JP4882645B2 - 永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置及びインバータモジュール - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置及びインバータモジュールに関するものである。

永久磁石モータのインダクタンス値の同定技術としては、特開平９−２８５１９８号公報に、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値に、高周波の正弦波電流を重畳し、これら電流指令値と電流検出値との電流偏差に応じて、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値を演算すると共に、電流偏差から正弦波同定信号成分をバンドパスフィルタで抽出し、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンス推定値を演算し、これを用いて、ベクトル制御演算に用いるインダクタンス値を補正する技術が記載されている。

特開平９−２８５１９８号公報

特開平９−２８５１９８号公報記載の方法では、インダクタンスの同定信号に、高周波の正弦波電流を用いるため、低性能な汎用マイコンなどを用いると、高周波の正弦電流を実現することは不可能であり、インダクタンス値の同定演算精度が劣化する問題が懸念される。

本発明の目的は、低性能な汎用マイコンを用いても、高精度，高応答なトルク制御を実現できる永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、例えば、特許請求の範囲に記載の技術思想を用いればよい。

本発明は永久磁石モータのインダクタンス値を同定することにより高精度，高応答なトルク制御を実現できる制御装置およびインバータモジュールを提供することができる。

以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。

（第１の実施例）
図１は、本発明の一実施例である永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成例を示す。

この実施例は、実運転前や運転直前において、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定演算を行い、インダクタンス設定テーブルを作成している。
１は永久磁石モータ、
２は３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に比例した電圧を出力する電力変換器、
２１は直流電源、
３は３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出できる電流検出器、
４はモータ位置θを検出できるレゾルバやエンコーダを用いた位置検出器、
５は位置検出値θｃから周波数演算値ω₁を出力する周波数演算部、
６は前記３相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃと、モータ位置θの位置検出値θｃからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを出力する座標変換部、
７は高周波の方形波信号ΔＩｄ^*，ΔＩｑ^*を、ｄ軸あるいはｑ軸の電流指令値Ｉｄ^*，
Ｉｑ^*の少なくともどちらか一方に出力する方形波信号発生部、
８は上位から与えられる第１のｄ軸電流指令値Ｉｄ^*と方形波信号ΔＩｄ^*との加算値と、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃの偏差に応じて、比例・積分演算を行い、比例・積分演算の加算値である第２の電流指令値Ｉｄ^**と、積分演算値であるＩｄ^**＿ｉの２つの信号を出力するｄ軸電流制御演算部、
９は上位から与えられる第１のｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と方形波信号ΔＩｑ^*との加算値と、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの偏差に応じて、比例・積分演算を行い、比例・積分演算の加算値である第２の電流指令値Ｉｑ^**と、積分演算値であるＩｑ^**＿ｉの２つの信号を出力するｑ軸電流制御演算部、
１０は第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**、積分演算値Ｉｄ^**＿ｉ，Ｉｑ^**＿Ｉと方形波信号ΔＩｄ^*，ΔＩｑ^*およびベクトル制御演算部１２のｄ軸およびｑ軸のインダクタンス設定値Ｌｄ^*,Ｌｑ^*に基づいて、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定値Ｌｄ＾,Ｌｑ＾を演算するインダクタンス同定演算部、
１１はｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ（あるいは、第１のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*）と、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンス同定値Ｌｄ＾，Ｌｑ＾との関係をテーブルにして、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに応じたｄ軸およびｑ軸のインダクタンス設定値Ｌｄ^**，Ｌｑ^**を出力するインダクタンス設定テーブル、
１２は第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**と周波数演算値ω₁ およびモータ定数の設定値Ｒ^*，Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*、あるいはインダクタンス設定テーブル１１の出力値であるＬｄ^**，Ｌｑ^**を用いて、電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を出力するベクトル制御演算部、
１３は電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｄｃ^*と位置検出値θｃから３相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を出力する座標変換部である。

