JP4977784B2 - ポーラ送信機を有する電力増幅器コントローラ - Google Patents

Description

本発明は、ＲＦＰＡ（無線周波数電力増幅器）を制御するための回路に関し、より具体的には、ポーラ送信機と協働するＲＦＰＡコントローラ回路に関する。

ＲＦ（無線周波数）送信機およびＲＦ電力増幅器は、携帯電話、ラップトップコンピュータ、および他の電子デバイス等、ポータブル電子デバイス内で広く使用されている。ＲＦ送信機およびＲＦ電力増幅器は、これらのデバイス内で使用され、ＲＦ信号増幅および遠隔送信する。ＲＦＰＡは、これらの電子デバイス内の最も大幅な電力消費減の１つであって、その効率は、これらのポータブル電子デバイスのバッテリ寿命に大きな影響を及ぼす。例えば、ＲＦＰＡの効率は、携帯電話のバッテリ寿命およびその通話時間を決定する最も重要な要因の１つであるため、携帯電話メーカーは、ＲＦＰＡ回路の効率を増加させるために、多大なる努力を払っている。

図１は、従来のＲＦ送信機回路の実施例を示し、ポーラ変調器１０２（ポーラ送信機とも称される）と、外部電力増幅器（ＰＡ）１０４と、を含む。例えば、ＲＦ送信機回路は、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｙ Ｓｙｓｔｅｍ）、またはＣＤＭＡ（符号分割多重接続）等の１つ以上の携帯電話規格（変調技術）を使用する携帯電話デバイス内に含められ得るが、ＲＦ送信機回路は、任意の他の種類のＲＦ電子デバイス内に含められてもよい。例証の目的のためだけに、ＲＦ送信機回路は、本明細書では、携帯電話デバイスの一部として記載される。ポーラ変調器１０２は、所望のＲＦ変調信号の振幅成分１０５を生成するための包絡線発生器３０４と、所望のＲＦ変調信号の位相成分３０７を生成するための位相発生器３０５と、を含む。位相変調器３０６は、位相成分３０７を受信し、位相変調信号１０８として、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１０７への出力のためのＲＦ搬送波上への信号を変調する。振幅成分１０５は、ＶＧＡ１０７の利得を変調し、故に、振幅成分１０５と位相変調成分１０８とを結合し、ＰＡ１０４によって増幅され、アンテナ（図示せず）によって遠隔送信１１０されるＲＦ信号１０６を生成する。例えば、ＲＦ信号１０６は、ＥＤＧＥ、ＵＭＴＳ、またはＣＤＭＡ規格に従って、ポーラ変調器１０２によって変調されるＲＦ信号であってもよい。

ＲＦ電力増幅器１０４は、概して、その最終増幅段階のための出力トランジスタ（図示せず）を含む。ＲＦ変調信号１０６がＲＦＰＡ１０４によって増幅されると、出力トランジスタは、ＲＦ変調信号１０６にひずみを生じさせる傾向があり、入力信号１０６よりも出力信号１１０において、より広範なスペクトル占有をもたらす。ＲＦスペクトルは、携帯電話のユーザ間で共有されるため、広範なスペクトル占有は望ましくない。したがって、携帯電話規格は、典型的には、容認可能なひずみの量を調整し、それによって、出力トランジスタは、高直線性要件を満たす必要がある。この点において、ＲＦ入力信号１０６が振幅変調されると、ＰＡ１０４の出力トランジスタは、送信されるピーク電力において線形のままであるようにバイアスをかける必要がある。これは、典型的には、バイアスがピーク電力レベルにおける容認可能なひずみに対して固定されたままであるため、ＲＦ入力信号１０６の振幅のオフピークの際の電力の浪費をもたらす。

あるＲＦ変調技術は、さらにスペクトル効率を必要とするよう進化し、それによって、ＲＦＰＡ１０４の効率をさらに犠牲にすることを強いる。例えば、ある種類のコーディングを伴う、ＷＣＤＭＡ等の変調フォーマットが使用される場合、ＰＡ１０４の出力トランジスタのピーク電力における効率は、６０％を上回ることが可能であるが、ＲＦＰＡ１０４の効率は、３０％を下回る。この性能変化は、ＲＦＰＡ１０４内のＲＦトランジスタが、ＲＦ入力信号１０６の振幅のオフピークの際、ほぼ固定されたバイアスに維持されるという事実によるものである。

ある従来の技術は、ＲＦＰＡ１０４において効率利得をもたらす。従来の技術の１つは、図２に示されるＬａｒｇｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｌａｒである。Ｌａｒｇｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｌａｒ技術は、図１に記載されるポーラ変調器の変形例である。ここでは、所望のＲＦ変調信号の振幅成分１０５および位相変調信号１０８は、電力増幅器１０４の２つのポート、すなわち、それぞれ、その供給電圧ポート（Ｖｃｃ）１０９と、そのＲＦ入力ポート１０７とに別々に印加される。ＰＡ１０４の供給電圧を動的に変調することは、ＲＦ入力信号１０６の振幅変動の際のバイアスを調節し、したがって、理論上、ＰＡ１０４の効率を向上させる。しかしながら、ＰＡ１０４への供給電圧１０９は、所望のＲＦ変調信号の振幅信号の大きな変動に対応するようにエネルギー効率良く変化すること不可能であって、故に、実質的エネルギー効率利得を提供することができない一方、ＲＦＰＡ１０４内のＲＦ信号の必要とされる線形増幅を維持するため、Ｌａｒｇｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｌａｒ技術は、多くの場合、有意な正味効率利得を提供することができない。これは、主に、ＲＦＰＡ１０４の供給電圧を駆動するための高速、正確、広範囲、かつエネルギー効率の良い電圧変換器を実現する際の困難性のためである。

従来のＬａｒｇｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｌａｒ技術は、非常に大きな変動範囲を伴う可変電源が、所望のＲＦ変調信号の振幅成分１０５に基づいて、供給電圧を調節するために使用される一方、電源自体によって消費される電力によるＲＦ送信機の効率を低減させない場合のみ、より優れた機能を果たすことが可能である。しかしながら、典型的には、線形モードにおけるＰＡ１０４等の固定電流負荷に基づいて、その出力電圧を変化させる線形調整器１１１から成る可変電源は、原則として、定電流で供給電圧１０９を低減させ、自動的に、所望のＲＦ変調信号の振幅信号１０５に急落が生じると、線形調整器１１１にわたる電圧降下によって倍増されるその電流から生じる電力を消費する。これは、ＲＦＰＡ１０４内で得られる任意の効率が、線形調整器１１１自体においてほとんど失われるため、ＲＦ送信機によって消費される全体的バッテリ電力にほとんど変化をもたらさない。

非常に多くの場合、ＰＡを制御する従来の方法は、ＰＡ等の非周波数線形デバイスにおいて生じる振幅／位相再変調（ＡＭ／ＰＭ）に対処することができない。故に、必要とされるスペクトル占有性能は、ＡＭ／ＰＭひずみによって劣化されるため、従来の方法は、一般的モバイル電話またはモバイルデータシステム内で使用するための一般的種類のＰＡに好適ではない。

