JP4434707B2 - デジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法、並びにヘッドホン装置 - Google Patents

Description

本発明は、伝送系の２点間の伝達特性に基づいたインパルス応答を再現するデジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法と、これら装置及び方法を適用したヘッドホン装置に関する。

オーディオ信号をスピーカに供給して音楽などを再生すると、その音像はリスナの前方に定位する。しかし、同じオーディオ信号であっても、ヘッドホンに供給して再生をすると、音像は頭の中に定位し、極めて不自然な音像の定位となってしまう。

そこで、本件出願人による特開平１１−３３１９９２号公報にも開示しているように、オーディオ信号による音像を頭外に定位させるようにしたヘッドホン装置が考えられている。図１４には、そのようなヘッドホン装置の一例を示す。図１４において、アナログオーディオ信号ＳＡは、入力端子１を通じてＡ／Ｄコンバータ回路２に供給されてデジタルオーディオ信号ＳＤにＡ／Ｄ変換され、この信号ＳＤがデジタル処理回路３Ｌ、３Ｒに供給されて頭外定位のための処理が行われる。

すなわち、例えば図１５に示すように、リスナＭの前方に音源ＳＰが配置されているとき、この音源ＳＰから出力される音は、伝達関数ＨＬ、ＨＲを持つ経路を通じてリスナＭの左耳および右耳に伝達される。

そこで、デジタル処理回路３Ｌ、３Ｒにおいては、信号ＳＤ、ＳＤに対して伝達関数ＨＬ、ＨＲを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれる。なお、このインパルス応答は、あらかじめ測定することにより、あるいは計算することにより、算出される。

そして、この処理結果の信号が、Ｄ／Ａコンバータ回路４Ｌ、４Ｒに供給されてアナログオーディオ信号にＤ／Ａ変換され、このアナログオーディオ信号が、ヘッドホンアンプ５Ｌ、５Ｒを通じてヘッドホン６の左および右の音響ユニット（電気・音響変換素子）６Ｌ、６Ｒに供給される。

したがって、ヘッドホン６の再生音は、伝達関数ＨＬ、ＨＲを持つ経路を通じた音となるので、リスナＭがヘッドホン６を装着してその再生音を聴くとき、図１５に示すように、その音像ＳＰが頭外に定位する状態が再現される。

特開平１１−３３１９９２号公報

ところで、デジタル処理回路３Ｌ、３Ｒは、伝達関数ＨＬ、ＨＲを実現するため、例えば図１６に示すように、ＦＩＲフィルタの構成とされる。すなわち、図１４のＡ／Ｄコンバータ回路２からの信号ＳＤが、入力端子３１を通じて複数の遅延回路３Ｄ〜３Ｄに直列に供給されるとともに、端子３１および遅延回路３Ｄ〜３Ｄから得られる信号が乗算回路３Ｍ〜３Ｍに供給され、その乗算出力が加算回路３Ａ〜３Ａを通じて出力端子３７に取り出される。

この場合、遅延回路３Ｄ〜３Ｄは、デジタルオーディオ信号ＳＤに、その１サンプリング期間（１単位期間）τの遅延を与えるものであり、乗算回路３Ｍ〜３Ｍは、伝達関数ＨＬあるいはＨＲを時間軸に変換したときの個々の時間におけるインパルス応答を係数として有するものである。

このため、図１６に示すデジタル処理回路３Ｌ、３Ｒにおいては、タップ数（次数）を多くする必要があり、数多くの、例えば、1024組の遅延回路３Ｄおよび乗算回路３Ｍを必要としてしまう。

したがって、デジタル処理回路３Ｌ、３Ｒを例えばＤＳＰにより構成する場合であれば、遅延回路３Ｄ〜３Ｄとして大容量のメモリが必要となるので、ＩＣの規模が大きくなり、コストが大幅に上昇してしまう。また、多数の乗算回路３Ｍ〜３Ｍを実現するために処理ステップも多くなり、結果として高速の処理が必要となるので、この点からもコストが上昇してしまう。

本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、フィルタのタップ数、すなわち、遅延回路及び乗算回路の数を大幅に削減することのできるデジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法の提供を目的とする。

また、フィルタのタップ数、すなわち、遅延回路及び乗算回路の数を大幅に削減することのできるデジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法を適用することにより、コストを下げることができるヘッドホン装置の提供を目的とする。

本発明に係るデジタル信号処理装置は、上記課題を解決するために、音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置において、上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、上記第１のデイタルフィルタの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する。
また、本発明に係るデジタル信号処理装置は、上記課題を解決するために、音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置において、入力信号に基づいて上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、上記入力信号に基づいて上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する。

本発明に係るデジタル信号処理方法は、上記課題を解決するために、音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理方法において、上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を第１のサンプリングレートで再現する直接音部再現ステップと、上記直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングステップと、上記ダウンサンプリングステップの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を上記第２のサンプリングレートで再現する非直接音部再現ステップと、上記非直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングステップとを備え、上記ダウンサンプリングステップ及び／又は上記アップサンプリングステップにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記直接音部再現ステップの出力と上記アップサンプリングステップの出力とを合成して出力する。
また、本発明に係るデジタル信号処理方法は、上記課題を解決するために、音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理方法において、入力信号に基づいて上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を第１のサンプリングレートで再現する直接音部再現ステップと、上記入力信号に基づいて上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングステップと、上記ダウンサンプリングステップの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を上記第２のサンプリングレートで再現する非直接音部再現ステップと、上記非直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングステップとを備え、上記ダウンサンプリングステップ及び／又は上記アップサンプリングステップにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記直接音部再現ステップの出力と上記アップサンプリングステップの出力とを合成して出力する。