最初に、電圧と位相の基本的な制御方法について述べる。

電圧制御の基本動作は、
ｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部８および９において、上位から与えられる第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて、ベクトル制御演算に用いる第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を演算する。

ベクトル制御演算部１２では、第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**と周波数演算値ω₁ およびモータ定数の設定値を用いて、数（１）に示す電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*を演算し、電力変換器の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を制御する。

ここに、Ｒ：抵抗値、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値、
Ｋｅ：誘起電圧係数、＊：設定値
一方、位相制御では、レゾルバやエンコーダなどの位置検出器４において、モータの位置θを検出し、位置検出値θｃを得る。

周波数演算部５では、この位置検出値θｃを用いて、（数２）により、周波数指令値
ω₁を求める。

以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。

次に、本発明の特徴である「方形波信号発生部７」「インダクタンス同定演算部１０」、「インダクタンス設定テーブル１１」を設けない場合（モータ定数の設定値はＲ^*，
Ｌｄ^*，Ｌｑ^*，Ｋｅ^*）における制御特性について述べる。

図１の制御装置において、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンス設定誤差が存在する場合における電流ステップ応答特性を図２，図３に示す。

図２は、永久磁石モータ１のｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値Ｌｄ，Ｌｑと、ベクトル制御演算部１２に設定する設定値Ｌｄ^*，Ｌｑ^*が一致している場合（Ｌｄ^* ＝Ｌｄ，
Ｌｑ^*＝Ｌｑ）の特性である。

モータが一定速度で運転されているとき、時間０.１［ｓ］ のＡ点において、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^* を破線で示すようにステップ変化させると、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｃは応答時間１.６［ｍｓ］で、オーバーシュートなしに速やかに追従している様子がわかる。

しかし、モータのインダクタンス値Ｌｄ，Ｌｑと設定値Ｌｄ^*，Ｌｑ^*が一致していない場合（Ｌｄ^*＝０.５×Ｌｄ，Ｌｑ^*＝０.５×Ｌｑ）の特性である図３では、指令値Ｉｑ^*に対して、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの追従特性は劣化し、オーバーシュートも発生している様子がわかる。

つまり、モータのインダクタンス値の設定誤差が存在すると、電流指令値への追従特性の劣化やオーバーシュートが発生し、最終的には過渡的な、トルク応答，精度の劣化につながる問題がある。

ここからは、電流指令値に高周波の方形波信号を重畳した「インダクタンスの同定原理」について説明を行う。

方形波信号発生部７では、高周波の方形波信号を重畳した電流指令値に、モータ電流を追従させるため、方形波の周波数を、ｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部８，９に設定する電流応答特性を決定する電流制御応答周波数ｆａｃｒよりも小さく、数十Ｈｚから数百
Ｈｚとする必要がある。

ここで、電流制御応答周波数ｆａｃｒとは、電流指令値をステップ変化させた場合に、電流検出値が指令値変化幅の６３.２％ に到達する時間である。この時間をＴａｃｒとすると、ｆａｃｒとＴａｃｒは数（３）の関係にある。

また、方形波の波高値はモータ定格電流の±数％となり、これらの条件を満たすΔＩd^*，ΔＩｑ^*を発生する。

上位から与えられる第１の電流指令値Ｉｄ^*，Ｉｑ^*に、この方形波信号ΔＩｄ^*，
ΔＩｑ^* を重畳（加算）した新しい電流指令値と、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて、ベクトル制御演算に用いる第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**を、数（４）に演算する。

ベクトル制御演算部１２では、数（１）で示される電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*が演算される。ここで、＊は設定値。

