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JP4320336B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に関する。
一般に、電気自動車には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器（補機）を駆動するための電源として、例えば１４ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（補機バッテリ）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリ（主バッテリ）が搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧をスイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に記載されているように、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。
特開２００３−２５９６３７号公報
ところで、例えば上記のようなＤＣ／ＤＣコンバータを電気自動車に適用した場合、エンジンの始動時および走行時に電気機器を動作させるため、直流電圧に加え、いわゆる商用電圧の出力が要請されることがある。したがってそのような場合には、従来、上記ＤＣ／ＤＣコンバータに加え、ＤＣ／ＡＣインバータが別個に設けられていた。
ところが、そのようにＤＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＡＣインバータとを別個に設けた場合、部品点数が多くなり、スイッチング電源装置全体として設置スペースが大きくなってしまうという問題があった。
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、極力小さな設置スペースで直流電圧および交流電圧を出力することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明のスイッチング電源装置は、互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第１のスイッチング回路と、第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、第３トランスコイルと交流電圧出力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、第３トランスコイルと交流電圧入力端子および交流電圧出力端子との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第３のスイッチング回路とを備えたものである。なお、「交流出力電圧」および「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を意味し、いわゆる商用電圧のことである。
本発明のスイッチング電源装置では、第１の直流電源から直流入力電圧が入力されると、上記第１のスイッチング回路がインバータ回路として機能し、入力された直流入力電圧が第１スイッチング回路によってパルス電圧に変換され、このパルス電圧がトランスによって変圧される。そして変圧されたパルス電圧が上記整流回路によって整流され、直流出力電圧として上記第２の直流電源へ供給される。一方、上記直流入力電圧に基づいて第３トランスの側に高周波電圧が生成され、この高周波電圧が上記第２および第３のスイッチング回路によって交流出力電圧に変換され、この交流出力電圧が上記交流電圧出力端子から外部へ出力される。このようにして、第１の直流電源から入力される直流入力電圧に基づいて、互いに共有化されたトランスを介し、直流出力電圧および交流出力電圧が生成される。
また、上記交流電圧入力端子から交流入力電圧が入力されると、この交流入力電圧に基づくパルス電圧が上記第３のスイッチング回路により生成されると共に、上記第１のスイッチング回路が整流回路として機能する。したがって、入力された交流入力電圧に基づいて、第１のスイッチング回路および上記整流回路のうちの少なくとも一方に電圧が供給され、これにより上記第１の直流電源および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に、直流の電圧供給がなされる。
さらに、第３のスイッチング回路を介して交流出力電圧が生成されるため（交流入力電圧を入力する回路と交流出力電圧を出力する回路との間で、双方向型の第３のスイッチング回路が共用されているため）、装置の構成が簡素化する（部品点数が低減する）。
本発明のスイッチング電源装置では、上記第３のスイッチング回路と交流電圧入力端子との間に、力率改善回路をさらに備えるようにするのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電圧を電圧変換する際の力率が改善され、リップル電圧が小さくなる。
本発明のスイッチング電源装置では、上記第２のスイッチング回路が、第３のスイッチング回路と交流電圧出力端子との間に配置されているように構成可能である。