本発明に係るヘッドホン装置は、上記課題を解決するために、音源からリスナの左耳及び右耳までの各経路の伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置を備えるヘッドホン装置において、上記デジタル信号処理装置は、上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、上記第１のデイタルフィルタの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する。

本発明のデジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法によれば、インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分と、非直接音部を表す第２のレスポンス部分とをサンプリングレートを異ならせたデジタルフィルタによって再現し、かつ第２のレスポンス部分における反射音部の開始を、遅延時間を持たせたサンプリング変換用フィルタが発生する遅延時間を用いて遅らせるので、デジタルフィルタのタップ数を減らすことができる。したがって、デジタルフィルタの回路規模を小さくすることができ、コストを下げることができるとともに、消費電力を低減することができる。また、そのデジタルフィルタを使用したヘッドホン装置やスピーカ装置のコストも下げることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態として、本発明のデジタル信号処理装置を適用したヘッドホン装置を挙げる。このヘッドホン装置は頭外定位を得られるように構成され、かつヘッドホン装置に適用されるデジタル信号処理回路は、フィルタのタップ数、すなわち、遅延回路及び乗算回路の数を大幅に削減するものである。

図１にはヘッドホン装置のブロック構成を示す。アナログオーディオ信号ＳＡが、入力端子１を通じてＡ／Ｄコンバータ回路２に供給されてデジタルオーディオ信号ＳＤにＡ／Ｄ変換され、この信号ＳＤがデジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒに供給される。デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおいては、信号ＳＤ、ＳＤに対して伝達関数ＨＬ、ＨＲに相当するインパルス応答が畳み込まれる。伝達関数ＨＬは、音像定位させたい音源位置からリスナの左耳までの経路の伝達特性を表す。また、伝達関数ＨＲは、その音源位置からリスナの右耳までの経路の伝達特性を表す。なお、上記インパルス応答は、あらかじめ測定することにより、あるいは計算することにより算出される。インパルス応答は、伝達関数を時間軸に変換することにより求められる。

ここで、十分に時間幅が小さいインパルスに対する応答特性であるインパルス応答について概略的に説明しておく。例えば試聴室内に於いて音源からリスナの両耳に至るインパルス応答は、インパルス応答の時間帯によって分類できる。図２に示すように、（１）音源から直接リスナの耳に到達する部分図２−（ａ）（直接音部）、（２）反射音が到達するまでのインパルス応答レベルが無音に近い部分（無音部）図２−（ｂ）、（３）最後に音源から部屋の壁、天井等に反射してリスナの耳に到達する部分（反射音部）図２−（ｃ）となる。インパルス応答特性についての説明の詳細は後述するが、図２のインパルス応答は、以下のようにも説明される。インパルス応答は直接音部を表す第１のレスポンス部分（ａ）と、非直接音を表す第２のレスポンス部分（ｂ）＋（ｃ）からなり、さらに第２のレスポンス部分は無音部（ｂ）と反射音部（ｃ）からなる。そして、第２のレスポンス部分における反射音部（ｃ）は、無音部（ｂ）だけ遅れて開始される。

ヘッドホン装置では、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおいて、上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分と、非直接音部を表す第２のレスポンス部分とをサンプリングレートを異ならせたデジタルフィルタによって再現し、かつ上記第２のレスポンス部分における反射音部の開始を、遅延時間を持たせたフィルタにより遅らせている。

デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおいて信号ＳＤ、ＳＤに対して伝達関数ＨＬ、ＨＲに相当する上記図２に示したようなインパルス応答が畳み込まれた処理結果の信号ＳＤｏＬ、ＳＤｏＲが、Ｄ／Ａコンバータ回路４Ｌ、４Ｒに供給されてアナログオーディオ信号ＳＡｏＬ、ＳＡｏＲにＤ／Ａ変換され、この信号ＳＡｏＬ、ＳＡｏＲが、ヘッドホンアンプ５Ｌ、５Ｒを通じてヘッドホン６の左および右の音響ユニット６Ｌ、６Ｒに供給される。

したがって、ヘッドホン６の再生音は、伝達関数ＨＬ 、ＨＲを持つ経路を通じた音となるので、リスナＭがヘッドホン６を装着してその再生音を聴くとき、その音像は頭外に定位する。

このヘッドホン装置に適用された、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒは、例えば図３に示すように構成される。概略的には、上記インパルス応答の第１のレスポンス部分は第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタ３２で再現され、第２のレスポンス部分は第１のサンプリングレートの１／ｎ（ｎは２以上）の第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタ３４で近似的に再現される。また、これら第１のデジタルフィルタ３２と第２のデジタルフィルタ３４とを直列に接続し、その間に第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプルフィルタ３３を備え、かつ第２のデジタルフィルタ３４の後段に第２のサンプリングレートを第１のサンプリングレートに戻すアップサンプリングフィルタ３５を備え、これらダウンサンプリングフィルタ３３とアップサンプリングフィルタ３５による遅延時間を用いて第２のレスポンス部分における反射音部の開始を遅らせる。

すなわち、Ａ／Ｄコンバータ回路２からのデジタルオーディオ信号ＳＤが、入力端子３１を通じてデジタルフィルタ３２に供給される。このデジタルフィルタ３２は、再現するインパルス応答のうち、応答時間の早い部分（図２−（ａ）の直接音部）を再現し、その応答結果を出力するとともに、遅延結果を出力するものである。

このため、端子３１からの信号ＳＤが、所定数の遅延回路３２１〜３２１に直列に供給されて信号Ｓ３２１が取り出される。また、端子３１の信号ＳＤおよび遅延回路３２１〜３２１の出力が乗算回路３２２〜３２２に供給され、その乗算出力が加算回路３２３〜３２３を通じて信号Ｓ３２３として取り出される。

