JP4681453B2 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、特にモータ駆動用インバータのデッドバンド制御を改善した電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力を付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力を付勢するようになっている。そして、当該モータが所望のトルクを発生するようにモータに電流を供給するためモータ駆動回路にインバータなどが用いられている。
【０００３】
ここで、日本国特許文献（特開平８−１４２８８４号公報）に開示されている電動パワーステアリング装置の基本的な構成を第１図に示し、さらに、その中のモータ駆動回路の詳細を第２図に示す。第１図において、トルクセンサ１０３で検出されたトルクが位相補償器１２１に入力されてトルク指令値が算出される。次に、電流指令演算器１２２にトルク指令値が入力され、車速センサ１１２で検出された車速を加味して電流指令演算器１２２で電流指令値Ｉｒｅｆが算出される。この制御ではフィードバック制御が採用されており、制御対象であるモータ１１０の電流Ｉｍｅｓをモータ電流検出回路１４２で検出して、比較器１２３にフィードバックされ、電流指令値Ｉｒｅｆと比較して誤差が算出される。その誤差は比例演算器１２５及び積分演算器１２６でいわゆる比例積分制御される。過渡応答を良くするための微分補償器１２４には電流指令値が入力され、加算器１２７にて微分補償器１２４、比例演算器１２５及び積分演算器１２６のそれぞれの出力が合算されて電流制御値Ｅが算出される。モータ駆動回路１４１は入力値である電流制御値Ｅに基き、モータ駆動回路１４１はモータ１１０に電流を供給する。なお、バッテリ１１４はモータ駆動回路の電源である。
【０００４】
モータ駆動回路１４１の詳細を第２図に示す。モータ駆動回路１４１は、スイッチング素子であるＦＥＴからなるインバータ部とＦＥＴのゲートを制御するゲート制御部とで構成されている。インバータ部はＦＥＴ１とＦＥＴ３による上下アーム、或いはＦＥＴ２とＦＥＴ４から成る上下アームが構成されてＨブリッジを構成している。ゲート制御部は電流制御値Ｅが変換部１３０に入力され、各ＦＥＴに対するタイミング信号が作成され、ゲート駆動回路１３３ａ，１３４ａ、１３３ｂ、１３４ｂへ入力されてＦＥＴのゲート駆動が可能なゲート信号が作成される。しかし、変換部１３０で作成されたタイミング信号が直接ゲート駆動回路１３４ａ及び１３４ｂに入力されず、それぞれデッドタイム回路１３１及びデッドタイム回路１３２に入力されるのは次のような理由による。
【０００５】
インバータ部を構成する各上下アーム、例えばＦＥＴ１とＦＥＴ３は交互にオン、オフを繰り返し、同じようにＦＥＴ２とＦＥＴ４は交互にオン、オフを繰り返す。しかし、ＦＥＴは理想スイッチではなく、ゲート信号の指示通りに瞬時にオン、オフせず、ターンオンタイムやターンオフタイムを要する。このため、ＦＥＴ１へのオンの指示とＦＥＴ３へのオフの指示が同時になされると、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３が同時にオンになって上下アームが短絡する問題がある。そこで、ＦＥＴ１とＦＥＴ３が同時にオンすることのないように、ゲート駆動回路１３３ａへオフ信号を与えた場合、ゲート駆動回路１３４ａに直ちにオン信号を与えずデッドタイム回路１３１で、いわゆるデッドタイムという所定時間の間をおいてオン信号をゲート駆動回路１３４ａに与えることにより、ＦＥＴ１とＦＥＴ３の上下の短絡を防止している。このことは、ＦＥＴ２とＦＥＴ４にも同じように当てはまる。
【０００６】
しかし、このデッドタイムの存在は、電動パワーステアリング装置の制御にとってトルク不足やトルクリップルの問題を引起こす原因となっている。以下、この問題について詳しく説明する。
【０００７】
先ず、デッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムについて第３Ａ〜３Ｄ図に関係を示す。第３Ａ〜３Ｄ図において、信号Ｋが基本的なＦＥＴ１及びＦＥＴ３に対するオン、オフ信号とする。しかし、実際にはＦＥＴ１にはゲート信号Ｋ１が与えられ、ＦＥＴ２にはゲート信号Ｋ２が与えられる。つまり、デッドタイムＴｄが確保されている。ＦＥＴ１とＦＥＴ２から構成される相電圧をＶａｎとする。ゲート信号Ｋ１によるオン信号が与えられても直ちにＦＥＴはオンせず、ターンオンタイムＴｏｎの時間を要してターンオンしており、一方、オフ信号を与えても直ちにオフせずターンオフタイムＴｏｆｆの時間を要している。なお、Ｖｄｃはインバータの電源電圧である。