本発明のスイッチング電源装置によれば、第１トランスコイルと第１の直流電源との間に、双方向スイッチを含んで構成された第１のスイッチング回路を設け、第２トランスコイルと第２の直流電源との間に整流回路を設け、第３トランスコイルと交流電圧出力端子との間に第２のスイッチング回路を設け、第３トランスコイルと交流電圧入力端子および交流電圧出力端子との間に、双方向スイッチを含んで構成された第３のスイッチング回路を設けるようにしたので、直流入力電圧に基づいて直流出力電圧および交流出力電圧を生成し出力することができる。また、直流出力電圧の生成経路と交流出力電圧の生成経路との間で、互いにトランスを共有化することができる。よって、各生成経路にトランスが設けられていた従来と比べ、極力小さな設置スペースで直流電圧および交流電圧を出力するスイッチング電源装置を構成することが可能となる。
また、交流入力電圧に基づいて、第１のスイッチング回路および整流回路のうちの少なくとも一方に電圧を供給し、第１の直流電源および第２の直流電源のうちの少なくとも一方に、直流の電圧供給を行うことができる。よって、例えば第１の直流電源から直流入力電圧が供給されない場合であっても、外部（例えば、いわゆる商用電源）から交流入力電圧を入力することにより、直流電源に対する充電が可能となる。また、交流入力電圧を電圧変換して、正確な商用電圧である交流出力電圧を生成し出力することも可能となる。
さらに、第３のスイッチング回路を介して交流出力電圧を生成するようにしたので（交流入力電圧を入力する回路と交流出力電圧を出力する回路との間で、双方向型の第３のスイッチング回路を共用するようにしたので）、装置の構成を簡素化することができ（部品点数を減らすことができ）、部品コストを低減することが可能となる。
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は例えば自動車などに適用されるものであり、トランス２と、このトランス２における後述する主バッテリ１０側に設けられたコンデンサＣ１、スイッチング回路１１およびＳＷ（スイッチング）制御回路１２と、トランス２における後述する補機バッテリ２０側に設けられた整流回路３１，４１、平滑回路３２，４３、電圧検出部３３，４４、スイッチング回路４２およびＳＷ制御回路４５とを備えている。
コンデンサＣ１は、高圧ラインＬＨ１と低圧ラインＬＬ１との間に配置され、平滑コンデンサとして機能している。なお、高圧ラインＬＨ１の一端は入出力端子Ｔ１に接続され、低圧ラインＬＬ１の一端は入出力端子Ｔ２に接続され、入出力端子Ｔ１，Ｔ２間には主バッテリ１０が配置されている。主バッテリ１０は、直流入力電圧Ｖdcinを入出力端子Ｔ１，Ｔ２間に供給するものであり、例えばこのスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には駆動用のインバータや昇降圧コンバータに接続され、例えば３５０〜５００Ｖ程度の高圧バッテリとして機能するものである。
スイッチング回路１１は、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ２の一端および後述するトランス２の巻線２１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ３の一端は高圧ラインＬＨ１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ４の一端およびトランス２の巻線２１の他端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２の他端およびスイッチング素子Ｑ４の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ１に接続されている。なお、本実施の形態のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）または電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）などにより構成される。
ＳＷ制御回路１２は、後述する電圧検出部３３によって検出された直流出力電圧Ｖdcoutに基づいてスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、これによりスイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。
トランス２は、主バッテリ１０側に設けられた１つの巻線２１と、補機バッテリ３０側に設けられた巻線２２（一対の巻線２２Ａ，２２Ｂからなる）と、後述する出力端子Ｔ５，Ｔ６側に設けられた巻線２３（一対の巻線２３Ａ，２３Ｂからなる）とを有しており、各巻線２１〜２３は互いに極性が同じ向きとなるように磁気結合されている。巻線２１は、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ４の一端との間に配置されている。一方、巻線２２Ａ，２２Ｂの両端はそれぞれ整流回路３１に接続され、巻線２３Ａ，２３Ｂの両端は整流回路４１に接続されている。具体的には、巻線２２Ａの一端は後述する整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１のアノードに接続され、巻線２２Ｂの一端は後述する整流回路３１内のダイオード３１Ｄ２のアノードに接続され、巻線２２Ａ，２２Ｂの他端は互いに共通接続され、低圧ラインＬＬ３に接続されている。また、巻線２３Ａの一端は後述する整流回路４１内のダイオード４１Ｄ１のアノードに接続され、巻線２３Ｂの一端は後述する整流回路４１内のダイオード４１Ｄ２のアノードに接続され、巻線２３Ａ，２３Ｂの他端は互いに共通接続され、低圧ラインＬＬ４の一端に接続されている。