したがって、様々な変調技術にわたって効率的であって、ＲＦＰＡ回路によって電力消費の有意な正味減少をもたらすＲＦＰＡシステムの必要性が存在する。また、ＡＭ／ＰＭ効果を補正可能なＰＡコントローラの必要性も存在する。

電力増幅器コントローラシステムは、電力増幅器（ＰＡ）を制御し、ポーラ変調器に連結される。ポーラ変調器は、所望のＲＦ変調信号の振幅成分および位相変調成分を生成し、電力増幅器コントローラシステムにこれらを出力する。電力増幅器コントローラシステムは、結合された位相および振幅変調ＲＦ信号を再生成し、所望のＲＦ変調信号の振幅成分に基づいて、可変利得増幅器（ＶＧＡ）の利得を調節することによって、電力増幅器への入力信号を生成する。電力増幅器は、この入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成する。

同時に、電力増幅器コントローラシステムは、ＰＡへの調節可能な供給電圧を効率的に制御するとともに、振幅補正ループ内で生成される振幅補正信号に基づいて、ＶＧＡの利得を調節する。振幅補正ループは、出力信号の振幅と、ポーラ変調器によって生成される所望の振幅成分との間の差異を最小限にし、振幅ひずみの低減を図る。加えて、電力増幅器コントローラシステムは、移相器を含み、ＰＡ入力信号の位相を調節してもよい。移相器は、位相補正ループ内で生成される位相補正信号に応答して、位相を移相する。位相補正ループは、出力信号の位相と、ポーラ変調器によって生成される所望の位相変調成分の位相との間の位相差の一定保持を図る。位相補正ループは、電力増幅器のＡＭ／ＰＭ非理想性によって導入される望ましくない位相変調を補正し、故に、電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させる。有利には、電力増幅器コントローラ回路は、効率的に動作する一方、ひずみを低減させるように、電力増幅器を制御する。

第１の実施形態では、振幅補正信号は、所望のＲＦ変調信号の振幅成分と出力信号の振幅との間の差異を示す。位相補正信号は、所望のＲＦ信号の位相と出力信号の位相との間の差異を示す。ＰＡの電源は、高効率のための切替調整器を含むことが可能である。本実施形態では、ＶＧＡの利得は、所望のＲＦ変調信号の振幅成分によって直接制御され、振幅補正信号によってさらに調節される。

第２の実施形態では、振幅成分および位相変調信号の遅延バージョンが、出力信号と比較され、それぞれ、振幅補正信号および位相補正信号を生成する。遅延は、ＲＦパスを通じた遅延を補償し、信号の不整合によって生じる誤作動を低減させる。さらに、分割電源を使用して、電力効率を増加させる。分割電源は、線形調整器と、モード切替式電源と、を備え、それぞれ、振幅補正信号の異なる周波数範囲に応答して、ＰＡ供給電力の一部を供給する。

第３の実施形態では、第２の実施形態は、位相補正信号をポーラ変調器に提供する代替位相補正ループと結合される。ポーラ変調器は、位相補正信号に従って、位相変調に先立って、所望のＲＦ信号の位相を移相する。故に、実施形態は、有利には、ＲＦパスから移相器を排除し、この移相器に付随する全体的設計の複雑性を低減させる。

本明細書に記載される特徴および利点は、包括的ではなく、特に、多くの付加的特徴および利点は、図面、明細書、および請求項を照らして、当業者に明白となるであろう。さらに、本明細書で使用される用語は、原則として、可読性および説明目的のために選択され、本発明の主題の境界を明示する、または制限するように選択されていない場合があることに留意されたい。

