JP4556108B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換器の制御装置に関し、特に、ＰＷＭ整流器及びインバータにより構成されて直流リンク部にフィルタを備えない電力変換器や、交流−交流直接変換を行うマトリクスコンバータにおける二相変調時の出力電圧誤差を補償する技術に関するものである。

図５は、ＰＷＭ整流器１及びインバータ２を備えた交流−交流電力変換器とその制御装置を示す従来技術であり、多相交流として一般的な三相の場合を表している。
図５の主回路において、ＰＷＭ整流器１は半導体スイッチング素子１１を三相ブリッジ接続して構成され、また、インバータ２は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓup，Ｓunを直列に接続してこれらにそれぞれ還流ダイオードＤup，Ｄunを逆並列接続することにより一相分の上下アームを構成し、この上下アームを三相分並列に接続して構成されている。
更に、ＰＷＭ整流器１とインバータ２との間の直流リンク部には、リアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ３が接続されている。
なお、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子を示す。

一方、上記主回路の制御装置は、整流器制御手段１００、インバータ制御手段２００及び負荷電流極性判別手段３００から構成されている。
整流器制御手段１００は、入力電流指令ｉ^＊が入力されてＰＷＭ整流器１の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する整流器ＰＷＭパターン作成手段１０１を備えている。

また、インバータ制御手段２００は、デッドタイム誤差補償量演算手段２０１と、二相変調手段２０２と、インバータＰＷＭパターン作成手段２０３とを備えている。
上記デッドタイム誤差補償量演算手段２０１は、負荷電流極性判別手段３００により判別した各相負荷電流の極性と直流リンク電圧ｅ_ｄｃ、デッドタイムＴ_ｄ及びスイッチング周波数ｆ_ｓを用いて、デッドタイムＴ_ｄに起因する出力電圧誤差の補償量ｖ_ｃ ^＊を演算するものである。
二相変調手段２０２は、出力電圧指令ｖ^＊と補償量ｖ_ｃ ^＊とを用いて誤差補償後の電圧指令ｖ^＊＊を出力するもので、インバータ２の二相変調は電圧利用率を向上させる作用を果たしている。
インバータＰＷＭパターン作成手段２０３は、電圧指令ｖ^＊＊に基づいてインバータ２の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するものである。

以下に、インバータの二相変調について説明する。
三相インバータを正弦波変調した場合、インバータの出力線間電圧の振幅Ｖ_ｆｎは数式１で与えられることが知られている（社団法人電気学会 半導体電力変換方式調査専門委員会編集発行、「半導体電力変換回路」、第５版、ｐ.１１８の式（６．３．２１）参照）。ただし、直流リンク電圧をｅ_ｄｃ、インバータの変調度をλとする。

数式１から、出力線間電圧の振幅Ｖ_ｆｎは、インバータの変調度を１としても、直流リンク電圧ｅ_ｄｃの√３／２≒０．８６６倍が限界となる。
ところが、二相変調を用いると、出力線間電圧の振幅を直流リンク電圧の１．０倍まで増加させることができる。すなわち、二相変調では、相電圧指令にゼロ相分（上アームまたは下アームのスイッチング素子を所定期間オンさせた場合の出力電圧分）を加算することで、電圧利用率を改善することができる。
このゼロ相分電圧指令をｖ_０ ^＊、二相変調前の出力電圧指令をｖ^＊、二相変調後の出力電圧指令をｖ_２ ^＊とすると、ｖ_２ ^＊，ｖ_０ ^＊はそれぞれ数式２，３によって表される。

ところで、一般的にインバータでは、上下アームの短絡を防止するために前記デッドタイムを設ける必要があるが、このデッドタイムの影響によってインバータの出力電圧に誤差を生じる。従来のインバータにおけるデッドタイムに起因した出力電圧誤差とその補償方法について、以下に説明する。

図６は、図５のように直流リンク部にフィルタ３を備えるインバータのＵ相のスイッチング素子Ｓup，Ｓunに対する指令値ＴＳup^*，ＴＳun^*と、デッドタイムを設けた指令値ＴＳup，ＴＳun、負荷電流ｉ_uが正及び負の場合のＵ相出力端子の電位ｖ_uを示している。
なお、直流リンク部のフィルタにより、直流リンク電圧ｅ_dcは一定とみなすことができる。

