。第１の実施の形態では、駆動電圧ベクトル３、６を交互に出力することによりロータ１１２を回転させたため、ロータ１１２の磁極の位置によってはロータ１１２を始動できない場合がある（駆動電圧ベクトル３、６が生成する磁界は互いに平行であるため、ロータ１１２停止時にこの磁界の方向と磁極の方向が平行な場合は、ロータ１１２にトルクが発生せず起動できない）が、本実施の形態ではロータ１１２が始動時にどの位置にあろうとも始動することができる。
なお、第１の実施の形態でも、始動時に短時間の間、駆動電圧ベクトル３、６以外の磁界を発生してモータを始動させることが可能である。

差動増幅器１０３の入力端子はモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖに接続されており、両端子間の電圧の差Ｖｕ−ｖを出力する。
図４に示した通り、Ｖｕ−ｎ、Ｖｖ−ｎにはモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗのインダクタンスに起因するスパイク状の電圧１１７、１１８等が現れる。これらは大きさと発生する位相が同じなので差動増幅器１０３により差を取ることで消去される。
図４のＶｕ−ｖのうち点線で示した波形は差動増幅器１０３からの出力を示している。この波形はスパイク状の電圧１１７、１１８等は消去されているが、いまだ直流成分１１９を含んでいる。この直流成分１１９はモータ巻線１０７Ｕ、１０７Ｖ、１０７Ｗの抵抗値に起因するものである。
直流遮断フィルタ１０２は直流成分１１９をカットし、直流遮断フィルタ１０２からは図４のＶｕ−ｖの実線で示した波形が得られる。

積分器１０１はＶｕ−ｖを積分し、磁束推定信号φｕ−ｖを出力する。磁束推定信号φｕ−ｖは積分によりＶｕ−ｖより位相が９０°遅れる。また、Ｖｕ−ｖに重畳されていたノイズは積分されることにより消去される。
コンパレータ１０４は磁束推定信号φｕ−ｖをグランドレベルと比較しＲＯＴ信号を出力する。第１の実施の形態と同様にＲＯＴ信号は磁束推定信号がグランドレベルより大きいときはＨｉとなり、磁束推定信号φがグランドレベルより小さいときは信号Ｌｏとなる。
マイクロコンピュータ１３０はＲＯＴ信号と同期してモータ駆動回路１１５のトランジスタ１２１ｂ、１２１ｃ、１２１ｅ、１２１ｆをオンオフする。
モータ駆動回路１１５はトランジスタ１２１ｃ、１２１ｆがオンのときはモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに駆動電圧ベクトル３を出力し、トランジスタ１２１ｅ、１２１ｂがオンのときはモータ巻線１０７Ｗ、１０７Ｕに駆動電圧ベクトル５を出力する。

次に、このように構成された制御回路１４２の動作について説明する。
モータ始動時は駆動電圧ベクトル３、即ちＶ→Ｗ方向に電流を流す場合と、駆動電圧ベクトル５、即ちＷ→Ｕ方向に電流を流す場合をＤＣ（直流）に近い周波数で交互に繰り返す。ロータ１１２は駆動電圧ベクトル３が出力されているときは、モータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗの作る磁界に、駆動電圧ベクトル５が出力されているときはモータ巻線１０７Ｗ、１０７Ｕの作る磁界により、吸引され回転を始める。ロータ１１２の回転数が毎秒１回転程度になると磁極位置が検出できるようになる。
モータ巻線１０７Ｕ、モータ巻線１０７Ｖ、モータ巻線１０７Ｗにはそれぞれ図４のＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗで示した電流が流れる。駆動電圧ベクトル３が出力されている間は電流はモータ巻線１０７Ｖからモータ巻線１０７Ｗへ流れ、駆動電圧ベクトル５が出力されている間は電流はモータ巻線１０７Ｗからモータ巻線１０７Ｕへ流れる。

図４の波形Ｖｕ−ｎは中点１０９を基準としたＵ相端子の電圧を表している。前述したように波形中の所々に現れるスパイク状の電圧１１７はモータ巻線７が有しているインダクタンスによる電圧降下等の影響によるものである。
図４の波形Ｖｖ−ｎは中点１０９を基準としたＶ相端子の電圧を表している。波形中にはＶｕ−ｎと同じ理由により所々にスパイク状の電圧１１８が現れる。
この２つの波形に現れるスパイク状の電圧１１７、１１８は、発生する位相が同じであり、また、大きさも等しい。
これらのＶｕ−ｎとＶｖ−ｎは差動増幅器１０３に入力され、両者の差分が出力される。
図４の波形Ｖｕ−ｖのうち点線で示したものは差動増幅器１０３の出力信号を表している。前述したようにＶｖ−ｎとＶｕ−ｎに現れるスパイク状の電圧１１７と１１８は発生する場所と大きさが等しいため、差動増幅器１０３で両差の差を取ることによりこれらは相殺される。

差動増幅器１０３の出力信号は直流成分１１９が重畳されており、これは直流遮断フィルタ１０２によりカットされる。これは積分器１０１で直流成分が積分されないようにするためである。直流遮断フィルタ１０２からは図４の実線で示したＶｕ−ｖの波形が得られる。
直流遮断フィルタ１０２で直流成分をカットされたＶｕ−ｖは積分器１０１によって積分され、図４に示した磁束推定信号φｕ−ｖに変換される。積分によってＶｕ−ｖに重畳されていたノイズは除去され、目的の信号のみ得られる。磁束推定信号φｕ−ｖはロータ１１２に同期して変化する。
積分器１０１から出力された磁束推定信号φｕ−ｖはコンパレータ１０４でグランドレベルと比較し、図４に示したＲＯＴ信号（回転パルス信号）を出力する。ＲＯＴ信号は磁束推定信号φｕ−ｖがグランドレベルより大きいときＬｏとなり、グランドレベルより小さいなときＨｉとなる。

マイクロコンピュータ１３０はコンパレータからＲＯＴ信号を受け取り、ＲＯＴ信号がＬｏである間はモータ駆動回路１１５のトランジスタ１２１ｆ、１２１ｃをオンし、ＲＯＴ信号がＨｉである間はトランジスタ１２１ｅ、１２１ｂをオンする。
図４に示したようにＲＯＴ信号がＬｏのときは駆動電圧ベクトル５がモータ巻線１０７Ｖ、１０７Ｗに出力され、ＲＯＴ信号がＨｉのときはモータ巻線１０７Ｗ、１０７Ｕに駆動電圧ベクトル３が出力される。
なお、これらの駆動電圧ベクトル３、５によりモータ巻線に流れる電流はマイクロコンピュータ１３０によりＰＷＭ制御されている。駆動電圧ベクトル１、２、４、６は出力されない。

本実施の形態では、ロータ１１２の磁極の停止位置にかかわらず必ず始動することができる。駆動電圧ベクトル３、５によって生成される磁界が平行でないため、磁極がどの位置で停止していてもロータにトルクが発生するためである。
また、本実施の形態の制御回路１４２はモータ巻線の電圧を検出するための抵抗体等を設置する必要がなく、簡単な回路構成でロータ１１２が低速回転していてＰＬＬ回路がロックできない場合でもロータ１１２の位置を検出し駆動電圧ベクトルの切り替えをフィードバック制御することができる。
なお、モータ起動時間を短縮でき、また、ロータ１１２の負荷が変動したり、停電した後電力供給が復活したときなども脱調せずにモータ１０５を制御できる点は第１の実施の形態と同じである。
本実施の形態では駆動電圧ベクトル３、５を用いてモータを駆動したが、駆動電圧ベクトルの選び方をこれに限定するものではなく、例えば、駆動電圧ベクトル５、１または駆動電圧ベクトル１、３を用いても良い。即ち、差動増幅器１０３でモータ巻線７のインダクタンスにより現れるスパイク状の電圧が相殺されるように駆動電圧ベクトルを選択することにより磁束推定信号を得ることができる。

（第３の実施の形態）
本実施の形態では、第２の実施の形態の手段で起動されたモータのロータの回転数がＰＬＬ回路をロックできる回転数（約毎秒２０回転）に達した後、ＰＬＬ回路を用いた定常運転に切り替える場合について説明する。
モータの定常運転時は磁極の位置を検出しながら、ＰＬＬ回路にロータが１回転するごとに６パルスを発生させ、このパルスに同期させて駆動電圧ベクトルを１→２→３→４→５→６→１→・・・の順番で順次切り替えることによりロータを回転させる。
一方、第２の実施の形態のロータ１１２の回転は駆動電圧ベクトル３、５を交互に切り替えることにより行われている。
よって、第２の実施の形態の手段による運転からＰＬＬ回路を用いた通常運転に切り替える際に、最初に出力する駆動電圧ベクトルと、この駆動電圧ベクトルを出力するタイミングを適切に求める必要がある。通常運転への切り替え時に不適切な駆動電圧ベクトルを出力したり、また、駆動電圧ベクトルの出力タイミングを誤ると、モータが脱調したり、異常音を発したりする。

図５は本実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路１４３を示した図である。この制御回路１４３は第２の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路１４２に更に回転速度センサ１２５、回転速度検出回路１２６、ＰＬＬ回路１２７、記憶部１２８を備えている。第２の実施の形態のブラシレスモータの制御回路１４２と同じ機能を有する部分には同じ番号を付すことにする。
回転速度センサ１２５はモータ１０５の外部に取り付けられており、ロータ軸に取り付けられたターゲットを検知して、ロータ１１２の回転に同期した信号を発生する。例えば、回転速度センサ１２５はホール素子等で形成され、ターゲットは磁石等で構成されている。回転速度検出器はモータ１０５の内部に設置して、ロータ１１２の磁極を直接検出する構成にしても良い。回転速度センサ１２５からは電気的ノイズが重畳されていないきれいな波形を得ることができる。

回転速度センサ１２５は回転速度検出回路１２６に接続されている。回転速度検出回路１２６は回転速度センサ１２５の出力信号からロータ１１２の回転数を計算し、パルス状のＲＯＴＡ信号（第２の回転パルス信号）を出力する。ＲＯＴＡ信号は２値信号（高低２種類の電圧を対応させた信号であり、これらの信号のうち電圧が高いものをＨｉ、電圧が低いものをＬｏとする）である。
ＲＯＴＡ信号はロータ１１２が半回転する間Ｈｉとなり、続く半回転でＬｏとなる。
マイクロコンピュータ１３０とＰＬＬ回路１２７は回転速度検出回路１２６に接続されており、回転速度検出回路１２６からＲＯＴＡ信号を受け取る。
ＰＬＬ回路１２７はＲＯＴＡ信号の周波数の６倍の周波数に同期したパルス状の同期信号６×ｆＲＯＴＡ信号を生成する。この同期信号は６つの駆動電圧ベクトルを切り替える際に使用される。

マイクロコンピュータ１３０はＲＯＴ信号とＲＯＴＡ信号から、通常運転に切り替える際に最初に出力すべき駆動電圧ベクトルと、ＰＬＬ回路１２７によって生成される同期信号を出力するタイミングを演算する。
また、マイクロコンピュータ１３０には記憶部１２８が接続されている。これはロータ１１２の回転数が上昇すると、回転速度センサ１２５の出力信号がターゲットが検出位置に到達したタイミングより遅れる場合があり、記憶部１２８にはこれを補正する値があらかじめ記憶されている。マイクロコンピュータ１３０はロータ１１２の回転数に応じてこの補正値を用いＲＯＴＡ信号の立ち上がり時間及び立ち下がり時間を補正する。
マイクロコンピュータ１３０はこれらの値から所定の演算を行い、モータ駆動回路１１５のトランジスタ１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２１ｄ、１２１ｅ、１２１ｆへのゲート駆動パルスを第２の実施の形態の始動運転のものからから通常運転のものへ切り替える。

以上のように構成されたブラシレスモータの制御回路１４３の動作について説明する。
モータ１０５を起動してロータ１１２の回転数がＰＬＬ回路がロックできる回転数（例えば毎秒２０回転）に達するまでは、第２の実施の形態で説明した方法でモータ１０５を駆動する。即ち、駆動電圧ベクトル３、５を交互に出力し、Ｖ相端子とＵ相端子の電圧の差を積分等してＲＯＴ信号を生成し、このＲＯＴ信号に同期して前記駆動電圧ベクトル３、５を切り替える。
ロータ１１２の回転数がＰＬＬ回路をロックできる最低の回転数に達っするとマイクロコンピュータ１３０は通常運転切り替え時に最初に出力する駆動電圧ベクトルとそれを出力するタイミングを演算し、モータ１０５の運転を通常運転に切り替える。
運転切り替え時に最初に出力する駆動電圧ベクトルは以下の様にして演算する。
マイクロコンピュータ１３０はＲＯＴ信号の周期Ｔを検出し、記憶する。また、ＲＯＴ信号とＲＯＴＡ信号の時間差Ｔａを検出し記憶する。
図６のＲＯＴはＲＯＴ信号を、ＲＯＴＡはＲＯＴＡ信号を表している。またφｕ−ｖは積分器１０１から出力される磁束推定信号φｕ−ｖである。
次にＲＯＴ信号とＲＯＴＡ信号の位相差Ｙを以下の式によって計算する。

（数１）
Ｙ＝Ｔａ／Ｔ ・・・・・（１）

図７はＹの値と通常運転への切り替え時に最初に出力する駆動電圧ベクトル番号を示している。
例えば、３／１２≦Ｙ＜５／１２の時は、駆動電圧ベクトル１から開始する。
図７にの表に従って駆動電圧ベクトルを出力すると、ロータ１１２の磁極の位置と駆動電圧ベクトルにより生成される磁界が適切な位置関係となる。
図６の「３相全波モード時に駆動すべき電圧ベクトル」欄の駆動電圧ベクトル番号と磁束推定信号φｕ−ｖの波形は両者の対応関係を示している。
また、φｕ−ｖとＲＯＴ信号は同期しているので、ＲＯＴ信号と駆動電圧ベクトルの対応関係もこの波形図から分かる。例えば、ＲＯＴ信号の立ち上がりが、駆動電圧ベクトル４が出力されている期間の中間となる。
ＲＯＴ信号の１周期を６分割し、ＲＯＴ信号に同期して１→２→３→・・・の順に駆動電圧ベクトルを出力すれば良い。
ＲＯＴＡ信号の波形はＲＯＴ信号の波形を平行移動したものであるので、式１のＹにより、図７に示したようにＲＯＴＡ信号と駆動電圧ベクトルの番号を対応させることができる。

次にマイクロコンピュータ１３０はＲＯＴＡ信号の６倍同期信号である６×ｆＲＯＴＡ信号をどれだけＲＯＴ信号から遅らせて出力すれば良いのかを演算する。
式１によってＲＯＴＡ信号に対応して出力する駆動電圧ベクトルの番号は求まったので、次に６×ｆＲＯＴＡ信号の出力タイミングを微調整し、６×ｆＲＯＴＡ信号の立ち上がり及び立ち下がりのタイミングをＲＯＴ信号立ち上がり及び立ち下がりのタイミングに揃える。
図７の「位相遅れ量Ｄ」欄にそれぞれのＹの値に対応する位相遅れ量が示されている。マイクロコンピュータ１３０はＲＯＴＡ信号の周期Ｔと位相遅れ量Ｄから位相遅れ時間Ｔｄを次式にて計算する。