この場合、遅延回路３２１〜３２１は、デジタルオーディオ信号ＳＤに、その１サンプリング期間（１単位期間）τの遅延を与えるものである。また、乗算回路３２２〜３２２は、直接音部の、伝達関数ＨＬあるいはＨＲに相当するインパルス応答を係数として有するものである。なお、一例として、信号ＳＤのサンプリング周波数が４８ｋＨｚの場合、フィルタ３２のタップ数は４０〜２００個である。

したがって、信号Ｓ３２１は、もとのアナログオーディオ信号ＳＡを、再現するインパルス応答の直接音部に相当する時間だけ遅延させた信号であるので、その高域成分および低域成分を有する。また、信号Ｓ３２３は、インパルス応答のうち応答時間の早い部分に対応し、もとのアナログオーディオ信号ＳＡの高域成分を多く含む。

遅延回路３２１からの信号Ｓ３２１が、ダウンサンプリング用のデシメーションフィルタ３３に供給されて１／ｎ（ｎは２以上の整数）のサンプリングレート、例えば１／２のサンプリングレートのデジタル信号Ｓ３３に変換される。すなわち、信号Ｓ３２１のうち、信号ＳＡの低域成分に対応する部分が信号Ｓ３３として取り出される。

この信号Ｓ３３がデジタルフィルタ３４に供給される。このデジタルフィルタ３４は、再現するインパルス応答のうち、応答時間の遅い部分（図２−（ｃ）の反射音部）を再現し、その応答結果を出力するものである。

このため、フィルタ３３からの信号Ｓ３３が、所定数の遅延回路３４１〜３４１に直列に供給されるとともに、信号Ｓ３３および遅延回路３４１〜３４１の出力が乗算回路３４２〜３４２に供給され、その乗算出力が加算回路３４３〜３４３を通じて信号Ｓ３４として取り出される。

この場合、遅延回路３４１〜３４１は、デジタルオーディオ信号Ｓ３３に、その１サンプリング期間の遅延、今の場合、ｎ＝２なので、期間２τの遅延を与えるものである。また、乗算回路３４２〜３４２は、信号ＳＡの低域について、伝達関数ＨＬあるいは伝達関数ＨＲを時間軸に変換したときの個々の時間におけるインパルス応答を係数として有するものである。なお、一例として、信号ＳＤのサンプリング周波数が48ｋHz の場合、フィルタ３４のタップ数は400〜数1000 個である。

したがって、信号Ｓ３４は、ＦＩＲフィルタの応答時間の遅い部分に対応し、もとのアナログオーディオ信号ＳＡの低域成分が多く含まれる。

そして、この信号Ｓ３４が、インターポーレーションフィルタ３５に供給されてもとのデジタルオーディオ信号ＳＤと等しいサンプリングレートの信号Ｓ３５に変換され、この信号Ｓ３５が加算回路３６に供給される。また、フィルタ３２からの信号Ｓ３２３が加算回路３６に供給される。そして、加算回路３６の出力信号Ｓ３６が出力端子３７に取り出される。

ここで、遅延回路３２１からの信号Ｓ３２１を、ダウンサンプリング用のデシメーションフィルタ３３にて１／ｎ（ｎは２以上の整数）のサンプリングレート、例えば１／２のサンプリングレートのデジタル信号Ｓ３３に変換してからデジタルフィルタ３４に供給している理由を説明する。

デジタルフィルタをＦＩＲフィルタで構成した場合、通過信号の周波数特性を再現するために必要となるタップ数は、その周波数帯域によって異なる。すなわち、再現する周波数帯域が高域になるほど、必要となるタップ数は少なくなり、逆に低域になるほど、必要となるタップ数は多くなる。

このことは、高域成分はＦＩＲフィルタの応答時間の早い部分に多く含まれ、ＦＩＲフィルタの応答時間の遅い部分においては、低域成分のみを再現するだけで高い忠実度のインパルス応答を実現できることを示している。

デシメーションフィルタ３３では、例えば１／２のサンプリングレートのデジタル信号Ｓ３３に変換してから、デジタルフィルタ３４に供給している。デジタルフィルタ３４は、再現するインパルス応答のうち、応答時間の遅い部分（図２−（ｃ）の反射音部）を再現し、その応答結果を出力する。このようにして、デジタルフィルタの応答時間の早い部分については、本来のサンプリングレートで処理を行うが、応答時間の遅い部分については、本来のサンプリングレートの１／ｎのサンプリングレートで同じ応答時間の処理を行うようにしているでの、その処理のためのデジタルフィルタのタップ数を減らすことができる。

また、以上の構成で、サンプリングレート変換フィルタすなわち、デシメーションフィルタ３３及びインターポーレーションフィルタ３５は直接音部（図２−（ａ））と反射音部（図２−（ｃ））に挟まれる無音部（図２−（ｂ））を構成する役目も合わせて持つ。言い換えると、サンプリングレート変換フィルタのデシメーションフィルタ３３及びインターポーレーションフィルタ３５が発生する遅延時間を用いて、第２のレスポンス部分における反射音部の開始を遅らせている。さらに言い換えれば、第２のレスポンス部分における無音部（ｂ）を上記デシメーションフィルタ３３及びインターポーレーションフィルタ３５が発生する遅延時間を用いて形成している。