この図６に示すように、負荷電流ｉ_uが正のときは、出力電圧の立ち上がり時にデッドタイムＴ_dだけ遅れて出力電圧ｖ_uが変化する。一方、負荷電流ｉ_uが負のときは、出力電圧の立ち下がり時にデッドタイムＴ_dだけ遅れて出力電圧ｖ_uが変化する。
このため、負荷電流ｉ_uが正のときは出力電圧指令ｖ_u ^*に対して出力電圧ｖ_uは減少し、負荷電流ｉ_uが負のときは増加することになり、これらが電圧誤差の原因となる。

一方、二相変調時は上アームの全てのスイッチング素子または下アームの全てのスイッチング素子の常時オン期間が存在する。これらの常時オン期間では、上下アームのスイッチング素子が切り替わらないため、上述した電圧誤差は発生しない。
従って、二相変調時の常時オン期間以外の期間について、デッドタイムによる出力電圧誤差を補償すればよいことになる。

以上により、デッドタイムに起因した出力電圧誤差補償後の各相出力電圧指令ｖ_u ^**，ｖ_v ^**，ｖ_w ^**（図５におけるインバータＰＷＭパターン作成手段２０３に入力される出力電圧指令ｖ^**に相当）は、図５の二相変調手段２０２の内部で生成される二相変調後のインバータ出力電圧指令値ｖ_2u ^*，ｖ_2v ^*，ｖ_2w ^*（数式２に相当）と、デッドタイム誤差補償量演算手段２０１により演算される補償量ｖ_cu ^*，ｖ_cv ^*，ｖ_cw ^*とを用いて、数式４で表すことができる。

また、負荷電流をｉ_ｌｏａｄとすると、各相ごとの電圧誤差の補償量ΔＶ_ｉｃは数式５で表される。ここで、補償量ΔＶ_ｉｃは負荷電流の極性判別信号sign（ｉ_ｌｏａｄ）（すなわち、１または−１もしくは０）を含んでいるため、前記補償量ｖ_ｃｕ ^＊，ｖ_ｃｖ ^＊，ｖ_ｃｗ ^＊はｅ_ｄｃＴ_ｄｆ_ｓまたは−ｅ_ｄｃＴ_ｄｆ_ｓもしくは０の値をとる。
なお、数式５におけるインバータ出力電圧指令値ｖ_２ ^＊（ｖ_２ｕ ^＊，ｖ_２ｖ ^＊，ｖ_２ｗ ^＊）は、−１〜１の間を変化するものとする。

次に、図７は、装置の小形、長寿命化を目的として、直流リンク部にフィルタを備えない従来の電力変換器の回路構成である。図７において、２１０はインバータ制御手段であり、その他の構成要素には図５と同一の番号を付してある。なお、この種の電力変換器は、後述の非特許文献１に記載されている。
図７のように、直流リンク部にフィルタを備えずＰＷＭ整流器１及びインバータ２のみからなる電力変換器では、出力端子に入力電圧ｖ_r，ｖ_s，ｖ_tの何れかの電位が発生する。すなわち、インバータ２の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、各相入力電圧のうちの最大相の電圧ｖ_max、中間相の電圧ｖ_mid、最小相の電圧ｖ_min（以下、単にそれぞれ最大電圧、中間電圧、最小電圧ともいう）の何れかが出力される。

図８は、図７の従来技術において、例えば１キャリア中に出力電圧が最大?中間?最小?中間?最大の順番で変化する場合のＵ相出力電圧指令ｖ_u ^*と、Ｕ相負荷電流ｉ_uが正及び負のときのＵ相出力電圧ｖ_uを示している。但し、この図は、インバータ２の出力電圧指令値が上アームまたは下アームの常時オン期間以外のものである。
直流リンク部にフィルタを備える場合（図６）と同様に、図８でも、インバータ２のデッドタイム及びＰＷＭ整流器１のスイッチングによりハッチング部分で電圧誤差が生じており、負荷電流ｉ_uが正のときは出力電圧ｖ_uの立ち上がり時に電圧が削られるため出力電圧ｖ_uが減少し、負荷電流ｉ_uが負のときは立ち下がり時に出力電圧ｖ_uが増加している。