（数２）
Ｔｄ＝Ｔ×Ｄ ・・・・・（２）

そして、マイクロコンピュータ１３０はＰＬＬ回路１２７が生成した６×ｆＲＯＴＡ信号をＴｄだけ遅らせて、駆動すべきベクトル番号に対応したゲート駆動パルスをモータ駆動回路１１５に出力する。このゲート駆動パルスは６×ｆＲＯＴＡ信号が立ち上がるたびに、駆動電圧ベクトルを順次１→２→３→４→・・・と更新してモータ１０５の定常運転を行う。
またロータ１１２の回転速度が上昇すると、回転速度センサ１２５の検出信号がターゲットが回転速度センサ１２５の検出位置に達した時間より遅れてくる場合がある。この場合ＲＯＴＡ信号が本来あるべき値より遅れて出力される。この遅れの量とロータ１１２の回転速度の関係があらかじめ分かっていれば、それらを補正値として記憶部１２８に記憶しておき、マイクロコンピュータ１３０内部でＲＯＴＡ信号を補正する。

以上の手段によって第２の実施の形態の手段で起動したモータ１０５を速やかにＰＬＬ回路１２７の６×ｆＲＯＴＡ信号による定常に移行することができる。
通常センサレスブラシレスモータの制御にはモータ配線のインピーダンスを測定したり、モータの電流をモニタして補正したりする必要があるが、本実施の形態のブラシレスモータの制御回路１４３ではこれらの必要がないので回路が単純になりコストが下げられる。
また、第１の実施の形態のブラシレスモータの制御回路１４１で起動したモータ１０５を定常運転に切り替える場合も、本実施の形態と同様にして行うことができる。

（第４の実施の形態）
本実施の形態ではモータ巻線内に生じている磁束の変化からロータの磁極位置を検出する。
まず、本実施の形態を実施する上で基本となる理論式を導いておく。
図１０はモータを接続するケーブルとモータ巻線の抵抗値とインダクタンスを示した図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ巻線はスター結線されている。

Ｖｉｕ−ｎはロータの回転によりＵ相モータ巻線に生じた電圧である。Ｕ相モータ巻線はインダクタンスＬｕと抵抗値Ｒｕを有している。また、ケーブルは配線抵抗値Ｒｃを有している。Ｖ相とＷ相は構造的にＵ相と対称であるので、上の添え字ｕをそれぞれｖ、ｗにすることによりそれぞれＶ相、Ｗ相の対応する値とする。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流をそれぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗとする。
ここで、以下のようにＲｐ、Ｌｐ、Ｖｉｕ−ｖをおく。

（数３）
Ｒｃ＋Ｒｕ＝Ｒｃ＋Ｒｗ＝Ｒｃ＋Ｒｖ＝Ｒｐ
Ｌｕ＝Ｌｗ＝Ｌｖ＝Ｌｐ
（Ｖｉｕ−ｎ）−（Ｖｉｖ−ｎ）＝Ｖｉｕ−ｖ

上の式から以下の式が導かれる。

（数４）
Ｖｕ−ｖ＝Ｖｉｕ−ｖ＋Ｒｐ（Ｉｕ−Ｉｖ）＋Ｌｐ×ｄ（Ｉｕ−Ｉｖ）／ｄｔ

ここで、Ｖｕ−ｖはＵ相モータ巻線の電圧からＶ相モータ巻線の電圧を引いたものである。これを積分すると以下の式（３）が得られる。

（数５）
∫Ｖｕ−ｖｄｔ＝∫（Ｖｉｕ−ｖ＋Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ））ｄｔ＋Ｌｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ） （３）

ここでＵ相モータ巻線とＶ相モータ巻線内の磁束を示す磁束推定信号φｕ−ｖは以下の式（４）で表される。

（数６）
φｕ−ｖ＝∫Ｖｉｕ−ｖｄｔ （４）

ここで、以下の式（５）、（６）、（７）で表される諸量を考える。

∫Ｖｕ−ｖｄｔ （５）
∫Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）ｄｔ （６）
Ｌｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ） （７）

式（３）により、式（５）から式（６）と（７）を引くと磁束φｕ−ｖが求まることが分かる。
本実施の形態ではこれらの関係式を電気回路を用いて実現し、磁束推定φｕ−ｖを求め、この磁束推定信号φｕ−ｖに基づいてモータ巻線の電流を切り替える。

図１１は本発明の第４の実施の形態に係るセンサレスブラシレスモータの制御回路４１の構成を示したブロック図である。
制御回路４１はモータ５とモータ駆動回路１７と駆動制御回路１９を備えている。
モータ５はスター結線されたモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗと、Ｎ極とＳ極の１対の磁極を備えたロータ６から構成されている。図示する都合上モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗとロータ６は別々に示したが、実際にはモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗはロータ６の周りに配置されている。モータ駆動時は例えばモータ巻線７Ｕ、７ＶにＵ→Ｖ方向に電流を流すというように、２つのモータ巻線に電流を流し、この電流によってモータ巻線が作る磁界にロータ６の磁極を吸引させてこれを回転させる。電流を流すモータ巻線と電流の方向をロータ６の磁極の位置に基づいて順次切り替えることにより、ロータ６の回転を持続させる。
モータ駆動回路１７は直流電源１８と３相ブリッジを形成する６個のトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆから構成されている。これらのトランジスタのベースはそれぞれ駆動制御回路１９内のマイクロコンピュータ３０に接続されており、マイクロコンピュータ３０からゲート信号によりオンオフされ、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに所定の電流を供給する。

また、制御回路４１は上記の式（４）から式（７）までの演算を行い磁束推定信号φｕ−ｖを求める回路素子を含んでいる。これらの回路素子は、差動増幅器８、９と掛算器１０、１２と加算器１１、１３と積分器１と直流遮断フィルタ２から構成されている。
差動増幅器８はモータ巻線７Ｕ、７Ｖと接続されており、モータ巻線７Ｕの電圧からモータ巻線７Ｖの電圧を引いた値、Ｖｕ−ｖを出力する。
差動増幅器９はモータ巻線７Ｕ、７Ｖに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖを検出し、両者の差Ｉｕ−Ｉｖを出力する。
掛算器１０は差動増幅器９と駆動制御回路１９内のＲｐ信号設定回路１４に接続されている。Ｒｐ信号設定回路１４は、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの内何れかの抵抗値（３つとも抵抗値は同じ）とそのモータ巻線とモータ駆動回路１７を接続するケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの何れかの抵抗値（３つとも抵抗値は同じ）の合成抵抗値である。掛算器１０は差動増幅器９からＩｕ−Ｉｖを、Ｒｐ信号設定回路１４からはＲｐを受け取り、両者の積であるＲｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を出力する。
加算器１１は差動増幅器８と掛算器１０に接続されており、加算器１１は差動増幅器８からＶｕ−ｖを、掛算器１０からＲｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を受け取り、Ｖｕ−ｖからＲｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を引いた差、即ち（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を出力する。これは、式（６）の被積分値である。

加算器１１の出力は直流遮断フィルタ２を介して積分器１に入力される。これは、加算器１１の出力に含まれている直流成分が積分器１で積分されるのを防ぐためである。
積分器１は直流成分を除去した加算器１１の出力を積分し、∫（（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ））ｄｔを出力する。積分器１の出力は式（５）から式（６）を引いた場合に対応する。また、積分することにより、積分器１の入力信号、即ち（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）に重畳している電気的ノイズは除去される。これは、ノイズは信号値を基準にして正負にランダムに発生するため、これらを積分して足し合わせると相殺するためである。
掛算器１２は差動増幅器９とＬｐ信号設定回路１５に接続されており、差動増幅器９からＩｕ−Ｉｖを、Ｌｐ信号設定回路１５からＬｐを受け取り両者の積、即ちＬｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を出力する。この値は式（７）に対応する。
加算器１３は積分器１の出力、即ち∫（（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ））ｄｔから掛算器１２の出力、即ちＬｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を引いた値を出力する。加算器１３の出力は式（５）から式（６）と式（７）を引いた値に対応し、磁束推定信号φｕ−ｖに等しい。磁束推定信号φｕ−ｖの波形はロータ６の回転に同期したサイン曲線となる。

駆動制御回路１９はコンパレータ４と、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ）回路１６と、Ｌｐ信号設定回路１５と、Ｒｐ信号設定回路１４とマイクロコンピュータ３０から構成されている。コンパレータ４は２つの入力端子を備えており、一方は磁束推定信号φｕ−ｖに、他方はグランドに接続されている。コンパレータ４は２値信号（高低２種類の電圧を対応させた信号であり、これらの信号の内電圧が高いものをＨｉ、電圧が低いものをＬｏとする）を出力する。
そして、コンパレータ４は磁束推定信号φｕ−ｖとグランドレベルを比較し、磁束推定信号φｕ−ｖがグランドレベルより小さいときはＬｏを、磁束推定信号φｕ−ｖがグランドレベルより大きいときはＨｉを出力する。
φｕ−ｖはロータ６に同期したサイン波となるので、コンパレータ４はロータが半回転する間Ｈｉを、続く半回転の間Ｌｏを出力する。この信号をＲＯＴ信号（回転パルス信号）と呼ぶ。コンパレータ４の出力端子はマイクロコンピュータ３０とＰＬＬ回路１６に接続されている。

ＰＬＬ回路１６はＲＯＴ信号を受け取り、ロータ６の回転数の１２倍の周波数に同期した逓倍同期信号である１２×ｆＲＯＴ信号を生成し、これをマイクロコンピュータ３０に出力する。
Ｒｐ信号設定回路はマイクロコンピュータ３０に記憶してある抵抗値Ｒｐの値を掛算器１０に出力する。
Ｌｐ信号設定回路はマイクロコンピュータ３０に記憶してあるインダクタンス値Ｌｐを掛算器１２に出力する。
モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの抵抗値とこれとモータ駆動回路１７を接続するケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗値の合成抵抗値Ｒｐと、モータ巻線のインダクタンスＬｐはあらかじめ計測器を用いて計測され、マイクロコンピュータ３０に格納されている。
マイクロコンピュータ３０はＰＬＬ回路１６の１２×ｆＲＯＴ信号に基づいてトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに所定のゲート信号を供給し、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を順次切り替えるようになっている。

以上の様に構成されたセンサレスブラシレスモータの制御回路４１の動作を図１２の波形図を用いて説明する。
ＰＬＬ回路１６をロックできる（作動させる）周波数が約２０［Ｈｚ］なので、モータ５を起動してからロータ６の回転速度が毎秒２０回転程度に達するまでは、オープンループでモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を切り替える。
ロータ６の回転速度が毎秒２０回転程度に達すると、磁束推定信号φｕ−ｖからＲＯＴ信号を作り、これによってモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流の切り替えをフィードバック制御することができるようになる。
モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流はそれぞれ図１２のＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形のようになる。マイクロコンピュータ３０は電流が矩形波となるようにモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに印加する電圧をＰＷＭ（Ｐｕｌｓ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御する。
差動増幅器８はモータ巻線７Ｕ、７Ｖの電圧の差を取り、図１２のＶｕ−ｖで示した波形を出力する。モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流切り替え時に現れるスパイク状の電圧２０はモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの持つインダクタンスＬｐに起因するものであり、隣接する波形との段差２１はモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの抵抗値とこれらとモータ駆動回路１７を接続するケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗値の合成抵抗値Ｒｐによる電圧降下である。

差動増幅器９はＩｕとＩｖの差を出力し、その波形は図１２のＩｕ−Ｉｖで示した波形となる。
掛算器１０はこのＩｕ−ＩｖとＲｐを掛け合わせる。
加算器１１は（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を出力する。この信号は重畳されている直流成分を直流遮断フィルタ２で取り除かれた後、積分器１に入力される。
積分器１は∫（（Ｖｕ−ｖ）−Ｒｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ））ｄｔを出力し、これは図１２のＸで示した波形となる。波形Ｘに見られる段差はモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのインダクタンスに起因するものである。
積分器１の出力は加算器１３にてＬｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）を減算される。加算器１３からは図１２のφｕ−ｖの波形で示した磁束推定信号φｕ−ｖが出力される。
この波形から分かるように磁束推定信号φｕ−ｖはロータ６が１回転すると１周期となるサイン波になる。
コンパレータ４は磁束推定信号φｕ−ｖとグランドレベルを比較し、ＲＯＴ信号を出力する。前述したようにＲＯＴ信号は磁束推定信号φｕ−ｖがグランドレベルより小さいときはＨｉとなり、グランドレベルより大きいときは信号Ｌｏとなる。ＲＯＴ信号は図１２のＲＯＴの波形で示したようにロータ６の半回転する間Ｈｉに、その後の半回転する間Ｌｏになる。

ＰＬＬ回路１６はコンパレータ４からＲＯＴ信号を受け取り、ＲＯＴ信号の１２倍の周波数を持った逓倍同期信号１２×ｆＲＯＴ信号を生成する。
モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流の切り替え方は、例えばＷ→Ｖ方向、Ｕ→Ｖ方向など全部で６種類あるので、基本的にはＲＯＴ信号の６倍の周波数を持った逓倍同期信号６×ｆＲＯＴ信号を生成すれば、この信号に同期して上記６つの電流を切り替えることができる。ここで、ＲＯＴ信号の１２倍の周波数を持った１２×ｆＲＯＴ信号を生成したのは積分によるφｕ−ｖの位相のずれを補正するためである。
より詳しく説明すると以下のようになる。
マイクロコンピュータ３０はロータ６が６０°回転するごとにモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を切り変える。図１２の縦線は電流を切り替えるタイミングでありその間隔はロータ６の回転にして６０°である。ところで、φｕ−ｖは積分により位相が元の信号より位相が９０°進む。そのため、φｕ−ｖから生成したＲＯＴ信号も位相が９０°進んでおり、ＲＯＴ信号の立ち上がりと立ち下がりと電流を切り替えるタイミングとは３０°のずれがある。そこでＲＯＴ信号の１２倍の周期を持った１２×ｆＲＯＴ信号を生成すると、前記電流を切り替えるタイミングと、１２×ｆＲＯＴ信号の立ち上がりを一致させることができる。
このようにしてモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を切り替えるタイミングと、１２×ｆＲＯＴ信号の立ち上がりを一致させ、１２×ｆＲＯＴ信号が２回立ち上がるごとにモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を切り替えればモータ５を運転することができる。

マイクロコンピュータ３０にはＲＯＴ信号と１２×ｆＲＯＴにより、所定のゲート信号をトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆのベースに供給するプログラムが格納されており、図１２の２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに示したようにそれぞれの番号に対応したトランジスタをスイッチオンする。例えばトランジスタ２１ｄ、２１ｅがオンしている場合はモータ巻線７Ｖ、７ＷにＷ→Ｖ方向に電流が流れる。なお前述したように、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに流れる電流はマイクロコンピュータ３０により所定の値にＰＷＭ制御されている。