図２を参照してインパルス応答の直接音部、無音部及び反射音部について詳細に説明しておく。例えば試聴室内に於いて音源からリスナの両耳に至る図２のインパルス応答を見ると、時間帯によって、（１）音源から直接リスナの耳に到達する部分図２−（ａ）（直接音部）、（２）反射音が到達するまでのインパルス応答レベルが無音に近い部分（無音部）図２−（ｂ）、（３）最後に音源から部屋の壁、天井等に反射してリスナの耳に到達する部分（反射音部）図２−（ｃ）となることは既に概略的に説明した。

これらの応答時間の時間分類を周波数特性の観点から見ると、（１）の直接音部は周波数特性を劣化させる要因が少ないため、元の音源に近い広い周波数帯域を有する。これに対し、（３）の反射音部は試聴室の部屋の壁や天井で反射した音が測定されるため、そこで特に高域周波数特性の劣化が発生する。このことは、インパルス応答の応答時間の早い部分は全周波数帯域を再現することが必要であり、インパルス応答の応答時間の遅い部分においては、上述したように、低域成分のみを再現するだけでトータルとして高い忠実度のインパルス応答を実現できることを示している。

更に、試聴室内に於いて音源からリスナの両耳に至るインパルス応答を見ると、インパルス応答レベルが無音に近い部分（無音部）図２−（ｂ）に関しては、個々のインパルスレベルは非常に小さいためその遅延時間のみが再現すれば良いことが判る。

デシメーションフィルタ３３は図４に示すようなＦＩＲフィルタで構成される。デジタルフィルタ３２の遅延回路３２１からの信号Ｓ３２１が、入力端子３３０を通じて複数の遅延回路３３１〜３３１に直列に供給されるとともに、端子３３０および遅延回路３３１ 〜３３１から得られる信号が乗算回路３３２〜３３２に供給され、その乗算出力が加算回路３３３〜３３３を通じてスイッチ３３４の被選択端子ａに取り出される。スイッチ３３４は、被選択端子ａの他に接地されている被選択端子ｂを備えてなり、切り換え切片ｃにより接続が切り換えられる。スイッチ３３４の切り換え切片ｃは、サンプリング周波数ｆs毎に切り換えられる。このため、スイッチ３３４は、１／２のサンプリングレートのデジタル信号Ｓ３３をデジタルフィルタ３４に供給する。なお、このデシメーションフィルタ３３は、カットオフ周波数ｆcを１０ｋＨｚとするＬＰＦであり、上記乗算回路３３２〜３３２の乗算係数が設定されている。さらに、このデシメーションフィルタ３３は、直接に接続した複数の遅延回路３３１〜３３１による遅延特性を周波数帯域によらず一定とする。また、上記乗算回路３３２〜３３２の乗算係数は、例えばタップ数が奇数の場合には、（タップ数＋１）／２番目の乗算回路を中心にして左右対称となる。もちろん、タップ数が偶数の場合でも、左右の対称となる。つまり群遅延特性を一定としている。群遅延特性については後述する。

インターポーレーションフィルタ３５も図５に示すようなＦＩＲフィルタで構成される。デジタルフィルタ３４からの信号Ｓ３４が、スイッチ３５０の被選択端子ａを通じて複数の遅延回路３５１〜３５１に直列に供給されるとともに、スイッチ３５０および遅延回路３５１ 〜３５１から得られる信号が乗算回路３５２〜３５２に供給され、その乗算出力が加算回路３５３〜３５３を通じて出力端子３６に取り出される。スイッチ３５０は、被選択端子ａの他に、接地されている被選択端子ｂを備えてなり、切り換え切片ｃにより接続が切り換えられる。スイッチ３５０の切り換え切片ｃは、サンプリング周波数ｆs毎に切り換えられる。このため、スイッチ３５０は、切り換え出力を、もとのデジタルオーディオ信号ＳＤと等しいサンプリングレートの信号Ｓ３５に変換し、この信号Ｓ３５を加算回路３６に供給する。なお、このインターポーレーションフィルタ３５も、カットオフ周波数ｆcを１０ｋＨｚとするＬＰＦである。さらに、このインターポーレーションフィルタ３５は、直接に接続した複数の遅延回路３５１〜３５１による遅延特性を上記デシメーションフィルタ３３と同様に、周波数帯域によらず一定とする。また、上記乗算回路３５１〜３５１の乗算係数は、例えばタップ数が奇数の場合には、（タップ数＋１）／２番目の乗算回路を中心にして左右対称となる。もちろん、タップ数が偶数の場合でも、左右の対称となる。つまり群遅延特性を一定としている。

図６には、デシメーションフィルタ３３、インターポーレーションフィルタ３５として使用するＦＩＲフィルタのインパルス応答例を示す。このインパルス応答は、例えば周波数特性として１０ｋＨｚカットオフのＬＰＦ特性を有し、かつ群遅延特性一定になるように係数を決定される。

群遅延特性が一定であるということは、遅延特性を周波数帯域によらず一定とし、また、例えばタップ数が奇数の場合には、１／２のタップ数における遅延時間を対象に左右の乗算係数が対称となることをいう。もちろん、タップ数が偶数の場合でも、左右の乗算係数は対称となる。

例えば、図６に示すように、タップ数2ｔのＦＩＲフィルタでは、ｔタップに相当する群遅延時間を持つことになる。このＦＩＲフィルタを100タップの群遅延特性一定のカットオフ周波数10kHzのLPFで構成した場合、デシメーションフィルタ３３とインターポーレーションフィルタ３５で50タップ分すなわち約1msecの遅延時間を持たせることができる。つまり、両方合わせて2msecの遅延時間を持つ事になる。従って、ＦＩＲフィルタにおける群遅延特性による遅延時間をインパルス応答無音部の長さに合わせることにより、デシメーションフィルタおよびインターポーレーションフィルタによりダウンサンプリング処理を行うのと同時に無音部のインパルス応答再現機能を合わせて持たせることが可能となる。