図９は、図７の如く直流リンク部にフィルタを備えない電力変換器におけるインバータの二相変調時のシミュレーション結果を示す波形図である。図９の波形は、上から入力電圧ｖ_r，ｖ_s，ｖ_tと、電圧指令ｖ_u ^*と、二相変調した電圧指令ｖ_u2 ^*、及びＵ相出力電圧ｖ_uである。
この図９から、インバータの上アームまたは下アームのスイッチング素子の常時オン期間Ｔ１，Ｔ２において、出力電圧ｖ_uが変化していることがわかる。これは、インバータの上アームまたは下アームのスイッチング素子が常時オンであるにもかかわらず、入力電流を正弦波状とするためにＰＷＭ整流器がスイッチングを行い、出力電圧が変化することに起因している。すなわち、インバータのスイッチング素子の常時オン期間でも出力電圧に電圧誤差が発生するため、従来のデッドタイムによる出力電圧の誤差補償だけでは出力電圧の歪みを低減することができない。

次に、図１０は、図９における出力線間電圧ｖ_uvの高調波解析結果を示している。
図１０から、出力線間電圧ｖ_uvには５次高調波が約２．８％、７次高調波が約１．５％含まれることがわかる。このように出力電圧に高調波が多く含まれると、例えば負荷に電動機が接続された場合、出力電圧歪みによって回転ムラやトルクリプルを生じる。

以上に述べたことは、直流リンク部を持たないマトリクスコンバータにおいても同様である。マトリクスコンバータでは、入力端の短絡と出力端の開放を防止するために転流期間を設けるが、この転流期間の影響で出力電圧に誤差が生じる。また、マトリクスコンバータにおいても、二相変調時に図９の区間Ｔ１，Ｔ２において、入力電流を正弦波状とするためにスイッチングを行う期間が存在し、これによって出力電圧に誤差が生じる。

ここで、下記の特許文献１には、マトリクスコンバータにおいて、転流期間に発生する出力電圧誤差を補正する方法が開示されている。この特許文献１の請求項８には電圧誤差補償量の式が記載されているが、この方法は二相変調時には適用することができない。

樽見治、飯盛憲一、篠原勝次、「平滑回路なし電圧形インバータのコンバータ部制御時の特性」、平成８年電気学会産業応用部門全国大会Ｔ−２３ 特開２００３−３０９９７５号公報（請求項４，５，８、［０００８］〜［００１０］、図６、図７等）

上述したように、ＰＷＭ整流器及びインバータを組み合わせ、かつ直流リンク部にフィルタを備えない電力変換器では、インバータのデッドタイムやＰＷＭ整流器のスイッチングにより出力電圧に誤差が生じ、また、マトリクスコンバータにおいても転流期間の影響によって出力電圧に誤差が生じる。その結果、出力電圧に歪みが生じ、例えば負荷として電動機が接続された場合に、電動機の回転ムラやトルクリプルの原因となる。
そこで本発明の解決課題は、これらの電力変換器における出力電圧誤差を低減して出力電圧の歪みや負荷への悪影響を防止するようにした電力変換器の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流−直流変換を行うＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器に接続されて直流−交流変換を行うインバータと、からなる電力変換器を制御する制御装置において、
前記制御装置は、
インバータの出力電圧指令とゼロ相分電圧指令とを加算して得た二相変調後の出力電圧指令に、インバータの二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するための補償量を加算することにより、前記出力電圧指令を補正して出力する二相変調手段と、
前記補償量を演算する第１の補償量演算手段と、
前記二相変調手段から出力された出力電圧指令に基づいてインバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するインバータＰＷＭパターン作成手段と、
入力電流指令に基づいてＰＷＭ整流器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する整流器ＰＷＭパターン作成手段と、
ＰＷＭ整流器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、
各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、
負荷電流の極性判別手段と、を備え、
第１の補償量演算手段は、
前記スイッチング検出手段によりＰＷＭ整流器がスイッチングを行っていないことを検出した時は前記補償量をゼロとし、
前記スイッチング検出手段によりＰＷＭ整流器がスイッチングを行っていることを検出した時は、前記電圧大小検出手段により検出した最大相の電圧，中間相の電圧，最小相の電圧のうち二つの電圧値の差と、インバータのスイッチング周波数と、インバータのデッドタイムと、前記極性判別手段により得た負荷電流の極性判別信号と、を乗じて前記補償量を演算するものである。