本発明の教示は、添付の図面と併せて、以下の詳細な説明を検討することによって、容易に理解されるであろう。
例えば、本発明は以下の項目を提供する。
（項目１）
ポーラ送信機から、所望の送信信号の位相成分および振幅成分を受信し、電力増幅器を制御するための電力増幅器コントローラ回路であって、該電力増幅器は、入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結され、該電力増幅器コントローラ回路は、
該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定する振幅補正ループと、
該振幅補正信号の少なくとも一部によって決定される該電力増幅器への供給電圧を提供する電源と、
該振幅補正信号の一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を集合的に調節する１つ以上の可変利得増幅器と
を備えている、電力増幅器コントローラ回路。
（項目２）
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分と、上記出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を決定し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分を調節し、上記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させる位相補正ループをさらに備えている、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目３）
上記位相補正ループは、
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分と、上記出力信号の位相とを比較し、上記位相誤差信号を生成する位相比較器と、
該位相比較器および上記電力増幅器の入力に連結され、該位相誤差信号に基づいて、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分の位相を移相する移相器と
を備えている、項目２に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目４）
上記位相補正ループは、
ポーラ変調器からの上記所望の送信信号の遅延位相成分を生成する位相遅延ブロックをさらに備え、
該位相補正ループは、上記ポーラ送信機からの該所望の送信信号の遅延位相成分と、上記出力信号の位相とを比較し、上記位相補正信号を決定する、項目２に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目５）
上記振幅補正ループは、
上記電力増幅器に連結され、該電力増幅器の出力信号を減衰させる可変減衰器と、
該可変減衰器に連結され、該可変減衰器からの出力信号の減衰振幅を検出する振幅検出器と、
該振幅検出器に連結され、上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の振幅成分と、該出力信号の検出された減衰振幅とを比較し、上記振幅補正信号を生成する、振幅比較器と
を備えている、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目６）
上記振幅補正ループは、
上記振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第１の部分を配分し、上記電源を制御し、該振幅補正信号の第２の部分を配分し、上記１つ以上の可変利得増幅器を制御する利得制御回路を備える、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目７）
上記利得制御ブロックは、
上記振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第１の周波数範囲を出力し、上記電源を制御する第１のフィルタと、
該振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第２の周波数範囲を含む可変利得増幅器補正信号を出力し、上記１つ以上の可変利得増幅器を制御する第２のフィルタと
を備えている、項目６に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目８）
上記利得制御ブロックは、上記第２のフィルタの出力に連結される制御信号を受信し、該制御信号は、上記１つ以上の可変利得増幅器の平均利得を制御する、項目７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目９）
上記利得制御ブロックは、上記振幅補正信号の上記第２の周波数範囲と制御信号入力との平均に基づいて、該振幅補正信号の上記第１の周波数範囲からオフセットをさらに減算する、項目７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１０）
上記利得制御ブロックは、
上記第２のフィルタに連結され、上記可変利得増幅器補正信号および制御信号入力を加算し、加算出力を生成する第１の加算器と、
該第１の加算器から該加算出力を受信し、平均加算出力を生成するローパスフィルタと、
該ローパスフィルタと上記第１のフィルタとの間に連結された第２の加算器であって、該第２の加算器は、該第１のフィルタから出力される第１の周波数範囲と、該ローパスフィルタからの平均加算出力とを加算し、電源補正信号を生成し、上記電源を制御する、第２の加算器と
をさらに備えている、項目７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１１）
上記振幅補正ループは、
ポーラ変調器からの上記所望の送信信号の遅延振幅成分を生成する振幅遅延ブロックをさらに備え、
該振幅補正ループは、上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の遅延振幅成分と、上記出力信号の減衰振幅とを比較し、上記振幅補正信号を決定する、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１２）
上記電源は、モード切替式電源である、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１３）
上記電源は、
第１の効率を有する第１の電源であって、該第１の電源は、第１の周波数範囲内の上記振幅補正信号の第１の部分を受信し、該振幅補正信号の該第１の部分に基づいて、第１の調節された供給出力を生成する、第１の電源と、
該第１の効率よりも高い第２の効率を有する第２の電源であって、該第２の電源は、該第１の周波数範囲よりも低い第２の周波数範囲内の該振幅補正信号の第２の部分を受信し、該振幅補正信号の該第２の部分に基づいて、第２の調節された供給出力を生成し、上記供給電圧は、該第１の調節された供給出力および該第２の調節された供給出力の組み合わせを含む、第２の電源と
を備えている、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１４）
上記第１の電源は、線形調整器であって、上記第２の電源は、モード切替式電源である、項目１３に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１５）
上記振幅補正ループは、
上記第１の電源および上記第２の電源に連結される電力結合器回路をさらに備え、該電力結合器回路は、上記第１の調節された供給出力および上記第２の調節された供給出力を結合し、上記電力増幅器に提供される供給電圧を生成する、項目１３に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１６）
上記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減するための位相補正ループをさらに備え、該位相補正ループは、上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分と上記出力信号の位相との間の差を決定し、フィードバック位相補正信号を生成し、該ポーラ送信機は、該フィードバック位相補正信号に応答して、該所望の送信信号の位相成分を調節する、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１７）
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分を受信し、該所望の送信信号の遅延位相成分を生成する、位相遅延ブロックと、
該所望の送信信号の遅延位相成分を受信し、遅延位相変調信号を生成する、第１の位相変調器と、
該遅延位相変調信号と、上記出力信号の位相とを比較し、位相誤差信号を生成する、位相比較器と、
該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分および該位相誤差信号を受信する第２の位相変調器であって、該第２の位相変調器は、該位相成分の位相を移相し、上記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させ、上記移相成分を変調し、上記所望の送信信号の位相変調成分を生成する、第２の位相変調器と
をさらに備えている、項目１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
（項目１８）
所望の送信信号の位相成分および振幅成分を生成するポーラ送信機と、
入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結される電力増幅器と、
該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定する、振幅補正ループと、
該振幅補正信号の少なくとも一部によって決定される該電力増幅器への供給電圧を提供する電源と、
該振幅補正信号の一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を集合的に調節する、１つ以上の可変利得増幅器と
を備えている、無線周波数（ＲＦ）送信機回路。
（項目１９）
電力増幅器を制御するための方法であって、該電力増幅器は、入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結され、該方法は、
ポーラ送信機から、所望の送信信号の位相成分および振幅成分を受信することと、
該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅とを比較し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の該減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を生成することと、
該振幅補正信号の少なくとも一部に基づいて、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調節することと、
該振幅補正信号の一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を調節することと
を含む、方法。
（項目２０）
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記振幅成分と、上記出力信号の減衰振幅とを比較することは、
上記入力信号と上記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、該所望の送信信号の遅延振幅成分を生成することと、
該所望の送信信号の該遅延振幅成分と、該出力信号の該減衰振幅とを比較するステップと
を含む、項目１９に記載の方法。
（項目２１）
上記振幅補正信号をフィルタリングし、該振幅補正信号の第１の周波数範囲と、該振幅補正信号の第２の周波数範囲とを生成することと、
該振幅補正信号の該第１の周波数範囲を配分し、上記供給電圧またはバイアスを調節することと、
該振幅補正信号の該第２の周波数範囲を配分し、上記入力信号の振幅を調節することと
をさらに含む、項目１９に記載の方法。
（項目２２）
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分と、上記出力信号の位相とを比較し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分と該出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を生成することと、
該位相誤差信号に応答して、該所望の送信信号の位相を移相し、上記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させることと
をさらに含む、項目１９に記載の方法。
（項目２３）
上記ポーラ送信機からの上記所望の送信信号の上記位相成分と、上記出力信号の位相とを比較することは、
上記入力信号と上記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、該所望の送信信号の遅延位相成分を生成することと、
該所望の送信信号の遅延位相成分と、該出力信号の位相とを比較することと
を含む、項目２２に記載の方法。
（項目２４）
上記入力信号と上記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、上記所望の送信信号の遅延位相成分を生成することと、
搬送波信号に該所望の送信信号の遅延位相成分を変調し、遅延位相変調信号を生成することと、
該遅延位相変調信号と、該出力信号の位相とを比較し、位相誤差信号を生成することと、
該位相誤差信号に応答して、上記ポーラ送信機からの該所望の送信信号の上記位相成分の位相を移相し、移相成分を生成することと、
該搬送波信号に該移相成分を変調することと
をさらに含む、項目１９に記載の方法。

図１は、従来のＲＦ送信機回路を示す。 図２は、Ｌａｒｇｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｌａｒ構成にある従来のＲＦ送信機回路の第２の実施形態を示す。 図３Ａは、本発明の第１の実施形態による、ＰＡコントローラを含むＲＦ送信機回路を示す。 図３Ｂは、本発明による、利得制御ブロックおよび周囲回路網の詳細を示す。 図３Ｃは、本発明による、利得制御ブロックおよび周囲回路網の詳細を示す。 図４は、本発明の第２の実施形態による、遅延ブロックおよび分割電源を含むＲＦ送信機回路を示す。 図５は、本発明の第３の実施形態による、代替位相補正ループ構成を有するＲＦ送信機回路を示す。

図面（図）および以下の詳細な説明は、例証のみとして、本発明の好ましい実施形態に関する。以下の議論から、本明細書に開示される構造および方法の代替実施形態は、請求される本発明の原理から逸脱することなく、実行可能代替例として、容易に認識されるであろうことに留意されたい。

次に、本発明のいくつかの実施形態を参照して、添付の図面において、その実施例が例証される。実践可能である場合、類似または同一参照番号が、図面内で使用され、類似または同一機能性を示し得る。図面は、例証のみの目的として、本発明の実施形態を描写する。当業者は、以下の説明から、本明細書に例証される構造および方法の代替実施形態が、本明細書に記載される本発明の原理から逸脱することなく、採用されてもよいことを容易に認識するであろう。

図３Ａは、本発明の第１の実施形態よる、ポーラ変調器１０２と協働するためのＰＡコントローラを含む、ＲＦ送信機回路を示す。ポーラ変調器１０２は、Ｉ／Ｑベースバンド信号３０２、３０３を受信し、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５および位相変調信号１０８を生成する。可変利得増幅器（ＶＧＡ）３０８は、位相変調信号１０８および振幅成分１０５を再結合することによって、所望のＲＦ信号を再構築する。電力増幅器１０４は、再構築されたＲＦ信号３２１から増幅されたＲＦ出力信号１１０を生成する。ＰＡコントローラの付加的回路網は、ＲＦ出力信号１１０のひずみを低減させ、ＰＡ１０４の電力効率を増加させるフィードバック制御信号を提供する。制御回路の動作は、以下にさらに詳細に記載される。

一実施形態では、ポーラ変調器１０２は、包絡線発生器３０４と、位相発生器３０５と、位相変調器３０６と、を備える。包絡線発生器３０４は、Ｉ／Ｑベースバンド信号３０２、３０３を受信し、振幅成分１０５を生成する。一実施形態では、振幅成分ｒ１０５は、