【０００８】
よって、全遅れ時間はＴｔｏｔは下記（１）式のように示される。
【０００９】
Ｔｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ …(１)

となる。ここで、ターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆは使用するＦＥＴやＩＧＢＴなどの種類、容量などによって変化する。また、デッドタイムＴｄは一般的にターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆよりは大きい値である。
【００１０】
次に、このデッドタイムＴｄによる影響について説明する。
【００１１】
まず、電圧に対する影響では次のような影響がある。第３Ａ〜３Ｄ図に示したように、理想のゲート信号Ｋに対して実際のゲート信号Ｋ１やＫ２はデッドタイムＴｄの影響でゲート信号Ｋとは異なったものとなる。そのため電圧に歪みが発生するが、その歪電圧の値ΔＶをモータ電流の向きが正の場合（電流の向きが電源からモータへ流れる場合）は（２）式に示し、また、電流の向きが負の場合（電流の向きがモータから電源へ流れる場合）は（３）式に示す。
【００１２】
−ΔＶ＝−（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２） …（２）
ただし、ＴｓはインバータをＰＷＭ制御した場合のＰＷＭ周波数ｆｓの逆数Ｔｓ＝１／ｆｓである。
【００１３】
ΔＶ＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２） …（３）

となる。上記（２）式と（３）式を１つの式で表わすと下記（４）式のようになる。
【００１４】
ΔＶ＝−ｓｉｇｎ（Ｉｓ）・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２） …（４）
ここで、ｓｉｇｎ（Ｉｓ）はモータ電流の極性を表わす。

（４）式から導かれることは、歪み電圧ΔＶは周波数ｆｓが高く、電源電圧Ｖｄｃが小さい時ほどデッドタイムＴｄの影響が大きく現れることがわかる。
【００１５】
電圧歪みに対するデッドタイムＴｄの影響について説明したが、電流或いはトルクに関しても、デッドタイムＴｄによる好ましくない影響がある。電流歪みについては、電流が正から負へ、或いは負から正へ変化するときに電流が零付近に張り付く現象（零クランピング現象）がデッドタイムＴｄによって引起こされる。これは負荷（モータ）がインダクタンスのため、デッドタイムＴｄによる電圧の減少が電流を零に維持しようとする傾向があるためである。
【００１６】
また、トルクに対するデッドタイムＴｄの影響としてはトルクの出力不足やトルクリップルの増加に現れる。つまり、電流歪みが低次の高調波を発生させ、それがトルクリップルの増加につながる。また、トルクの出力不足は理想の電流よりデッドタイムＴｄの影響を受けた現実の電流が小さくなるために発生する。
【００１７】
このようなデッドタイムＴｄの好ましくない影響を防止するために種々の対策、いわゆるデッドバンド補償が考えられてきた。その基本的な考えは（４）式に示す歪み電圧ΔＶを補償することである。よって、（４）式を補償するためには下記（５）式の示す補正電圧Δｕによって補正することになる。
【００１８】
Δｕ＝ｓｉｇｎ（Ｉｓ）・（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２） …（５）

ここで、問題となるのは電流Ｉｓの極性ｓｉｇｎ（Ｉｓ）を正しく検出できないことである。電流Ｉｓの極性を測定するとき、ＰＷＭ制御のノイズや前述した電流の零クランピング現象が電流Ｉｓの極性を正しく測定することを困難にしている。
【００１９】
多くの従来のデッドバンド補償（例えば文献１（ベン ブラヒム 「３相ＰＷＭインバータのデッドタイム補償解析」学会誌ＩＥＥＥ−ＩＥＣＯＮ９８、２巻、７９２頁から７９７頁（Ｂｅｎ−Ｂｒａｈｉｍ、Ｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ ｄｅａｄ − ｔｉｍｅ ｅｆｆｅｃｔｓ ｉｎ ｔｈｅ ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ、Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ−ＩＥＣＯＮ９８、Ｖｏｌｕｍｅ ２，ｐａｇｅｓ７９２−７９２）に開示されている。）は、方法が複雑で、ハードウエアの追加が必要で、さらにモータ電流などの負荷電流の変化を考慮に入れた対策を施していないものである。
【００２０】
