JP4850222B2

JP4850222B2 - Correction method of offset amount in phased array radar

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Publication number: JP4850222B2
Application number: JP2008216612A
Authority: JP
Inventors: 尚典宇田; 康之三宅
Original assignee: Denso Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Denso Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2008-08-26
Filing date: 2008-08-26
Publication date: 2012-01-11
Anticipated expiration: 2028-08-26
Also published as: JP2010056626A

Description

本発明は、アナログ回路を制御するためのデジタル信号処理装置（ＤＳＰ）に関する。本発明は、フェーズドアレイレーダのビーム形成のための、各アンテナの送受信機の移相器の制御に特に有効である。 The present invention relates to a digital signal processor (DSP) for controlling an analog circuit. The present invention is particularly effective for controlling a phase shifter of a transmitter / receiver of each antenna for beam forming of a phased array radar.

まずフェーズドアレイレーダの構成の概略を示す。図１は送受信共用アンテナをｎ個有するフェーズドアレイレーダ１００の構成を示すブロック図である。尚、本明細書では、移相器として常に無限移相器を想定するため、無限移相器を単に移相器と記載することとする。
今、ｎ個の送受信機の単位構成を、ブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎと称する。ブランチ−ｎで代表させると、所定の高周波ｃｏｓωｔを生成する局部発振器１０から、移相器２１−ｎで位相が−（ｎ−１）θ遅れた送信波ＴＸとしてｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝が生成され、増幅系３１−ｎに出力される。増幅系３１−ｎは１個又は複数の増幅器と、所望のフィルタを接続したものであるとする。増幅系３１−ｎの出力はサーキュレータ４０−ｎに入力される。サーキュレータ４０−ｎからはアンテナ５０−ｎに送信波ＴＸが出力される。
このように、ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のアンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎから、送信波ＴＸとして、ｃｏｓωｔ、ｃｏｓ（ωｔ−θ）、…、ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝が出力されると、方位角ψ方向にビームが形成される。アンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎが、この順に、間隔ｄで直線上に配置した場合、方位角ψは、当該直線に対して垂直方向を０とし、高周波の波長をλとすればｄｓｉｎψ＝λθ／２πの関係で決定される。
このように、ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のアンテナ５０−１、アンテナ５０−２、…、アンテナ５０−ｎから、送信波ＴＸとして、隣り合うアンテナとの位相差がθであるように送信波を生成及び送信すると、ビームが形成できる。 First, an outline of the configuration of the phased array radar is shown. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a phased array radar 100 having n transmission / reception shared antennas. In the present specification, since an infinite phase shifter is always assumed as the phase shifter, the infinite phase shifter is simply referred to as a phase shifter.
Now, the unit configuration of n transceivers is referred to as branch-1, branch-2,..., Branch-n. When represented by the branch -n, the local oscillator 10 that generates a predetermined high-frequency cos ωt generates a transmission wave TX that is delayed by − (n−1) θ in the phase shifter 21-n as cos {ωt− (n−1). ) Θ} is generated and output to the amplification system 31-n. It is assumed that the amplification system 31-n is configured by connecting one or a plurality of amplifiers and a desired filter. The output of the amplification system 31-n is input to the circulator 40-n. The circulator 40-n outputs a transmission wave TX to the antenna 50-n.
In this way, from each of the n branches-1, the branch-2,..., The branch-n, the antenna 50-1, the antenna 50-2,. When (ωt−θ),..., Cos {ωt− (n−1) θ} is output, a beam is formed in the azimuth angle ψ direction. When the antenna 50-1, the antenna 50-2,..., And the antenna 50-n are arranged in this order on a straight line with an interval d, the azimuth angle ψ is 0 in the direction perpendicular to the straight line, and the wavelength of the high frequency If λ is λ, it is determined by the relationship dsinψ = λθ / 2π.
As described above, the antennas adjacent to each other as the transmission wave TX from the antenna 50-1, the antenna 50-2,..., The antenna 50-n of the n branches-1, the branch-2,. When a transmission wave is generated and transmitted so that the phase difference between and is θ, a beam can be formed.