本実施の形態ではあらかじめＲｐとＬｐを計測してあるので、掛算器１０の代わりにゲインＲｐの増幅器を、また、掛算器１２の代わりにゲインＬｐの増幅器を用いることができる。
また、本実施の形態ではモータ巻線７Ｕ、７Ｖの電流と電圧をモニタしたが、これに限定されるものではなく、任意のモータ巻線の電圧と電流をモニタしても良い。
本実施の形態のセンサレスブラシレスモータの制御回路４１ではロータ６の磁極位置を常時監視できるので、負荷の変動によってロータ６の回転数が大きく変化した場合も脱調せずにモータ５を適切に制御することができる。また、ロータ６の磁極位置を検出するための信号を積分処理するために、この信号に重畳している電気的ノイズの影響を受けずに、前記磁極位置を正確に検出することができる。

（第５の実施の形態）
第４の実施の形態ではモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの抵抗値とこれらとモータ駆動回路１７を接続するケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗値の合成抵抗値Ｒｐをあらかじめ計測器で計測し、それらをマイクロコンピュータ３０に記憶させたが、本実施の形態ではＲｐを自動的に計測してマイクロコンピュータ３０に格納する場合について述べる。
図１３は本発明の第５の実施の形態に係るセンサレスブラシレスモータの制御回路４２の構成を示したブロック図である。
本実施の形態の制御回路４２は第４の実施の形態の制御回路４１に新たにローパスフィルタ２２、２３を追加したものである。他の構成は制御回路４１と同じであるので、これらの構成要素には制御回路４１と同じ番号を付すことにする。

ローパスフィルタ２２は差動増幅器９と駆動制御回路１９内の図示しないマイクロコンピュータ３０に接続されている。
ローパスフィルタ２２は差動増幅器９からＩｕ−Ｉｖを受け取り、これに重畳している高周波ノイズを除去した後、マイクロコンピュータ３０へ出力する。
ローパスフィルタ２３は差動増幅器８と駆動制御回路１９内の図示しないマイクロコンピュータ３０に接続されている。ローパスフィルタ２３は差動増幅器８からケーブル３Ｕ、３Ｖの線間電圧Ｖｕ−ｖを受け取り、これに重畳されている高周波ノイズを除去した後、これをマイクロコンピュータ３０に出力する。
このようにローパスフィルタ２２、２３を用いるのは、差動増幅器９から出力される信号Ｉｕ−Ｉｖや差動増幅器８から出力される信号Ｖｕ−ｖには、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流の切り替えや、またこれらのＰＷＭ制御等のために高周波ノイズが重畳されており、これを取り除き、測定精度を向上させるためである。

以上のように構成されたセンサレスブラシレスモータの制御回路４２の動作について説明する。
なおここではＲｐを自動計測する手順についてのみ説明する。制御回路４２の他の動作は第４の実施の形態の制御回路４１と同じである。
モータ５の起動時にモータ巻線７Ｕ、７ＶにＵ→Ｖ方向に直流電流を流し差動増幅器８によってケーブル３Ｕ、３Ｖの線間電圧を計測する。
その電圧からローパスフィルタ２３でノイズを除去した後、その値をマイクロコンピュータ３０に記憶させる。
次に、ケーブル３Ｕ、３Ｖに流れる電流値を差動増幅器９によって計測し、その値に重畳された高周波ノイズをローパスフィルタ２２で除去した後、その値をマイクロコンピュータ３０に記憶させる。
マイクロコンピュータ３０は次の式によってＲｐを計算する。

（数７）
Ｒｐ＝（Ｖｕ−ｖ）／（Ｉｕ−Ｉｖ） （８）

マイクロコンピュータ３０は式（８）で求めたＲｐを記憶し、モータ５の運転時にＲｐ信号設定回路１４に出力する。そして、このＲｐは掛算器１０にてＩｕ−Ｉｖに乗ぜられ、磁束推定信号φｕ−ｖを求めるのに使用される。
なお、Ｒｐ計測の際にトランジスタ２１ｄをスイッチオンしたままにし、トランジスタ２１ａのみをＰＷＭ制御することにより、測定精度を向上させることができる。
なお、ここでは差動増幅器９によってＩｕ−Ｉｖを求めたが、これは、ＩｕとＩｖをそれぞれ検出してマイクロコンピュータ３０にて差を求める構成にしても良い。
また、計算の結果得たＲｐの値が正常値範囲（例えば０．５［Ω］から１０［Ω］）を超えた場合はアラームを出力し、モータ５が駆動しないような安全装置を設置すると安全性を高めることができる。

本実施の形態では、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの抵抗値とケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗値の合成抵抗値をモータ５起動時に自動的に計測し、その値をＲｐとして掛算器１０に出力するため、従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路のようにあらかじめＲｐを計測器を用いて計測する必要はない。
そのため、従来はセンサレスブラシレスモータの使用現場でケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗを延長したり、モータ５を別のモータと交換した場合は、Ｒｐを再度計測器を用いて再計測する必要があったが、本実施の形態の制御回路４２ではそのような作業は不要となる。

（第６の実施の形態）
第４の実施の形態ではモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７ＷのインダクタンスＬｐをあらかじめ計測器で計測し、それらをマイクロコンピュータ３０に記憶させたが、本実施の形態ではＬｐを自動的に計測してマイクロコンピュータ３０に格納する場合について述べる。
図１４は本発明の第６の実施の形態に係るセンサレスブラシレスモータの制御回路４３の構成を示したブロック図である。
本実施の形態の制御回路４３は第５の実施の形態の制御回路４２のローパスフィルタ２２、２３を特に高周波除去用のローパスフィルタ２４、２５としたものである。他の構成は制御回路４２と同じであり、これら同じ構成要素には制御回路４２と同じ番号を付すことにする。
本実施の形態ではモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのインダクタンスを求めるために、例えば１［ｋＨｚ］程度の高周波の交流電圧を用いる。また、この交流電圧は駆動制御回路１９内の図示しないマイクロコンピュータ３０によりＰＷＭ制御するのでＰＷＭ周波数、例えば５０［ｋＨｚ］のノイズが重畳されている。そこで例えば、カットオフ周波数が５［ｋＨｚ］のローパスフィルタを用いれば、目的の信号からＰＷＭ制御によるノイズを除去することができ、測定精度を高めることができる。

以上のように構成されたセンサレスブラシレスモータの制御回路４３の動作について説明する。
ロータ６が停止している状態でモータ巻線７Ｕ、７ＶにＵ→Ｖ方向にロータ６が回転応答できない高周波の交流電圧Ｖｕ−ｖ（例えば、ｆｔ＝１［ｋＨｚ］）を印加する。ロータ６はモータ巻線７Ｕ、７Ｖの作る反転する磁界に追随できず回転しない。
次に、差動増幅器９は、この時の交流電流Ｉｕ−Ｉｖを検出する。この値はローパスフィルタ２５で高周波ノイズを除去した後、駆動制御回路内の図示しないマイクロコンピュータ３０に記憶される。
一方、差動増幅器８はケーブル３Ｕ、３Ｖの線間電圧を検出する。この値はローパスフィルタ２４により高周波ノイズを除去された後、マイクロコンピュータ３０に記憶される。
マイクロコンピュータ３０は記憶した交流電圧Ｖｕ−ｖと交流電流Ｉｕ−Ｉｖから次の式（９）によりＬｐを計算する。

（数８）
Ｌｐ＝（Ｖｕ−ｖ）／（２×π×ｆｔ×（Ｉｕ−Ｉｖ）） （９）

マイクロコンピュータ３０は式（９）により得た値をＬｐとして記憶する。そして、モータ５の運転時にＬｐ信号設定回路１５にこれを出力する。このＬｐは掛算器１２にてＩｕ−Ｉｖに乗ぜられ、磁束推定信号φｕ−ｖを求めるのに使用される。制御回路４３の他の動作は第４の実施の形態と同じである。
また、計算の結果得たＬｐの値が正常値範囲（例えば０［ｍＨ］から１［ｍＨ］）を超えた場合はアラームを出力し、モータ５が駆動しないような安全装置を設置すると安全性を高めることができる。

本実施の形態では、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのインダクタンスをモータ５の停止時に自動的に計測し、その値をＬｐとしてＬｐ信号設定回路１５に出力するため、従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路のようにあらかじめＬｐを計測器を用いて計測する必要はない。
そのため、従来はセンサレスブラシレスモータの使用現場でモータ５を別のモータと交換した場合は、Ｌｐを再度計測器を用いて再計測する必要があったが、本実施の形態の制御回路４３ではそのような作業は不要となる。
また、制御回路４３の構成で第５の実施の形態と同様にしてＲｐを計測することもでき、ＲｐとＬｐを共に自動計測することができる。
また、通常毎秒３００回転以上の高速で回転する磁気軸受式ターボ分子ポンプに用いられるセンサレスブラシレスモータのＬｐは小さいので、Ｌｐの検出を省略して、これをあらかじめ所定の値（例えば数百［μＨ］）に設定しておき、これを使用してもモータ５を運転することもできる。

（第７の実施の形態）
本実施の形態では、更に第６の実施の形態とは異なった手段でモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７ＷのインダクタンスＬｐを自動計測する場合について説明する。
図１５は本発明の第７の実施の形態に係るセンサレスブラシレスモータの制御回路４４の構成を示したブロック図である。制御回路４４は第４の実施の形態の制御回路４１に更にサンプリング回路２６を付加したものである。サンプリング回路２６は積分器１と駆動制御回路内にある図示しないマイクロコンピュータ３０に接続されている。サンプリング回路２６はマイクロコンピュータ３０からサンプル信号出力指令を受け取ると積分器の出力Ｘの値をサンプリングし、このサンプル信号をマイクロコンピュータ３０に送信する。
他の構成は制御回路４１と同じであるので、制御回路４１と同一の構成要素については同じ番号を付すことにする。

次に、本実施の形態を実施する際に基本となる理論式について説明する。
サンプリング回路２６がサンプリングする積分器１の出力Ｘは次の式（１０）で表される。

（数９）
Ｘ＝Ｌｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）＋∫Ｖｉｕ−ｖｄｔ （１０）

ここで、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流切り替え時に式（１０）の第１項のＬｐ×（Ｉｕ−Ｉｖ）は大きく変化するが、第２項の∫Ｖｉｕ−ｖｄｔの変化は小さい。また、モータ５に供給する電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは一定値Ｉｐとなるように駆動制御回路１９がＰＷＭ制御しているので、式（１０）を考慮すると図１２のＸの波形図上の点３１、点３２で表した２点の差であるＸ（点３２）−Ｘ（点３１）は次の式（１１）で表される。

（数１０）
Ｘ（点３２）−Ｘ（点３１）＝Ｌｐ×Ｉｐ （１１）

ここで、制御回路４４は制御回路４１にサンプリング回路２６を付加しただけなので、制御回路４４の波形図は制御回路４１と同じになる。
式（１１）からＬｐは式（１２）で表される。

（数１１）
Ｌｐ＝（Ｘ（点３２）−Ｘ（点３１））／Ｉｐ （１２）

また、図１２のＸの波形上の点３３、点３４で表した２点の差を計算して（１２）、その平均を求めると測定精度を高めることができる。本実施の形態では式（１３）で表されたこの平均値をマイクロコンピュータ３０により計算してＬｐを求める。

（数１２）
Ｌｐ＝（Ｘ（点３２）−Ｘ（点３１）＋Ｘ（点３３）−Ｘ（点３４））／（２×Ｉｐ） （１３）

以上のように構成されたセンサレスブラシレスモータの制御回路４４の動作について図１２の波形図を用いて説明する。なお、第４の実施の形態と説明が重複する部分は省略する。
点３１のタイミングで、即ちモータ巻線７Ｕ、７ＶにＵ→Ｖ方向に電流を切り替える直前に、マイクロコンピュータ３０はサンプリング回路２６にサンプル信号出力指令を出力し、サンプリング回路２６は積分器１の出力Ｘ（点３１）をサンプリングする。そして、マイクロコンピュータ３０はサンプリング回路２６からＸ（点３０）を受け取り、記憶する。
次に同様にしてマイクロコンピュータ３０は点３２のタイミングで、即ちモータ巻線７Ｕ、７ＶにＵ→Ｖ方向に電流を切り替えた直後にサンプリング回路２６を介して積分器１の出力Ｘ（点３２）を受け取り、記憶する。
ただし、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を切り替えた直後は積分器１の出力Ｘにノイズが現れるため、このノイズが消えるまでの短時間（例えば５０μ秒）をマイクロコンピュータ３０の内部タイマでカウントした後、Ｘ（点３２）のサンプリングを行う。
同様にしてＸ（点３３）、Ｘ（点３４）をサンプリングし、それらの値をマイクロコンピュータ３０に記憶する。
なお前記Ｉｐの設定値はマイクロコンピュータ３０に記憶してある。

次に、マイクロコンピュータ３０は記憶した積分器１の出力Ｘ（点３１）、Ｘ（点３２）Ｘ（点３３）、Ｘ（点３４）を式（１３）に代入し、Ｌｐを計算する。マイクロコンピュータ３０はこのＬｐを記憶する。そして、モータ５の運転時にＬｐ信号設定回路１５にこれを出力する。そして、このＬｐは掛算器１２にてＩｕ−Ｉｖに乗ぜられ、磁束推定信号φｕ−ｖを求めるのに使用される。制御回路４３の他の動作は第４の実施の形態と同じである。
なお、制御回路４４では、差動増幅器９によりＩｕ、Ｉｖをモニタしているので、Ｉｐとしてこれを用いても良い。
また、計算の結果得たＬｐの値が正常値範囲（例えば０［ｍＨ］から１［ｍＨ］）を超えた場合はアラームを出力し、モータ５が駆動しないような安全装置を設置すると安全性を高めることができる。

本実施の形態では、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのインダクタンスをあらかじめ計測しておく必要がなく、また、モータ５を他のモータに交換した場合もモータ巻線のインダクタンスを再計測する必要がない点は第６の実施の形態と同じである。

（第８の実施の形態）
本実施の形態では更に別の手段でモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの抵抗値とケーブル３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの抵抗値の合成抵抗値Ｒｐとモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７ＷのインダクタンスＬｐを自動的に計測する場合について説明する。
この実施の形態では、ロータをある回転数でフリーランさせたときのＲＯＴ信号とこれに駆動電圧を供給した直後のＲＯＴ信号とのずれと、ロータをフリーランしたときのモータ巻線に誘導される電圧と、前記駆動電圧からＲｐとＬｐを計算するものである。
図１６は本発明の第８の実施の形態に係るセンサレスブラシレスモータの制御回路４５の構成を示したブロック図である。制御回路４５は第４の実施の形態の制御回路４１に更にケーブル２７を付加したものである。ケーブル２７は積分器１の出力Ｘを駆動制御回路内にある図示しないマイクロコンピュータ３０に伝達する。
他の構成は制御回路４１と同じであるので、制御回路４１と同一の構成要素については同じ番号を付すことにする。