請求項２に記載した発明は、交流−交流直接変換により任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得るようにした電力変換器を制御する制御装置において、
前記制御装置は、
電力変換器の出力電圧指令とゼロ相分電圧指令とを加算して得た二相変調後の出力電圧指令に、電力変換器の二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するための補償量を加算することにより、前記出力電圧指令を補正して出力する二相変調手段と、
前記補償量を演算する第１の補償量演算手段と、
前記二相変調手段から出力された出力電圧指令に基づいて電力変換器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するＰＷＭパターン作成手段と、
電力変換器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、
各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、
負荷電流の極性判別手段と、を備え、
第１の補償量演算手段は、
前記スイッチング検出手段がスイッチングを行っていないことを検出した時は前記補償量をゼロとし、
前記スイッチング検出手段がスイッチングを行っていることを検出した時は、前記電圧大小検出手段により検出した最大相の電圧，中間相の電圧，最小相の電圧のうち二つの電圧値の差と、電力変換器のスイッチング周波数と、電力変換器の転流期間と、前記極性判別手段により得た負荷電流の極性判別信号と、を乗じて前記補償量を演算するものである。

本発明によれば、ＰＷＭ整流器及びインバータにより構成され、かつ直流リンク部にフィルタを備えない電力変換器や、マトリクスコンバータ等の直接形電力変換器において、二相変調時にインバータのデッドタイムやＰＷＭ整流器のスイッチング、転流期間等に起因して発生する電圧誤差を的確に補償することにより、出力電圧指令値と出力電圧とを一致させることができる。その結果、出力電圧の歪みを低減させ、負荷に電動機が接続された場合でも回転ムラやトルクリプルを生じることなく運転することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は請求項１に相当する本発明の第１実施形態を示す構成図であり、主回路の構成は図７と同一である。すなわち、この実施形態の電力変換器は、半導体スイッチング素子１１が三相ブリッジ接続されて交流−直流変換を行うＰＷＭ整流器１と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓup，Ｓunを直列に接続してこれらにそれぞれ還流ダイオードＤup，Ｄunを逆並列接続することにより一相分の上下アームを構成し、この上下アームを三相分並列に接続してなる直流−交流変換用のインバータ２とからなっており、直流リンク部には、図５に示したようなフィルタ３を備えていない。

一方、上記主回路の制御装置は、整流器制御手段１００、インバータ制御手段２００Ａ、負荷電流極性判別手段３００、整流器スイッチング検出手段４００、電圧大小検出手段５００から構成されている。
ここで、整流器制御手段１００及び負荷電流極性判別手段３００の作用は、図５と同様である。

また、整流器スイッチング検出手段４００は、整流器ＰＷＭパターンに基づいて、ＰＷＭ整流器１がスイッチングを行っているか否かを検出し、スイッチング検出信号ｄ_ｐｒを出力する。
電圧大小検出手段５００は、最大電圧検出手段５０１、中間電圧検出手段５０２及び最小電圧検出手段５０３からなり、それぞれがＰＷＭ整流器１の各相入力電圧のうち最大電圧ｖ_ｍａｘ、中間電圧ｖ_ｍｉｄ、最小電圧ｖ_ｍｉｎを検出して出力する。