一方受信波（反射波）は、方位角ψ方向からの到来がほとんどである。この時、ブランチ−ｎで受信された反射波の位相と比べて、ブランチ−（ｎ−１）で受信された反射波は位相がθ遅れる。そこで、ブランチ−１で受信された反射波をｃｏｓ（ωｔ＋φ）とおくと、ブランチ−２で受信された反射波はｃｏｓ（ωｔ＋θ＋φ）、…、ブランチ−ｎで受信された反射波はｃｏｓ（ωｔ＋（ｎ−１）θ＋φ）となる。
そこで、各ブランチにおいて、次のように受信波を処理する。ブランチ−ｎで代表させると、アンテナ５０−ｎの受信波ＲＸは、サーキュレータ４０−ｎを介して、増幅系３２−ｎに出力される。増幅系３２−ｎは１個又は複数の増幅器と、所望のフィルタを接続したものであるとする。増幅系３２−ｎの出力は、ミキサ６０−ｎに入力される。ミキサ６０−ｎのもう一方の入力は、局部発振器１０からの、移相器２２−ｎを介した出力である。移相器２２−ｎにおいては、位相が（ｎ−１）θ進んだｃｏｓ｛ωｔ＋（ｎ−１）θ｝が生成される。こうして、ミキサ６０−ｎの出力は、ｃｏｓφとなる。
ｎ個のブランチ−１、ブランチ−２、…、ブランチ−ｎの、各々のミキサ６０−１、ミキサ６０−２、…、ミキサ６０−ｎの出力は全てｃｏｓφとなっている。こうして、これらミキサ６０−１、ミキサ６０−２、…、ミキサ６０−ｎの出力を合計することにより受信ビームが形成されることが示される。これらの出力は、合成増幅器７０の出力となって、方位角ψごとの距離測定のためのレーダ処理にかけられる。 On the other hand, most of the received waves (reflected waves) arrive from the azimuth angle ψ direction. At this time, the phase of the reflected wave received at branch- (n−1) is delayed by θ compared to the phase of the reflected wave received at branch-n. Therefore, if the reflected wave received at branch-1 is set to cos (ωt + φ), the reflected wave received at branch-2 is cos (ωt + θ + φ),..., And the reflected wave received at branch-n is cos (ωt + (N-1) θ + φ).
Therefore, the received wave is processed in each branch as follows. When represented by branch-n, the received wave RX of the antenna 50-n is output to the amplification system 32-n via the circulator 40-n. It is assumed that the amplification system 32-n is one in which one or a plurality of amplifiers and a desired filter are connected. The output of the amplification system 32-n is input to the mixer 60-n. The other input of the mixer 60-n is an output from the local oscillator 10 via the phase shifter 22-n. In the phase shifter 22-n, cos {ωt + (n−1) θ} whose phase is advanced by (n−1) θ is generated. Thus, the output of the mixer 60-n becomes cosφ.
The outputs of the mixer 60-1, the mixer 60-2,..., and the mixer 60-n in the n branches-1, the branch-2,. Thus, it is shown that the reception beam is formed by summing the outputs of the mixer 60-1, mixer 60-2,..., Mixer 60-n. These outputs become outputs of the synthesis amplifier 70 and are subjected to radar processing for distance measurement for each azimuth angle ψ.

図１のフェーズドアレイレーダ１００において、局部発振器１０から移相器２１−１及び２２−１、２１−２及び２２−２、…、２１−ｎ及び２２−ｎ迄の伝送距離を全て等しくすることはできない。また、伝送距離の差を、例えば高周波の伝送波長の整数倍に設計しても必ずしも設計通りにはできない。すると、伝送距離を正確に設定できないことが原因となり、移相器２１−１及び２２−１、２１−２及び２２−２、…、２１−ｎ及び２２−ｎへ入力される高周波の位相が異なるものとなる。この場合、フェーズドアレイレーダ１００は、送信の際も受信の際も所望の角度に強いビームが形成できないこととなる。
これは出荷時にキャリブレーションを行って調整可能ではあるが、高周波回路の経時変化や温度変化に基づき生ずる位相誤差は調整できない。 In the phased array radar 100 of FIG. 1, the transmission distances from the local oscillator 10 to the phase shifters 21-1 and 22-1, 21-2 and 22-2,..., 21-n and 22-n are all equal. I can't. Further, even if the difference in transmission distance is designed to be an integral multiple of a high-frequency transmission wavelength, for example, it cannot always be as designed. Then, because the transmission distance cannot be set accurately, the phase shifters 21-1 and 22-1, 21-2 and 22-2,..., 21-n and 22-n have high-frequency phases. It will be different. In this case, the phased array radar 100 cannot form a strong beam at a desired angle during transmission and reception.
This can be adjusted by calibration at the time of shipment, but the phase error caused by the change over time and the temperature change of the high-frequency circuit cannot be adjusted.