また、モータの印加電圧Ｖｄ，Ｖｑは、モータ電流Ｉｄ，Ｉｑ、モータ定数を用いて表すと、

ここで、ω_r は実回転周波数となり、定常的にω_r とω₁ は一致する。

また、電流制御演算部８，９の動作により、新しい電流指令値Ｉｄ^*＋ΔＩｄ^*，Ｉｑ^*＋ΔＩｑ^* にモータ電流Ｉｄ，Ｉｑが一致する関係と、数（１）と数（５）の右辺が一致する関係から、電流制御演算部８，９の出力値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**は、数（６）で示すことができる。

ここで、低速域の区間を除く、中速から高速域区間における第２の電流指令値Ｉｄ^**，Ｉｑ^**に現れるパラメータ感度について調べる。

数（７）の関係より、数（８）が成立する。

すると、数（６）は、数（９）となる。

ここで、ω₁ が大（ω₁ ²≫ω₁）であることより、数（１０）を得ることができる。

数（１０）より、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**からｄ軸インダクタンス値Ｌｄを、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**からは、ｑ軸インダクタンス値Ｌｑを同定することが可能であることがわかる。

数（１０）の第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**に含まれるｄ軸インダクタンス値Ｌｄについて整理すると、数（１１）を得る。

図１中のｄ軸電流制御演算８では、比例・積分制御の演算が行われ、比例演算と積分演算の加算値Ｉｄ^**と、積分演算の出力値であるＩｄ^**＿ｉが出力されるが、数（１１）の分子項に含まれる−（Ｋｅ−Ｋｅ^*）／Ｌｄ^*や−（Ｌｄ／Ｌｄ^*）Ｉｄ^*は、数（４）に示す第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**の積分演算値Ｉｄ^**＿ｉの定常の値となる。

そこで、第２の電流指令値Ｉｄ^**から、積分演算Ｉｄ^**＿ｉの定常値を減算した値と方形波信号ΔＩｄ^*およびｄ軸インダクタンスの設定値Ｌｄ^*を用いて、モータのｄ軸インダクタンスＬｄを同定する。

インダクタンス同定演算部１０では、数(１２)より、ｄ軸インダクタンスの同定値を
Ｌｄ＾を演算する。

数（１２）では、積分演算の出力値Ｉｄ^**＿ｉの定常値を求めるために、一次遅れフィルタ時定数がＴｄの一次遅れフィルタを挿入している。

今度は、第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**に着目すると、数（１０）の第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**に含まれるｑ軸インダクタンス値Ｌｑについて整理すると、数（１３）を得る。

ここで、数（１３）の分子項に含まれる−（Ｌｑ／Ｌｑ^*）Ｉｑ^*は、数（４）に示す第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**の積分項の定常値となる。

そこで、第２の電流指令値Ｉｑ^**から積分項Ｉｑ^**＿ｉの定常値を減算した値と方形波信号ΔＩｑ^*およびｑ軸インダクタンスの設定値Ｌｑ^*を用いて、モータのｑ軸インダクタンスＬｑを同定する。インダクタンス同定演算部１０では、数（１４）より、ｑ軸インダクタンスの同定値をＬｑ＾を演算する。

ここで、Ｔｑは一次遅れフィルタ時定数である。

以上が、「インダクタンスの同定原理」についての説明である。

ここで、本発明の特徴的である方形波信号発生部７の構成を、図４を用いて説明する。

方形波信号発生部７では、
方形波信号の周波数は数十Ｈｚから数百Ｈｚ、波高値は±数Ａとする信号ΔＩｄ^* ，
ΔＩｑ^* を出力する。信号ΔＩｄ^*，ΔＩｑ^*の周波数値，波高値，位相差は異なっても問題はない。

次に、インダクタンス同定演算部１０の構成を、図５，図６を用いて説明する。

図５を用いて、「ｄ軸インダクタンスＬｄの同定演算」について説明する。

図１中のｄ軸電流制御演算部８では、比例・積分制御の演算が行われ、比例演算と積分演算の加算値であるＩｄ^**と積分演算の出力値であるＩｄ^**＿ｉが、図５に入力される。