次に、本実施の形態の基本となる理論式について説明する。
まず、以下のように諸量を定義する。

（数１３）
ロータの角周波数＝ω
差動増幅器９の出力Ｉｕ−Ｉｖ＝Ｉ
モータ５を駆動しているときのモータ巻線７Ｕ、７Ｖの
電圧の差Ｖｕ−ｖ＝Ｖｄ
ロータ６をフリーランさせているときのモータ巻線の
誘導起電力の実際値Ｖｉｕ−ｖ＝Ｖｉｒ
ロータ６をフリーランさせているときのモータ巻線の
誘導起電力の推定値Ｖｉｕ−ｖ＝Ｖｉｅ
Ｒｐの実際値＝Ｒｐｒ
Ｒｐの推定値＝Ｒｐｅ
Ｌｐの実際値＝Ｌｐｒ
Ｌｐの推定値＝Ｌｐｅ
ＶｉｒとＶｄの位相差＝θ１
ＶｉｒとＶｉｅの位相差＝θ２

ここで、Ｒｐの推定値ＲｐｅとＬｐの推定値Ｌｐｅとはマイクロコンピュータ３０に記憶されている仮定値である。初期値はＲｐｅ＝Ｌｐｅ＝０であり、Ｒｐｒ、Ｌｐｒの測定を数回繰り返し、そのたびごとに算出されたＲｐｒの実際値とＬｐｒの実際値で逐次更新される。
これらの関係を電圧ベクトル図で表すと図１７のようになる。
電圧の検出値には高周波ノイズが多く重畳しているので、図１７の諸量を積分した値からＲｐｒ、Ｌｐｒを計算すると計算精度が向上する。
図１８は図１７の諸量を積分したものである。図１７を積分すると各ベクトルは反時計方向に９０°回転、即ち電圧のベクトルに対して位相が９０°遅れるが、図１８はこれを見やすくするため時計方向に９０°回転して図示している。図１８のベクトル図から以下の関係式が成り立つ。

（数１４）
θ２＝θ１−ａｒｃｓｉｎ（ω×Ｌｐｅ×Ｉ／Ｖｄ）
Ｖｉｅ／ω＝Ｖｄ×ｃｏｓ（θ１−θ２）／ω−ＲｐｅＩ／ω
Ｉ×（Ｒｐｒ−Ｒｐｅ）／ω＝（Ｖｉｅ−Ｖｉｒ＊ｃｏｓθ２）／ω
Ｉ×Ｌｐｒ−Ｉ×Ｌｐｅ＝Ｖｉｒ×ｓｉｎθ２／ω

これらの関係式から次の式（１４）、式（１５）が求まる。

（数１５）
Ｒｐｒ＝（Ｖｉｅ−Ｖｉｒ×ｃｏｓθ２）／Ｉ＋Ｒｐｅ （１４）
Ｌｐｒ＝Ｖｉｒ×ｓｉｎθ２／（ω×Ｉ）＋Ｌｐｅ （１５）

即ち、Ｖｄ／ω、Ｖｉｒ／ω、θ１を計測すれば式（１４）によりＲｐｒが、式（１５）によりＬｐｒを求めることができる。
以下にセンサレスブラシレスモータの制御回路４５の動作を説明する。
前述したように、マイクロコンピュータ３０に記憶されているＲｐｅ、ＬｐｅはＲｐｅ＝Ｌｐｅ＝０に初期化されている。
ロータ６を停止状態からオープンループで起動し、所定の回転速度ω（例えば毎秒２０回転）まで加速する。
ロータ回転数が所定の値ωに達したら、モータ５に供給している電流を一瞬止めロータ６をフリーランさせる。この時、差動増幅器８からモータ巻線の誘導起電力の実際値Ｖｉｒを検出する。積分器１の出力はケーブル２７を介してマイクロコンピュータ３０に記憶される。
次に、Ｖｉｒを計測した直後に引き続きモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに電流を供給する。その時のモータ巻線７Ｕ、７Ｖの電圧の差Ｖｄを差動増幅器８によって計測する。積分器１の出力はケーブル２７を介してマイクロコンピュータ３０に記憶される。また、θ１は後に説明する方法により以上の電流オンオフの動作と同時に取得される。

次に、θ１の計測について説明する。
マイクロコンピュータ３０はロータ６がフリーランしているときに図１９に示したようなＲＯＴ信号を駆動制御回路１９内の図示しないコンパレータ４から受け取る。
マイクロコンピュータ３０は内部タイマ（例えば１０μ秒ごとにカウントアップする）を有しており、前記ＲＯＴ信号に同期してロータ６が１回転する間タイマのパルスをカウントアップする。例えば、ロータ６が０．１秒で１回転するとすると、タイマのカウント数Ｎｒは１０００となる。
この直後からマイクロコンピュータ３０はタイマのカウント数が１０００になるごとに、０からカウントを再開する。ロータ６の回転数はフリーランの間ほぼ一定なので、ＲＯＴ信号とタイマのカウント動作は同期している。
次に、マイクロコンピュータ３０はモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに電流供給を再開した際のＲＯＴ信号の切り替え点でのカウンタのカウント数Ｎｅを記憶する。このＲＯＴ信号は図１９に示したようにフリーラン時のＲＯＴ信号と周期はほぼ同じであるが、位相がθ１進む。
Ｎｒ、Ｎｅの値からマイクロコンピュータ３０はθ１を計算する。
例えば、カウント数Ｎｒ＝１０００、カウント数Ｎｅ＝９００だったとするとＶｉｒとＶｄの位相のずれθ１は以下のように求まる。

（数１６）
θ１＝（Ｎｒ−Ｎｅ）／Ｎｒ×３６０°＝３６°

以上、Ｖｄ／ω、Ｖｉｒ／ω、θ１が求まったのでマイクロコンピュータ３０は式（１４）、式（１５）に従ってＲｐｒ、Ｌｐｒを計算する。
次に、マイクロコンピュータ３０はこのＲｐｒ、Ｌｐｒの値を以てＲｐｅ、Ｌｐｅの値を更新する。
以上の手順をモータ５起動時に数回繰り返すことにより、より正確なＲｐｒ、Ｌｐｒを求めることができる。
制御装置４５は以上の手順で取得したＲｐｅ、Ｌｐｅにより、磁束推定信号φｕ−ｖを求めてモータ５をフィードバック制御する。この動作は第４の実施の形態と同じである。
また、計算の結果得たＲｐｅ、Ｌｐｅの値が正常値範囲（例えば０．５［Ω］から１０［Ω］及び０［ｍＨ］から１［ｍＨ］）を超えた場合はアラームを出力し、モータ５が駆動しないような安全装置を設置すると安全性を高めることができる。

本実施の形態では、ＲｐｒとＬｐｒをモータ５起動時に自動計測し、その値により磁束推定信号φｕ−ｖを求めるため、従来のセンサレスブラシレスモータの制御回路のようにあらかじめＲｐｒ、Ｌｐｒを計測器を用いて計測する必要はない。
そのため、従来はセンサレスブラシレスモータの使用現場でモータ５を別のモータと交換した場合は、Ｒｐｒ、Ｌｐｒを再度計測器を用いて再計測する必要があったが、本実施の形態の制御回路４５ではそのような作業は不要となる。
また、本実施の形態では積分器１からマイクロコンピュータ３０へケーブル２７を増設するだけで、ＲｐｅをＬｐｅ計測することができるので、第６の実施の形態から第７の実施の形態までの制御回路より回路構成が簡単になる。
なお本実施の形態ではモータ巻線７Ｕ、７Ｖを用いてＲｐｒ、Ｌｐｒを求めたが、これに限定するものではなく、任意のモータ巻線によりＲｐｒ、Ｌｐｒを計測することができる。
本実施の形態は、磁気浮上式ターボ分子ポンプのように、起動時間約３〜１０分と長い場合は、ロータの加速度が小さく高精度にθ１を測定できる。

（第９の実施の形態）
本実施の形態は、第４第の実施の形態の制御回路４１（図１１）に、抵抗値信号Ｒｐ、インダクタンス値信号Ｌｐを一時的にゼロとする機能などを追加することにより、制御回路４１を用いて第２の実施の形態の制御回路１４２（図３）と同じ機能を実現することが可能となるものである。これによって、新たに機能を追加された制御回路４１で制御回路１４２の機能を兼用することができ、モータ５の運転をＰＬＬ回路１６がロックできない低速回転から定常回転まで行うことができる。なお、定常回転とは、ロータを所定の回転周波数（例えば毎分３万回転）にて定常的に回転させることを言う。

図２１は、本実施の形態に係る制御回路４７の構成を示した図である。制御回路４７は、Ｒｐ信号設定回路１４の出力が抵抗値信号Ｒｐとゼロの何れかに切替え可能である点、及びＬｐ信号設定回路１５の出力がインダクタンス値信号Ｌｐとゼロの何れかに切替え可能である点などを除き、第４の実施の形態の制御回路４１（図１１）と同じである。

以下に制御回路４７の構成の概略について説明する。
モータ駆動回路１７はモータ５に電流を供給する電流供給手段を構成している。
Ｒｐ信号設定回路１４、差動増幅器９、掛算器１０、及び加算器１１は、電源装置からの配線とモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの合成抵抗による電圧の変化の補正量を線間電圧から減算してこれを補正する抵抗分補正手段を構成している。
差動増幅器８はモータ巻線７Ｕ、７Ｖの線間電圧を取得する線間電圧取得手段を構成している。積分器１は磁束信号取得手段を構成し、線間電圧を積分して磁束信号（モータ巻線７Ｕ、７Ｖの鎖交磁束を推定する信号なので以降磁束推定信号φと記す）を得る。
Ｌｐ信号設定回路１５、差動増幅器９、掛算器１２及び加算器１３は、モータ巻線７Ｕ、７Ｖのリアクタンスによる電圧の変化を掛算器を積分器１の出力から減算することより磁束推定信号φを補正するリアクタンス分補正手段を構成している。
コンパレータ４は磁極位置取得手段を構成している。磁束推定信号φの位相はロータ６の磁極位置と対応関係があるので、磁束信号φの位相を検出することにより磁極位置を検出することができる。そこでコンパレータ４は、グランドレベルと磁束信号φを比較することにより、磁束推定信号φの位相が２ｎπ、（２ｎ＋１）πとなる点を検出し、磁極位置を検出することができる。ただし、ｎは整数である。

ところで、Ｒｐ信号設定回路１４は、抵抗値信号Ｒｐ（＝Ｒｃ＋Ｒｕ＝Ｒｃ＋Ｒｗ＝Ｒｃ＋Ｒｖ）とゼロの２つの値をマイクロコンピュータ３０からの信号により選択的に出力するようになっている。
また、Ｌｐ信号設定回路１５も、インダクタンス値信号Ｌｐ（＝Ｌｕ＝Ｌｗ＝Ｌｖ）とゼロの２つの値をマイクロコンピュータ３０からの信号により選択的に出力するようになっている。
Ｒｐ信号設定回路１４とＬｐ信号設定回路１５の出力を共にゼロとすると、掛算器１２及び掛算器１０の出力は共にゼロとなり、第２の実施の形態の制御回路１４２の差動増幅器１０３、直流遮断フィルタ１０２、積分器１０１及びコンパレータ１０４から構成される回路と同じ構成の回路を実現することができる。例えば、制御回路４７が制御回路１４２と同じように動作する場合を第１のモード、制御回路４１と同じように動作する場合を第２のモードとすると、制御回路４７は、抵抗値信号Ｒｐ及びインダクタンス値信号Ｌｐを出力させることにより第２のモードにて動作し、これらの信号をゼロとすることにより第１のモードにて動作する。

マイクロコンピュータ３０は、例えばコンパレータ４から受信するＲＯＴ信号によりロータ６の回転周波数をモニタリングする。
コンパレータ４が出力するＲＯＴ信号は、ロータ６の回転に同期してロータ６が１回転するごとにＨｉとＬｏを繰り返すので、例えば単位時間あたりのＲＯＴ信号の立ち上がり又は立下りを計数することによりロータ６の回転周波数を計算することができる。

マイクロコンピュータ３０は、算出したロータ６の回転周波数が所定の値（加速時は３０［Ｈｚ］、減速時は６０［Ｈｚ］とした）より大きい場合は、Ｒｐ信号設定回路１４及びＬｐ信号設定回路１５からそれぞれ抵抗値信号Ｒｐ及びインダクタンス値信号Ｌｐを出力させる。この場合、抵抗値信号Ｒｐ及びインダクタンス値信号Ｌｐが出力されるので、回路構成は制御回路４１と同じになる。
そしてマイクロコンピュータ３０は、第４の実施の形態と同様にしてモータ５を運転する。即ち、コンパレータ４は磁束推定信号φからＲＯＴ信号を生成し、更にＰＬＬ回路１６はＲＯＴ信号から１２×ｆＲＯＴ信号を生成する。そしてマイクロコンピュータ３０は、１２×ｆＲＯＴ信号に同期してモータ駆動回路１７のトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆをオンオフし、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに３相交流を流し、ロータ６を回転させる（第２のモード）。

マイクロコンピュータ３０は、算出したロータ６の回転周波数が所定の値よりも小さい場合は、Ｒｐ信号設定回路１４及びＬｐ信号設定回路１５の出力をゼロとする。この場合、掛算器１０、１２の出力がゼロとなるので回路構成は制御回路１４２と同じになる。
そしてマイクロコンピュータ３０は第２の実施の形態と同様にしてモータ５を運転する。即ち、コンパレータ４から出力されるＲＯＴ信号に同期してトランジスタ２１ｂ、２１ｃ、２１ｅ、２１ｆをオンオフして電流をＶ→Ｗ方向（駆動電圧ベクトル３が出力された場合）、及びＷ→Ｕ方向（駆動電圧ベクトル５が出力された場合）に交互に流してロータ６を回転させる（第１のモード）。

このように、マイクロコンピュータ３０は、第１のモードと第２のモードをロータ６の回転周波数に応じて選択する選択手段を構成すると共に、第１のモードにてモータ５を駆動する際に、抵抗値信号Ｒｐ及びインダクタンス値信号Ｌｐをゼロとして加算器１１、１３による補正を無効とする補正無効手段をも構成している。
また、マイクロコンピュータ３０は、駆動電圧ベクトルの駆動タイミング取得手段をも構成し、第１のモードにおいては、コンパレータ４のＲＯＴ信号から駆動電圧ベクトルの駆動タイミング（第１の駆動タイミング）を取得し、第２のモードにおいてはＰＬＬ回路１６の１２×ｆＲＯＴ信号から駆動タイミング（第２の駆動タイミング）を取得する。そしてマイクロコンピュータ３０は、第１の駆動タイミングによって第１のモードにてトランジスタ２１ｂ、２１ｃ、２１ｅ、２１ｆをオンオフする第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、第２の駆動タイミングによって第２のモードにて２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆをオンオフする第２の駆動電圧ベクトル出力手段を構成している。

図２２は、本実施の形態における制御回路４７の動作モードとロータ６の回転周波数の関係を示した図である。
制御回路４７が制御回路１４２と同様に動作し、ロータ６を加速又は定常回転する場合を２相加速モードと呼び、逆に減速する場合は２相減速モードと呼ぶことにする。また、両者を区別しない場合は単に２相モードと呼ぶことにする。
また、制御回路４７が制御回路４１と同様に動作し、ロータ６を加速又は定常回転する場合を３相加速モードと呼び、逆に減速する場合は３相減速モードと呼ぶことにする。また両者を区別しない場合は単に３相モードと呼ぶことにする。
２相減速モード及び３相減速モードは、それぞれ２相加速モードと３相加速モードの界磁の方向を反転したものである。即ち、界磁の位相を１８０度シフトさせる。
このように界磁の極性を反転すると後に説明するように、界磁はロータ６の回転の逆方向にトルクを発生させる。