ここにおいて、フェーズドアレイレーダ１００において正確に合わせる必要があるのは、送信側の移相器２１−１、２１−２、…、２１−ｎが、隣り合うブランチの移相器の出力との位相差θが常に正確に形成されていることと、受信側の移相器２２−１、２２−２、…、２２−ｎが、隣り合うブランチの移相器の出力との位相差θが常に正確に形成されていることである。尚、送信側においては、更に伝送経路をたどった、増幅系３１−１、３１−２、…、３２−ｎの出力（サーキュレータ４０−１、４０−２、…、４０−ｎの入力）で位相差θが常に正確に形成されていることとしても良い。
簡単な方法としては、位相差θを０とした場合に、送信側の移相器２１−１の出力位相と２１−２の出力位相、移相器２１−２の出力位相と２１−３の出力位相、…、移相器２１−（ｎ−１）の出力位相と２１−ｎの出力位相が完全に一致するように、オフセット位相を補償しておく。同様に、位相差θを０とした場合に、受信側の移相器２２−１の出力位相と２２−２の出力位相、移相器２２−２の出力位相と２２−３の出力位相、…、移相器２２−（ｎ−１）の出力位相と２２−ｎの出力位相が完全に一致するように、オフセット位相を補償しておく。
２つの移相器のオフセット位相を補償するためには、これら２つの出力の一方を、例えば設計された９０度ハイブリッドに通した上、他方とミキシングして直流成分が０となるように一方のオフセット位相を補償する。無限移相器が例えば９０度ハイブリッドと２つのミキサから成るものであれば、上記調整を行った２つの移相器は任意の位相変化量θに対し、オフセット位相が補償される。これを順次行えば、良い。
フェーズドアレイレーダについては例えば特許文献１が参考になる。
４０１１２３０ Here, in the phased array radar 100, it is necessary to accurately match the phase shifters 21-1, 21-2,..., 21-n on the transmission side with the outputs of the phase shifters in adjacent branches. The phase difference θ is always formed accurately, and the phase shift θ between the phase shifters 22-1, 22-2,. It is precisely formed. On the transmission side, the outputs of the amplification systems 31-1, 31-2,..., 32-n (inputs of the circulators 40-1, 40-2,..., 40-n) are further traced along the transmission path. The phase difference θ may be always formed accurately.
As a simple method, when the phase difference θ is set to 0, the output phase of the transmission-side phase shifter 21-1 and the output phase of 21-2, the output phase of the phase shifter 21-2, and 21-3 The offset phase is compensated so that the output phase,..., The output phase of the phase shifter 21- (n-1) and the output phase of 21-n completely coincide. Similarly, when the phase difference θ is set to 0, the output phase of the phase shifter 22-1 on the receiving side and the output phase of 22-2, the output phase of the phase shifter 22-2 and the output phase of 22-3, ..., the offset phase is compensated so that the output phase of the phase shifter 22- (n-1) and the output phase of the 22-n completely coincide.
In order to compensate for the offset phase of the two phase shifters, one of these two outputs is passed through, for example, a designed 90-degree hybrid and then mixed with the other so that the DC component is zero. Compensates for the offset phase. If the infinite phase shifter is composed of, for example, a 90-degree hybrid and two mixers, the two phase shifters that have been adjusted as described above are compensated for the offset phase with respect to an arbitrary phase change amount θ. This may be done sequentially.
For the phased array radar, for example, Patent Document 1 is helpful.
4011230