図５では、信号Ｉｄ^**＿ｉを、時定数Ｔｄの一次遅れフィルタ１０１ａに入力して、積分演算の出力値の定常値を計算し、信号Ｉｄ^**から減算後、絶対値演算部１０２ａに入力する。

一方、図４の高周波信号ΔＩｄ^*も絶対値演算部１０３ａに入力され、絶対値演算部
１０２ａの出力値と１０３ａの出力値との比率に、ｄ軸インダクタンスの設定値Ｌｄ^* である定数１０４ａを乗じて、ｄ軸インダクタンスの同定値Ｌｄ＾を演算する。

同様に、図６を用いて、「ｑ軸インダクタンスＬｑの同定演算」について説明する。

図１中のｑ軸電流制御演算部９では、比例・積分制御の演算が行われ、比例演算と積分演算の加算値であるＩｑ^**と積分演算の出力値であるＩｑ^**＿ｉが、図６に入力される。図６では、信号Ｉｑ^**＿ｉを、時定数Ｔｑの一次遅れフィルタ１０１ｂに入力して、積分演算の出力値の定常値を計算し、信号Ｉｑ^**から減算後、絶対値演算部１０２ｂに入力する。

一方、図４の高周波信号ΔＩｑ^* も絶対値演算部１０３ｂに入力され、絶対値演算部
１０２ｂの出力値と１０３ｂの出力値との比率に、ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌｑ^* である定数１０４ｂを乗じて、ｑ軸インダクタンスの同定値Ｌｑ＾を演算する。

さらに、インダクタンス設定テーブル１１の構成を、図７，図８を用いて説明する。

図７に、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃとインダクタンス同定演算部１０で得られた同定値
Ｌｄ＾との関係のテーブルを示す。

実運転中において、信号Ｉｄｃ（あるいは信号Ｉｄ^* ）により、ｄ軸のインダクタンス設定値Ｌｄ^**を参照する。

同様に、図８に、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃとインダクタンス同定演算部１０で得られた同定値Ｌｑ＾との関係のテーブルを示す。

実運転中において、信号Ｉｑｃ（あるいは信号Ｉｑ^* ）により、ｑ軸のインダクタンス設定値Ｌｑ^**を参照する。

これら参照した値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）を、ベクトル制御演算部１２の設定値（Ｌｄ^*，Ｌｑ^*）に置き換えれば、高精度，高応答なトルク制御系を実現することができる。

（第２の実施例）
第１の実施例では、インダクタンス設定テーブル１１の出力値Ｌｄ^**，Ｌｑ^**を用いて、ベクトル制御演算部１２のモータ定数を設定する方式であったが、Ｌｄ^**，Ｌｑ^**を用いて第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令演算部８′，９′の制御ゲインを演算にも適用することができる。

この実施例でも、実運転前や運転直前において、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定演算を行い、インダクタンス設定テーブルを作成している。
図９に、この実施例を示す。

図において、１〜７，１０〜１３，２１は図１のものと同一物である。

数（１５）に示すように、インダクタンス設定値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）を用いて、電流制御演算部８′，９′の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することができる。

ここで、Ｋｐｄ：第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**演算用の比例ゲイン、Ｋｉｄ：積分ゲイン、Ｋｐｑ：第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**演算用の比例ゲイン、Ｋｉｑ：積分ゲイン，
ｆａｃｒ：電流制御応答周波数［Ｈｚ］

（第３の実施例）
第１の実施例では、第１の電流指令値に高周波の方形波信号を重畳する方式であったが、電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳し、適用することもできる。この実施例は、実運転前や運転直前において、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定演算を行い、インダクタンス設定テーブルを作成している。
図１０に、この実施例を示す。

図において、１〜６，８，９，１１〜１３，２１は図１のものと同一物である。７′は高周波の方形波信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*を、ｄ軸あるいはｑ軸の電圧指令値Ｖｄ^*，Ｖｑ^*の少なくともどちらか一方に出力する方形波信号発生部である。