に従って生成される。位相発生器３０５は、Ｉ／Ｑベースバンド信号３０２、３０３を受信し、位相成分３０７を生成する。一実施形態では、位相成分θ３０７は、

に従って計算される。包絡線発生器３０４および位相発生器３０５は、デジタル的に、またはアナログ成分を使用することによって実装可能である。

位相変調器３０６は、位相成分３０７を受信し、ＲＦ搬送波上へ変調し、位相変調信号１０８を生成する。本実施例では、位相変調器３０６は、シグマデルタ変調分数Ｎシンセサイザ（図示せず）によって制御され、ベースバンド信号３０２、３０３の位相成分３０７に従って、ＶＣＯを変調するようにプログラムされる、電圧制御発振器（ＶＣＯ）から成ってもよい。

一実施形態では、ポーラ変調器１０２は、Ｉ／Ｑ３０２、３０３ベースバンド信号を受信する代わりに、ベースバンドプロセッサから振幅成分１０５および位相成分３０７を直接受信することに留意されたい。故に、本実施形態では、Ｉ／Ｑ変換は、必要とされない。

可変利得増幅器（ＶＧＡ）３０８は、ポーラ変調器１０２から位相変調信号１０８を受信する。ＶＧＡ３０８は、利得制御信号３２５に従って、位相変調信号１０８を増幅する。利得制御信号３２５は、部分的に、振幅成分１０５と、部分的に、ＶＧＡ補正信号３１８とに基づく。故に、以下に記載されるように、利得制御信号３２５は、振幅成分１０５に基づいて、ＶＧＡ３０８の利得を変化させることによって、ＶＧＡ３０８を制御し、所望のＲＦ信号を再構築する一方、ＶＧＡ補正信号３１８は、ＶＧＡ３０８の利得制御信号３２５を修正し、振幅ひずみを補正する。利得制御信号３２５は、振幅成分１０５およびＶＧＡ補正信号３１８を加算する加算器３０９によって生成される。加算器３０９は、本明細書では、便宜上示され、種々の実施形態に従って、異なる機能と置換されてもよいことに留意されたい。故に、有利には、単一ＶＧＡ３０８は、ポーラ送信機内の所望のＲＦ信号を再構築し（前方向パス）、振幅補正ループ内の振幅ひずみを補正する（フィードバックパス）二重機能を果たしてもよい。

ＶＧＡ３０８は、線形対数制御（すなわち、制御電圧３２５内の線形変化は、利得における対数変化に影響を及ぼす）と協働してもよいことに留意されたい。故に、一実施形態では、振幅変換器（図示せず）は、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５の変化によって、ＶＧＡ３０８における利得の線形変化を生じさせることを保証する。また、振幅およびオフセットの調節は、ＶＧＡ３０８の設計特徴に応じて必要とされてもよい。さらに、ＶＧＡ３０８の設計は、制限利得制御範囲をもたらしてもよく、したがって、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５に正確にしたがって、その利得に応答しなくてもよい。故に、実際には、ＶＧＡ３０８は、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５の「少なくとも一部」に応答する。

ＶＧＡ３０８は、移相器３２０に出力する。移相器３２０は、位相補正信号３３７に応答して、ＲＦ信号内の位相ひずみを補正する。位相補正信号３３７は、以下にさらに詳細に記載されるように、位相補正ループに従って生成される。移相信号は、ＰＡ１０４の入力３２１に伝達され、ＰＡ１０４によって増幅され、増幅されたＲＦ出力信号１１０を生成する。

電圧Ｖ＋３８１から電力供給される高帯域幅高効率電源（例えば、その１つとして、モード切替式電源を含む）３１０は、電源制御信号３２４に従って、ＰＡ供給電圧３１９をＰＡ１０４に提供する。Ｖ＋３８１は、バッテリから供給されてもよい。また、任意に、振幅成分１０５は、電源制御信号３２４（図示せず）に寄与する。高ＢＷ電源３１０は、帯域幅が制限され、ＶＧＡ３０８等によって、その出力電圧範囲が制限されてもよい。したがって、高ＢＷ電源３１０は、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５に正確に従って、その利得に応答しなくてもよい。故に、実際には、この場合、高ＢＷ電源３１０は、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５の「少なくとも一部」に応答する。

上述のように、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５は、ＶＧＡ３０８の利得、またはＶＧＡ３０８の利得および高ＢＷ電源３１０の出力電圧３１９の両方を制御し、振幅および位相変調の両方を含む出力１１０において、所望のＲＦ信号の近似値をもたらすように適用されることに留意されたい。

振幅補正ループは、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５と出力信号の振幅１１０との間の差異に基づいて、ＶＧＡ３０８の利得およびＰＡ１０４へのＰＡ供給電圧３１９を調節する。出力信号１１０は、例えば、−２０ｄＢの結合係数を伴う方向性結合器であり得る、サンプリングモジュール３２３によってサンプリングされる。さらに、サンプリングされた出力信号は、減衰器３７０によって減衰されてもよい。検出器３１５は、サンプリングされ、減衰された出力信号３７１を検出し、振幅３１４を比較器３１２に出力する。検出器３１５は、例えば、対数ベースのＲＦ検出器であってもよい。振幅スケーリングブロック３９１は、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５の振幅をスケーリングし、検出器３１５の振幅検出特徴と整合し、振幅３９２を比較器３１２の第２の入力に出力する。比較器３１２は、振幅３１４と３９２とを比較し、振幅補正信号３１６を利得制御ブロック３１７に出力する。利得制御ブロック３１７は、振幅補正信号３１６を分配し、高ＢＷ電源３１０およびＶＧＡ３０８を制御する。典型的には、振幅補正信号３１６は、出力振幅が所望のＲＦ信号の振幅成分１０５を下回る場合、ＰＡ供給電圧３１９およびＶＧＡ３０８の利得がそれぞれ上昇されるべきできあることを示し、出力振幅が所望のＲＦ信号の振幅成分１０５を上回る場合、ＰＡ供給電圧３１９およびＶＧＡ３０８の利得がそれぞれ低下されるべきであることを示す。

利得制御ブロック３１７は、振幅補正信号３１６を分配し、ＶＧＡ３０８の利得を制御するためのＶＧＡ補正信号３１８と、高ＢＷ電源３１０の出力電圧３１９を制御するための電源制御信号３２４とを生成する。一実施形態では、振幅補正信号３１６の２つの異なる周波数範囲が割り当てられ、ＶＧＡ補正信号３１８が電源補正信号３２４よりも高い周波数成分を含有するように、ＶＧＡ３０８および高ＢＷ電源３１０を制御する。これは、高ＢＷ電源３１０の帯域幅要件を容易にする。加えて、異なる利得、スケーリング、およびオフセットが適用され、ＰＡ１０４への入力における駆動レベルを最適化してもよく、ＰＡ１０４の圧縮点以上の効率的動作を可能にしてもよい。最後に、基本的ローパスフィルタリングが、利得制御ブロック３１７において適用され、振幅補正ループの全体的安定性を保証してもよい。