以上の説明では、デシメーションフィルタ及びインターポーレーションフィルタを構成するＦＩＲフィルタの群遅延特性をインパルス応答無音部に合わせる方法を説明したが、ＦＩＲフィルタによる群遅延特性が上記インパルス応答の無音部より短く構成し、不足分は、ダウンサンプルされた反射音部のインパルス応答に含ませることにより、自由度のある設定が可能となる。

このような構成によれば、アナログオーディオ信号ＳＡのうちの直接音部に対しては、図３のデジタルフィルタ３２により伝達関数ＨＬあるいは伝達関数ＨＲの直接音部に相当するインパルス応答が畳み込まれる。また、アナログオーディオ信号ＳＡの反射音部に対しては、図３のデジタルフィルタ３２、デジタルフィルタ３４により伝達関数ＨＬあるいは伝達関数ＨＲの反射音部に相当するインパルス応答が畳み込まれ、無音部に関しては、ダウンサンプリングフィルタ３３およびインターポーレーションフィルタ３５により実現される。

そのような直接音部の信号Ｓ３２３および無音部、反射音部の信号Ｓ３４が加算回路３４に供給されて加算されるのであるから、その加算出力である信号Ｓ３６は、アナログオーディオ信号ＳＡに対して伝達関数ＨＬ、伝達関数ＨＲを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれた信号となる。

この信号Ｓ３６がデジタル処理回路３０Ｌあるいは３０Ｒの出力として取り出され、図１において説明したように、Ｄ／Ａコンバータ回路４Ｌあるいは４Ｒに供給される。したがって、ヘッドホン６により、オーディオ信号ＳＡの再生を行う場合、その音像を頭外に定位させることができる。

こうして、上述のデジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒによれば、ヘッドホン再生時の頭外定位の処理を行うことができる。その場合、アナログオーディオ信号ＳＡの直接音部については、デジタルフィルタ３２、デジタルフィルタ３４により頭外定位のための畳み込み処理を行うとともに、デジタルフィルタ３４により、サンプリングレートを本来の例えば１／２としている。このため、デジタルフィルタ３４のタップ数を減らすことができる。さらに、同時に、ダウンサンプリングフィルタ３３およびインターポーレーションフィルタ３５において無音部のインパルス応答を再現できるので更にデジタルフィルタ３４のタップ数を低減することが可能となる。

すなわち、図１６において説明したように、デジタル処理回路３Ｌ、３Ｒを構成するデジタルフィルタのタップ数が例えば1024個として、図３におけるデジタルフィルタ３２のタップ数を例えば128個とすると、デジタルフィルタ３４のタップ数は896個（＝1024−128 ）となるはずである。

しかし、デジタルフィルタ３４においては、サンプリング周波数が1/2 とされているので、同じ応答時間の処理を行うのであれば、そのタップ数を1/2とすることができ、448 個に減らすことができる。したがって、デジタルフィルタ３２、デジタルフィルタ３４を合わせたタップ数は576個（＝128 ＋448 ）となり、タップ数を減らすことができる。

更に、上記インパルス応答の100タップ目から200タップ目までが無音データであるとすれば、デジタルフィルタ３２のタップ数を100、インターポーレーションフィルタ３３、デシメーションフィルタ３５のタップ数をそれぞれ100タップ、ただしそれぞれ群遅延一定で約１msの遅延を持つものとする。そして、デジタルフィルタ３４のタップ数は824個（＝1024−100-100）、更にデジタルフィルタ３４においては、サンプリング周波数が１／２とされているので、同じ応答時間の処理を行うのであれば、そのタップ数を１／２とすることができ、412 個に減らすことができる。したがって、フィルタ３２、３４を合わせたタップ数は512個（＝100＋412）となり、タップ数を減らすことができる。

このようにデジタルフィルタ３４のタップ数を減らすことができるので、結果として、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒの規模を小さくすることができる。例えばＤＳＰにより構成する場合であれば、遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１を構成するメモリの容量を小さくすることができ、ＩＣの規模を小さくすることができる。したがって、コストを下げることができるとともに、消費電力を低減することができる。

また、そのようなデジタルフィルタを使用してヘッドホン再生時における音像の頭外定位を実現しているので、そのヘッドホン装置のコストを下げることができる。

図７には２チャンネルステレオのオーディオ信号を再生するヘッドホン装置のブロック構成を示す。このヘッドホン装置も、その音像を頭外に定位するようにしている。また、本発明のデジタル信号処理装置を適用しているのでフィルタのタップ数、すなわち、遅延回路及び乗算回路の数を大幅に削減するものである。

図７において、左および右チャンネルアナログオーディオ信号ＳＡＬ、ＳＡＲが、入力端子１Ｌ、１Ｒを通じてＡ／Ｄコンバータ回路２Ｌ、２Ｒに供給されてデジタルオーディオ信号ＳＤＬ、ＳＤＲにＡ／Ｄ変換され、信号ＳＤＬがデジタル処理回路３０ＬＬ、３０ＬＲに供給され、信号ＳＤＲがデジタル処理回路３０ＲＬ、３０ＲＲに供給される。

この場合、デジタル処理回路３０ＬＬ〜３０ＲＲは、図３のデジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒと同様に構成されるものである。これは、オーディオ信号ＳＤＬ、ＳＤＲをヘッドホン６により再生してもスピーカにより再生した場合に近い音場が得られるようなオーディオ信号ＳＬ、ＳＲに頭外定位の処理を行うものである。