方形波信号の周波数は数百Ｈｚから数千Ｈｚ、波高値は±数Ｖとする信号ΔＶｄ^*，
ΔＶｑ^*を出力する。信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*の周波数値，波高値，位相差は異なっても問題はない。

１０′は方形波信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*と電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいて、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定値Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾、を演算するインダクタンス同定演算部である。

ここからは、電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳した「インダクタンスの同定原理」について説明を行う。

インダクタンスの同定には、モータ電流に含まれる高周波の方形波信号成分を用いるため、方形波の周波数は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部８，９に設定する電流応答特性を決定する電流制御応答周波数ｆａｃｒよりも大きく、数百Ｈｚから数千Ｈｚとする必要がある。

また、方形波の波高値はモータ定格電圧の±数％となる方形波信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*を発生する。

この方形波信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*を重畳（加算）して、数（１６）に示す新しい電圧指令値Ｖｄｃ^**，Ｖｑｃ^**を演算する。

ここで、重畳する方形波信号ΔＶｄ^*，ΔＶｑ^*の周波数は、電流制御演算部８，９に設定する電流制御応答周波数ｆａｃｒより大きいため、方形波信号成分が電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに含まれる。

そこで、バンドパスフィルタを用いて、方形波信号成分のΔＩｄ，ΔＩｑを抽出する。

すると、信号ΔＶｄ^* と信号ΔＩｄからの関係からはｄ軸インダクタンス値Ｌｄを、信号ΔＶｑ^* と信号ΔＩｑからの関係からはｑ軸インダクタンス値Ｌｑを、同定することが可能である。

インダクタンス同定演算部１０′では、数（１７），数（１８）に示す同定演算を行う。

ここに、ｆｃｄ：方形波の周波数［Ｈｚ］
次に、インダクタンス同定演算部１０′の構成を、図１１，図１２を用いて説明する。

図１１を用いて、「ｄ軸インダクタンスＬｄの同定演算」について説明する。

信号ΔＶｄ^*は絶対値演算部１０１′ａに入力され、信号Ｉｄｃは方形波の周波数ｆdc成分を検出するバンドパスフィルタ１０２′ａに入力される。

絶対値演算部１０１′ａの出力値とバンドパスフィルタ１０２′ａの出力値との比率に、数（１９）に示す検出ゲインＫｃを乗じて、ｄ軸インダクタンスの同定値Ｌｄ＾＾を演算する。

同様に、図１２を用いて、「ｑ軸インダクタンスＬｑの同定演算」について説明する。信号ΔＶｑ^* は、絶対値演算部１０１′ｂに入力され、信号Ｉｑｃは、方形波の周波数
ｆｄｃ成分を検出するバンドパスフィルタ１０２′ｂに入力される。

絶対値演算部１０１′ｂの出力値とバンドパスフィルタ１０２′ｂの出力値との比率に、数（１９）に示す検出ゲインＫｃを乗じて、ｑ軸インダクタンスの同定値Ｌｑ＾＾を演算する。

第１の実施例と同様に、電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃとインダクタンス同定演算部１０で得られた同定値Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾との関係をテーブルにして、実運転中において、信号
Ｉｄｃ(あるいは信号Ｉｄ^*) により、ｄ軸のインダクタンス設定値Ｌｄ^**を、信号Ｉｑｃ（あるいは信号Ｉｑ^*）により、ｑ軸のインダクタンス設定値Ｌｑ^**を参照する。

これら参照した値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）を、ベクトル制御演算部１２の設定値（Ｌｄ^*，Ｌｑ^*）に置き換えれば、高精度，高応答なトルク制御系を実現することができる。

このような実施例においても、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

また、このインダクタンス設定値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）を用いて、電流制御演算部８，９の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することも明らかである。