整流回路３１は、２つのダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２を有し、整流回路４１は、２つのダイオード４１Ｄ１，４１Ｄ２を有している。ダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカソード同士は互いに高圧ラインＬＨ３に共通接続され、ダイオード４１Ｄ１，４１Ｄ２のカソード同士は互いに高圧ラインＬＨ４に共通接続されている。すなわち、これら整流回路３１，４１は、カソードコモン型の整流回路である。
平滑回路３２は、インダクタ３２Ｌと、コンデンサ３２Ｃとを有している。インダクタ
３２Ｌは高圧ラインＬＨ３上に挿入配置され、一端はダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２のカ
ソードに接続されると共に他端は電圧検出部３３を介して出力端子Ｔ３に接続されている
。また、コンデンサ３２Ｃは、高圧ラインＬＨ３（インダクタ３２Ｌの他端部分）と低圧
ラインＬＬ３との間に配置され、この低圧ラインＬＬ３の他端は出力端子Ｔ４に接続
されている。なお、出力端子Ｔ３，Ｔ４間には図示しない補機（例えば、パワーウィンド
ウなど）を駆動するための補機バッテリ３０が接続され、直流出力電圧Ｖdcout（例えば
、１４Ｖ程度）が供給されるようになっている。
電圧検出部３３は、出力端子Ｔ３，Ｔ４間に供給される直流出力電圧Ｖdcoutを検出
すると共に検出した直流出力電圧Ｖdcoutに対応する電圧をＳＷ制御回路１２へ出力する
ものである。なお、この電圧検出部３３の具体的な回路構成としては、例えば、高圧ライ
ンＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、直流出
力電圧Ｖdcoutを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
コンデンサＣ２は、整流回路４１とスイッチング回路４２との間において、高圧ラインＬＨ４と低圧ラインＬＬ４との間に配置され、平滑コンデンサとして機能するものである。
スイッチング回路４２は、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ５の一端は接続ラインＬ４１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ６の一端および後述する平滑回路４３内のインダクタ４３Ｌ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７の一端は接続ラインＬ４１に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ８の一端および後述する平滑回路４３内のインダクタ４３Ｌ２の一端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ６の他端およびスイッチング素子Ｑ８の他端はそれぞれ、接続ラインＬ４２に接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。
ＳＷ制御回路４５は、後述する電圧検出部４４によって検出された交流出力電圧Ｖacoutに基づいてスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８を生成し、これによりスイッチング回路４２内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。
平滑回路４３は、２つのインダクタ４３Ｌ１，４３Ｌ２と、コンデンサ４３Ｃとを有している。インダクタ４３Ｌ１は接続ラインＬ４１上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ５の他端およびスイッチング素子Ｑ６の一端に接続されると共に他端は電圧検出部４４を介して出力端子Ｔ５に接続されている。インダクタ４３Ｌ２は接続ラインＬ４２上に挿入配置され、一端はスイッチング素子Ｑ７の他端およびスイッチング素子Ｑ８の一端に接続されると共に他端は電圧検出部４４を介して出力端子Ｔ６に接続されている。また、コンデンサ４３Ｃは、接続ラインＬ４１（インダクタ４３Ｌ１の他端部分）と接続ラインＬ４２（インダクタ４３Ｌ２の他端部分）との間に配置されている。なお、出力端子Ｔ５，Ｔ６間には、後述するように交流出力電圧Ｖacout（いわゆる商用電圧）が供給され、電気機器の電源電圧として機能するようになっている。
電圧検出部４４は、出力端子Ｔ５，Ｔ６間に供給される交流出力電圧Ｖacoutを検出すると共に検出した交流出力電圧Ｖacoutに対応する電圧をＳＷ制御回路４５へ出力するものである。なお、この電圧検出部４４の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインＬ４１とＳＷ制御回路４５の０Ｖ電位との間、および接続ラインＬ４２とＳＷ制御回路４５の０Ｖ電位との間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、交流出力電圧Ｖacoutを検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
ここで、巻線２１が本発明における「第１トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２２（２２Ａ，２２Ｂ）が本発明における「第２トランスコイル」の一具体例に対応し、巻線２３（２３Ａ，２３Ｂ）が本発明における「第３トランスコイル」の一具体例に対応する。また、主バッテリ１０が本発明における「第１の直流電源」の一具体例に対応し、補機バッテリ３０が本発明における「第２の直流電源」の一具体例に対応する。また、スイッチング回路１１が本発明における「第１のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路４２が本発明における「第２のスイッチング回路」の一具体例に対応し、整流回路３１が本発明における「整流回路」の一具体例に対応する。また、出力端子Ｔ５，Ｔ６が、本発明における「交流電圧出力端子」の一具体例に対応する。