図３Ｂは、利得制御ブロック３１７の例示的構成を示す。例証される実施形態では、フ上述の理由から、フィルタ６０１および６０２は、振幅補正信号３１６の２つの異なる周波数範囲を通過し、それぞれ、ＶＧＡ３０８および高ＢＷ電源３１０を制御する。異なる利得、スケーリング、およびオフセットが、フィルタ６０１ならびに６０２内に含まれてもよい。加えて、フィルタ６０１と加算器３０９との間に挿入されるコンデンサ６０５は、ＤＣブロックとして機能し、振幅補正信号３１６がＤＣをＶＧＡ補正信号３１８へ、最終的に、ＶＧＡ利得制御信号３２５へと通過させるのを効果的に防止し、結果として、振幅補正信号３１６がＶＧＡ３０８の平均利得に影響を及ぼすのを防止する。代わりに、抵抗器６０６に接続されるＶｃｔｒｌ６０４は、ＤＣレベルをＶＧＡ補正信号３１８内に結合する。故に、Ｖｃｔｒｌ６０４は、ＶＧＡ３０８の平均利得に影響を及ぼし、加算器３０９における所望のＲＦ信号の振幅成分１０５によって供給される利得制御に対して、利得オフセットを提供し、ＤＣフィードバックシステムによって制御されてもよい。Ｖｃｔｒｌをより高くまたはより低く設定することによって、ＶＧＡ３０８の出力は、より高いまたはより低い平均振幅において、ＰＡ１０４の入力３２１を駆動し、故に、ＰＡ１０４の圧縮レベルを制御するように生成されることが可能である。圧縮状態では、ＰＡ供給電圧３１９は、ＰＡ１０４における振幅を大きく変調するため、より高いレベルの圧縮では、振幅補正ループの作用によって、高ＢＷ電源３１０をより高いレベルの活動へと強いる。本動作モードは、高効率をもたらすが、高ＢＷ電源３１０の帯域幅および電圧振幅範囲制限のため、ひずみが増加する場合がある。より低いレベルの圧縮では、ＰＡ１０４は、低効率的に動作するが、高ＢＷ電源３１０上の負荷を減少させる。故に、圧縮レベルを調節することによって、ＰＡ１０４の効率とスペクトル占有性能との間のトレードオフだけではなく、ＰＡ１０４の効率と高ＢＷ電源３１０から必要とされる電圧振幅および帯域幅との間のトレードオフを可能にする。

コンデンサ６０５および抵抗器６０６を使用して、それぞれ、振幅補正信号３１６からのＤＣのブロックと、Ｖｃｔｒｌ信号６０４からのＤＣの結合とを例証するが、これらの成分の使用は、例示である。他の実施形態に従って、振幅補正信号３１６からＤＣをブロックし、Ｖｃｔｒｌ６０４からＤＣを結合するための任意の回路が使用可能である。

図３Ｃは、利得制御ブロック３１７の構成の他の実施例を示す。図３Ｂの実施形態におけるように、上述のように、フィルタ６０１および６０２は、振幅補正信号３１６の２つの異なる周波数範囲を通過し、それぞれ、ＶＧＡ３０８および高ＢＷ電源３１０を制御する。しかしながら、本実施形態では、ＶＧＡ補正信号３１８は、第１の加算器６１３によって、感知され、Ｖｃｔｒｌ６１１と加算され、ローパスフィルタ６１０を使用して平均化され、第２の加算器６１５によって、電源制御信号３２４に加算される。本スキームは、ＰＡ１０４の圧縮レベルを制御する能力をもたらすが、２つの点において、図３Ｂに記載される実施例と異なる。第１に、ＶＧＡ３０８の制御は、もはやＤＣブロックされず、利得オフセットは、ＶＧＡ３０８の制御パスではなく、高ＢＷ電源３１０の制御パスに課される。第２に、高ＢＷ電源３１０の制御パスに課されるオフセットは、Ｖｃｔｒｌ６１１の関数であって、ＶＧＡ補正信号３１８の平均によって、さらにオフセットされる。ＶＧＡ補正信号３１８は、振幅補正ループ（本明細書では、「補正利得」と称される）によって命令されるＶＧＡ３０８の利得の一部を制御するため、ＶＧＡ補正信号３１８の平均は、ＶＧＡ３０８の平均補正利得を直接表す。さらに、ＶＧＡ補正信号３１８が、線形対数関数（すなわち、ＶＧＡ補正信号３１８の線形変化は、ＶＧＡ３０８の利得の対数の変化をもたらす）を伴うＶＧＡ３０８の補正利得を表す場合、Ｖｃｔｒｌ６１１の所与の設定は、ＰＡ１０４の平均電力レベルが変化しても、ＰＡ１０４（ｄＢ）の一定レベルの圧縮をもたらす。例えば、Ｖｃｔｒｌ６１１が−０．５Ｖの値に設定される場合、振幅補正ループは、ＶＧＡ３０８の補正利得を＋５ｄＢに強いる（本実施例では、ＶＧＡ補正信号３１８の０．１Ｖの変化が、ＶＧＡ３０８の補正利得の１ｄＢを表す場合であって、ＶＧＡ３０８の利得が０ｄＢである時、ＰＡ１０４の利得および減衰器３７０の減衰が、比較器３１２への入力がほぼ等しくなるように平衡化される場合（図３Ａ参照））。これは、ＰＡ平均出力電力が変化しても、Ｖｃｔｒｌ６１１が調節される必要がないため、有利である。

図３Ａを再び参照すると、ＰＡ１０４へのＲＦ入力電力にわたる振幅補正ループの全体的動作は、以下の通りである。ＰＡ１０４への入力３２１が増加すると、ＰＡ１０４の出力１１０も増加する。ＰＡ１０４がその線形動作領域（小入力信号に対応する）に留まるため、その出力１１０は、その入力３２１に伴って線形に増加するであろう。故に、比較器３１２への両入力１０５、３１４は、同量ずつ上昇し、高ＢＷ電源３１０またはＶＧＡ３０８のいずれにも誤差補正をもたらさないであろう。これは、出力電力が比較的小さく、飽和点をはるかに下回る場合である。

入力電力がＰＡ１０４の入力３２１において上昇し続けると、ＰＡ１０４の出力がＰＡ１０４への入力３２１にもはや直接比例しなくなる点が来るであろう。振幅補正ループは、ＰＡ１０４の出力１１０と入力３２１との間のこの誤差を検出し、所望の初期出力電力が送達され、非線形ＰＡ１０４の場合であっても、線形システム動作をもたらすように、ＰＡ１０４への供給電圧３１９を上昇させ、ＶＧＡ３０８の利得を増加させるであろう。

記載される全体的ＲＦ送信機回路は、ＶＧＡ３０８の動的範囲および制御帯域幅に依存し、振幅成分１０５に基づいて、所望のＲＦ信号振幅の再構築が可能であって、また、ＰＡ１０４の振幅誤差のいくつかの高周波数成分を補正する。故に、ＶＧＡ３０８は、ほとんどの高速かつ大幅な振幅変化に対処する一方、高ＢＷ電源３１０に、はるかに狭い範囲の変化または変動にも対処させ、より低い帯域幅で動作させることが可能である。