そのため、インバータの上下アーム短絡を防止するためのデッドバンド補償がモータ電圧、電流の歪み或いはトルクの出力不足やトルクリップルの増加を招き、従来そのデッドバンド補償の改善策が複雑で、かつハードウエアの追加を招き、またモータ負荷電流の影響を考慮しない不完全なデッドバンド補償であった。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明の目的は、構成が簡単でモータ負荷電流の影響も考慮にいれたデッドバンド補償を用いることにより、モータ電圧、電流の歪みやトルクリップルの少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をインバータを用いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置に関するものであり、本発明の上記目的は、前記モータ、前記インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に前記電流指令値を入力して前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記インバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えたことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。
【００２３】
また、本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第２の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値であることによって達成される。また、本発明の上記目的は前記固定値が前記インバータを構成するスイッチング素子の特性から決定される値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、１次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値であることによって達成される。本発明の上記目的は、前記デッドバンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置したことによって達成される。また、本発明の上記目的は、前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出されることによって達成される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明は、電流指令値からモデル電流Ｉｍｏｄを作成し、そのモデル電流を基に電流の極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）及び歪み電圧ΔＶの量を推定して、その歪み電圧ΔＶの量に極性を付けた補償値を算出してデッドバンド補償することにある。モデル電流を利用することにより、上述した極性を正しく測定することが困難な実測のモータ電流を利用していないところが本発明の重要なところである。
【実施例１】
【００２５】
以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例１について詳細に説明する。
【００２６】
第４図は、電動パワーステアリング装置の制御装置の基本構成である。ステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号Ｔｒｅｆに基いて電流指令値算出回路４で電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。一方、モータ１の電流Ｉｍｅｓを電流検出器６で検出し、減算回路７にフィードバックし、先ほど電流指令値Ｉｒｅｆとモータ電流Ｉとの誤差を算出し、電流制御回路３に入力して電圧指令値ｕを算出する。そして、インバータ２は電圧指令値ｕに基いてＰＷＭ制御される。インバータ２の構成は第２図に示すような上下アームが２本の単相インバータでも良いし、上下アームが３本から構成される３相インバータであっても良い。
【００２７】
以上の基本制御構成に、本発明であるデッドバンド補償回路５が追加される。つまり、デッドバンド補償回路５では電流指令値Ｉｒｅｆを入力とし、補償値Δｕが算出され、電流制御回路３の出力である電圧指令値ｕに加算回路８で加算される。
【００２８】
次に、デッドバンド補償回路５の詳細を第５図に示す。先ずデッドバンド補償回路５の構成について説明し、その後でその作用について説明する。
【００２９】