（第４の実施例）
第１から第３の実施例までは、実運転前や運転直前において、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの同定演算を行い、電流検出値とインダクタンス値のテーブルを作成して、実運転中にこのインダクタンス値を参照したが、実運転中においても、インダクタンスの同定演算を行い、この同定値を使ってベクトル制御演算を行うことはできる。
図１３に、この実施例を示す。

図において、１〜１０，１２，１３，２１は図１のものと同一物である。

本実施例では、インダクタンス同定演算部１０の出力信号（Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾）を直接用いて、数（２０）に示すように、ベクトル制御演算を行う。

このように、実運転中においても、インダクタンスの同定演算を行い、この同定値を使ってベクトル制御演算を行うシステムにおいても、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施例では、第１の電流指令値に高周波の方形波信号を重畳する方式であったが、代わりに、第３実施例に用いた電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳した方式を用いても良い。

さらに、それらのインダクタンス設定値（Ｌｄ＾，Ｌｑ＾）や（Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾）を用いて、電流制御演算部８，９の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することも明らかである。

（第５の実施例）
第１の実施例から第４の実施例までは、高価な電流検出器３で３相の交流電流Ｉｕ〜
Ｉｗを検出する方式であったが、安価な電流検出を行う制御装置においても適用することができる。
図１４に、この実施例を示す。

図において、１，２，４〜１３，２１は図１のものと同一物である。

１４は電力変換器の入力母線に流れる直流電流Ｉ_DCから、モータ１に流れる３相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する電流推定部である。

推定電流値Ｉｕ＾，Ｉｖ＾，Ｉｗ＾を用いて、座標変換部６において、ｄ軸及びｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する。このような電流センサレス・システムにおいても、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施例では、第１の電流指令値に高周波の方形波信号を重畳する方式であったが、代わりに、電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳した方式を用いても良い。

さらに、インダクタンス設定値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）あるいは、インダクタンス同定値
（Ｌｄ＾，Ｌｑ＾）や（Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾）を用いて、電流制御演算部８，９の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することも明らかである。

（第６の実施例）
第１の実施例では、位置検出器４で永久磁石モータ１の位置を検出する方式であったが、位置センサを省略した制御装置においても適用することができる。

図１５に、この実施例を示す。

図において、１〜３，６〜１３，２１は、図１のものと同一物である。

１５は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*とｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて、制御軸θｃ^*とモータの磁束軸θとの軸誤差Δθ(＝θｃ^*−θ)を、数（２１）より、推定演算し、位相誤差推定値Δθｃを出力する位相誤差推定部である。

１６は、位相誤差推定値Δθｃが零となるように、周波数推定値ω₁ｃ を演算する周波数推定部である。

このような位置センサレス・システムにおいても、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施例では、第１の電流指令値に高周波の方形波信号を重畳する方式であったが、代わりに、電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳した方式を用いても良い。

さらに、インダクタンス設定値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）あるいは、インダクタンス同定値
（Ｌｄ＾，Ｌｑ＾）や（Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾）を用いて、電流制御演算部８，９の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することも明らかである。

（第７の実施例）
第６の実施例では、位置センサを省略した制御装置に適用する方式であった。

インダクタンス設定テーブル１１の出力値Ｌｄ^**，Ｌｑ^**を用いて、位相誤差推定値
Δθｃを出力する位相誤差推定部のモータ定数を修正することもできる。
図１６に、この実施例を示す。

図において、１〜３，６〜１３，１６，１７，２１は、図１５のものと同一物である。

１５′は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ、インダクタンス設定テーブル１１の出力値Ｌｄ^**，Ｌｑ^**を用いて、制御軸θｃ^*とモータの磁束軸θとの軸誤差Δθ（＝θｃ^*−θ）を、数（２２）より、推定演算し、位相誤差推定値Δθｃ′を出力する位相誤差推定部である。