多くの従来のポーラ変調技術は、電源３１０が振幅成分１０５自体に従うことを必要とする。振幅成分１０５は、４０ｄＢずつ変化してもよく、典型的位相および振幅変調信号の場合、０ｄＢｃ〜−１０ｄＢｃよりも、−１０ｄＢｃ〜−４０ｄＢｃにおいて非常に高速に変化する。故に、電源３１０によって要求される帯域幅（出力電圧の変化率）および出力電圧範囲要件は、厳格であって、広帯域ＲＦ信号の電源３１０のための効率的切替調整器（ＳＭＰＳ）の使用を妨害する。したがって、従来のＲＦ電力増幅器制御システムは、典型的には、線形調整器（ＳＭＰＳではなく）を使用して、ＰＡ１０４への供給電圧を調節する。そのような線形調整器は、自動的に、線形調整器にわたる電圧降下によって倍増されるその電流から生じる電力を消費する。振幅信号に急落が生じると、これは、著しい電力の損失をもたらす可能性があり、ＲＦ送信機によって消費される全体的バッテリ電力には、ほとんどまたは全く減少をもたらさない。これは、ＲＦＰＡ内で得られる任意の利得が、線形調整器自体においてほとんど失われるためである。

対照的に、本発明では、高ＢＷ電源３１０は、狭変動範囲および低変化率を有する、振幅補正信号３１６に基づく信号に従うため、はるかに実装が容易である。故に、非常に効率的切替調整器が使用され、ＲＦ送信機によって消費される全体的バッテリ電力における実質的低減をもたらしてもよい。

また、ＰＡ１０４への供給電圧３１９を変化させることによって、位相変化をもたらす。故に、位相補正ループは、振幅補正ループと協働し、ＰＡ１０４の出力信号におけるＲＦ変調の精度を維持する。また、位相補正ループは、誤差補正ループのみであって、したがって、雑音に最小限に寄与することに留意されたい。

位相補正ループは、ポーラ変調器１０２からの位相変調信号１０８を監視し、ＰＡ１０４の位相変調信号１０８の位相と、出力信号１１０の位相とを比較し、移相器３２０から生じるＰＡ入力信号３２１の位相を変化させる制御信号３３７をもたらす。より具体的には、リミッタ３３２は、ＰＡ１０４の出力信号１１０（本実施例では、減衰器３７０によって減衰される）を受信し、その位相信号３３３を位相比較器３３４に出力する。次いで、位相信号３３３は、位相比較器３３４によって、ポーラ変調器１０２からの位相変調信号１０８（任意に、リミッタ３３０によってさらに制限される）と比較される。比較器３３４は、信号３３１、３３３の位相間の差異に基づいて、位相誤差信号３３５を生成する。用語「位相誤差信号」は、本明細書では、用語「位相補正信号」と同義的に使用されることに留意されたい。位相誤差信号３３５は、位相ループフィルタ（ＰＬＦ）３３６によってフィルタリングされ、位相制御信号３３７を生成する。ループフィルタ３３６は、位相ループを完了させ、位相ループが適切に機能するために必要とされる必要な利得、帯域幅制限、およびループ安定性を提供する。本明細書で使用される特定のループフィルタは、任意の種類であることが可能であって、最善のループ性能を満たすように、複数の統合および派生段階を含み得る。ループフィルタの種類は、典型的種類Ｉ、ＩＩ等を含んでもよい。本位相ループ設計の特殊性は、ＰＡ１０４を通じた群遅延が、安定性の理由を考慮しなければならないことである。これは、ループフィルタ内の適切な極零配置を選択することによって達成され、遅延補償を含んでもよい。位相制御信号３３７は、移相器３２０に入力され、ポーラ変調器１０２からの出力信号１１０の位相と位相変調信号１０８の位相との差異がほぼ一定に保持されるように、入力ＲＦ信号の位相の移相を制御する。

位相補正ループは、トランジスタベースの増幅器の正常ひずみ特徴の一部である、ＰＡ１０４のＡＭ（振幅変調）／ＰＭ（位相変調）特徴を妨げる。位相補正ループによって、ＰＡ１０４の出力１１０におけるＲＦ信号の位相は、所望のＲＦ信号１０８の位相変調成分を追跡し、故に、ＰＡ１０４によって生成される位相ひずみを低減させることが可能となる。ＰＡ１０４のＡＭ／ＰＭ移相は、より高い電力レベルにおいてより高くなる傾向があるため、この位相補正ループは、ＰＡ１０４の線形化に寄与する。ＰＡ１０４のＡＭ／ＰＭの効果を制限することによって、位相補正ループは、出力信号１１０に対してより少ないひずみを伴うより高い電力レベルでＰＡ１０４を機能させることが可能となり、故に、より有益な効率条件下、ＰＡ１０４の使用を可能にする。また、加えて、位相補正ループは、振幅補正ループが生じさせ得る任意の付加的ＡＭ／ＰＭ特徴を補正する際に役立つ。

最後に、ＶＧＡ３０８は、正方向送り信号（振幅成分１０５）およびフィードバック信号（ＶＧＡ制御信号３１８）の両方によって制御され、故に、二重機能を果たすことに留意されたい。正方向送りおよびフィードバック制御の両方を処理するための単一ＶＧＡ３０８の使用は、２つのＶＧＡを使用するスキームと比較して、システムの複雑性を単純化し、雑音を低減する際の有益である場合がある。しかしながら、正方向送りおよびフィードバック制御を別個に処理するための２つの別個のＶＧＡの使用は、依然として、記載される本発明の精神内にある。

図４は、本発明の第２の実施形態による、ＲＦ送信機回路を示す。図４の回路は、図３Ａの回路に類似するが、後述のように、いくつかの変形を伴う。第１に、所望のＲＦ信号の振幅成分１０５および位相変調信号１０８の遅延バージョン３４６、３４４が、それぞれ、振幅および位相補正ループに適用される。一実施形態では、遅延ブロック３０１は、振幅補正ループ内の包絡線発生器３０４と比較器３１２との間に挿入される。また、他の位相変調器３４２と直列の遅延ブロック３４０が、位相補正ループの位相発生器３０５とリミッタ３３０との間に挿入される。位相変調器３４２は、位相変調器３０６の複製であってもよい。代替として、遅延ブロック３４０は、位相変調器３０６後に挿入され、位相変調器３４２の複製の必要性を排除することが可能である。しかしながら、位相変調器３０６後に挿入される遅延ブロックは、ＲＦ移相器３２０の複雑性を増す場合がある。故に、実装の容易性のため、概して、例証される実施形態におけるように、位相変調３４２に先立って、遅延３４０を挿入することが好ましい。

遅延３０１、３４０は、ＰＡ１０４、ＶＧＡ３０８、および移相器３２０（該当する場合）を通じた遅延を補償する。これによって、フィードバック信号（例えば、出力１１０に基づく）は、基準信号３４４、３４６とより密接に整合することが可能となり、不整合によって生じうる誤作動を回避する。遅延ブロック３０１、３４０は、種々のデジタルおよび／またはアナログ成分を使用して実装されてもよい。

図４の実施形態に含まれる第２の差異は、高ＢＷ電源３１０の代わりに、分割電源が挿入されることである。本実施形態では、電源制御信号３２４は、フィルタ３６０、３６１を利用して、２つの信号に分割される（電力源Ｖ_ＲＥＧ３８３によって電力供給される線形調整器３５２を含む、高周波数パスに送られる高周波数振幅補正信号３５１と、電力源Ｖ＋３８２によって電力供給されるモード切替式電源（ＳＭＰＳ）３５４を含む、低周波数パスに送られる低周波数振幅補正信号３５３）。線形調整器３５２およびＳＭＰＳ３５４の出力は、加算器ブロック３５６内で結合され、ＰＡ供給電圧３１９をＰＡ１０４に生成する。例えば、単純電流加算ノード、小型高周波数変圧器、あるいは他の種類の電力結合器または能動電子ソリューションが、加算器ブロック３５６として使用可能である。