デッドバンド補償回路５の入力としての電流指令値Ｉｒｅｆがリファレンスモデル回路５１に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄが出力される。モータの実測電流ではなく、このモデル電流Ｉｍｏｄによってデッドバンド補償されることが本発明の第１の特徴である。
【００３０】
補償値Δｕは、補償値Δｕの極性と補償値Δｕの量（以下、補償値量Δｕ２と記す。）から構成される。
【００３１】
先ず補償値Δｕの極性を求める。リファレンスモデル回路５１の出力であるモデル電流Ｉｍｏｄは極性判定回路５３に入力され、その極性が判定される。極性判定回路５３の出力であるｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）は、（＋１）又は（−１）の形で出力される。
【００３２】
次に、補償値Δｕの量、即ち補償値量Δｕ２を算出する。リファレンスモデル回路５１で出力されたモデル電流Ｉｍｏｄは補償値量Δｕ２を算出するためにも使用される。先ずモデル電流Ｉｍｏｄは絶対値回路５５に入力され、絶対値回路５５の出力である｜Ｉｍｏｄ｜は変化値算出回路５６に入力され、変化値Δｕ１が算出される。この変化値Δｕ１を考慮したデッドバンド補償、即ちモータ負荷変動によるモータ電流の変化を考慮したデッドバンド補償をすることが本発明の第２の特徴である。
【００３３】
そして、固定値設定回路５４で設定された固定値Δｕ０と変化値Δｕ１が加算回路５８で加算され、その出力（Δｕ０＋Δｕ１）は補償値量Δｕ２に相当する。補償値量算出回路は第５図の点線Ａによって囲まれる部分に相当し、絶対値回路５５、変化値算出回路５６、固定値設定回路５４及び加算回路５８によって構成されている。モデル電流Ｉｍｏｄは補償値量算出回路に入力されて、その出力として補償値量が出力される。
【００３４】
最後に、極性判定回路５３の出力であるｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）と補償値量Δｕ２＝（Δｕ０＋Δｕ１）とが極性付与回路の一例である乗算回路５７に入力され、その出力として極性をもった補償値Δｕが算出される。以上がデッドバンド補償回路５の基本構成である。以下、各回路の作用について詳しく説明する。
【００３５】
先ずリファレンスモデル回路５１は、電流指令値Ｉｒｅｆを入力してモデル電流Ｉｍｏｄを算出する。ここで、リファレンスモデル回路５１の伝達関数は下記（６）式のようになる。
【００３６】
ＭＲ（ｓ）＝１／（１＋Ｔｃ・ｓ） …（６）

ここで、Ｔｃ＝１／（２π・ｆｃ）でｆｃは電流制御ループのカットオフ周波数である。
【００３７】
この１次遅れ関数は、第４図のモータ１を示す関数である１／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）を電流制御回路３、インバータ２、電流検出回路６を基に導かれた電流制御ループのモデル関数である。
【００３８】
ここで、電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの関係の一例を第６図に示す。実際のモータ電流Ｉｍｅｓはノイズを多く含んでおり、これが零電流付近での極性判定を困難なものにしている。そこで、実際の電流Ｉｍｅｓを使用しないで、ノイズの無い電流指令値Ｉｒｅｆを基に１次遅れ回路を介してモータ電流を作成している。
【００３９】
次に、モデル電流Ｉｍｏｄの極性は極性判定回路５３に入力され、モデル電流Ｉｍｏｄの極性であるｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）が算出される。ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）は（７）式に示すように（＋１）又は（−１）のどちらかの値をとる。実際のモータ電流やインバータ電流を測定して極性を正しく判定することは、上述したようにノイズ等で非常に困難であるが、本発明のようにモデル電流を用いて判定すれば、そのような心配はない。
【００４０】
ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）＝（＋１）又は（−１） …（７）

次に、補償値算出回路について、即ち、モデル電流Ｉｍｏｄから補償値Δｕの量である補償値量Δｕ２を算出する部分について説明する。先ずモデル電流Ｉｍｏｄが絶対値回路５５に入力され、｜Ｉｍｏｄ｜が出力される。絶対値を求める理由は、補償値の量を算出するので先ず極性を統一する。
【００４１】
次に、絶対値回路５５の出力｜Ｉｍｏｄ｜は変化値算出回路５６に入力されて、変化値Δｕ１が算出される。ここで変化値算出回路５６の入力と出力の関係は下記（８）式のように表わされる。
【００４２】
Δｕ１＝Ｒｅｑ・｜（Ｉｍｏｄ−Ｉｃ）｜ …（８）