モードの切替えの種類は図２２に示した（１）から（８）までの８通りがある。
（１）のモード切替は、ロータ６を２相加速モードで加速中にモードを切替えて２相減速モードで減速する停止させる場合である。これは、例えば、ロータ６の回転を開始した後で回転周波数が３０［Ｈｚ］に満たないときに、ユーザがモータ５を停止させる場合や、モータ５の安全装置が作動して停止する場合などがある。
以下同様に、（２）のモード切替は、２相減速モードから２相加速モードに切替える場合である。（３）のモード切替は、２相加速モードから３相加速モードに切替える場合である。（４）のモード切替は、３相加速モードから２相減速モードに切替える場合である。（５）のモード切替は、２相減速モードから３相加速モードに切替える場合である。（６）のモード切替は、３相減速モードから２相減速モードに切替える場合である。（７）のモード切替は、３相加速モードから３相減速モードに切替える場合である。（８）のモード切替は、３相減速モードから３相加速モードに切替える場合である。

以上のように構成された本実施の形態における制御回路４７は以下のように動作する。なお、ここではロータ６は停止時から２相加速モード及び３相加速モードを経て定常回転（例えば毎分３万回転）にて回転した後、３相減速モード及び２相減速モードで減速されて停止する場合について説明する。即ち、加速時には、ロータ６の回転周波数が３０［Ｈｚ］で（３）のモード切替を行い、減速時には６０［Ｈｚ］で（６）のモード切替を行う。

［停止から定常回転へ加速する場合］
制御回路４７は、２相加速モードにてモータ５を始動する。即ち、マイクロコンピュータ３０は、Ｒｐ信号設定回路１４とＬｐ信号設定回路１５の出力をそれぞれゼロとした後、モータ駆動回路１７のトランジスタ２１ｂ、２１ｃ、２１ｅ、２１ｆをオンオフして駆動電圧ベクトル３、駆動電圧ベクトル５を交互に出力する。トランジスタ２１ｃ、２１ｆがオンの場合は、モータ巻線７Ｖ、７Ｗに駆動電圧ベクトル３が出力され、トランジスタ２１ｅ、２１ｂがオンの場合は、モータ巻線７Ｗ、７Ｕに駆動電圧ベクトル５が出力される。
なお、駆動電圧ベクトルの番号及びモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに流す電流の方向及びスイッチングするトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆの関係を図２３に示した。例えば、図２３からわかるように、駆動電圧ベクトル１を出力する場合にモータ駆動回路１７が供給する電流の方向はモータ巻線７Ｕからモータ巻線７Ｖの方向であり、スイッチオンするトランジスタはトランジスタ７ａ、７ｄである。同様にして図２３から、他の駆動電圧ベクトルと電流の方向及びスイッチオンするトランジスタの関係を読み取ることができる。

モータ５の始動開始直後は、マイクロコンピュータ３０は、ＤＣに近い低い周波数で駆動電圧ベクトル３、５を交互に出力する。すると、ロータ６が磁界に吸引されて回転を始める。ロータの回転周波数が１［Ｈｚ］程度になると、磁束推定信号φが出力されるようになり、コンパレータ４は、ＲＯＴ信号を出力することができるようになる。
マイクロコンピュータ３０は、コンパレータ４から受信したＲＯＴ信号に同期してトランジスタ２１ｂ、２１ｃ、２１ｅ、２１ｆをオンオフして駆動電圧ベクトル３、駆動電圧ベクトル５を交互に出力する。なお、ＲＯＴ信号がＨｉのときは駆動電圧ベクトル５が出力され、ＲＯＴ信号がＬｏのときは駆動電圧ベクトル３が出力されるものとする。このようにロータ６の回転周波数が１［Ｈｚ］程度になると、ロータ６の磁極の位置を検出して駆動電圧ベクトル３、５の出力をフィードバック制御することができる。

以上の制御によりロータ６の回転は加速されていく。そしてマイクロコンピュータ３０は、ＲＯＴ信号からロータの回転数が３０［Ｈｚ］に達したことを検知すると、１０［μ秒］から０．１［秒］程度モータ駆動回路１７のトランジスタを全てオフとしてモータ駆動回路１７を一瞬休止した後、３相加速モードに移行する。これは、モード切替時にトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆが短絡を起こすのを防ぐためである。
マイクロコンピュータ３０は、３相加速モードに移行するとＲｐ信号設定回路１４及びＬｐ信号設定回路１５にそれぞれ抵抗値信号Ｒｐとインダクタンス値信号Ｌｐを出力させると共に、モータ駆動回路１７のトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆをオンオフしてモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに駆動電圧ベクトル１〜６の供給を開始する。
加算器１３からは磁束推定信号φが得られ、これによってコンパレータ４からＲＯＴ信号が得られる。ＰＬＬ回路１６は、コンパレータ４から受信したＲＯＴ信号から１２×ｆＲＯＴ信号を生成する。
マイクロコンピュータ３０は、ＰＬＬ回路１３から１２×ｆＲＯＴ信号を受信し、第４の実施の形態と同様にしてモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗへ供給する電流の切替えをフィードバック制御する。
以上の３相加速モードによりロータ６は毎分３万回転程度まで加速された後、定常回転を行う。

［定常回転から減速して停止する場合］
モータ５を停止させる場合は、ロータ６の磁極にモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが生成する磁界を作用させてブレーキをかける。まず、ロータ６を減速する方法について説明する。
図２４は、界磁によってロータ６を減速する仕組みを説明するための図である。
図２４（ａ）は、ロータ６を加速する場合を示した図である。ロータ６は紙面に向かって時計方向に回転している。ロータ６の上下にある磁極は、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが生成する界磁を模式的に表したものである。図２２（ａ）の場合では、紙面上方に向かってモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗによる界磁が形成されていることを示している。
ロータ軸６の磁極とモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが生成す界磁が図に示したような関係にあるとき、即ち、ロータ軸６の回転する方向にロータ軸６の磁極を吸引するような界磁が形成されている場合にロータ軸６は加速される。
一方、図２４（ｂ）のように、ロータ軸６の回転する方向にロータ軸６の磁極を反発するような界磁が形成されている場合にロータ軸６は減速される。
以上の考察から、ロータ軸６を減速する場合は、加速する際に出力した駆動電圧ベクトルと逆方向の駆動電圧ベクトルを、２相減速モードの場合はＲＯＴ信号に同期して、また３相減速モードの場合には１２×ｆＲＯＴ信号に同期して出力すればよいことがわかる。

定常回転（毎分３万回転程度）しているロータ６を停止する場合は、マイクロコンピュータ３０は、３相加速モードから３相減速モードに切替える。そして、ＰＬＬ回路１６から出力される１２×ｆＲＯＴ信号に基づいてトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆに所定のゲート信号を供給し、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの電流を順次切替える。この場合、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに供給する電流は、３相加速モードと逆方向となる。例えば、３相加速モードの場合、図１２より１２×ｆＲＯＴ信号の起点となるＲＯＴ信号の立ち上がりの場面では、トランジスタ２１ｃ、２１ｂがオンとなって電流がＶ→Ｕ方向に流れる（駆動電圧ベクトル４）。モータ巻線７Ｕ、７Ｖによって生成される界磁が逆方向になるためには、電流をＵ→Ｖ方向に流せばよい（駆動電圧ベクトル１）。そのためにはマイクロコンピュータ３０は、トランジスタ２１ａ、２１ｄをオンにすればよい。
このように、マイクロコンピュータ３０は、１２×ｆＲＯＴ信号に同期して３相加速モードの場合とは逆方向の電流をモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに供給してロータ６を減速していく。

マイクロコンピュータ３０はコンパレータ４が出力するＲＯＴ信号などによりロータ６の回転周波数をモニタリングし、ロータ６の回転周波数が６０［Ｈｚ］まで低下したことを検知すると３相減速モードから２相減速モードへモータ駆動回路１７の制御モードを切替える。このモード切替時にもトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆの短絡を防止するため、モータ駆動回路１７を一瞬休止する。
マイクロコンピュータ３０は、２相減速モードになるとＲｐ信号設定回路１４とＬｐ信号設定回路１５の出力を共にゼロとし、トランジスタ２１ｂ、２１ｃ、２１ｅ、２１ｆをオンオフして駆動電圧ベクトル３、駆動電圧ベクトル５を交互に出力する。ただし、２相加速モードのときとは逆に、ＲＯＴ信号がＨｉのときは駆動電圧ベクトル３が出力され、ＲＯＴ信号がＬｏのときは駆動電圧ベクトル５が出力される。
以上３相減速モードと２相減速モードの併用によりロータ６は速やかに停止する。

以上本実施の形態では以下のような効果を得ることができる。
第２の実施の形態の制御回路１４２（図３）の機能を第４の実施の形態の制御回路４１（図１１）の一部分を用いて実現するため、制御回路４７を用いて、ロータ６がＰＬＬ回路１６がロックできる周波数（例えば２０［Ｈｚ］程度）以下の回転周波数で回転している場合でも、磁極の位置を検出して界磁をフィードバック制御することができ、またモータ５が定常運転しているときに急激な負荷変動などが生じた場合でも脱調せずに運転を維持できる。
そのため、モータ５の起動時間を短縮することができると共に、定常運転中の安定性を向上させることができる。
また、単一の制御回路４７でモータ５の起動と定常運転の何れも制御することができるので、制御回路１４２を制御回路４１に追加する必要が無く、製造コストを低減することができる。

なお、本実施の形態では、積分器１から出力された磁束推定信号φを加算器１３を介してコンパレータ４に入力したが、加算器１３とコンパレータ４の間に直流遮断フィルタを挿入すると、以下の理由により制御回路４７の動作を更に安定させることができる。
２相モードではＬｐ信号設定回路１５から出力される信号がゼロとなるため、理論的には掛算器１２の出力はゼロになるはずである。ところが、掛算器１２は、オペアンプなどの各種素子を組み合わせて作るため、これらの素子の性質によりインダクタンス値信号Ｌｐをゼロとしても掛算器からオフセット電圧（直流）が出力されてしまう場合がある。
このため、２相モードにおいて、加算器１３から出力される磁束推定信号φに直流成分が重畳されてしまうことがある。一方コンパレータ４は、磁束推定信号のレベルとグランドレベルを比較しているため、磁束推定信号φがオフセットされると適切に動作することができない。そこで、加算器１３とコンパレータ４の間に直流遮断フィルタを挿入し、加算器１３で重畳された直流成分を取り除くと、より適切にコンパレータ４を動作させることができる。
加算器１３とコンパレータ４の間に挿入した直流遮断フィルタは、制御回路４７が３相モードで動作しているときでも取り付けたままでよい。これは、コンパレータ４に入力される磁束推定信号φは直流成分が取り除かれたものが望ましいため、コンパレータ４の入力側に直流遮断フィルタを設けても何等悪影響が無いのに加え、３相モードにおいて掛算器１２の出力が素子の特性などにより直流成分を有していた場合にこれを除去できるためである。

（第９の実施の形態の変形例１）
図２５は、本変形例に係る制御回路４９の構成を示した図である。制御回路４９は、２相モードにおいて、Ｌｐ信号設定回路１５の出力のみをゼロとし、Ｒｐ信号設定回路１４からはモードに関わらず抵抗値信号Ｒｐを出力するものであり、この他の回路の構成は制御回路４７と同様である。このように、２相モードで抵抗値信号Ｒｐ信号を出力すると以下の理由により、制御回路４７の始動直後の特性を向上させることができる。

直流遮断フィルタ２（図２１）は、例えばハイパスフィルタと積分器を組み合わせるなどして構成されており、通常積分特性を有している。そのため、入力された信号に対するレスポンスに遅れを生じ、入力信号が急に変化しても即座に追従することができない。
そのため、制御回路４７が始動した直後の所定の期間（約１秒程度）は直流遮断フィルタ２は直流成分を十分に遮断することができず、直流成分が積分器１に出力されてしまう。
ところで、加算器１１は、差動増幅器８の出力から掛算器１０の出力（差動増幅器８の直流成分）を減算している。即ち、掛算器１０の出力が加算器１１に入力されることにより、差動増幅器８の出力の直流成分が消去される。
一方、２相モードの際に、Ｒｐ信号設定回路１４から掛算器１０に抵抗値信号Ｒｐが出力されていても、掛算器１０の出力はもともと差動増幅器８の直流成分を消去するためのものなので、何等モータ５の運転には影響しない。即ち、差動増幅器８の出力から加算器１１で直流成分が取り除かれ、更に直流遮断フィルタ２で直流成分を取り除くことになる。しかも加算器１１での直流成分の消去はモータ５が始動した直後から行われる。

図２６は、抵抗値信号Ｒｐの出力の有無と直流遮断フィルタ２の出力の差を説明するための図である。
図２６（ａ）は、差動増幅器８から出力される直流成分を示した図であって、縦軸は電圧を、横軸は時間を表している。制御回路４７を時刻ｔ１に始動すると、差動増幅器８から信号が出力され、当該信号には直流成分が含まれる。即ち、図に示したように、制御回路４７を始動すると差動増幅器８から直流成分８１がステップ状に現れる。
図２６（ｂ）は、Ｒｐ信号設定回路１４の出力をゼロとし、掛算器１０の出力をゼロとした場合に、直流遮断フィルタ２から出力される信号の直流成分を表した図であり、縦軸は電圧、横軸は時間を表している。時間軸の原点は図２６（ａ）と揃えてある。
図２６（ｂ）に示したように、掛算器１０の出力をゼロとすると、制御回路４７が始動した直後に直流成分８２が出力され、所定の時間を経て減衰される。
図２６（ｃ）は、Ｒｐ信号設定回路１４から抵抗値信号Ｒｐを出力する場合の直流遮断フィルタ２から出力される信号の直流成分を表した図である。縦軸は電圧、横軸は時間を表している。時間軸の原点は図２６（ａ）と揃えてある。
図２６（ｃ）に示したように、この場合、直流遮断フィルタ２は、制御回路４７が始動した直後から直流成分を遮断することができる。
以上のように、２相モードにおいてＲｐ信号設定回路１４から抵抗値信号Ｒｐを出力することにより、制御回路４７の始動直後における直流遮断フィルタ２からの直流成分の出力を抑制することができる。
このように本変形例では、始動直後の制御回路４７の特性を向上させることができる。

（第９の実施の形態の変形例２）
第９の実施の形態の変形例１で説明したように、２相モードと３相モードとの切替えは８種類ある（図２２）。このうち、２相モードから３相モードへの切替、即ち（３）及び（５）のモード切替時に加算器１３（図２１）から出力される磁束推定信号φが不安定になる場合があることが新たに分かった。
本変形例は、磁束推定信号φの安定性を高めるために、２相モードから３相モードへのモードを切替えるときにモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗにロータ６のトルクに影響を生じない程度の微小電流を所定時間（約１〜５秒程度）導通するものである。