次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。
まず、図１および図２を参照して、このスイッチング電源装置の基本動作である、直流出力電圧Ｖdcoutの生成・出力動作について説明する。
ここで、図２は、本実施の形態のスイッチング電源装置におけるエネルギーの伝送経路を矢印６１，６２で模式的に表したものである。なお、これらエネルギー伝送経路６１，６２のうちのエネルギー伝送経路６１が、上記直流出力電圧Ｖdcoutの生成・出力動作（ＤＣ／ＤＣコンバータとしての動作）に対応するものである。
まず、主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、スイッチング回路１１がインバータ回路として機能し、直流入力電圧Ｖdcinをスイッチングすることにより交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。そしてトランス２の巻線２２Ａ，２２Ｂからは、変圧（ここでは、降圧）された交流のパルス電圧が取り出される。なお、この場合の変圧の度合いは、巻線２１と巻線２２Ａ，２２Ｂとの巻数比によって定まる。
次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路３１内のダイオード３１Ｄ１，３１Ｄ２によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に、整流出力が発生する。
次に、平滑回路３２では、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間に生じた整流出力が平滑化され、これにより出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖdcoutが出力される。そしてこの直流出力電圧Ｖdcoutが補機バッテリ３０に供給されると共に、図示しない補機が駆動される。なお、この直流出力電圧Ｖdcoutは電圧検出部３３によって検出され、これに対応する電圧がＳＷ制御回路１２へ出力されることにより、直流出力電圧Ｖdcoutが一定となるようにスイッチング回路１１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されるようになっている。
このようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するスイッチング回路１１、トラン
ス２の巻線２１，２２Ａ，２２Ｂ、整流回路３１および平滑回路３２によって、主バッテリ１０から供給される直流入力電圧Ｖdcinが直流出力電圧Ｖdcoutに直流電圧変換され、出力端子Ｔ３、Ｔ４から出力される。これにより、補機バッテリ３０が定電圧充電されると共に、図示しない補機が駆動される。
次に、図１〜図３を参照して、本発明のスイッチング電源装置の特徴部分の１つである、交流出力電圧Ｖacoutの生成・出力動作について説明する。なお、図２に示したエネルギー伝送経路６２が、この交流出力電圧Ｖacoutの生成・出力動作（ＤＣ／ＡＣインバータとしての動作）に対応するものである。
ここで図３は、交流出力電圧Ｖacoutの生成・出力動作の一例をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）はコンデンサＣ２の両端間の電圧Ｖ２を、（Ｂ）〜（Ｅ）はそれぞれスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８を、（Ｆ）は交流出力電圧Ｖacoutを表している。なお、電圧Ｖ２，Ｖacoutについては、図１に示した矢印の方向が正方向を表している。
まず、上記したように主バッテリ１０から入出力端子Ｔ１，Ｔ２を介して直流入力電圧Ｖdcinが入力すると、スイッチング回路１１により交流のパルス電圧が生成され、トランス２の巻線２１に供給される。このとき、トランス２の巻線２２Ａ，２２Ｂに加えて巻線２３Ａ，２３Ｂからも、変圧された交流のパルス電圧が取り出される。なお、この場合の変圧の度合いも、巻線２１と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる。
次に、変圧された交流のパルス電圧は、整流回路４１内のダイオード４１Ｄ１，４１Ｄ２によって整流される。これにより、高圧ラインＬＨ３と低圧ラインＬＬ３との間（コンデンサＣ２の両端間）に、例えば図３（Ａ）に示したような整流出力（電圧Ｖ２）が発生する。
次に、スイッチング回路４２がインバータ回路として機能し、ＳＷ制御回路４５からのスイッチング制御信号Ｓ５〜Ｓ８（図３（Ｂ）〜（Ｆ）参照）に従って、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８が電圧Ｖ２をスイッチングする。