である。ここでＲｅｑは等価抵抗を示す。ただし、Ｉｍｏｄ＞Ｉｃである。Ｉｃ＞Ｉｍｏｄ＞０では、Δｕ１＝０である。つまり、モデル電流Ｉｍｏｄが小さい値では変化値Δｕ１の補償は実行しない。なお、実際の現象では電流の増加に対して変化値は頭打ちとなる。
【００４３】
ここで重要なことは、（８）式で示す変化値Δｕ１がモデル電流Ｉｍｏｄに比例して変化していることである。つまり、モータ負荷の変動によるモータ電流の変動を考慮した変化値Δｕ１を、補償値Δｕに組み込んでいる点にある。従来のデッドバンド補償では考慮されていない点である。
【００４４】
一方、固定値設定回路５４で固定値Δｕ０が設定される。その固定値Δｕ０は下記（９）式の値を示す。
【００４５】
Δｕ０＝（Ｔｔｏｔ／Ｔｓ）・（Ｖｄｃ／２） …（９）

ここで、全遅れ時間Ｔｔｏｔは（１）式に示すようにＴｔｏｔ＝Ｔｄ＋Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆである。デッドタイムＴｄやターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆは、インバータに使用するスイッチング素子の種類などで決定される値である。例えばＦＥＴの場合でも、定格電圧や定格電流が大きいほどターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆが大きくなる特性がある。つまり、大容量のインバータに使用するＦＥＴの素子はターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆが大きくなる傾向にある。また、ターンオンタイムＴｏｎやターンオフタイムＴｏｆｆが大きくなると上下アームの短絡が発生しないようにデッドタイムＴｄも大きくなる。Ｖｄｃはバッテリ電圧によって決定される。
【００４６】
以上に説明したように、固定値Δｕ０は電動パワーステアリング装置に使用されるインバータによって決定される値である。
【００４７】
次に、加算回路５８で変化値Δｕ１と固定値Δｕ０が（１０）式に示すように加算され、補償値量であるΔｕ２が算出される。
【００４８】
Δｕ２＝（Δｕ０＋Δｕ１） …（１０）

（１０）式の意味するところは、インバータの種類によって決定される固定値Δｕ０を基準にして、その固定値Δｕ０にモータ電流の影響を加味した変化値Δｕ１で補償値量Δｕ２を調整している。
【００４９】
最後に、補償値量Δｕ２に極性を付与して補償値Δｕを算出する。具体的には極性付与回路の一例である乗算回路５７にて（１１）式に示すように、極性判定回路５３の出力であるｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）と補償値量を示す（Δｕ０＋Δｕ１）が乗算される。
【００５０】
Δｕ＝ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）・Δｕ２
＝ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）・（Δｕ０＋Δｕ１） …（１１）

である。ここで、ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）は値として（＋１）又は（−１）であるから、補償値Δｕは（Δｕ０＋Δｕ１）又は−（Δｕ０＋Δｕ１）の値をとる。この補償値Δｕを図示すると第７図のようになる。
【００５１】
このようにして算出された補償値Δｕは、第４図で示した電流制御回路３の出力である電圧指令値ｕに加算回路８で加算される。電圧指令値ｕに対し補償値Δｕが加算される意味は、電圧指令値ｕの示す基本制御に、上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムによる電圧、電流歪みやトルクリップルを改善させる補償値Δｕを加味して制御することである。
【００５２】
本実施例を用いればモデル電流を用いるので、ノイズが多く誤判定の多い実測の電流の極性判定を用いることなく、簡単な制御回路構成で、モータ電圧、電流の歪みを発生させることを防止し、トルクリップルが多くなることを防止するデッドバンド補償を実現することができる。
【００５３】
第８図に実施例１の変形例を示す。本変形例は、リファレンスモデル回路５１の出力にヒステリシス回路５２を追加した実施例である。負荷電流が零点を通過するときに極性が不安定になること（補償値のチャタリング）を防止して、安定した制御を可能にする点で改善されている変形例である。ヒステリシス回路５２を加味した補償値Δｕを図示すると第９図のようになる。モデル電流にはノイズが少ないので、実際のモータ電流を用いた場合よりヒステリシス幅を小さくできるので、より正確なデッドバンド補償が可能になる。