まず、２相モードから３相モードに切替える際に、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに微小電流を通電しなかった場合の磁束推定信号φなどの動作について説明する。
図２７は、２相減速モードから休止時間を経て３相加速モードに切替えた場合の（（５）のモード切替え）、差動増幅器８の信号の直流成分、磁束推定信号φ、Ｗ相の電流Ｉｗの変化を示した図であり、横軸は時間を表している。マイクロコンピュータ３０は、２相減速モードから３相加速モードに切替えるときに、トランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆのショートを防ぐために２相モードと３相モードの間に所定の休止時間（１０μ秒〜０．１秒程度）を設けている。
マイクロコンピュータ３０が休止時間の後に３相モードでモータ５を駆動すると、差動増幅器８には、信号の直流成分の変動（オフセット）７１が現れる。この変動はモータ５や回路素子の特性のばらつきに起因するものである。
直流遮断フィルタ２は積分作用があるため直流電圧の変動７１をカットするのにある程度時間を要する。そのため、直流電圧の変動７１が現れた直後はこれを十分にカットできず、そのため積分器１は直流成分を積分してしまう。その結果、磁束推定信号φが揺らいでしまう。この揺らいだ磁束推定信号φを元に３相モードでの運転を行うとモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの通電位相を正しいタイミングで切替えられなくなり、加速動作をうまく行えない場合がある。

符号７２は、磁束推定信号φを表し、符号７３は、磁束推定信号φの包絡線を表している。図に示したように磁束推定信号φは３相加速モードに切り替わると正負に大きく揺らぎ、その揺らぎはなかなか減衰しない。
一方、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗへの電流の供給は次のように行われる。符号７４はＩｗを表し、符号７５はＩｗの包絡線を示している。図に示したようにマイクロコンピュータ３０は、２相モードから３相モードに切替えるときに、一端Ｉｗ（Ｉｕ、Ｉｖも）をゼロにしてモータ駆動回路１７を休止した後、磁束推定信号φから生成したＲＯＴ信号に同期してＩｗの振幅を徐々に大きくしていき、３相モードに移行する。
ところで、ＲＯＴ信号はコンパレータ４が磁束推定信号φのレベルとグランドレベルを比較して生成するため、磁束推定信号φが揺らいでしまうとＲＯＴ信号がロータ６の磁極の位置と一致せず、Ｉｗは符号７６で示した部分のように正しい相に通電されないこととなる。
磁束推定信号φの揺らぎが速やかに収束しないのは、変動７１による磁束推定信号φの揺らぎが収まる前に３相加速モードの電流をモータ５に供給することが新たな磁束推定信号φの揺らぎを引き起こすためと思われる。

次に、２相モードから３相モードに切替える際に、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに微小電流を通電した場合の磁束推定信号φなどの動作について説明する。
図２８は、この場合の差動増幅器８の直流成分、磁束推定信号φ、Ｗ相の電流Ｉｗの変化を示した図である。
この例では、マイクロコンピュータ３０は、２相減速モード（区間５１）から３相加速モード（区間５５）に切替える際に、一端、モータ駆動回路１７がモータ５に供給する電流をオフにした後（区間５２、時間は１０μ秒〜０．１秒程度）、モータ５のトルクに影響を与えない程度の３相の微小電流を一定時間（１秒〜５秒程度）モータ５に供給する（区間５３）。その後３相電流の電流値を徐々に大きくしていき（区間５４）、３相モードに移行する（区間５５）。
なお、３相加速モードでのＩｗの大きさは６［Ａ］程度であり、３相微小電流の大きさは０．１〜０．５［Ａ］程度である。

マイクロコンピュータ３０が３相微小電流の通電を開始すると、差動増幅器８が出力する信号の直流成分に変動５８が生じる。すると、磁束推定信号φの揺らぎが生じるが（区間５７）、これは相微小電流が通電されている間に速やかに収束する。
直流成分の変動５８は、３相モードを開始した時点で生じるが、この例では、磁束推定信号φの変動が収束するまで大きな３相電流をモータ５に供給しないため、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに供給した電流による新たな磁束推定信号φの揺らぎが生じず、その結果、速やかに磁束推定信号φの揺らぎを収束させることができる。

なお、以上では、２相減速モードから３相加速モードにモードを切替える場合について説明したが、２相加速モードから３相加速モードにモード切替える際にも、所定の休止時間の後、微小な３相電流をモータ５に供給することにより磁束推定信号φの揺らぎを速やかに収束させることができる。

以上の本変形例では、２相モードから３相モードに移行する際の制御回路４７の安定度を増大することができ、その結果、ロータ６を正常に加速することができる。

（第９の実施の形態の変形例３）
本実施の形態は、磁束推定信号φをコンパレータ４に入力する前に直流遮断フィルタに通すと共に、当該直流遮断フィルタの遮断周波数をロータ６が低速回転しているときと高速回転しているときとで切替えるものである。
第９の実施の形態で述べたように制御回路４７においてＬｐ信号設定回路１５の出力をゼロとしても掛算器１２がオフセット電圧を出力してゼロとならず、その結果、加算器１３が出力する磁束推定信号φに直流成分が重畳される場合がある。そこで、加算器１３とコンパレータ４の間に直流遮断フィルタを挿入することにより、磁束推定信号φに重畳された直流成分を除去することができる。
ところで、制御回路４７は、ロータ６の始動から定常回転まで磁束推定信号φによってモータ５をフィードバック制御するため、当該直流遮断フィルタは、回転周波数にして１［Ｈｚ］程度の小さい周波数の磁束推定信号φをも通過させる必要がある。
一方、直流遮断フィルタは例えばハイパスフィルタを用いて形成される。そのため、直流遮断フィルタ２と積分器１を組み合わせた回路の周波数特性は、後に説明するように遮断周波数を小さくするとゲインが大きくなってしまい、小さな直流ノイズをも増幅されてしまう場合がある。直流ノイズが直流遮断フィルタ２と積分器１を組み合わせた回路で増幅されるとコンパレータ４が正しくＲＯＴ信号を出力することが困難となる。
そこで本変形例では、加算器１３とコンパレータ４の間に直流遮断フィルタを挿入し、当該直流遮断フィルタの遮断周波数をロータ６の低速回転時と、高速回転時で切替えることにより、より適切な磁束推定信号φを生成することとした。

本変形例で使用する直流遮断フィルタは、ハイパスフィルタにより構成されている。そのため、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の周波数特性（ゲイン−周波数特性）は、ハイパスフィルタの周波数特性と積分器の周波数特性を加算したものとなる。
以下に図２９を用いてこれらの周波数特性について説明する。
図２９（ａ）は、遮断周波数が可変であるハイパスフィルタで遮断周波数をｆ１及びｆ２とした場合の周波数特性を示した図である。
遮断周波数がｆ１のときは、曲線６２で示したように、低周波側から周波数ｆ１まで急激にゲインが増大し、周波数ｆ１よりも大きい周波数ではゲインは所定の一定値で飽和する。
同様に遮断周波数がｆ２（ｆ２＞ｆ１）の場合は、曲線６１で示したように、低周波側から周波数ｆ２まで急激にゲインが増大し、周波数ｆ２よりも大きい周波数では、ゲインは所定の一定値で飽和する。

図２９（ｂ）は、積分器の周波数特性を示した図である。直線６３で示したように積分器のゲインは周波数が大きくなるにつれて直線的に減少する。
図２９（ｃ）は、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の周波数特性を示した図である。当該直流遮断フィルタは、当該ハイパスフィルタで形成したため、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路のゲインは当該ハイパスフィルタの周波数特性と当該積分器の周波数特性を加算したものとなる。
直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の周波数特性は、ハイパスフィルタの周波数特性が曲線６１で表される場合は、曲線６４のように遮断周波数ｆ２でゲインが最大となり、ハイパスフィルタの周波数特性が曲線６２で表される場合は曲線６５のよう遮断周波数ｆ１でゲインが最大になる。
図２９（ｃ）から分かるように、ハイパスフィルタの遮断周波数を小さくして直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の遮断周波数を小さくすると、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路は、低周波数の信号をより通過させることができるようになるが、ゲインはΔだけ増大する。
このように、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の遮断周波数を小さくすると、低周波数の磁束推定信号φを通過させることができるが、ゲインが大きくなるためＤＣノイズ（ノイズの直流成分）をも増幅してしまう。
直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の遮断周波数を小さくすると、低周波数の磁束推定信号φを通過させることができるため、モータの始動時の運転は安定するが、直流ノイズが増幅されるため、モータを定常運転しているときに運転が不安定になる場合がある。一方、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の遮断周波数を大きくすると、直流ノイズが増幅されないのでモータの定常運転は安定するが、低周波数の磁束推定信号φが通過しにくいため、モータ始動時の運転が不安定になる場合がある。
そのため、モータ５の始動時（低い周波数の磁束推定信号φを通過させる必要がある）と、ロータ６の回転数がある程度大きくなった時点でハイパスフィルタの遮断周波数を変更するのが望ましい。

図３０は、本変形例に係る制御回路４８の構成を示した図である。制御回路４８は、第９の実施の形態の制御回路４７に新たに直流遮断フィルタ２８を加算器１３とコンパレータ４の間に追加すると共に、更にマイクロコンピュータ３０から遮断周波数変更信号が直流遮断フィルタ２８と直流遮断フィルタ２に送信されるように構成したものである。制御回路４７と対応する構成要素については同じ符号を付してある。なお、本実施の形態では、直流遮断フィルタ２８と共に直流遮断フィルタ２についても遮断周波数を変更できるようにした。これは、ロータ６の回転数がある程度上昇したときに遮断周波数を大きくすることにより、直流成分が積分器１で積分されるのを抑制するためである。なお、直流遮断フィルタ２８のみ遮断周波数を変更できるように構成しても良い。
直流遮断フィルタ２８、２は共にハイパスフィルタで構成されている。積分器１に直流成分が入力されて積分されるのは好ましくないため、本変形例では直流遮断フィルタ２の遮断周波数を可変とすることとした。
マイクロコンピュータ３０は、直流遮断フィルタ２８、２の遮断周波数をモータ５の停止時から始動後の所定時間（例えば１０秒間）の間はｆ１［Ｈｚ］に設定し、所定時間経過後は遮断周波数をｆ２（ｆ１＜ｆ２）［Ｈｚ］に高めて設定する。
マイクロコンピュータ３０は、遮断周波数変更信号をリセット側にして直流遮断フィルタ２８、２に送信することによりこれらの遮断周波数をｆ１［Ｈｚ］に設定し、遮断周波数変更信号をセット側にして送信することにより、これらの遮断周波数をｆ２に設定することができる。即ち、マイクロコンピュータ３０は、遮断周波数を切替える切替え手段を構成している。
本変形例では、ｆ１＝０．０５［Ｈｚ］、ｆ２＝０．５［Ｈｚ］とした。
ゲインは周波数に比例するので、遮断周波数ｆ１時のゲインは遮断周波数ｆ２時のゲインの１０倍となる。

以上のように構成された制御回路４８は以下のように動作する。
モータ５が停止状態から始動する時に、マイクロコンピュータ３０は、直流遮断フィルタ２８、２に遮断周波数変更信号をリセット側にして出力し、これらの遮断周波数をｆ１＝０．０５［Ｈｚ］に設定する。
その後、マイクロコンピュータ３０は、モータ駆動回路１７を２相加速モードにて始動すると、これと同時にモータ５を始動してからの経過時間の計測を開始する。
マイクロコンピュータ３０は、モータ５を始動してから１０秒経過すると、遮断周波数変更信号をセット側にして直流遮断フィルタ２８、２に出力し、これらの遮断周波数をｆ２＝０．５［Ｈｚ］に設定する。
以降、第９の実施の形態と同様にしてモータ５を運転する。

以上に説明した本変形例では直流遮断フィルタ２８、２の遮断周波数を回転開始後の短時間（例えば１０秒間）のみ小さく（例えば０．０５［Ｈｚ］）し、当該短時間経過後は遮断周波数を高め（例えば０．５［Ｈｚ］）にしてモータ５を運転するため、モータ５の始動時及び定常回転時の磁極位置を推定する信号（磁束推定信号φ、ＲＯＴ信号など）が安定し、モータの安定性が向上する。

なお、本変形例では、マイクロコンピュータ３０が、ロータ６の回転周波数が所定の値より大きいか又は小さいかをＲＯＴ信号により検出し、回転周波数が所定の値以下の場合は、直流遮断フィルタ２８、２の遮断周波数をｆ１［Ｈｚ］に設定し、回転周波数が所定の値よりも大きい場合は、遮断周波数をｆ２（ｆ１＜ｆ２）［Ｈｚ］に設定するように構成することもできる。

以上第９の実施の形態、及び第９の実施の形態の第１の変形例ないし第３の変形例について説明したが、これは個別に実施することもできるし、任意に組み合わせて実施することもできる。

（第１０の実施の形態）
本実施の形態では、第９の実施の形態で説明した制御回路４７によってモータを制御する真空ポンプについて説明する。
本実施の形態では、真空ポンプの一例として磁気軸受式のターボ分子ポンプを用いて説明する。
図３１は、ターボ分子ポンプ３０１のロータ軸３０３の軸線方向の断面図の一例を示した図である。
ケーシング３１６は、円筒形の形状を有しており、ターボ分子ポンプ３０１の外装体を形成している。

ケーシング３１６の中心には、ロータ軸３０３が設置されている。
紙面に向かってロータ軸３０３の上部と下部及び底部には、それぞれ磁気軸受部３０８、３１２、３２０が設けられている。ターボ分子ポンプ３０１が稼働しているときは、ロータ軸３０３は、磁気軸受部３０８、３１２によってラジアル方向（ロータ軸３０３の径方向）に磁気浮上し非接触で支持され、磁気軸受部３２０によってスラスト方向（ロータ軸３０３の軸方向）に磁気浮上し非接触で軸支される。
これらの磁気軸受部は、いわゆる５軸制御型の磁気軸受を構成しており、ロータ軸３０３、及びロータ軸３０３に固着したロータ３１１は、ロータ軸３０３の軸線周りに回転できるようになっている。

磁気軸受部３０８では、４つの電磁石がロータ軸３０３の周囲に、９０°ごとに対向するように配置されている。ロータ軸３０３は、鉄などの高透磁率材により形成され、これらの電磁石の磁力により吸引されるようになっている。
変位センサ３０９は、ロータ軸３０３のラジアル方向の変位を検出するラジアルセンサである。制御装置３２５は、変位センサ３０９からの変位信号によってロータ軸３０３がラジアル方向に所定の位置から変位したことを検出すると、各電磁石の磁力を調節してロータ軸３０３を所定の位置に戻すように動作する。この電磁石の磁力の調節は、各電磁石の励磁電流をフィードバック制御することにより行われる。

このように、制御装置３２５は変位センサ３０９の信号に基づいて磁気軸受部３０８をフィードバック制御し、これによってロータ軸３０３は、磁気軸受部３０８において電磁石から所定のクリアランスを隔ててラジアル方向に磁気浮上し、空間中に非接触で保持される。