インバータ制御手段２００Ａは、第１の補償量演算手段２０４、二相変調手段２０２、及びインバータＰＷＭパターン作成手段２０３により構成されている。
補償量演算手段２０４は、前記スイッチング検出信号ｄ_prと、上記各電圧ｖ_max，ｖ_mid，ｖ_minと、各相ごとの負荷電流の極性判別信号sign(ｉ_load)と、デッドタイムＴ_d及びスイッチング周波数ｆ_sとを用いて、出力電圧誤差の補償量ｖ_c ^*を演算する。
二相変調手段２０２は、前記数式２により出力電圧指令ｖ^*及びゼロ相分電圧指令ｖ₀ ^*を用いて二相変調後の出力電圧指令ｖ₂ ^*を演算すると共に、この出力電圧指令ｖ₂ ^*と補償量演算手段２０４からの補償量ｖ_c ^*とを用いて前記数式４により出力電圧指令ｖ^**（ｖ_u ^**，ｖ_v ^**，ｖ_w ^**）を生成する。
インバータＰＷＭパターン作成手段２０３は、図５，図７と同様に、出力電圧指令ｖ^**に基づいてインバータ２の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する。

次に、この実施形態における出力電圧誤差の補償量ｖ_c ^*の演算方法を説明する。
出力電圧指令ｖ_u ^*が常時オン期間以外では、出力電圧ｖ_uは前述した図８のように変化する。従って、出力電圧誤差をΔＶとすれば、この誤差ΔＶは数式６となる。

一方、インバータ２の出力電圧指令ｖ_ｕ ^＊が常時オン期間では、ＰＷＭ整流器１がスイッチングを行わない場合に電圧誤差はゼロであるが、入力電流を正弦波状にするためにＰＷＭ整流器１がスイッチングを行う場合には、出力電圧誤差を、上アーム常時オンの期間と下アーム常時オンの期間とに分けて考えることができる。
すなわち、上アームが常時オンの期間では、出力端子に入力電圧の最大電圧及び中間電圧が出力され、下アームが常時オンの期間では、出力端子に入力電圧の中間電圧及び最小電圧が出力される。従って、上アーム及び下アームが常時オンの期間の電圧誤差ΔＶ_ｐ，ΔＶ_ｎは、それぞれ数式７，８となる。

以上の電圧誤差は、何れもスイッチング１周期内に生じるので、補償量は電圧誤差にスイッチング周波数を乗じ、更に負荷電流の極性判別信号sign(ｉ_ｌｏａｄ)を考慮すればよい。また、ＰＷＭ整流器１のスイッチング検出信号ｄ_ｐｒを、スイッチング時はｄ_ｐｒ＝１、スイッチングを行っていない時はｄ_ｐｒ＝０として場合分けすると、補償量ΔＶ_ｍｃは数式９となる。
なお、補償量ΔＶ_ｍｃは各相ごとの負荷電流の極性判別信号sign(ｉ_ｌｏａｄ)（すなわち、１または−１もしくは０）を含んでいるため、二相変調手段２０２に入力される補償量ｖ_c ^＊は、±（ｖ_ｍａｘ−ｖ_ｍｉｎ）ｆ_ｓＴ_ｄ，±（ｖ_ｍａｘ−ｖ_ｍｉｄ）ｆ_ｓＴ_ｄ，±（ｖ_ｍｉｄ−ｖ_ｍｉｎ）ｆ_ｓＴ_ｄもしくは０の値をとる。

従って、図１の補償量演算手段２０４は数式９の演算によりすべての場合（４種類）の補償量ΔＶ_ｍｃを演算し、これらを補償量ｖ_ｃ ^＊として二相変調手段２０２に出力する。
二相変調手段２０２では、その内部で生成される二相変調後の出力電圧指令ｖ_２ ^＊と前記スイッチング検出信号ｄ_ｐｒの値に応じて数式９の４種類の中から所定の補償量ΔＶ_ｍｃ（ｖ_ｃ ^＊）を選択し、この補償量と二相変調後の出力電圧指令ｖ_２ ^＊とを用いて前記数式４により各相出力電圧指令ｖ^＊＊を生成する。