このような位置センサレス・システムにおいても、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。

また、本実施例では、第１の電流指令値に高周波の方形波信号を重畳する方式であったが、代わりに、電圧指令値に高周波の方形波信号を重畳した方式を用いても良い。

さらに、インダクタンス設定値（Ｌｄ^**，Ｌｑ^**）あるいは、インダクタンス同定値
（Ｌｄ＾，Ｌｑ＾）や（Ｌｄ＾＾，Ｌｑ＾＾）を用いて、電流制御演算部８，９の制御ゲイン（Ｋｐｄ，Ｋｉｄ，Ｋｐｑ，Ｋｉｑ）を修正すれば、より高応答なトルク制御系を実現することも明らかである。

あるいは、高価な電流検出器３で３相の交流電流Ｉｕ〜Ｉｗを検出する方式の代わりに、安価な電流検出を行う制御装置においても適用することができる。

（第８の実施例）
図１７を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。

本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。

ここで、周波数演算部５，座標変換部６，方形波信号発生部７，ｄ軸電流制御演算部８，ｑ軸電流制御演算部９，インダクタンス同定演算部１０，インダクタンス設定テーブル１１，ベクトル制御演算部１２，座標変換部１３は１チップマイコンを用いて構成している。

また、前記１チップマイコンと電力変換器は、同一基板上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、
分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。なお、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。

他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。

以上のように本発明によれば、永久磁石モータのベクトル制御方式において、実運転前や運転直前または実運転中において、モータのインダクタンス値を同定し、かつ制御系に設定するインダクタンス設定値のテーブルを作成し、参照し、自動的に修正することにより、高精度，高応答なトルク制御を実現することができる。また、安価な電流検出を行うシステムや位置センサを省略したシステムにおいても、共通に適用可能な永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置を提供できる。

また、本発明は、２レベルの方形波を重畳することによりモータのインダクタンス値を同定しているため、正弦波を重畳する場合に比べて低性能なマイコンで実現することができるという効果もある。

本発明の一実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 モータのインダクタンス値とベクトル演算に設定するインダクタンス設定値が一致している場合の電流制御特性（Ｌｄ^*＝Ｌｄ，Ｌｑ^*＝Ｌｑ）の一例。 モータのインダクタンス値とベクトル演算に設定するインダクタンス設定値が一致していない場合の電流制御特性（Ｌｄ^*＝０.５×Ｌｄ，Ｌｑ^*＝０.５×Ｌｑ）の一例。 図１の制御装置における方形波信号発生部７の説明図。 図１の制御装置におけるインダクタンス同定演算部１０の説明図。 図１の制御装置におけるインダクタンス同定演算部１０の説明図。 図１の制御装置におけるインダクタンス設定テーブル１１の説明図。 図１の制御装置におけるインダクタンス設定テーブル１１の説明図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 図９の制御装置におけるインダクタンス同定演算部１０′の説明図。 図９の制御装置におけるインダクタンス同定演算部１０′の説明図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 本発明の他の実施例を示す永久磁石モータのインダクタンス同定制御装置の構成図。 本発明の実施形態を示す構成図の一例。