すなわち、例えば図８に示すように、リスナＭの左前方および右前方に音源ＳＰＬ、ＳＰＲを配置した場合に、
ＨＬＬ：音源ＳＰＬからリスナＭの左耳に至る伝達関数
ＨＬＲ：音源ＳＰＬからリスナＭの右耳に至る伝達関数
ＨＲＬ：音源ＳＰＲからリスナＭの左耳に至る伝達関数
ＨＲＲ：音源ＳＰＲからリスナＭの右耳に至る伝達関数
とすれば、音源ＳＰＬ から出力される音は、伝達関数ＨＬＬ、伝達関数ＨＬＲを持つ経路を通じてリスナＭの左耳および右耳に伝達される。また、音源ＳＰＲ から出力される音は、伝達関数ＨＲＬ、伝達関数ＨＲＲを持つ経路を通じてリスナＭの左耳および右耳に伝達される。

そこで、デジタル処理回路３０ＬＬにおいては、信号ＳＤＬに対して伝達関数ＨＬＬを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれ、デジタル処理回路３０ＬＲにおいては、信号ＳＤＬに対して伝達関数ＨＬＲを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれる。また、デジタル処理回路３０ＲＬにおいては、信号ＳＤＲに対して伝達関数ＨＲＬを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれ、デジタル処理回路３０ＲＲにおいては、信号ＳＤＲに対して伝達関数ＨＲＲを時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれる。そして、デジタル処理回路３０ＬＬ、３０ＲＬの出力信号が加算回路７Ｌに供給されて加算されるとともに、デジタル処理回路３０ＬＲ、３０ＲＲの出力信号が加算回路７Ｒに供給されて加算され、これら加算回路７Ｌ、７Ｒの出力信号が、Ｄ／Ａコンバータ回路４Ｌ、４Ｒに供給されてアナログオーディオ信号ＳＬ、ＳＲにＤ／Ａ変換され、この信号ＳＬ、ＳＲが、ヘッドホンアンプ５Ｌ、５Ｒを通じてヘッドホン６の左および右の音響ユニット６Ｌ、６Ｒに供給される。

したがって、オーディオ信号ＳＡＬ、ＳＡＲが、リスナＭの左前方および右前方に配置されたスピーカに供給されたときとほぼ同等の音場が、ヘッドホン６により再現されるとともに、音像はリスナＭの頭外に定位する。

そして、この場合も、デジタル処理回路３０ＬＬ〜３０ＲＲを、例えば図３に示すように構成することができるので、そのとき、回路規模を小さくすることができ、コストを下げることができるとともに、消費電力を低減することができる。

ここで、デジタル信号処理回路３０ＬＬとデジタル信号処理回路３０ＬＲおよびデジタル信号処理回路３０ＲＬとデジタル信号処理回路３０ＲＲはまとめてそれぞれ図９のような構成で実現することも可能である。

例えば図１および図３において、デジタル処理回路３０Ｌの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３の処理する信号は、デジタル処理回路３０Ｒの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３の処理する信号と同一である。したがって、例えば図９に示すように、デジタル処理回路３０Ｌの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０Ｒの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。

また、同様の理由により、デジタル処理回路３０ＬＬの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０ＬＲの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。さらに、デジタル処理回路３０ＲＬの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０ＲＲの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。さらに、オーディオ信号が４チャンネルステレオあるいはそれ以上の多チャンネルステレオの信号の場合にも、この発明を同様に適用することができる。

また、そのようなデジタルフィルタを使用してヘッドホン再生時における音像の頭外定位を実現しているので、そのヘッドホン装置のコストを下げることができる。

図１０は、２個のスピーカにより任意の位置に音像を定位させるようにした場合である。すなわち、アナログオーディオ信号ＳＡが、入力端子１を通じてＡ／Ｄコンバータ回路２に供給されてデジタルオーディオ信号ＳＤにＡ／Ｄ変換され、この信号ＳＤが、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒに供給される。そして、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおいては、信号ＳＤ、ＳＤに対して後述する伝達関数を時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれる。

この処理結果の信号が、Ｄ／Ａコンバータ回路４Ｌ、４Ｒに供給されてアナログオーディオ信号にＤ／Ａ変換され、このアナログオーディオ信号が、スピーカアンプ８Ｌ、８Ｒを通じてリスナの左前方および右前方に配置された左および右チャンネルのスピーカ９Ｌ、９Ｒに供給される。

デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおける処理は、次のような内容とされる。すなわち、今、図１１に示すように、リスナＭの左前方および右前方に音源ＳＰＬ、ＳＰＲを配置し、これら音源ＳＰＬ、ＳＰＲにより、任意の位置に音源ＳＰＸを等価的に再現する場合を考える。そして、
ＨＬＬ：音源ＳＰＬからリスナＭの左耳に至る伝達関数
ＨＬＲ：音源ＳＰＬからリスナＭの右耳に至る伝達関数
ＨＲＬ：音源ＳＰＲからリスナＭの左耳に至る伝達関数
ＨＲＲ：音源ＳＰＲからリスナＭの右耳に至る伝達関数
ＨＸＬ：音源ＳＰＸからリスナＭの左耳に至る伝達関数
ＨＸＲ：音源ＳＰＸからリスナＭの右耳に至る伝達関数
とすると、音源ＳＰＬ、ＳＰＲは、
ＳＰＬ＝（ＨＸＬ×ＨＲＲ−ＨＸＲ×ＨＲＬ）／（ＨＬＬ×ＨＲＲ−ＨＬＲ×ＨＲＬ）×ＳＰＸ ・・・（１）
ＳＰＲ＝（ＨＸＲ×ＨＬＬ−ＨＸＬ×ＨＬＲ）／（ＨＬＬ×ＨＲＲ−ＨＬＲ×ＨＲＬ）×ＳＰＸ ・・・（２）
のように表すことができる。