さて、受信波ＲＸは反射波であり、送信波ＴＸに比較して微弱であるため、例えば送信波ＴＸの、サーキュレータ４０−ｎから受信側への漏れが問題となる場合がある。
例えば、ブランチ−ｎにおいて、送信波ＴＸ：ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝がサーキュレータ４０−ｎから受信側へ漏れ、増幅された上ミキサ６０−ｎに達した際、振幅と時間遅れによりｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝となって入力したとする。これと移相器２２−２の出力ｃｏｓ｛ωｔ＋（ｎ−１）θ｝を乗じると、出力の直流成分はｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝とおくことができる。ここでｋ_nとβ_nが各ブランチ−ｎにおいて一定であるとすると、レーダ方式によっては、この漏れ波による直流成分の出力が問題となる場合が生ずる。また、この漏れ波は、各ブランチの位相量θの設定に依存するため、位相量θが変化するたびに設定しなければ抑制又は補償することができない。 Since the reception wave RX is a reflected wave and is weaker than the transmission wave TX, for example, leakage of the transmission wave TX from the circulator 40-n to the reception side may be a problem.
For example, in branch-n, when the transmission wave TX: cos {ωt− (n−1) θ} leaks from the circulator 40-n to the reception side and reaches the amplified upper mixer 60-n, the amplitude and time delay And k ′ _n cos {ωt− (n−1) θ−β _n } is input. When this is multiplied by the output cos {ωt + (n−1) θ} of the phase shifter 22-2, the direct current component of the output can be set to k _n cos {2 (n−1) θ + β _n }. Here, if k _n and β _n are constant in each branch-n, the output of the DC component due to this leakage wave may be a problem depending on the radar system. Further, since this leakage wave depends on the setting of the phase amount θ of each branch, it cannot be suppressed or compensated unless it is set every time the phase amount θ changes.

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、送受信共用アンテナと、それに接続されたサーキュレータを挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側からサーキュレータを介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to transmit and receive while adjusting the same high-frequency phase on the transmission side and the reception side with the shared antenna for transmission and reception and the circulator connected to it. In a transmitter / receiver that performs the above, it is intended to provide a method for calculating a delay phase and an amplitude of a leaky wave leaked directly from a transmission side to a reception side through a circulator.

請求項１に係る発明は、一方向に配列された各アンテナから、隣接するアンテナ間で一定の位相差θを有する電磁波を放射することで放射方向を制御でき、電磁波の送信と受信とが共用されるアレイアンテナと、各アンテナに接続されたサーキュレータ又は切り換えスイッチである各送受信共用器と、各送受信共用器に接続される各送信系統に設けられ各アンテナに供給する高周波の位相を、一方向に減少し隣接するアンテナ間での位相差が−θとするように変化させる各送信移相器と、各送受信共用器に接続される各受信系統に設けられ、高周波の位相を、一方向に増加しアンテナ間での位相差がθとなるように変化させる各受信移相器と、各受信移相器の出力する信号と各送受信共用器からの各受信信号とを混合する各混合器と、各混合器の出力信号を入力して各直流成分を出力する各ローパスフィルタと、各ローパスフィルタの出力する各直流成分を合成する合成器とを有し、位相差θを変化させて放射方向を走査しながら、合成器の出力する合成直流成分から、電磁波を反射する物体までの距離と放射方向との関係を測定するフェーズドアレイレーダにおいて、各送信移相器の各出力信号が各送受信共用器を介して各受信系統に迂回した漏れ波によって生じる、各直流成分に含まれる各オセフット量を補正する方法において、各送信移相器及び各受信移相器によって設定される位相を、隣接するアンテナ間での位相差が固定された値θ ₀ とした第１状態にして、その時の各直流成分を各第１直流成分として検出し、各受信移相器に設定される各位相を、第１状態における各位相に、それぞれ、９０度だけ増加又は減少させた位相に設定した第２状態にして、その時の各直流成分を各第２直流成分として検出し、各第１直流成分と、各第２直流成分と、位相差θとから、各オフセット量を求めることを特徴とするフェーズドアレイレーダにおけるオフセット量の補正方法である。
ここで送受信共用器とは、例えばサーキュレータ、或いは切替えスイッチにより、送受信共用アンテナを、送受信機の送信側と受信側に必要に応じて接続又は分離するものを言うものとする。
請求項２に係る発明は、第１状態において、各混合器における第ｎ番目の混合器に入力される漏れ波を、ｋ’ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ ₀ −β _n ｝、各受信移相器における第ｎ番目の受信移相器の出力信号をｃｏｓ｛（ωｔ−（ｎ−１）θ ₀ ｝として、各第１直流成分としてｋ _n ｃｏｓβ _n を得て、第２状態において、各受信移相器における第ｎ番目の受信移相器の出力信号をｃｏｓ｛（ωｔ−（ｎ−１）θ ₀ ＋π／２｝に切り替えた場合に、各第２直流成分として−ｋ _n ｓｉｎβ _n を得て、各第１直流成分と各第２直流成分とから、振幅ｋ _n と遅れ位相β _n を特定することを特徴とする。
請求項２に係る発明においては、高周波の角周波数をω、時刻をｔ、各混合器の出力における漏れ波に基づく振幅をｋ、遅れ位相をβ_nとおく。また、ラジアン表示であるものとする。 The invention according to claim 1 can control the radiation direction by radiating an electromagnetic wave having a constant phase difference θ between adjacent antennas from each antenna arranged in one direction, and the transmission and reception of the electromagnetic wave are shared. Array antennas, circulators connected to each antenna or each transmission / reception duplexer that is a changeover switch , and a high-frequency phase provided to each transmission system connected to each transmission / reception duplexer in one direction Are provided in each transmission phase shifter that changes so that the phase difference between adjacent antennas becomes −θ, and in each reception system connected to each transmission / reception duplexer. Each receiving phase shifter that increases and changes the phase difference between the antennas to θ, and each mixer that mixes the signal output from each receiving phase shifter and each received signal from each duplexer, , Each mixer Each low-pass filter that inputs an output signal and outputs each DC component, and a synthesizer that combines each DC component output from each low-pass filter, while scanning the radiation direction by changing the phase difference θ, In the phased array radar that measures the relationship between the distance from the combined DC component output by the combiner to the object that reflects the electromagnetic wave and the radiation direction, each output signal of each transmission phase shifter is transmitted through each transmission / reception duplexer. In a method for correcting each osfeet amount included in each DC component caused by a leakage wave bypassing the reception system, the phase set by each transmission phase shifter and each reception phase shifter is changed between adjacent antennas. phase difference in the first state in which the value theta ₀ fixed, detects each DC component at that time as the first DC component, each phase set in each receiver phase shifters, each phase of the first state , Respectively, in a second state set to a phase increased or decreased by 90 degrees, each DC component at that time is detected as each second DC component, each first DC component, each second DC component, In this phase offset array radar correction method , each offset amount is obtained from the phase difference θ .
Here, the transmission / reception duplexer refers to one that connects or separates the transmission / reception shared antenna from the transmission side to the reception side of the transceiver as required, for example, by a circulator or a changeover switch.
In the first aspect of the present invention, in the first state, the leakage wave input to the nth mixer in each mixer is k ′ cos {ωt− (n−1) θ ₀ −β _n }, Assuming that the output signal of the nth reception phase shifter in the reception phase shifter is cos {(ωt− (n−1) θ ₀ }, k _n cos β _n is obtained as each first DC component , and in the second state , when switching the output signal of the n-th received phase shifters in each receiving phase shifter cos {(ωt- (n-1 ) θ 0 + π / 2}, -k n as the second DC component sin β _n is obtained, and the amplitude k _n and the delayed phase β _n are specified from each first DC component and each second DC component .
In the invention according to claim 2, the angular frequency of the high frequency is ω, the time is t 1 , the amplitude based on the leakage wave at the output of each mixer is k, and the delay phase is β _n . It is assumed that the display is in radians.