高周波数振幅補正信号３５１は、線形調整器３５２に入力され、ＰＡ供給電圧３１９の高周波数部分３５５を生成する。低周波数振幅補正信号３５３は、ＳＭＰＳ３５４に入力され、ＰＡ供給電圧３１９の低周波数部分３５７を生成する。加算器ブロック３５６は、ＰＡ１０４を効率的動作範囲内に維持するために、高周波数部分３５５と低周波数部分３５７とを結合し、ＰＡ１０４へのＰＡ供給電圧３１９を生成する。一実施形態では、低周波数振幅補正信号３５３の上限は、ＲＦ信号のためのスペクトル占有帯域幅の２０分の１程度であり得る。いくつかの実施形態では、低周波数振幅補正信号３５３の上限は、固定されずに、動的に調節され、ＲＦ送信機回路の最適性能を達成してもよい。

電源補正信号３２４の低周波数部分３５３を搬送するＳＭＰＳ３５４から成る高効率パスと、電源補正信号３２４の高周波数部分３５１を搬送する線形調整器３５２から成る低効率パスの両方を使用することは、制限周波数応答を伴うＳＭＰＳ３５４を使用可能であるという利点を有する。換言すると、ＳＭＰＳ３５４は、非常に高周波数に対応する必要はないが、電源補正信号３２４の制限された低周波数範囲にのみ対応し、はるかに容易かつよりコスト効率的にＳＭＰＳ３５４を実装させる。電源補正信号３２４の低周波数部分３５３に含有される電源補正信号３２４のエネルギーの大部分が、低効率線形調整器３５２ではなく、より効率的ＳＭＰＳ３５４によって処理されるため、ＳＭＰＳ３５４を線形調整器３５２と結合することによって、ＲＦＰＡ回路の全体的効率をいかようにも犠牲にすることなく、電源補正信号３２４の全周波数範囲に対応する高帯域幅動作を可能にする。

図５は、本発明の第３の実施形態による、さらに別のＲＦ送信機回路を示す。回路は、図４の実施形態に類似するが、位相補正ループの実装が異なる。本実施形態では、図４の移相器３２０は、排除され、ＶＧＡ３０８の出力は、ＰＡ入力３２１に直接接続される。ループ位相誤差を表すＰＬＦ出力５０２は、代わりに、加算器５０４における位相発生器３０５の出力と加算され、故に、移相前成分５０７を位相変調器４５２に提供する。故に、位相変調信号１０８は、現時点では、図３Ａおよび４に記載される実施形態における移相器３２０後に存在するものと同等の移相を含むが、移相器３２０を必要としない。本実施形態は、有利には、ＲＦパス内ではなく、位相変調器４５２に先立って、位相を移相する。これは、ＲＦ信号パスからの潜在的雑音源および設計の複雑性を除去する。

一実施例では、移相は、概して、ＰＬＬループフィルタ５５０によって制限される正常ＰＬＬループ帯域幅外の位相変調器４５２の制御を可能にする加算器５５１を利用して、ＰＬＦ出力５０２を「ループを介して」ＶＣＯ（電圧制御発振器）４５０に加算することによって作用する。当該分野において周知のように、加算される位相誤差信号５０２のレベルの変化は、温度、プロセス、および動作周波数にわたるＶＣＯ４５０のＫｖｃｏ因子の変動性によるＶＣＯ４５０の位相の可変変化をもたらす場合があるため、所望の移相を正確にもたらすために、多くの場合、加算される位相誤差信号５０２の慎重なスケーリングおよび較正が、この「ループを介した」技術に必要とされる。しかしながら、有利には、そのような較正の程度は、位相変調器自体が位相補正ループ内に含まれるため、本発明では低減または排除され得る。故に、「ループを介した」変調における予想される位相応答からの逸脱は、位相補正ループによって大幅に補正される。

本発明の特定の実施形態および用途が例証ならびに記載されたが、本発明は、本明細書に開示される正確な構造および成分に限定されず、当業者には明白であろう種々の修正、変更、変形は、添付の請求項に定義される本発明の精神および範囲から逸脱することなく、本明細書に開示される本発明の方法ならびに装置の配列、動作、詳細において成され得ることを理解されたい。

Claims (24)