磁気軸受部３１２の構成と作用は、磁気軸受部３０８と同様である。
磁気軸受部３１２では、ロータ軸３０３の周囲に、９０°ごとに電磁石が４つ配置されており、これらの電磁石の磁力の吸引力により、ロータ軸３０３は、磁気軸受部３１２でラジアル方向に非接触で保持される。
変位センサ３１３は、ロータ軸３０３のラジアル方向の変位を検出するラジアルセンサである。

制御装置３２５は、変位センサ３１３からロータ軸３０３がラジアル方向の変位信号を受信すると、この変位を修正してロータ軸３０３を所定の位置に保持するように電磁石の励磁電流をフィードバック制御する。
制御装置３２５は、変位センサ３１３の信号に基づいて磁気軸受部３１２をフィードバック制御し、これによってロータ軸３０３は、磁気軸受部３１２でラジアル方向に磁気浮上し、空間中に非接触で保持される。

ロータ軸３０３の下端に設けられた磁気軸受部３２０は、円板状の金属ディスク３１８、電磁石３１４、３１５、変位センサ３１７によって構成され、ロータ軸３０３をスラスト方向に保持する。
金属ディスク３１８は、鉄などの高透磁率材で構成されており、その中心においてロータ軸３０３に垂直に固定されている。金属ディスク３１８の上には電磁石３１４が設置され、下には電磁石３１５が設置されている。電磁石３１４は、磁力により金属ディスク３１８を上方に吸引し、電磁石３１５は、金属ディスク３１８を下方に吸引する。制御装置３２５は、この電磁石３１４、３１５が金属ディスク３１８に及ぼす磁力を適当に調節し、ロータ軸３０３をスラスト方向に磁気浮上させ、空間に非接触で保持するようになっている。

変位センサ３１７は、ロータ軸３０３のスラスト方向の変位を検出するアキシャルセンサであって、検出した信号を制御装置３２５に送信する。制御装置３２５は、変位センサ３１７から受信した変位検出信号によりロータ軸３０３のスラスト方向の変位を検出する。
ロータ軸３０３がスラスト方向のどちらかに移動して所定の位置から変位した場合、制御装置３２５は、この変位を修正すように電磁石３１４、３１５の励磁電流をフィードバック制御して磁力を調節し、ロータ軸３０３を所定の位置に戻すように動作する。制御装置３２５の、このフィードバック制御により、ロータ軸３０３はスラスト方向に所定の位置で磁気浮上し、保持される。
以上に説明したように、ロータ軸３０３は、磁気軸受部３０８、３１２によりラジアル方向に保持され、磁気軸受部３２０によりスラスト方向に保持されるため、ロータ軸３０３は磁気浮上によりの軸線周りに非接触で軸支される。

ロータ軸３０３の軸線方向に、磁気軸受部３０８の上には保護ベアリング３０６が、磁気軸受部３１２の下には保護ベアリング３０７がそれぞれ設けてある。
ロータ軸３０３は、磁気軸受部３０８、３１２、３２０により、磁気浮上し、空間中に非接触で保持されているが、ロータ軸３０３の軸線周りの振れが生じるなどして、ロータ軸３０３が保持位置から大きくずれる場合がある。保護ベアリング３０６、３０７は、このような場合に、ロータ軸３０３が磁気軸受部３０８、３１２、３２０の電磁石に接触したり、モータ部３１０で永久磁石が電磁石に接触するのを防ぐために設けられている。
ロータ軸３０３が所定の位置からある量以上移動すると、ロータ軸３０３は保護ベアリング３０６、３０７に接触し、ロータ軸３０３の移動は物理的に制限される。

ロータ軸３０３には、磁気軸受部３０８、３１２の間にモータ部３１０が設けてある。モータ部３１０は、ＤＣブラシレスモータで構成されており、後程図３２を用いて詳細に説明する。モータ部３１０はトルクを発生し、ロータ軸３０３を回転させる。

ロータ３１１は、ボルト３０５によってロータ軸３０３に固定されており、ロータ軸３０３がモータ部３１０によって駆動され回転するとこれに伴ってロータ３１１も回転するようになっている。
ロータ３１１の吸気口３２４の側には、ロータ翼３２１が、ロータ軸３０３の軸線に垂直な平面から所定の角度だけ傾斜して、ロータ３１１から放射状に複数段取り付けてある。ロータ翼３２１は、ロータ３１１に固着されており、ロータ３１１と共に高速回転するようになっている。
また、ケーシング３１６には、ステータ翼３２２が、ケーシング３１６の内側に向けて、ロータ翼３２１の段と互い違いに固定されてる。また、ステータ翼３２２はロータ軸３０３の軸線に垂直な平面から所定の角度をもって、ケーシング３１６に固定されている。

ロータ３１１の排気口３１９側の部分は外周面が円筒で形成されている。ロータ３１１の外周には、当該外周面から所定の間隙を隔てて円筒状のねじ溝スペーサ３０２が配設されている。ねじ溝スペーサ３０２は、例えばアルミなどで形成されている。ねじ溝スペーサ３０２とロータ３１１によりねじ溝ポンプ部が形成されている。
ねじ溝スペーサの内周面にはらせん状のねじ溝３０４が形成されており、ねじ溝３０４の深さは下段に行くほど小さくなっている。ロータ３１１が回転すると、ねじ溝３０４をガスが下段へ輸送されるが、ねじ溝３０４の深さが下段に行くに従って小さくなるため、ガスはねじ溝３０４中を輸送されるに従って圧縮されるようになっている。

制御装置３２５は、ターボ分子ポンプ１のコネクタに接続されており、磁気軸受部３０８、３１２、３２０やモータ部３１０の制御などを行っている。
制御装置３２５は、第９の実施の形態で示した制御回路４７が格納されており、制御回路４７がモータ部３１０を制御する。
吸気口３２４から吸引されたガスは、ロータ翼３２１とステータ翼３２２の作用により圧縮され、ねじ溝ポンプ部に送られる。
ねじ溝ポンプ部に送られたガスは、ねじ溝３０４中をガイドされながら下段へ輸送され、更に圧縮された後、排気口３１９から排出される。

図３２は、モータ部３１０のＸ−Ｘ方向の断面（図３１）を示した模式図である。モータ部３１０は、制御回路４７のモータ５に相当する部分であり、モータ部３１０は、永久磁石が固着されたロータ軸３０３とその周囲に配設された電磁石（ステータコイル）から構成されたインナロータ型のモータにより構成されている。
モータ部１０は、Ｕ相電磁石３２６ｅ、３２６ｆ、Ｖ相電磁石３２６ｃ、３２６ｄ及びＷ相電磁石３２６ａ、３２６ｂの各電磁石を有している。これら電磁石は６０度ごとに同心状に、かつ同相の電磁石は互いに対向するように配設されており、各電磁石には各相に対応するモータ巻線７U、７Ｖ、７Ｗが巻いてある。これらの電磁石のコアは積層鋼板などによって構成されており、モータ巻線に電流が供給されると励磁されるようになっている。また、例えば、モータ巻線７Ｕに電流を流すとＵ相電磁石３２６ｅがＮ極になり、Ｕ相電磁石３２６ｆがＳ極になるといったように、モータ巻線７U、７Ｖ、７Ｗは、対向する各電磁石の極性が逆になるよう巻かれている。

図３２の例は、駆動電圧ベクトル１が出力されているところを表しており（モータ巻線７Ｕから７Ｖに電流が流れている）、電磁石３２６ｃと３２６ｅがＳ極となっている。出力される駆動電圧ベクトルが２→３→４→５→６と変化すると、Ｓ極となる電磁石が３２６ｅ、３２６ｂ→３２６ｂ、３２６ｄ→３２６ｄ、３２６ｆ→３２６ｆ、３２６ａ→３２６ａ、３２６ｃと変化し（これらに対向する電磁石はそれぞれＮ極となる）、駆動電圧ベクトルが１から６まで一周すると、ロータ軸３０３上に生成される磁界はロータ軸３０３の回転方向に一周するようになっている。

一方、ロータ軸３０３上には、２つの永久磁石３２８、２３９が固着してあり、電磁石の各電磁石に対向する面が、ロータ軸３０３の周方向の半周ごとにＮ極（永久磁石３２８）、及びＳ極（永久磁石３２９）となるようになっている。
図３２に示したように、駆動電圧ベクトル１が出力されると電磁石３２６ｃ、３２６ｅがＳ極、電磁石３２６ｄ、３２６ｆがＮ極となり、かつ、永久磁石３２８は紙面上側、３２９は下側に位置している場合、永久磁石３２８は電磁石３２６ｃ、３２６ｅに吸引され、永久磁石３２９は、電磁石３２６ｄ、３２６ｆに吸引されるため、ロータ軸３０３に紙面に向かって時計方向のトルクを生じる。
このように、磁極３２８、３２９の位置を検出しながら、ロータ軸３０３にトルクを生じるように駆動電圧ベクトルを１→２→３→４→５→６と順次出力することによってロータ軸３０３を回転させることができる。なお、磁極３２８、３２９の位置の検出は、磁束推定信号φによって行う。
また、逆に、永久磁石３２８、３２９が図３２で示した位置にあるときに、電磁石３２６ｃ、３２６ｅをＮ極、電磁石３２６ｄ、３２６ｆをＳ極にすると（即ち極性を反転すると）、ロータ軸３０３に反時計方向のトルクが生じ、ロータ軸３０３（時計方向に回転しているとする）にブレーキをかけることができる。

以上のように構成されたターボ分子ポンプ３０１は、以下のように動作する。
停止状態から始動する場合は、制御装置３２５が磁気軸受部３０８、３１２、３２０を駆動してロータ軸３０３を磁気浮上した後、モータ部３１０モータ部３１０を２相加速モードにて駆動し、ロータ軸３０３を回転させる。
ロータ軸３０３の回転周波数がＰＬＬ回路をロックできる周波数（例えば３０Ｈｚ）に達すると、制御装置３２５は、モータ部３１０の駆動を３相加速モードに切替えて、定常回転（例えば毎分３万回転）まで、ロータ軸３０３を加速する。そして、そのまま３相加速モードにてロータ軸３０３の回転を維持する。
ロータ軸３０３が回転するとターボ分子ポンプ３０１が接続されたチャンバ（被排気容器）内のガスは吸気口３２４から吸引されて、ロータ翼３２１及びステータ翼３２２の作用により圧縮される。
ロータ翼３２１及びステータ翼３２２で圧縮されたガスはねじ溝ポンプ部のねじ溝３０４を輸送されながら更に圧縮された後、排気口３１９から排出される。
ターボ分子ポンプ３０１を定常運転状態から停止する場合は、制御装置３２５は、ロータ軸３０３の回転を３相減速モードにて所定の回転周波数（例えば６０［Ｈｚ］程度）まで減速した後、２相減速モードに切替えて更に減速して停止させる。制御装置３２５は、ロータ軸３０３の回転を停止した後、磁気軸受部３０８、３１２、３２０を停止する。
なお、以上は、２相加速モード→３相加速モード→３相減速モード→２相減速モードの順でターボ分子ポンプ３０１を運転したが、モードの切替えは第９の実施の形態で説明したように８種類ある。

以上本実施の形態では、以下の効果を得ることができる。
２相加速モードでは、磁極３２８、３２９の初期位置に関わらずロータ軸３の回転をスタートさせることができるため、ロータ軸３の始動時に磁極３２８、３２９を直流制動する必要が無い。
ＰＬＬ回路１６がロックできない回転周波数に於いても磁束推定信号φにて磁極位置３２８、３２９を検出して界磁をフィードバック制御することができる。
以上の２点によりターボ分子ポンプ３０１の始動時間を短縮することができ、また起動の失敗を抑制することかできる。
また、ターボ分子ポンプ３０１が稼動中に、例えば外気突入などの外乱があってロータ軸３の回転周波数が大きく変化した場合でも、ロータ軸３を磁束推定信号φによって脱調せずに制御することができる。

以上本実施の形態では、モータ部３１０は、ロータ軸３に固着した２個の永久磁石とその周囲に配設された６個の電磁石とから構成した（３相２極）が、これに限定するものではなく、その他の個数の永久磁石や電磁石から構成することもできる。
なお、起動時に永久磁石３２８、３２９を直流制動する際のロータ軸３０３の振動を、磁気軸受部３０８、３１２、３２０を用いずに保護ベアリング３０６、３０７を用いて機械的摩擦により減衰させることも考えられるが、磁気軸受部３０８、３１２、３２０を停止して直流制動する回路を構成する必要があり、また、保護ベアリング３０６、３０７の磨耗を招くので好ましくない。
また、本実施の形態では、制御装置３２５にモータ部３１０の制御回路として第９の実施の形態の制御回路４７を装備したが、これに限定するものではなく、第１の実施の形態ないし第８の実施の形態及び第９の実施の形態の各変形例に係る制御装置（制御回路）を装備することもできる。まお、第３の実施の形態の制御回路１４３を用いる場合は、回転数センサ１２５をロータ軸１０３近傍に取り付ける。例えばロータ軸３０３の下端にターゲットとして永久磁石を取付け、これをホールセンサなどで検出するように構成することができる。
本実施の形態においては、磁気軸受式のターボ分子ポンプの例を挙げたが、軸受の方式はこれに限定されるものではなく、ころがり軸受やすべり軸受などの機械式軸受を用いたものでも良い。すべり軸受としては、気体や液体による静圧軸受や動圧軸受を用いても良い。

（第１１の実施の形態）
本実施の形態は、モータ５をアウタロータ型のモータで構成したものである。
以下に図３３を用いてアウタロータ型のモータ５の構成の一例を説明する。なお、制御回路４７の構成及び動作の説明は、第９の実施の形態と同様であるので省略する。
ロータ６は、永久磁石８６、８７、ヨーク８８及び図示しないロータ軸などから構成されている。
ヨーク８８は円筒形状に形成された鉄などであり、内周面に永久磁石８６、８７が固着されている。本実施の形態では、永久磁石は２極とし、それぞれ内周面側が永久磁石８６はＳ極、永久磁石８７はＮ極となっている。
一方、ステータはステータコア８５、モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗなどから構成されている。ステータコア８５には、１２０度ごとにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の磁極が形成されており、それぞれの磁極にはモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが巻かれている。

このように構成されたモータ５は、以下のように動作する。
［２相モードの場合］
マイクロコンピュータ３０（制御回路４７、図１１参照）は、コンパレータ４から出力されるＲＯＴ信号に同期して、モータ駆動回路１７のトランジスタ７ｂ、７ｃ、７ｅ、７ｆをオンオフし、駆動電圧ベクトル３、５を交互にモータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに出力する。これによって、ロータ６は回転する。
なお、駆動電圧ベクトル３が出力されているときは電流はＶ→Ｗ方向に流れ、駆動電圧ベクトル５が出力されているときは電流はＷ→Ｕ方向に流れる。
マイクロコンピュータ３０は、インダクタンス値信号Ｌｐ及び抵抗値信号Ｒｐをゼロとして掛算器１２及び掛算器１０の出力をゼロとしている。
［３相モードの場合］
マイクロコンピュータ３０は、ＰＬＬ回路１６から出力される１２×ｆＲＯＴ信号に同期してモータ駆動回路１７のトランジスタ７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆをオンオフし、駆動電圧ベクトル１ないし駆動電圧ベクトル６を順次モータ巻線７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに出力する。これによって、ロータ６は、回転する。
マイクロコンピュータ３０は、Ｒｐ信号設定回路１４及びＬｐ信号設定回路にそれぞれ抵抗値信号Ｒｐ及びインダクタンス値信号Ｌｐを出力させている。