以下に示す通り、本発明によれば、送受信共用アンテナと、それに接続されたサーキュレータを挟んで、送信側と受信側で同じ高周波の位相を調整しながら送受信を行う送受信機において、送信側からサーキュレータを介して受信側に直接漏れた漏れ波の、遅れ位相と振幅を算出する方法を提供することが可能となる。
これにより、漏れ波を受信側で検波した際の直流成分が問題となるようなレーダ方式を採用したとしても、漏れ波の影響を確実に補償することができる。
また、本発明は、特にフェーズドアレイレーダにおいて有効である。 As described below, according to the present invention, in a transceiver that performs transmission / reception while adjusting the phase of the same high frequency on the transmission side and the reception side across the transmission / reception shared antenna and the circulator connected thereto, the circulator from the transmission side It is possible to provide a method for calculating the delay phase and the amplitude of the leaked wave that has leaked directly to the receiving side via the.
As a result, even if a radar system is adopted in which the DC component when the leakage wave is detected on the receiving side becomes a problem, the influence of the leakage wave can be reliably compensated.
The present invention is particularly effective in phased array radar.

以下、本発明の具体的な一実施例を図を参照しながら説明する。尚、本発明は以下の実施例に限定されるものではない。 Hereinafter, a specific embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to a following example.