したがって、音源ＳＰＸに対応する入力オーディオ信号ＳＸＡを、（１）式の伝達関数部分を実現するフィルタを通じて音源ＳＰＬの位置に配置したスピーカに供給するとともに、信号ＳＸＡを（２）式の伝達関数部分を実現するフィルタを通じて音源ＳＰＲの位置に配置したスピーカに供給すれば、音源ＳＰＸの位置にオーディオ信号ＳＸによる音像を定位させることができる。

そこで、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒにおいては、これに供給されたデジタルオーディオ信号ＳＤ、ＳＤに対して、（１）、（２）式の伝達関数部分と同様の伝達関数を時間軸に変換したインパルス応答が畳み込まれる。また、このとき、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒは、例えば図３に示すように構成される。したがって、アナログオーディオ信号ＳＡによる音像を、音源ＳＰＸの位置に定位させることができる。

この場合も、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒを、例えば図３に示すように構成することができるので、そのとき、回路規模を小さくすることができ、コストを下げることができるとともに、消費電力を低減することができる。

なお、この場合も、例えば図９に示したように、デジタル処理回路３０Ｌの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０Ｒの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。

また、同様の理由により、デジタル処理回路３０ＬＬの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０ＬＲの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。さらに、デジタル処理回路３０ＲＬの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３と、デジタル処理回路３０ＲＲの遅延回路３２１〜３２１、３４１〜３４１およびデシメーションフィルタ３３とを共通にすることもできる。

さらに、オーディオ信号が４チャンネルステレオあるいはそれ以上の多チャンネルステレオの信号の場合にも、この発明を同様に適用することができる。

図１２は本発明の他の実施の形態を示している。図１における、デジタル処理回路３０Ｌ、３０Ｒを、例えば図１２に示すように構成してもよい。すなわち、第２のデジタルフィルタ３４の前段に第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプルフィルタ３３を設け、かつ後段に第２のサンプリングレートを第１のサンプリングレートに戻すアップサンプリングフィルタ３５を設けて、第１のデジタルフィルタ３２と並列接続してなり、ダウンサンプルフィルタ３３とアップサンプルフィルタ３５による遅延時間を用いて第２のレスポンス部分における反射音部の開始を遅らせる。

Ａ／Ｄコンバータ回路２からのデジタルオーディオ信号ＳD は、入力端子３１を通じて入力された後２系統に分けられ一方がデジタルフィルタ３２に供給される。このデジタルフィルタ３２は、再現するインパルス応答のうち、応答時間の早い部分（直接音部）を再現し、その応答結果を出力するものである。

また、上記もう１系統はデシメーションフィルタ３３に入力されてサンプリングレートを低減された後、応答時間の遅い部分（反射音部）に相当するインパルス応答が畳み込まれ、インターポーレーションフィルタ３５で元のサンプリング周波数に戻された後、加算器３６にて直接音部と加算して出力される。しかしながら、このまま加算器３６で加算すると、デジタルフィルタ３２によるインパルス応答と、デジタルフィルタ３４によるインパルス応答が重なり、所望のインパルス応答を再現することができない。

そこで、上記デシメーションフィルタ及びインターポーレーションフィルタ部を所望の遅延時間を有する群遅延特性一定のＦＩＲフィルタにて構成し、その遅延時間が再現するインパルス応答の反射音部出現までの遅延時間とほぼ等しくなるように設定して構成する。具体的には、上記図２に示した直接音部（ａ）と無音部（ｂ）との和の遅延時間を持たせるようにする。

インパルス応答無音部は係数を畳み込む必要は無く、遅延時間だけが必要になるので、デシメーションフィルタ３３、及びインターポーレーションフィルタ３５においてはこの無音部の一部または全てを含んだ形の遅延時間を有する構成をとることができる。また、上記図７に示した２チャンネルステレオのオーディオ信号を再生するヘッドホン装置に適用して、図８に示したような、音源ＳＰＬ、ＳＰＲの配置に対応するときには、デジタル信号処理回路３０Ｌとデジタル信号処理回路３０Ｒをまとめて図１３のように構成することも可能である。

なお、上記各実施の形態では、デシメーションフィルタ３３とインターポレーションフィルタ３５の遅延時間で無音部を形成し、デジタルフィルタ３４の遅延時間とは区別して用いた。しかし、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、デシメーションフィルタ３４とインターポーレーションフィルタ３５の一部分をデシメーションフィルタ３４に入れてもよい。

また、インパルス応答の反射部を作るデジタルフィルタ３４の一部分をデシメーションフィルタ３４及び／又はインターポーレーションフィルタ３５の一部分に入れてもよい。

また、上記各実施の形態では、デシメーションフィルタ３３とインターポレーションフィルタ３５をＦＩＲフィルタにて実現したが、群遅延時間がほぼ一定となれば他のフィルタ例えばＩＩＲフィルタや、ラダー型フィルタで構成してもよい。