符号の説明

１…永久磁石モータ
２…電力変換器
３…電流検出器
４…位置検出器
５…周波数演算部
６，１３…座標変換部
７，７′…方形波信号発生部
８，８′…ｄ軸電流制御演算部
９，９′…ｑ軸電流制御演算部
１０，１０′…インダクタンス同定演算部
１１…インダクタンス設定テーブル
１２…ベクトル制御演算部
１４…電流推定部
１５，１５′…位相誤差推定部
１６…周波数推定部
１７…位相演算部
ΔＩｄ^*…ｄ軸の電流指令値に重畳する方形波信号
ΔＩｑ^*…ｑ軸の電流指令値に重畳する方形波信号
ΔＶｄ^*…ｄ軸の電圧指令値に重畳する方形波信号
ΔＶｑ^*…ｑ軸の電圧指令値に重畳する方形波信号
Ｉｄ^*…第１のｄ軸電流指令値
Ｉｄ^**…第２のｄ軸電流指令値
Ｉｑ^*…第１のｑ軸電流指令値
Ｉｑ^**…第２のｑ軸電流指令値
Ｉｄ^**＿ｉ…第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ^**の積分演算値
Ｉｑ^**＿ｉ…第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ^**の積分演算値
Ｌｄ＾，Ｌｄ＾＾…ｄ軸インダクタンスの同定値
Ｌｑ＾，Ｌｑ＾＾…ｑ軸インダクタンスの同定値
Ｌｄ^**，Ｌｑ^**…テーブルから参照されるｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値
Ｖｄｃ^**…ｄ軸の電圧指令値
Ｖｑｃ^**…ｑ軸の電圧指令値
Ｉｄｃ…ｄ軸の電流検出値
Ｉｑｃ…ｑ軸の電流検出値
θｃ^*…回転位相指令値
ω₁…周波数指令値
ω₁ｃ…周波数推定値
Δθ…位相誤差値
Δθｃ，Δθｃ′…位相誤差推定値
Ｉ_DC…入力直流母線電流検出値

Claims (8)

1. 上位から与えられるｄ軸およびｑ軸の電流指令値に電流検出値が一致するように演算した電流制御の出力値と周波数演算値およびモータ定数の設定値に従いベクトル制御演算を行い、電圧指令値を演算し、電力変換器の出力電圧値を制御し、電流指令値に方形波信号を重畳して、電流制御の出力値と方形波信号の関係あるいは、方形波信号と電流検出値の関係から、モータのインダクタンス値を同定する磁石モータのインダクタンス同定制御装置において、
   前記方形波信号を、上位から与えられる第１のｄ軸あるいはｑ軸の電流指令値の少なくとも一方に重畳し、該電流指令値と電流検出値が一致するように演算した第２の電流指令値から方形波信号成分を抽出し、抽出した方形波信号の絶対値と、重畳した方形波信号の絶対値との比率に、ｄ軸あるいはｑ軸のインダクタンス設定値を乗算して、ｄ軸あるいはｑ軸のモータのインダクタンス値を同定することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
2. 請求項１において、
   前記方形波信号の周波数値は、電流制御の制御応答周波数値より小さいことを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
3. 請求項１において、
   実運転前に、前記インダクタンス値の同定演算を行い、電流検出値あるいは電流指令値と同定したインダクタンス値との関係のテーブルを作成し、
   実運転中において、電流検出値あるいは電流指令値に応じて、ベクトル制御演算に設定するｄ軸あるいはｑ軸のインダクタンス値の少なくとも一方を、テーブルから参照することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
4. 請求項１において、
   実運転前に、前記インダクタンス値の同定演算を行い、電流検出値あるいは電流指令値と同定したインダクタンス値との関係のテーブルを作成し、実運転中において、電流検出値あるいは電流指令値に応じて、インダクタンステーブルから参照した値でｄ軸およびｑ軸の電流制御ゲインの少なくとも一方を修正することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
5. 請求項１において、
   実運転中に同定した前記インダクタンス値を用いて、
   ベクトル制御演算に設定するｄ軸あるいはｑ軸のインダクタンス値の少なくとも一方を、直接修正することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
6. 請求項１において、
   実運転中に同定した前記インダクタンス値を用いて、
   前記電流制御の制御ゲインを修正することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
7. 請求項１において、
   前記電流検出値は、
   電力変換器の入力母線直流電流検出値から、モータ電流を再現した電流であることを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。
8. 請求項１において、
   前記周波数演算値は、
   電力変換器の回転位相指令値と永久磁石モータの回転位相値との偏差である位相誤差値を推定演算により求め、推定した位相誤差値が零となるように演算することを特徴とする磁石モータのインダクタンス同定制御装置。

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