図２は、本発明の具体的な一実施例に係る、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）１０００の構成を、その周囲の構成と共に示したブロック図である。
図２に示したブランチ−ｎは、図１のフェーズドアレイレーダ１００のブランチ−ｎのミキサ６０−ｎと合成増幅器７０の間に、低域フィルタ６５−ｎと加算器６６−ｎとデジタル信号処理装置１０００とを加えたものである。
尚、図１のフェーズドアレイレーダ１００においても、各ブランチの２つの移相器の位相指令値をデジタル信号処理装置で制御する場合もある。図２に示したデジタル信号処理装置は、漏れ波を解析するための処理を追加実行することが、単なる移相器制御を行う従来のデジタル信号処理装置と異なる点である。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a digital signal processing apparatus (DSP) 1000 according to a specific embodiment of the present invention, along with the surrounding configuration.
The branch-n shown in FIG. 2 includes a low-pass filter 65-n, an adder 66-n, and digital signal processing between the mixer 60-n and the synthesis amplifier 70 of the branch-n of the phased array radar 100 of FIG. The apparatus 1000 is added.
In the phased array radar 100 of FIG. 1, the phase command values of the two phase shifters in each branch may be controlled by the digital signal processing device. The digital signal processing device shown in FIG. 2 is different from the conventional digital signal processing device that performs simple phase shifter control in that additional processing for analyzing leakage waves is executed.

図２においては、図１と同様に、移相器２１−ｎに遅れ位相である−（ｎ−１）θを、移相器２２−ｎに進み位相である＋（ｎ−１）θを実現させる場合の制御状態を示している。しかし、以下に示す通り、デジタル信号処理装置１０００は、低域フィルタ６５−ｎの出力に漏れ波による直流成分ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝が生成しうる場合に、２つの移相器２１−ｎ及び２２−ｎの位相変化量を制御して、低域フィルタ６５−ｎの出力から当該直流成分のｋ_nとβ_nを算出するものである。また、デジタル信号処理装置１０００は、更に必要に応じて、低域フィルタ６５−ｎの出力に漏れ波による直流成分ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝を算出したｋ_nとβ_nにより抑制するものである。
尚、背景技術で説明した、オフセット位相を補償した位相指令値を用いる場合であっても、以下では単に位相指令値（ｎ−１）θ等と記載することとする。
また、θの単位は度（ｄｅｇｒｅｅ）として記載する。
また、ブランチ−１乃至ブランチ−（ｎ−１）においては、下記でｎを当該ブランチ番号で置き換えれば全く同様であることは明らかである。また、デジタル信号処理装置１０００は全てのブランチで共用して良い。 In FIG. 2, similarly to FIG. 1, − (n−1) θ that is a delayed phase is input to the phase shifter 21-n, and + (n−1) θ that is the advanced phase is input to the phase shifter 22-n. The control state in the case of realizing is shown. However, as shown below, the digital signal processing apparatus 1000 can generate two components when the DC component k _n cos {2 (n−1) θ + β _n } due to leakage waves can be generated at the output of the low-pass filter 65-n. The phase shift amount of the phase shifters 21-n and 22-n is controlled, and k _n and β _n of the DC component are calculated from the output of the low-pass filter 65-n. Further, the digital signal processing apparatus 1000 further calculates k _n and β _n, which calculate a DC component k _n cos {2 (n−1) θ + β _n } due to leakage waves at the output of the low-pass filter 65-n as necessary. It suppresses by.
Even when the phase command value compensated for the offset phase described in the background art is used, the phase command value (n-1) θ is simply described below.
The unit of θ is described as degrees.
In the branch-1 to the branch- (n-1), it is obvious that the same is true if n is replaced with the branch number below. The digital signal processing apparatus 1000 may be shared by all branches.

〔第１の直流成分の検出〕
まず、移相器２１−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θとし、移相器２２−ｎの位相指令値も−（ｎ−１）θとする。この場合、デジタル信号処理装置１０００からの出力は、移相器２１−ｎ及び２２−ｎのいずれにも、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝である。
この時、受信波ＲＸが無い状態を作れば、ミキサの入力は移相器２２−ｎの出力ｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝と漏れ波ｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝であるから、ミキサの出力の直流成分は、ｋ_nｃｏｓβ_nとなる。この時の低域フィルタ６５−ｎの出力を第１の直流成分としてデジタル信号処理装置１０００で記憶する。尚、アナログ／デジタル変換器はデジタル信号処理装置１０００の内部構成であるものとする。 [Detection of first DC component]
First, the phase command value of the phase shifter 21-n is set to − (n−1) θ, and the phase command value of the phase shifter 22-n is also set to − (n−1) θ. In this case, the output from the digital signal processing apparatus 1000 is cos {− (n−1) θ} and sin {− (n−1) θ} to both the phase shifters 21-n and 22-n. is there.
At this time, if there is no reception wave RX, the mixer input is the output cos {ωt− (n−1) θ} of the phase shifter 22-n and the leaked wave k ′ _n cos {ωt− (n−1). ) Θ−β _n }, the DC component of the mixer output is k _n cos β _n . The digital signal processing apparatus 1000 stores the output of the low-pass filter 65-n at this time as the first DC component. The analog / digital converter is assumed to be an internal configuration of the digital signal processing apparatus 1000.