ヘッドホン装置のブロック構成図である。 インパルス応答を示す特性図である。 ヘッドホン装置に適用されたデジタル信号処理回路の具体例の回路図である。 デシメーションフィルタの具体例の回路図である。 インターポーレーションフィルタの具体例の回路図である。 群遅延時間が一定であるＦＩＲフィルタのインパルス応答を示す特性図である。 ２チャンネルステレオのオーディオ信号を再生するヘッドホン装置のブロック構成図である。 リスナＭの左前方および右前方に音源ＳＰL 、ＳＰR を配置した状態を示す図である。 ２チャンネルステレオのオーディオ信号を再生するヘッドホン装置に適用されたデジタル信号処理装置をまとめた構成を示す図である。 ２個のスピーカにより任意の位置に音像を定位させるようにしたデジタル信号処理装置のブロック図である。 リスナＭの左前方および右前方に音源ＳＰＬ、ＳＰＲを配置し、これら音源ＳＰＬ、ＳＰＲにより、任意の位置に音源ＳＰＸを等価的に再現する状態を示す図である。 本発明の他の実施の形態に適用されるデジタル信号処理回路の回路図である。 上記図１２のデジタル信号処理回路を２チャンネルステレオのオーディオ信号を再生するヘッドホン装置に適用した構成を示す図である。 従来のヘッドホン装置のブロック構成図である。 リスナＭの左前方に音源ＳＰＬを配置した状態を示す図である。 従来のデジタルフィルタの回路図である。

符号の説明

６ ヘッドホン、６Ｌ及び６Ｒ 音響ユニット、３０Ｌ及び３０Ｒ デジタル信号処理回路、３２ デジタルフィルタ、３３ デシメーションフィルタ、３４ デジタルフィルタ、３５ インターポーレーションフィルタ、３２１、３３１及び３４１ 遅延回路、３２２、３３２及び３４２ 乗算回路

Claims (17)

1. 音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置において、
   上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、
   上記第１のデイタルフィルタの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、
   上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、
   上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、
   上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する
   ことを特徴とするデジタル信号処理装置。
2. 上記第２のサンプリングレートは、上記第１のサンプリングレートの１／ｎ（ｎは２以上）であることを特徴とする請求項１記載のデジタル信号処理装置。
3. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、群遅延時間が一定であることを特徴とする請求項１記載のデジタル信号処理装置。
4. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、ＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１記載のデジタル信号処理装置。
5. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて、第２のレスポンス部分の開始を遅らせることで、上記インパルス応答の上記直接音部と上記非直接音部との間の無音部を再現することを特徴とする請求項１記載のデジタル信号処理装置。
6. 音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置において、
   入力信号に基づいて上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、
   上記入力信号に基づいて上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、
   上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、
   上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、
   上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する
   ことを特徴とするデジタル信号処理装置。
7. 上記第２のサンプリングレートは、上記第１のサンプリングレートの１／ｎ（ｎは２以上）であることを特徴とする請求項６記載のデジタル信号処理装置。
8. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、群遅延時間が一定であることを特徴とする請求項６記載のデジタル信号処理装置。
9. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、ＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項６記載のデジタル信号処理装置。
10. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて、第２のレスポンス部分の開始を遅らせることで、上記インパルス応答の上記直接音部の開始と上記非直接音部の開始との間の遅延を再現することを特徴とする請求項６記載のデジタル信号処理装置。
11. 音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理方法において、
    上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を第１のサンプリングレートで再現する直接音部再現ステップと、
    上記直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングステップと、
    上記ダウンサンプリングステップの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を上記第２のサンプリングレートで再現する非直接音部再現ステップと、
    上記非直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングステップとを備え、
    上記ダウンサンプリングステップ及び／又は上記アップサンプリングステップにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記直接音部再現ステップの出力と上記アップサンプリングステップの出力とを合成して出力する
    ことを特徴とするデジタル信号処理方法。
12. 音響伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理方法において、
    入力信号に基づいて上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を第１のサンプリングレートで再現する直接音部再現ステップと、
    上記入力信号に基づいて上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングステップと、
    上記ダウンサンプリングステップの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を上記第２のサンプリングレートで再現する非直接音部再現ステップと、
    上記非直接音部再現ステップの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングステップとを備え、
    上記ダウンサンプリングステップ及び／又は上記アップサンプリングステップにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記直接音部再現ステップの出力と上記アップサンプリングステップの出力とを合成して出力する
    ことを特徴とするデジタル信号処理方法。
13. 音源からリスナの左耳及び右耳までの各経路の伝達特性を表すインパルス応答をデジタルフィルタで再現するデジタル信号処理装置を備えるヘッドホン装置において、
    上記デジタル信号処理装置は、
    上記インパルス応答の直接音部を表す第１のレスポンス部分を再現する第１のサンプリングレートの第１のデジタルフィルタと、
    上記第１のデイタルフィルタの出力に基づいて、上記第１のサンプリングレートを第２のサンプリングレートにダウンサンプリングするダウンサンプリングフィルタと、
    上記ダウンサンプリングフィルタの出力に基づいて、上記インパルス応答の非直接音部を表す第２のレスポンス部分を再現する上記第２のサンプリングレートの第２のデジタルフィルタと、
    上記第２のデジタルフィルタの出力に基づいて、上記第２のサンプリングレートを上記第１のサンプリングレートにアップサンプリングするアップサンプリングフィルタとを備え、
    上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて上記第２のレスポンス部分の開始を遅らせ、上記第１のデジタルフィルタの出力と上記アップサンプリングフィルタの出力とを合成して出力する
    ことを特徴とするヘッドホン装置。
14. 上記第２のサンプリングレートは、上記第１のサンプリングレートの１／ｎ（ｎは２以上）であることを特徴とする請求項１３記載のヘッドホン装置。
15. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、群遅延時間が一定であることを特徴とする請求項１３記載のヘッドホン装置。
16. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタは、ＦＩＲフィルタであることを特徴とする請求項１３記載のヘッドホン装置。
17. 上記ダウンサンプリングフィルタ及び／又は上記アップサンプリングフィルタにおける遅延時間を用いて、第２のレスポンス部分の開始を遅らせることで、上記インパルス応答の上記直接音部と上記非直接音部との間の無音部を再現することを特徴とする請求項１３記載のヘッドホン装置。

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