ここで、図２は、上記第１実施形態における補償量の演算処理を示すフローチャートである。
まず、出力電圧指令が常時オン期間であるかどうかを判別する（Ｓ１）。常時オン期間以外では、数式６及び数式９によって補償量が決定される（Ｓ５）。常時オン期間の場合、ＰＷＭ整流器１がスイッチング動作を行っているか否かを判別する（Ｓ２）。ＰＷＭ整流器１がスイッチングを行っていない場合、数式９により補償量はゼロとなる（Ｓ６）。ＰＷＭ整流器１がスイッチングを行っている場合、インバータ２の上アームと下アームとのどちらが常時オン期間であるかを判別し（Ｓ３）、上アームのオン時には数式７及び数式９により補償量を決定し（Ｓ４）、下アームのオン時には数式８及び数式９により補償量を決定する（Ｓ７）。

なお、二相変調時に出力電圧の誤差補償を行う場合、その順番には以下の二通りがある。
（１）出力電圧誤差補償を行った後に二相変調を行う
（２）二相変調を行った後に出力電圧誤差補償を行う
（１）の場合、出力電圧指令が常時オン期間であるか否かは、出力電圧指令の角度によって決定できる。この場合、例えばＵ相の補償量はＵ相電圧指令に加算する。
一方、（２）の場合、出力電圧指令の振幅によりインバータ２の上アームまたは下アームが常時オン期間であるか、それ以外かを判別することができる。この場合、Ｕ相が常時オン期間では、補償量をＶ，Ｗ相の電圧指令から減算する。

図３は、本実施形態により出力電圧の誤差補償を行った場合の出力線間電圧ｖ_ｕｖの高調波解析結果を示している。この図３によれば、出力線間電圧ｖ_ｕｖに含まれる低次高調波は１％未満であることがわかる。すなわち、出力電圧の歪みは十分に低減されている。

次いで、図４は請求項２に相当する本発明の第２実施形態を示す構成図である。
この実施形態は、電力変換器として直流リンク部を備えないマトリクスコンバータ４を対象としている。なお、このマトリクスコンバータ４は、単方向に電流を制御可能な半導体スイッチング素子を例えば逆並列に接続して双方向スイッチＳを構成し、この双方向スイッチＳを、三相交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に９個接続して構成されており、交流−交流直接により任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得るものである。

図４において、２００Ｂはマトリクスコンバータ制御手段であり、最大電圧ｖ_max、中間電圧ｖ_mid、最小電圧ｖ_min、入力電流指令ｉ^*、負荷電流の極性判別信号、転流期間Ｔ_comm及びスイッチング周波数ｆ_sが入力されて出力電圧誤差の補償量ｖ_c ^*を演算する第１の補償量演算手段２０４Ｂと、補償量ｖ_c ^*及び出力電圧指令ｖ^*に基づいて各相出力電圧指令ｖ^**を生成する二相変調手段２０２Ｂと、マトリクスコンバータ４の双方向スイッチＳに対するＰＷＭパルスを作成するＰＷＭパターン作成手段２０３Ｂとを備えている。なお、ＰＷＭパターン作成手段２０３Ｂは、例えば、マトリクスコンバータ４内に想定した仮想ＰＷＭ整流器及び仮想インバータに対する各ＰＷＭパルスを合成して出力するものである。

マトリクスコンバータ４の二相変調においても、図９に示すインバータの上アームまたは下アームの常時オン期間に相当する期間が存在し、この期間によって出力電圧に誤差が生じるため、この出力電圧誤差を補償する必要がある。
上記二相変調時の出力電圧誤差補償は、第１実施形態と同様に行えば良いが、入力電流を正弦波状に制御するためにスイッチングを行うか否かの検出には、第１実施形態におけるスイッチング検出信号ｄ_prの代わりに入力電流指令ｉ^*を用いている。つまり、この実施形態では、入力電流指令ｉ^*がスイッチング検出信号となっている。
また、出力電圧誤差及び補償量の演算は、数式６〜９におけるデッドタイムＴ_dの代わりに転流期間Ｔ_commを用いて行えばよい。