以上の例では、モータ５を第９の実施の形態の制御回路４７によって駆動したが、第１の実施の形態ないし第８の実施の形態及び第９の実施の形態の各変形例に係る制御装置を用いて駆動することもできる。このうち第３の実施の形態に係る制御回路１４３によって駆動する場合は、回転速度センサ１２５（図５）をモータ５に設置する。
また、モータ５は、例えばステータコイルの極数が６及びロータ６の極数が６であるモータなど、他の形態の形態のモータとすることができる。
更に、本実施の形態のモータ５は、ラジアル方向にエアギャップのあるラジアルエアギャップ型のモータであるが、アキシャル方向（回転軸の方向）にエアギャップのあるアキシャルエアギャップ型のモータとしても良い。

本発明の第１の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路を示したブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路の波形図である。 本発明の第２の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路を示したブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路の波形図である。 本発明の第３の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路を示したブロック図である。 本発明の第３の実施の形態に係るブラシレスモータの制御回路の波形図である。 位相差Ｙと、駆動電圧ベクトルと、位相遅れ量Ｄとの関係を表した表である。 ブラシレスモータの構造を示した図である。 駆動電圧ベクトルを示した図である。 モータ巻線の抵抗値、インダクタンス及び接続ケーブルの抵抗値を示した図である。 第４の実施の形態の制御回路の構成を示したブロック図である。 同回路を用いてロータを回転させた場合のモータ巻線の電流、電圧、磁束推定信号φｕ−ｖ、ＲＯＴ信号等の波形を示した波形図である。 第５の実施の形態の制御回路の構成を示したブロック図である。 第６の実施の形態の制御回路の構成を示したブロック図である。 第７の実施の形態の制御回路の構成を示したブロック図である。 第８の実施の形態の制御回路の構成を示したブロック図である。 第８の実施の形態のモータ電圧等の関係を示したベクトル図である。 図１７の各ベクトルを積分して得られたベクトルの関係を示したベクトル図である。 第８の実施の形態でロータをフリーランした場合と駆動電流を供給した場合のＲＯＴ信号のずれを示した図である。 従来のセンサレスブラシレスモータのロータの磁極位置検出のタイミングを示した図である。 第９の実施の形態に係る制御回路の構成を示した図である。 本実施の形態における制御回路の動作モードとロータの回転周波数の関係を示した図である。 駆動電圧ベクトルの番号及びモータ巻線に流す電流の方向及びスイッチングするトランジスタの関係を示した図である。 磁界によってロータを減速する仕組みを説明するための図である。 第９の実施の形態の変形例に係る制御回路の構成を示した図である。 （ａ）は、差動増幅器から出力される直流成分を示した図であり、（ｂ）は、掛算器の出力をゼロとした場合の直流遮断フィルタから出力をされる直流成分を表した図であり、（ｃ）は、掛算器から所定の信号を出力した場合の直流遮断フィルタから出力される直流成分を表した図である。 ２相減速モードから休止時間を経て３相加速モードに切替えた場合の差動増幅器の信号の直流成分、磁束推定信号、Ｗ相の電流の変化を示した図である。 ２相モードから３相モードに切替える際に、モータ巻線に微小電流を通電した場合の差動増幅器、磁束推定信号、Ｗ相の電流の変化を示した図である。 （ａ）は、遮断周波数が可変であるハイパスフィルタで遮断周波数をｆ１及びｆ２とした場合の周波数特性を示した図であり、（ｂ）は、積分器の周波数特性を示した図であり、（ｃ）は、直流遮断フィルタと積分器を組み合わせた回路の周波数特性を示した図である。 第９の実施の形態の変形例３に係る制御回路の構成を示した図である。 ターボ分子ポンプの断面図の一例を示した図である。 モータ部の断面を示した模式図である。 アウタロータ型のモータの構成の一例を示した図である。

符号の説明

１ 積分器
２ 直流遮断フィルタ
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ 接続ケーブル
４ コンパレータ
５ モータ
６ ロータ
７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ モータ巻線
８ 差動増幅器
９ 差動増幅器
１０ 掛算器
１１ 加算器
１２ 掛算器
１３ 加算器
１６ ＰＬＬ回路
１７ モータ駆動回路
１９ 駆動制御回路
２２ ローパスフィルタ
２３ ローパスフィルタ
２４ ローパスフィルタ
２５ ローパスフィルタ
２６ サンプリング回路
２８ 直流遮断フィルタ
３０ マイクロコンピュータ
１０１ 積分器
１０２ 直流遮断フィルタ
１０３ 差動増幅器
１０４ コンパレータ
１０７Ｕ モータ巻線
１０７Ｖ モータ巻線
１０７Ｗ モータ巻線
１０８Ｕ 抵抗体
１０８Ｖ 抵抗体
１０８Ｗ 抵抗体
１１２ ロータ
１１５ モータ駆動回路
１２５ 回転速度センサ
１２６ 回転速度検出回路
１２７ ＰＬＬ回路
１２８ 記憶部
１３０ マイクロコンピュータ
３０１ ターボ分子ポンプ
３０２ ねじ溝スペーサ
３０３ ロータ軸
３０５ ボルト
３０６ 保護ベアリング
３０７ 保護ベアリング
３０８ 磁気軸受部
３０９ 変位センサ
３１０ モータ部
３１２ 磁気軸受部
３１３ 変位センサ
３１４ 電磁石
３１５ 電磁石
３１６ ケーシング
３１７ 変位センサ
３１９ 排気口
３２０ 磁気軸受部
３２１ ロータ翼
３２２ ステータ翼
３２５ 制御装置

Claims (14)

1. 磁極を備えたロータと、
   前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、
   前記複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、
   前記磁極による何れか少なくとも１つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する磁束取得手段と、
   前記磁束取得手段にて取得された鎖交磁束の変化から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、を備え、
   前記磁束取得手段は、前記モータ巻線の線間電圧から、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧を減算する電圧処理演算を行なう電圧処理演算手段と、前記電圧処理演算を行う際に、前記鎖交磁束を演算するための信号から重畳されている直流成分を取り除く直流遮断部と、を備え、
   前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得された磁極の位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
2. 前記磁束取得手段は、
   所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧値を取得する第１の取得手段と、
   所定の２つの前記モータ巻線の抵抗と、前記電流供給手段を構成する電源装置と前記モータ巻線を接続するケーブルの抵抗との合成抵抗による電圧降下を取得する第２の取得手段と、
   所定の２つの前記モータ巻線の電流の差に、所定の２つの前記モータ巻線のインダクタンスの値を乗算した値を取得する第３の取得手段と、
   前記第１の取得手段にて取得した値から、前記第２の取得手段にて取得した値を減算した後、積分する積分値取得手段と、
   前記積分値取得手段にて取得した値から前記第３の取得手段にて取得した値を減算する減算手段と、を備えたことを特徴とする請求項１記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
3. 前記合成抵抗の値は、
   所定の２つの前記モータ巻線に直流電流を供給する直流電流供給手段と、
   前記線間電圧値を前記直流電流の電流値で除することにより前記合成抵抗の値を演算する第１の演算手段とを備えた合成抵抗値取得手段にて取得されることを特徴とする請求項２記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
4. 前記インダクタンスは、
   所定の２つの前記モータ巻線に高周波電流を供給する高周波電流供給手段と、
   前記高周波電流を供給した際の前記２つのモータ巻線の線間電圧値を取得する線間電圧値取得手段と、
   前記線間電圧値を前記高周波電流の電流値と、前記高周波電流の周波数及び所定の定数で除した値を取得する第２の演算手段と、を備えたインダクタンス取得手段にて取得されることを特徴とする請求項２記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
5. 前記インダクタンスは、
   オープンループで前記モータ巻線の電流を切り替えて前記ロータを回転させるロータ回転手段と、
   前記モータ巻線の電流を切り替える前及び後で前記積分値取得手段にて取得された積分値をサンプリングするサンプリング手段と、
   所定の２つの前記モータ巻線に供給する電流値のピーク値を取得する電流ピーク値取得手段と、
   前記サンプリング手段にて取得した前記電流切り替え前後での前記積分値の差の絶対値を前記電流ピーク値取得手段にて取得した電流ピーク値で除する第３の演算手段と、を備えたインダクタンス取得手段にて取得されることを特徴とする請求項２記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
6. 前記合成抵抗の仮定値と前記インダクタンスの仮定値を用いて所定の２つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する仮定磁束取得手段と、
   前記ロータ回転手段にて前記ロータを所定の角速度で回転させた際の所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧値と、
   前記モータ巻線の電流の供給を止めて前記ロータを前記所定の角速度でフリーランさせたときの所定の２つの前記モータ巻線の線間電圧と、
   前記電流の供給を止めたときの前記仮定磁束取得手段にて得られた信号と、
   前記電流の供給を再開したときの前記仮定磁束取得手段にて得られた信号の位相差と、
   から前記合成抵抗の仮定値と前記インダクタンスの仮定値を補正する補正手段を備えたことを特徴とする請求項２記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
7. 磁極を備えたロータを回転させるための複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる所定の２相間の電圧差を、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧の減算と、積分とからなる演算処理をして、磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、
   前記演算処理を行う際に、前記電圧差の信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断部と、
   前記直流遮断部により重畳する直流成分を取り除かれた信号に基づき前記演算処理された磁束信号から、出力可能な駆動電圧ベクトルのうちの一部の駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第１の駆動タイミング取得手段と、
   前記第１の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記一部の駆動電圧ベクトルを出力する第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、
   前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号から得たタイミングを逓倍することにより前記出力可能な駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第２の駆動タイミング取得手段と、
   前記第２の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記出力可能な駆動電圧ベクトルを出力する第２の駆動電圧ベクトル出力手段と、
   前記第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第２の駆動電圧ベクトル出力手段とを選択する選択手段と、
   を具備したことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
8. 磁極を備えたロータを回転させるための複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、
   前記複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなる所定の２つのモータ巻線の線間電圧を取得する線間電圧取得手段と、
   前記線間電圧取得手段にて取得した線間電圧から、前記所定の２つの前記モータ巻線の抵抗と前記電流供給手段を構成する電源装置と前記モータ巻線を接続する接続ケーブルの抵抗との合成抵抗による電圧の変化を補正する抵抗分補正手段と、
   前記抵抗分補正手段にて補正された前記線間電圧を積分して磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、
   前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号のうち、前記所定の２つのモータ巻線のリアクタンスによる変化分を補正するリアクタンス分補正手段と、
   前記リアクタンス分補正手段にて補正された磁束信号から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、
   前記抵抗分補正手段と、前記リアクタンス分補正手段とのうち、少なくともリアクタンス分補正手段を無効にし、補正を行わないようにする補正無効手段と、を具備し、
   前記ロータの回転数が所定の回転以下の場合は、
   前記補正無効手段にて、少なくとも前記リアクタンス分補正手段を無効とし、前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて前記所定の２つのモータ巻線に流す電流を切替える第１のモードにて前記２つのモータ巻線に電流を供給し、
   前記ロータの回転数が所定の回転より大きい場合は、前記補正無効手段を用いずに、前記磁極位置取得手段にて取得した磁極位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切替える第２のモードにてモータ巻線に電流を供給することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
9. 前記電流供給手段は、前記第１のモードから前記第２のモードへモードを切替える場合に、所定の時間、前記複数のモータ巻線に所定の順序に従って微小電流を流すことを特徴とする請求項８に記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
   
10. 第１の遮断周波数と前記第１の遮断周波数より大きい周波数の第２の遮断周波数を切替え可能であって、前記磁束信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断手段と、
    前記直流遮断手段の前記第１の遮断周波数と、前記第２の遮断周波数とを切替える切替え手段と、
    を更に具備したことを特徴とする請求項８、又は請求項９に記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
    
11. 前記切替え手段は、前記ロータが始動してから所定時間の間、前記直流遮断手段の遮断周波数を前記第１の遮断周波数とし、所定の時間が経過すると前記第２の遮断周波数に切替えることを特徴とする請求項１０に記載のセンサレスブラシレスモータの制御回路。
    
12. 磁極を備えたロータと、
    前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、からなるモータ部と、
    前記複数のモータ巻線に電流を供給する電流供給手段と、
    前記磁極による何れか少なくとも１つの前記モータ巻線の鎖交磁束を取得する磁束取得手段と、
    前記磁束取得手段にて取得された鎖交磁束の変化から前記磁極の位置を取得する磁極位置取得手段と、
    からなる制御部を備え、
    前記磁束取得手段は、前記モータ巻線の線間電圧から、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧を減算する電圧処理演算を行なう電圧処理演算手段と、前記電圧処理演算を行う際に、前記鎖交磁束を演算するための信号から重畳されている直流成分を取り除く直流遮断部と、を備え、
    前記電流供給手段は、前記磁極位置取得手段にて取得された磁極の位置に基づいて、前記モータ巻線の電流を切り替えることを特徴とするセンサレスブラシレスモータ装置。
    
13. 磁極を備えたロータと、
    前記ロータを回転させるための複数のモータ巻線と、
    前記複数のモータ巻線のうち、該モータ巻線のインダクタンスによる電圧降下の位相と大きさが等しくなるような所定の２相間の電圧差を、少なくとも抵抗による電圧降下に基づく電圧の減算と、積分とからなる演算処理をして、磁束信号を取得する磁束信号取得手段と、
    前記演算処理を行う際に、前記電圧差の信号に重畳される直流成分を取り除く直流遮断部と、
    前記直流遮断部により重畳する直流成分を取り除かれた信号に基づき前記演算処理された磁束信号から、出力可能な駆動電圧ベクトルのうちの一部の駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第１の駆動タイミング取得手段と、
    前記第１の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記一部の駆動電圧ベクトルを出力する第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、
    前記磁束信号取得手段にて取得した磁束信号から得たタイミングを逓倍することにより前記出力可能な駆動電圧ベクトルの駆動タイミングを取得する第２の駆動タイミング取得手段と、
    前記第２の駆動タイミング取得手段にて取得した駆動タイミングに同期して前記出力可能な駆動電圧ベクトルを出力する第２の駆動電圧ベクトル出力手段と、
    前記第１の駆動電圧ベクトル出力手段と、前記第２の駆動電圧ベクトル出力手段とを選択する選択手段と、
    を具備したことを特徴とするセンサレスブラシレスモータ装置。
    
14. 一端に吸気口が形成され、他端に排気口が形成された外装体と、
    前記外装体の内部に磁気軸受又は機械式軸受にて回転自在に軸支されたロータと、
    前記ロータを回転させるモータと、
    前記外装体の内部に配設されたステータと、
    を具備し、
    前記モータは、請求項１２または請求項１３に記載のセンサレスブラシレスモータ装置によって構成されたことを特徴とする真空ポンプ装置。

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