具体的には、例えばまずタイミングｔ１〜ｔ２の期間では、スイッチング制御信号Ｓ５が常時「Ｈ」となる（図３（Ｂ））と共に、スイッチング制御信号Ｓ８が図３（Ｅ）に示したように、タイミングｔ１〜ｔ２の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共にタイミングｔ１〜ｔ２の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。したがって、この期間ではスイッチング素子Ｑ５が常時オン状態となると共に、スイッチング素子Ｑ８がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。一方、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ６，Ｓ７は常時「Ｌ」となり（図３（Ｃ），（Ｄ））、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７は常時オフ状態になる。そしてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がこのようにスイッチング動作すると共に平滑回路４３による平滑化処理により、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、タイミングｔ１〜ｔ２の期間では、図３（Ｆ）に示したように上に凸の正弦波形となる。
次に、タイミングｔ２〜ｔ３の期間は、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がいずれもオフ状態となる（図３（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。
次に、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、スイッチング制御信号Ｓ７が常時「Ｈ」となる（図３（Ｄ））と共に、スイッチング制御信号Ｓ６が図３（Ｅ）に示したように、タイミングｔ３〜ｔ４の前半部分でパルス幅が徐々に大きくなっていくと共にタイミングｔ３〜ｔ４の後半部分でパルス幅が徐々に小さくなっていく。したがって、この期間ではスイッチング素子Ｑ７が常時オン状態となると共に、スイッチング素子Ｑ６がＰＷＭ制御によるオン・オフ状態となる。一方、この期間では、スイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ８は常時「Ｌ」となり（図３（Ｂ），（Ｅ））、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ８は常時オフ状態になる。そしてスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がこのようにスイッチング動作すると共に平滑回路４３による平滑化処理により、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは、タイミングｔ３〜ｔ４の期間では、図３（Ｆ）に示したように下に凸の正弦波形となる。
次に、この後のタイミングｔ４〜ｔ５の期間は、やはりスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がいずれもオフ状態となる（図３（Ｂ）〜（Ｅ））デッドタイムＴｄである。また、タイミングｔ５の動作状態はタイミングｔ１の動作状態と等価であり、その後はタイミングｔ１〜ｔ５の動作を繰り返すこととなる。なお、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される交流出力電圧Ｖacoutは電圧検出部４４によって検出され、これに対応する電圧がＳＷ制御回路４５へ出力されることにより、交流出力電圧Ｖacoutが安定化するようにスイッチング回路４２内のスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のパルス幅が制御されるようになっている。
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置では、主バッテリ１０から入力される直流入力電圧Ｖdcinに基づいて、スイッチング回路１１、ＳＷ制御回路１２、トランス２の巻線２１，２２Ａ，２２Ｂ、整流回路３１および平滑回路３３からなるＤＣ／ＤＣコンバータによって直流出力電圧Ｖdcoutが生成され、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力されると共に、スイッチング回路１１、トランス２の巻線２１，２３Ａ，２３Ｂ、整流回路４１、スイッチング回路４２、ＳＷ制御回路４５および平滑回路４３からなるＤＣ／ＡＣインバータによって交流出力電圧Ｖacoutが生成され、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される。また、これらＤＣ／ＤＣコンバータ（直流出力電圧Ｖdcoutの生成経路）およびＤＣ／ＡＣインバータ（交流出力電圧Ｖacoutの生成経路）のトランスが共有化（トランス２）され、磁束が互いに共有となっているため、両者のトランスを別個に設けた場合と比べ、スイッチング電源装置全体の設置スペースが極力小さくなる。
以上のように本実施の形態では、トランス２の巻線２１と主バッテリ１０との間にスイッチング回路１１を設けると共にトランス２の巻線２２Ａ，２２Ｂと補機バッテリ３０との間に整流回路３１を設け、トランス２の他方側（ここでは、２次側）に、主バッテリ１０から入力される直流入力電圧Ｖdcinに基づいて生成された交流出力電圧Ｖacoutを出力する出力端子Ｔ５，Ｔ６を設けるようにしたので、直流入力電圧Ｖdcinに基づいて直流出力電圧Ｖdcoutおよび交流出力電圧Ｖacoutを生成し出力することができる。また、直流出力電圧Ｖdcoutの生成経路と交流出力電圧Ｖacoutの生成経路との間で、互いにトランス２を共有化することができる。よって、各生成経路にトランスが設けられていた従来と比べ、極力小さな設置スペースで直流電圧および交流電圧を出力するスイッチング電源装置を構成することが可能となる。