〔第２の直流成分の検出〕
次に、移相器２１−ｎの位相指令値を−（ｎ−１）θとし、移相器２２−ｎの位相指令値は−（ｎ−１）θ＋９０とする。即ち、移相器２２−ｎの位相指令値は、第１の直流成分の検出の際と９０度（π／２）異なる。この場合、デジタル信号処理装置１０００からの出力は、移相器２１−ｎには、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝であり、移相器２２−ｎには、ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ＋９０｝＝−ｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ｝とｓｉｎ｛−（ｎ−１）θ＋９０｝＝ｃｏｓ｛−（ｎ−１）θ｝である。
この時、受信波ＲＸが無い状態を作れば、ミキサの入力は移相器２２−ｎの出力−ｓｉｎ｛ωｔ−（ｎ−１）θ｝と漏れ波ｋ’_nｃｏｓ｛ωｔ−（ｎ−１）θ−β_n｝であるから、ミキサの出力の直流成分は、−ｋ_nｓｉｎβ_nとなる。この時の低域フィルタ６５−ｎの出力を第２の直流成分としてデジタル信号処理装置１０００で記憶する。 [Detection of second DC component]
Next, the phase command value of the phase shifter 21-n is set to − (n−1) θ, and the phase command value of the phase shifter 22-n is set to − (n−1) θ + 90. That is, the phase command value of the phase shifter 22-n is different by 90 degrees (π / 2) from the detection of the first DC component. In this case, the output from the digital signal processing apparatus 1000 is cos {− (n−1) θ} and sin {− (n−1) θ} to the phase shifter 21-n. −n includes cos {− (n−1) θ + 90} = − sin {− (n−1) θ} and sin {− (n−1) θ + 90} = cos {− (n−1) θ}. is there.
At this time, if there is no reception wave RX, the input of the mixer is the output -sin {ωt− (n−1) θ} of the phase shifter 22-n and the leakage wave k ′ _n cos {ωt− (n−). since 1) is a θ-β _n}, the DC component of the output of the mixer becomes -k _{_n} sinβ _n. The digital signal processing apparatus 1000 stores the output of the low-pass filter 65-n at this time as the second DC component.

第１の直流成分と第２の直流成分の比からβ_nを算出し、これと第１の直流成分からｋ_nを算出する。
漏れ波による直流成分のオフセットを除去する際には、ビームを形成するための隣り合うアンテナ間の位相差θと合わせて、直流成分補償値−ｋ_nｃｏｓ｛２（ｎ−１）θ＋β_n｝をデジタル信号処理装置１０００で生成し、必要な時間区間において、加算器６６−ｎに出力する。これにより、ミキサ６０−ｎの出力に、送信側からサーキュレータ４０−ｎを介して直接漏れた漏れ波の影響がある場合でも、その直流成分を補償できる。 Β _n is calculated from the ratio of the first DC component and the second DC component, and k _n is calculated from this and the first DC component.
In removing the offset of the direct current component due to leaky wave, combined with a phase difference theta between the antennas neighboring to form a beam, the DC component compensation value _{-k n cos {2 (n-} 1) θ + β n} Is generated by the digital signal processing apparatus 1000, and is output to the adder 66-n in a necessary time interval. Thereby, even when the output of the mixer 60-n is affected by a leaky wave directly leaked from the transmission side via the circulator 40-n, the DC component can be compensated.

各ブランチにおいて送受信アンテナを共用するフェーズドアレイレーダにおける、各ブランチの、送信側からサーキュレータを介して直接漏れた漏れ波の影響がある場合の、直流成分補償として有用である。 In a phased array radar that shares a transmission / reception antenna in each branch, it is useful as DC component compensation in the case where there is an influence of leakage waves leaked directly from the transmission side of each branch via a circulator.