【００５４】
なお、本実施例では補償値Δｕを求める手順として、極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）と補償値の量Δｕ２とを分離して算出したが、分離しないで補償値Δｕを算出しても同じ効果が得られることは言うまでもないことである。
【実施例２】
【００５５】
以上説明した実施例１では、ヒステリシス回路５２がある場合でもない場合でも、モデル電流Ｉｍｏｄが０［Ａ］付近では、固定値−Δｕ０から固定値Δｕ０へ急激に変化する部分、或いは固定値Δｕ０から固定値−Δｕ０へ急激に変化する部分がある。固定値Δｕ０の値が小さい場合は、この急激な変化はハンドル操作のフィーリングに違和感を与えないが、固定値Δｕ０の値が大きい場合は、この急激な変化によって、ハンドル操作のフィーリングが悪化する問題がある。なお、固定値Δｕ０の値が大きくなるのは、主に大型車などのために大容量のＦＥＴなどを使用した場合が考えられる。
【００５６】
そこで、この問題を解決するためには、固定値Δｕ０の代わりに、モデル電流Ｉｍｏｄが小さい領域（固定値Δｕ０以下）でもモデル電流Ｉｍｏｄに比例する第２の変化値の特性を持たせ、固定値Δｕ０に達したら実施例１と同じようにモデル電流ｉｍｏｄに比例した変化値Δｕ１と固定値Δｕ０とを加算した補償値Δｕである（Δｕ０＋Δｕ１）に基いて、実施例１と同じようなデッドバンド補償を実施する。
【００５７】
この考えに基づいたデッドバンド補償回路５の詳細を第１０図に示す。また、そのデッドバンド補償の補償値の特性を第１１図に示す。第１０図において、実施例１のデッドバンド補償回路と異なるところは固定値設定回路５４の部分である。実施例２では、固定値設定回路５４の代わりに第２の変化値Δｕ３を算出する第２変化値算出回路６０を配置している。第２変化値算出回路６０は、モデル電流Ｉｍｏｄに比例する第２の変化値Δｕ３を算出すると共にモデル電流Ｉｍｏｄが０［Ａ］付近では不感帯をもっている。第２の変化値のΔｕ３変化の傾きや不感帯の大きさは、ＦＥＴの種類やハンドル操作のフィーリングなどによって具体的装置毎に決定される。デッドバンド補償回路５のその他の部分の構成及び作用は実施例１と同じである。
【００５８】
実施例２のデッドバンド補償回路５によって作られるデッドバンド補償特性を第１１図に示す。その特性の特徴は、第２変化値算出回路６０の不感帯によってチャタリングを防止し、第２の変化値Δｕ３によって、固定値Δｕ０から固定値−Δｕ０までの急激な変化を防止することができる。その結果、実施例２は実施例１で問題であったハンドル操作のフィーリングの悪化を防止できる効果がある。
【００５９】
次に、本発明のデッドバンド補償を用いてシミュレーションした結果を第１２Ａ，１２Ｂ図及び第１３Ａ，１３Ｂ図に示す。
【００６０】
第１２Ａ図は３相正弦波モータに本発明のデッドバンド補償を適用しない場合であり、第１２Ｂ図はデッドバンド補償を適用した場合の１相分のモータ電流の結果について示している。第１２Ａ図に示すようにデッドバンド補償を用いないと、モータ電流のピーク値付近や零点付近に歪みが発生している。一方、第１２Ｂ図に示すように、本発明のデッドバンド補償をした場合は、第１２Ａ図に比較して電流の歪みはほとんど見られない。
【００６１】
第１３Ａ図は３相矩形波モータにデッドバンド補償を適用しない場合であり、第１３Ｂ図はデッドバンド補償を適用した場合のモータ電流の結果について示している。第１３Ａ図のデッドバンド補償をしない場合は、電流指令値Ｉｒｅｆに対して実際の電流Ｉｍｅｓが相当歪んでいることが見てとれる。これを詳しく見ると、ある相の零電流付近の歪みの影響が他の相の最大電流付近の歪みに影響を与えている。第１２Ａ図の正弦波電流モータのシミュレーションにおいて、電流波形が零付近と最大電流付近で歪みが発生しているが、その発生理由と同じ理由である。モータ電流の最大電流が歪むと、モータのトルクリップルが大きく発生することになる。一方、第１３Ｂ図のデッドバンド補償をした場合は、実際の電流Ｉｍｅｓは電流指令値Ｉｒｅｆにより近い値を発生しており、電流歪みも明らかに少ない。つまり、本発明のデッドバンド補償を用いると、正弦波電流モータでも矩形波電流モータでも電流の歪みが少なくなり、トルクリップルも抑えることができる。
【実施例３】
【００６２】
次に、ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅の改善に関する実施例について説明する。それは、モデル電流Ｉｍｏｄは実際のモータ電流Ｉｍｅｓを完全にモデル化できず、モデル電流Ｉｍｏｄと実際のモータ電流Ｉｍｅｓとの間には誤差が存在するという問題があり、その問題について第１１図を参照して説明する。