上述した各実施形態によれば、ＰＷＭ整流器１及びインバータ２からなる電力変換器やマトリクスコンバータ４等の電力変換器において、二相変調時におけるインバータ２のデッドタイムやＰＷＭ整流器１のスイッチング、マトリクスコンバータ４の転流期間等に起因する出力電圧誤差を的確に補償することができる。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 第１実施形態における補償量の演算処理を示すフローチャートである。 第１実施形態により出力電圧の誤差補償を行った場合の出力線間電圧の高調 波解析結果を示す図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 従来技術の構成図である。 直流リンク部にフィルタを備えた電力変換器のスイッチング素子に対する指 令値及び出力端電位を示す図である。 他の従来技術の構成図である。 図７における出力電圧誤差の説明図である。 直流リンク部にフィルタを備えない電力変換器の二相変調時のシミュレーシ ョン結果を示す波形図である。 図９における出力線間電圧の高調波解析結果を示す図である。

符号の説明

１：ＰＷＭ整流器
２：インバータ
４：マトリクスコンバータ
１１：半導体スイッチング素子
１００：整流器制御手段
１０１：整流器ＰＷＭパターン作成手段
２００Ａ：インバータ制御手段
２００Ｂ：マトリクスコンバータ制御手段
２０２，２０２Ｂ：二相変調手段
２０３：インバータＰＷＭパターン作成手段
２０３Ｂ：ＰＷＭパターン作成手段
２０４，２０４Ｂ：第１の補償量演算手段
３００：負荷電流極性判別手段
４００：整流器スイッチング検出手段
５００：電圧大小検出手段
５０１：最大電圧検出手段
５０２：中間電圧検出手段
５０３：最小電圧検出手段
Ｓup，Ｓun：半導体スイッチング素子
Ｓ：双方向スイッチ
Ｄup，Ｄun：還流ダイオード

Claims (2)

1. 交流−直流変換を行うＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器に接続されて直流−交流変換を行うインバータと、からなる電力変換器を制御する制御装置において、
   前記制御装置は、
   インバータの出力電圧指令とゼロ相分電圧指令とを加算して得た二相変調後の出力電圧指令に、インバータの二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するための補償量を加算することにより、前記出力電圧指令を補正して出力する二相変調手段と、
   前記補償量を演算する第１の補償量演算手段と、
   前記二相変調手段から出力された出力電圧指令に基づいてインバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するインバータＰＷＭパターン作成手段と、
   入力電流指令に基づいてＰＷＭ整流器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する整流器ＰＷＭパターン作成手段と、
   ＰＷＭ整流器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、
   各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、
   負荷電流の極性判別手段と、を備え、
   第１の補償量演算手段は、
   前記スイッチング検出手段によりＰＷＭ整流器がスイッチングを行っていないことを検出した時は前記補償量をゼロとし、
   前記スイッチング検出手段によりＰＷＭ整流器がスイッチングを行っていることを検出した時は、前記電圧大小検出手段により検出した最大相の電圧，中間相の電圧，最小相の電圧のうち二つの電圧値の差と、インバータのスイッチング周波数と、インバータのデッドタイムと、前記極性判別手段により得た負荷電流の極性判別信号と、を乗じて前記補償量を演算することを特徴とする電力変換器の制御装置。
   
2. 交流−交流直接変換により任意の大きさ及び周波数の交流電圧を得るようにした電力変換器を制御する制御装置において、
   前記制御装置は、
   電力変換器の出力電圧指令とゼロ相分電圧指令とを加算して得た二相変調後の出力電圧指令に、電力変換器の二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するための補償量を加算することにより、前記出力電圧指令を補正して出力する二相変調手段と、
   前記補償量を演算する第１の補償量演算手段と、
   前記二相変調手段から出力された出力電圧指令に基づいて電力変換器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するＰＷＭパターン作成手段と、
   電力変換器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、
   各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、
   負荷電流の極性判別手段と、を備え、
   第１の補償量演算手段は、
   前記スイッチング検出手段がスイッチングを行っていないことを検出した時は前記補償量をゼロとし、
   前記スイッチング検出手段がスイッチングを行っていることを検出した時は、前記電圧大小検出手段により検出した最大相の電圧，中間相の電圧，最小相の電圧のうち二つの電圧値の差と、電力変換器のスイッチング周波数と、電力変換器の転流期間と、前記極性判別手段により得た負荷電流の極性判別信号と、を乗じて前記補償量を演算することを特徴とする電力変換器の制御装置。
   

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