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図４は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。本実施の形態のスイッチング電源装置は、第１の実施の形態のスイッチング電源装置において、トランス２の代わりにトランス２において他方側に巻線２４を追加したトランス２Ａを設け、商用電源５０から交流入力電圧Ｖacin（いわゆる商用電圧）を入力してこれに基づく電圧を上記トランス２Ａへ供給する回路（後述するダイオード５４Ｄ１〜５４Ｄ４からなるブリッジ回路、ＰＦＣ（Power Factor Correction；力率改善）回路５３、スイッチング回路５１、電圧検出部５２およびＳＷ制御回路５４，５５）を設け、スイッチング回路１１の代わりに双方向スイッチング回路１３を設けるようにしたものである。
ダイオード５４Ｄ１〜５４Ｄ４は、入力端子Ｔ７，Ｔ８とＰＦＣ回路５３との間に配置
され、上記したようにブリッジ回路を構成している。具体的には、ダイオード５４Ｄ１の
アノードおよびダイオード５４Ｄ２のカソードが互いに接続ラインＬ５２を介して入力端
子Ｔ８に接続され、ダイオード５４Ｄ３のアノードおよびダイオード５４Ｄ４のカソード
が互いに接続ラインＬ５１を介して入力端子Ｔ７に接続されている。また、ダイオード５
４Ｄ１のカソードおよびダイオードＤ５４Ｄ３のカソードが互いに高圧ラインＬＨ５の一
端（後述するＰＦＣ回路５３内のインダクタ５３Ｌの一端）に接続され、ダイオード５４
Ｄ２のアノードおよびダイオード５４Ｄ４のアノードが互いに低圧ラインＬＬ５の一端に
接続されている。なお、入力端子Ｔ７，Ｔ８間には商用電源５０が接続され、交流入力電
圧Ｖacinが入力されるようになっている。
ＰＦＣ回路５３は、インダクタ５３Ｌと、ダイオード５３Ｄと、スイッチング素子Ｑ１３と、コンデンサＣ３とを有している。インダクタ５３Ｌの他端はダイオード５３Ｄのアノードおよびスイッチング素子Ｑ１３の一端に接続され、スイッチング素子Ｑ１３の他端は低圧ラインＬＬ５に接続され、コンデンサＣ３は、高圧ラインＬＨ５（ダイオード５３Ｄと後述する電圧検出部５２との間の部分）と低圧ラインＬＬ５（スイッチング素子Ｑ１３の他端と電圧検出部５２との間の部分）との間に配置されている。また、スイッチング素子Ｑ１３は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。このような構成によりＰＦＣ回路５３では、詳細は後述するが、ＰＦＣ回路５３への入力電圧Ｖ５３を昇圧すると共に安定化させ、力率を改善するようになっている。なお、ＰＦＣ回路５３の代わりにコンデンサＣ３だけを設けるようにしてもよいが、本実施の形態のＰＦＣ回路５３を設けた場合、入力周波数の全域でスイッチング素子Ｑ９のスイッチング動作を行うことができるため、ピーク電流が少なくなり、同容量の平滑コンデンサと比べてリップル電圧が小さくなるので好ましい。
電圧検出部５２は、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を検出すると共に、検出した電圧Ｖ３に対応する電圧をＳＷ制御回路５５へ出力するものである。なお、この電圧検出部５２の具体的な回路構成としては、電圧検出部３３，４４と同様に、例えば、接続ラインＬＨ５，ＬＬ５間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって、電圧Ｖ３を検出すると共にこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。
ＳＷ制御回路５５は、電圧検出部５２によって検出された電圧Ｖ３に基づいてスイッチング制御信号Ｓ１３を生成し、これによりＰＦＣ回路５３内のスイッチング素子Ｑ１３のスイッチング動作を制御するものである。
スイッチング回路５１は、４つのスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２を有するフルブリッジ型のスイッチング回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ９の一端は高圧ラインＬＨ５に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１０の一端およびトランス２Ａの巻線２４の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１の一端は高圧ラインＬＨ５に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ１２の一端およびトランス２Ａの巻線２４の他端に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１０の他端およびスイッチング素子Ｑ１２の他端はそれぞれ、低圧ラインＬＬ５に接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ−ＦＥＴなどにより構成される。
ＳＷ制御回路５４は、スイッチング制御信号Ｓ９〜Ｓ１２を生成し、これによりスイッチング回路５１内のスイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２のスイッチング動作をそれぞれ制御するものである。