1. ポーラ送信機から、所望の送信信号の位相成分および振幅成分を受信し、電力増幅器を制御するための電力増幅器コントローラ回路であって、該電力増幅器は、入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結され、該電力増幅器コントローラ回路は、
   該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定する振幅補正ループであって、該振幅成分は、該所望の送信信号のＩベースバンド情報およびＱベースバンド情報から導出される、振幅補正ループと、
   該振幅補正信号の少なくとも一部によって決定される該電力増幅器への供給電圧を提供する電源と、
   該振幅補正信号の該一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該Ｉベースバンド情報および該Ｑベースバンド情報から導出される該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を集合的に調節する１つ以上の可変利得増幅器と
   を備えている、電力増幅器コントローラ回路。
2. 前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分と、前記出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を決定し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分を調節し、前記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させる位相補正ループをさらに備え、該位相成分は、該所望の送信信号の前記Ｉベースバンド情報および前記Ｑベースバンド情報から導出される、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
3. 前記位相補正ループは、
   前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分と、前記出力信号の位相とを比較し、前記位相誤差信号を生成する位相比較器と、
   該位相比較器および前記電力増幅器の入力に連結された移相器であって、該移相器は、該位相誤差信号に基づいて、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分の位相を移相する、移相器と
   を備えている、請求項２に記載の電力増幅器コントローラ回路。
4. 前記位相補正ループは、
   前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の遅延位相成分を生成する位相遅延ブロックをさらに備え、
   該位相補正ループは、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の遅延位相成分と、前記出力信号の位相とを比較し、前記位相誤差信号を決定する、請求項２に記載の電力増幅器コントローラ回路。
5. 前記振幅補正ループは、
   前記電力増幅器に連結され、該電力増幅器の出力信号を減衰させる可変減衰器と、
   該可変減衰器に連結され、該可変減衰器からの出力信号の減衰振幅を検出する振幅検出器と、
   該振幅検出器に連結され、前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の振幅成分と、該出力信号の検出された減衰振幅とを比較し、前記振幅補正信号を生成する、振幅比較器と
   を備えている、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
6. 前記振幅補正ループは、
   前記振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第１の部分を配分し、前記電源を制御し、該振幅補正信号の第２の部分を配分し、前記１つ以上の可変利得増幅器を制御する利得制御回路を備える、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
7. 前記利得制御ブロックは、
   前記振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第１の周波数範囲を出力し、前記電源を制御する第１のフィルタと、
   該振幅補正信号を受信し、該振幅補正信号の第２の周波数範囲を含む可変利得増幅器補正信号を出力し、前記１つ以上の可変利得増幅器を制御する第２のフィルタと
   を備えている、請求項６に記載の電力増幅器コントローラ回路。
8. 前記利得制御ブロックは、前記第２のフィルタの出力に連結される制御信号を受信し、該制御信号は、前記１つ以上の可変利得増幅器の平均利得を制御する、請求項７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
9. 前記利得制御ブロックは、前記振幅補正信号の前記第２の周波数範囲と制御信号入力との平均に基づいて、該振幅補正信号の前記第１の周波数範囲からオフセットをさらに減算する、請求項７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
10. 前記利得制御ブロックは、
    前記第２のフィルタに連結され、前記可変利得増幅器補正信号および制御信号入力を加算し、加算出力を生成する第１の加算器と、
    該第１の加算器から該加算出力を受信し、平均加算出力を生成するローパスフィルタと、
    該ローパスフィルタと前記第１のフィルタとの間に連結された第２の加算器であって、該第２の加算器は、該第１のフィルタから出力される第１の周波数範囲と、該ローパスフィルタからの平均加算出力とを加算し、電源補正信号を生成し、前記電源を制御する、第２の加算器と
    をさらに備えている、請求項７に記載の電力増幅器コントローラ回路。
11. 前記振幅補正ループは、
    前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の遅延振幅成分を生成する振幅遅延ブロックをさらに備え、
    該振幅補正ループは、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の遅延振幅成分と、前記出力信号の減衰振幅とを比較し、前記振幅補正信号を決定する、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
12. 前記電源は、モード切替式電源である、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
13. 前記電源は、
    第１の効率を有する第１の電源であって、該第１の電源は、第１の周波数範囲内の前記振幅補正信号の第１の部分を受信し、該振幅補正信号の該第１の部分に基づいて、第１の調節された供給出力を生成する、第１の電源と、
    該第１の効率よりも高い第２の効率を有する第２の電源であって、該第２の電源は、該第１の周波数範囲よりも低い第２の周波数範囲内の該振幅補正信号の第２の部分を受信し、該振幅補正信号の該第２の部分に基づいて、第２の調節された供給出力を生成し、前記供給電圧は、該第１の調節された供給出力および該第２の調節された供給出力の組み合わせを含む、第２の電源と
    を備えている、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
14. 前記第１の電源は、線形調整器であって、前記第２の電源は、モード切替式電源である、請求項１３に記載の電力増幅器コントローラ回路。
15. 前記振幅補正ループは、
    前記第１の電源および前記第２の電源に連結される電力結合器回路をさらに備え、該電力結合器回路は、前記第１の調節された供給出力および前記第２の調節された供給出力を結合し、前記電力増幅器に提供される供給電圧を生成する、請求項１３に記載の電力増幅器コントローラ回路。
16. 前記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減するための位相補正ループをさらに備え、該位相補正ループは、前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分と前記出力信号の位相との間の差を決定し、フィードバック位相補正信号を生成し、該ポーラ送信機は、該フィードバック位相補正信号に応答して、該所望の送信信号の位相成分を調節する、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
17. 前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分を受信し、該所望の送信信号の遅延位相成分を生成する、位相遅延ブロックと、
    該所望の送信信号の遅延位相成分を受信し、遅延位相変調信号を生成する、第１の位相変調器と、
    該遅延位相変調信号と、前記出力信号の位相とを比較し、位相誤差信号を生成する、位相比較器と、
    該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分および該位相誤差信号を受信する第２の位相変調器であって、該第２の位相変調器は、該位相成分の位相を移相し、前記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させ、該移相された位相成分を変調し、該所望の送信信号の位相変調成分を生成する、第２の位相変調器と
    をさらに備えている、請求項１に記載の電力増幅器コントローラ回路。
18. 所望の送信信号の位相成分および振幅成分を生成するポーラ送信機であって、該位相成分および該振幅成分の両方が、該所望の送信信号のＩベースバンド情報およびＱベースバンド情報から導出される、ポーラ送信機と、
    入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結される電力増幅器と、
    該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該Ｉベースバンド情報および該Ｑベースバンド情報から導出される該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定する、振幅補正ループと、
    該振幅補正信号の少なくとも一部によって決定される該電力増幅器への供給電圧を提供する電源と、
    該振幅補正信号の一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該Ｉベースバンド情報および該Ｑベースバンド情報から導出される該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を集合的に調節する、１つ以上の可変利得増幅器と
    を備えている、無線周波数（ＲＦ）送信機回路。
19. 電力増幅器を制御するための方法であって、該電力増幅器は、入力信号を受信および増幅し、出力信号を生成するように連結され、該方法は、
    ポーラ送信機から、所望の送信信号の位相成分および振幅成分を受信することであって、該位相成分および該振幅成分の両方が、該所望の送信信号のＩベースバンド情報およびＱベースバンド情報から導出される、ことと、
    該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該Ｉベースバンド情報および該Ｑベースバンド情報から導出される該振幅成分と、該出力信号の減衰振幅とを比較し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該振幅成分と、該出力信号の該減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を生成することと、
    該振幅補正信号の少なくとも一部に基づいて、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調節することと、
    該振幅補正信号の一部と、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該Ｉベースバンド情報および該Ｑベースバンド情報から導出される該振幅成分の少なくとも一部とに基づいて、該入力信号の振幅を調節することと
    を含む、方法。
20. 前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記振幅成分と、前記出力信号の減衰振幅とを比較することは、
    前記入力信号と前記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、該所望の送信信号の遅延振幅成分を生成することと、
    該所望の送信信号の該遅延振幅成分と、該出力信号の該減衰振幅とを比較することと
    を含む、請求項１９に記載の方法。
21. 前記振幅補正信号をフィルタリングし、該振幅補正信号の第１の周波数範囲と、該振幅補正信号の第２の周波数範囲とを生成することと、
    該振幅補正信号の該第１の周波数範囲を配分し、前記供給電圧またはバイアスを調節することと、
    該振幅補正信号の該第２の周波数範囲を配分し、前記入力信号の振幅を調節することと
    をさらに含む、請求項１９に記載の方法。
22. 前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分と、前記出力信号の位相とを比較し、該ポーラ送信機からの該所望の送信信号の該位相成分と該出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を生成することと、
    該位相誤差信号に応答して、該所望の送信信号の位相を移相し、前記電力増幅器によって生成される位相ひずみを低減させることと
    をさらに含む、請求項１９に記載の方法。
23. 前記ポーラ送信機からの前記所望の送信信号の前記位相成分と、前記出力信号の位相とを比較することは、
    前記入力信号と前記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、該所望の送信信号の遅延位相成分を生成することと、
    該所望の送信信号の遅延位相成分と、該出力信号の位相とを比較することと
    を含む、請求項２２に記載の方法。
24. 前記入力信号と前記出力信号との間のＲＦパス遅延に基づいて、前記所望の送信信号の遅延位相成分を生成することと、
    搬送波信号上で該所望の送信信号の遅延位相成分を変調し、遅延位相変調信号を生成することと、
    該遅延位相変調信号と、該出力信号の位相とを比較し、位相誤差信号を生成することと、
    該位相誤差信号に応答して、前記ポーラ送信機からの該所望の送信信号の前記位相成分の位相を移相し、移相成分を生成することと、
    該搬送波信号上で該移相成分を変調することと
    をさらに含む、請求項１９に記載の方法。