【００６３】
第１４Ａ図は、電流指令値Ｉｒｅｆが大きく、また、モータの回転速度ωも速い場合のモデル電流Ｉｍｏｄと実際のモータ電流Ｉｍｅｓとの関係を示したものである。一方、第１４Ｂ図は、電流指令値Ｉｒｅｆが小さく、また、モータの回転速度ωが遅い場合のモデル電流Ｉｍｏｄと実際のモータ電流Ｉｍｅｓとの関係を示したものである。
第１４Ａ図のｔ＝ｔＡにおいて、モデル電流Ｉｍｏｄの正負で極性を判定した場合、モデル電流Ｉｍｏｄが既に正から負に極性が変わっているにも拘わらず、実際のモータ電流Ｉｍｅｓは未だ正の極性にあり、誤った極性のデッドバンド補償が行われる。これを防止するためにヒステリシスを設置しているわけであるが、第１４Ａ図のモデル電流Ｉｍｏｄと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの関係と第１４Ｂ図のそれらの関係を比較すると、電流指令値Ｉｒｅｆが大きく、モータの回転速度ωが速いほど誤差が大きくなる。つまり、ヒステリシス幅を電流指令値Ｉｒｅｆ、又はモータの回転速度ωを考慮したヒステリシス幅を決定する必要がある。
【００６４】
このような問題を改善した実施例を、第１５図を参照して説明する。第１５図の実施例は、モデル電流Ｉｍｏｄを極性判定にのみ使用した実施例であり、また、この実施例は、電流指令値Ｉｒｅｆとモータ回転速度ωの両方を考慮してヒステリシス幅を算出する実施例である。その構成はモータの回転速度ωをヒステリシス幅算出回路６１に入力して、先ず基準となるヒステリシス幅Ｗ１を決定する。一方、電流指令値Ｉｒｅｆを絶対値回路５５に入力して、電流指令値の大きさ｜Ｉｒｅｆ｜を算出する。そして、乗算器６２で電流指令値Ｉｒｅｆの大きさ｜Ｉｒｅｆ｜も考慮したヒステリシス幅Ｗ２を、Ｗ２＝｜Ｉｒｅｆ｜×Ｗ１として算出する。そして、算出されたヒステリシス幅Ｗ２が入力されたヒステリシス付極性判定回路６３で極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）を算出して出力する。
【００６５】
ここで、ヒステリシス付極性判定回路６３の動作について説明する。モデル電流Ｉｍｏｄがヒステリシス幅Ｗ２より大きい場合は、極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）として“＋１”を算出する。逆に、モデル電流Ｉｍｏｄがヒステリシス幅−Ｗ２より小さい場合は、極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）として“−１”を算出する。また、モデル電流Ｉｍｏｄがステリシス幅−Ｗ２より大きくステリシス幅＋Ｗ２より小さい場合は、前回の極性ｓｉｇｎ（Ｉｍｏｄ）を使用する。
【００６６】
このようにして極性判定を電流指令値Ｉｒｅｆ及びモータの回転速度ωに基いてヒステリシス幅Ｗ２を決定することにより、モデル電流Ｉｍｏｄと実際のモータ電流Ｉｍｅｓとのモデル化誤差による極性判定の誤検出を防止することができる。この実施例では、電流指令値Ｉｒｅｆとモータの回転速度ωの両方を用いてヒステリシス幅Ｗ２を算出したが、どちらか一方に基いてヒステリシス幅Ｗ２を算出しても良い。また、モータの回転速度ωからヒステリシス幅Ｗ１を決定する場合や、電流指令値Ｉｒｅｆから絶対値｜Ｉｒｅｆ｜を算出するのみ、テーブルを用いても良い。この実施例では、絶対値の算出は計算量削減のため、テーブルを通過させず、そのまま使用した。
【００６７】
以上説明したように、極性判定のためのヒステリシス幅を電流指令値又はモータの回転速度に基いて決定することにより、モデル化誤差による極性判定の誤検出を防止でき、効果のあるデッドバンド補償が実行できる。
【００６８】
以上説明したように、本発明を用いれば、モデル電流を用いるので極性判別の困難なモータ電流を実測する必要が無く、また、モータ電流の変化も考慮したデッドバンド補償するので、確実にインバータの上下アーム短絡を防止しつつ、モータ電圧、電流の歪みが少なくトルクリップルも少ない電動パワーステアリング装置を提供できる。また、本発明を実施するために新たにハードウエアを追加する必要がないことも本発明の有利な効果である。
【００６９】
本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置によれば、電流指令値からモデル電流を基にデッドバンド補償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。
【００７０】