フェーズドアレイレーダ１００の構成の概略を示すブロック図。1 is a block diagram showing an outline of the configuration of a phased array radar 100. FIG. 本発明の具体的な一実施例に係るデジタル信号処理装置１０００の配置を、周囲の構成と共に示したブロック図。The block diagram which showed arrangement | positioning of the digital signal processing apparatus 1000 which concerns on one specific Example of this invention with the surrounding structure.

１０００：デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）
１００：フェーズドアレイレーダ
１０：局部発振器
２１−１〜２１−ｎ：移相器（送信側）
２２−１〜２２−ｎ：移相器（受信側）
３１−１〜３１−ｎ：増幅系（送信側）
３２−１〜３２−ｎ：増幅系（受信側）
４０−１〜４０−ｎ：サーキュレータ（送受信共用器）
５０−１〜５０−ｎ：アンテナ
６０−１〜６０−ｎ：ミキサ（受信側）
６５−ｎ：低域フィルタ
６６−ｎ：加算器
７０：合成用増幅器
θ：位相指令値
ψ：ビームの方位角
φ：ブランチ−１での受信波（反射波）の、ブランチ−１の送信波に対する位相差 1000: Digital signal processor (DSP)
100: Phased array radar 10: Local oscillator 21-1 to 21-n: Phase shifter (transmission side)
22-1 to 22-n: Phase shifter (receiving side)
31-1 to 31-n: amplification system (transmission side)
32-1 to 32-n: amplification system (reception side)
40-1 to 40-n: Circulator (transmission / reception duplexer)
50-1 to 50-n: Antenna 60-1 to 60-n: Mixer (receiving side)
65-n: Low-pass filter 66-n: Adder 70: Amplifier for synthesis θ: Phase command value ψ: Beam azimuth φ: Transmitted wave of branch-1 of received wave (reflected wave) at branch-1 Phase difference to

Claims

From each antenna arranged in one direction, the radiation direction can be controlled by radiating an electromagnetic wave having a constant phase difference θ between adjacent antennas, and an array antenna in which electromagnetic wave transmission and reception are shared,
Each transmission / reception duplexer that is a circulator or changeover switch connected to each antenna ;
Each of the high-frequency phases provided to each transmission system connected to each transmission / reception duplexer and supplied to each antenna is changed in such a manner that the phase difference between adjacent antennas is reduced in one direction to −θ. A transmission phase shifter;
Each receiving phase shifter provided in each receiving system connected to each of the transmission / reception duplexers, the phase of the high frequency is increased in the one direction, and the phase difference between the antennas is changed to θ, and Each mixer that mixes the signal output from each reception phase shifter and each reception signal from each transmission / reception duplexer, and each low-pass filter that inputs the output signal of each mixer and outputs each DC component A synthesizer that synthesizes each DC component output from each low-pass filter,
In a phased array radar that measures the relationship between the radiation direction and the distance from the synthesized DC component output from the combiner to the object that reflects the electromagnetic wave while scanning the radiation direction while changing the phase difference θ. In the method of correcting each ose foot amount included in each DC component, which is caused by a leaky wave detoured to each reception system via each transmission / reception duplexer, each output signal of each transmission phase shifter,
The phase set by each transmission phase shifter and each reception phase shifter is set to a first state in which a phase difference between adjacent antennas is fixed as θ _0, and each DC component at that time is Detect as each first DC component,
Each phase set in each reception phase shifter is set to a second state in which each phase in the first state is set to a phase increased or decreased by 90 degrees, and each DC component at that time is Detect as each second DC component,
A method of correcting an offset amount in a phased array radar , wherein each offset amount is obtained from each first DC component, each second DC component, and the phase difference θ .

In the first state, the leakage wave input to the nth mixer in each mixer is expressed as k′cos {ωt− (n−1) θ. _{0 0} -Β _{n n} }, The output signal of the nth reception phase shifter in each reception phase shifter is expressed as cos {(ωt− (n−1) θ ₀₀ }, As each of the first DC components, k _{n n} cosβ _{n n} Get
In the second state, the output signal of the nth reception phase shifter in each reception phase shifter is expressed as cos {(ωt− (n−1) θ. ₀₀ When switching to + π / 2}, the second DC component is −k _{n n} sinβ _{n n} Get
From each first DC component and each second DC component, amplitude k _{n n} And lag phase β _{n n} The offset amount correction method in the phased array radar according to claim 1, wherein the offset amount is specified.