また、モデル電流を用いてモータ負荷の変動によるモータ電流の変化も考慮したデッドバンド補償するので、従来のような固定値のみによるデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪み少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償のできる電動パワーステアリング装置の制御装置を提供できる。
【産業上の利用可能性】
【００７１】
本発明の電動パワーステアリング装置の制御装置は、電流指令値からモデル電流を基にデッドバンド補償するので、従来のノイズを含んだ実測電流を基にしたデッドバンド補償と異なり、モータ電圧、電流の歪みの少ない、或いはトルクリップルの少ないデッドバンド補償ができる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
第１図は、電動パワーステアリング装置の制御構成を示す図である。
第２図は、電動パワーステアリング装置のインバータのデッドタイムを考慮したゲート回路構成を示す図である。
第３Ａ〜３Ｄ図は、インバータのスイッチングにおけるデッドタイム、ターンオンタイム、ターンオフタイムの関係を示す図である。
第４図は、本発明のデッドバンド補償を備えた電動パワーステアリング装置の基本制御方式を示す図である。
第５図は、実施例１のデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である。
第６図は、電流指令値Ｉｒｅｆと実際のモータ電流Ｉｍｅｓの関係を示す図である。
第７図は、実施例１のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第８図は、実施例１の変形例であるデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である。
第９図は、実施例１の変形例のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第１０図は、実施例２のデッドバンド補償の中の詳細な構成を示す図である
第１１図は、実施例２のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。
第１２図は、本発明を正弦波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。
第１３図は、本発明を矩形波モータに適用してシミュレーション結果を示す図である。
第１４図は、モータの回転速度及び電流指令値とヒステリシス幅との関係を示す図である。
第１５図は、実施例３のデッドバンド補償の補償値の特性を示す図である。

Claims (7)

1. 少なくともステアリングシャフトに発生する操舵トルク信号に基いて演算された電流指令値と、少なくとも前記電流指令値を入力とする電流制御回路の出力である電圧指令値とに基いて、ステアリング機構に操舵補助力を与えるモータの電流をインバータを用いて制御する電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータ、前記インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に前記電流指令値を入力して前記電流指令値を基にモデル電流を作成し、前記モデル電流を基に前記インバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記デッドバンド補償回路の出力値が、固定値以下では前記モデル電流に比例する第２の変化値であり、前記固定値以上では前記固定値と前記モデル電流に比例する変化値との加算値である請求項１に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記固定値が前記インバータを構成するスイッチング素子の特性から決定される値である請求項２又は３に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
5. 前記モデル電流が前記電流指令値を入力値とし、１次遅れ関数で構成されるリファレンスモデル回路の出力値である請求項１乃至４のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
6. 前記デッドバンド補償回路の入力にヒステリシス特性回路を設置した請求項２に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
7. 前記ヒステリシス特性回路のヒステリシス幅が、前記モータの回転速度又は前記電流指令値に基いて算出される請求項６に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

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