双方向スイッチング回路１３は、第１の実施の形態で説明したスイッチング回路１１において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端間にダイオードＤ１〜Ｄ４を逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ１側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ１側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、詳細は後述するが、この双方向スイッチング回路１３はインバータ回路または整流回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ４の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。
ここで、双方向スイッチング回路１３が本発明における「第１のスイッチング回路」の一具体例に対応し、スイッチング回路５１が本発明における「第３のスイッチング回路」の一具体例に対応する。また、巻線２４が、本発明における「第４トランスコイル」の一具体例に対応する。
次に、図４〜図８を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置の動作について詳
細に説明する。ここで、図５は、第１の実施の形態と同様に直流入力電圧Ｖdcinに基づいて直流出力電圧Ｖdcoutおよび交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する場合のエネルギーの伝送経路を矢印６１，６２で模式的に表したものである。また、図６は、商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合のエネルギーの伝送経路を矢印６３〜６５で模式的に表したものであり、図７および図８は、この場合の動作波形をタイミング波形図で表したものである。具体的には、図７は、交流入力電圧Ｖacinに基づいてコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を生成するまでの動作波形を表しており、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）はＰＦＣ回路５３への入力電圧（ダイオード５４Ｄ１〜５４Ｄ４によるブリッジ回路からの出力電圧）Ｖ５３を、（Ｃ）はスイッチング制御信号Ｓ１３を、（Ｄ）はインダクタＬ５３を流れる電流Ｉ５３Ｌを、（Ｅ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図８は、電圧Ｖ３に基づいてコンデンサＣ１に充電（主バッテリ１０を充電）するまでの動作波形を表しており、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ９，Ｓ１２を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ１０，Ｓ１１を、（Ｃ）はトランス２Ａの巻線２１の両端間に生じる電圧Ｖ２１を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｆ）はコンデンサＣ１の両端間の電圧Ｖ１を、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Ｖacin、電圧Ｖ５３，Ｖ３，Ｖ２１および電流Ｉ５３Ｌについては、図４に示した矢印の方向が正方向を表している。
まず、図５に示した直流入力電圧Ｖdcinに基づいて直流出力電圧Ｖdcoutおよび交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する場合の動作については、第１の実施の形態で説明したものと同様であるので、その説明を省略する。なお、この場合の動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、モータ駆動用のインバータや昇降圧コンバータから主バッテリ１０へ電力供給があることにより補機バッテリ３０から補機を駆動すると共に外部へ交流出力電圧Ｖacoutを出力する場合に相当し、エンジンの動作時（自動車の走行時）の動作に対応する。
次に、図４，図６〜図８を参照して、商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合の動作について詳細に説明する。なお、この場合の動作は、例えば本実施の形態のスイッチング電源装置が自動車に適用された場合には、エンジンが停止しているために外部の商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力することにより、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方の充電を行うと共に外部へ交流出力電圧Ｖacoutを出力する場合に相当し、エンジンの停止時の動作に対応する。
まず、図６に示したエネルギー伝送経路６３，６４による動作（交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０または補機バッテリ３０の充電を行う動作）について説明する。
まず、商用電源５０から入力端子Ｔ７，Ｔ８を介し、図７（Ａ）で示したような交流入
力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力すると、この交流入力電圧Ｖacinがダイオード５４Ｄ１〜５４Ｄ４からなるブリッジ回路によって整流され、図７（Ｂ）に示したような電圧Ｖ５３が生成され、ＰＦＣ回路５３へ入力する。このとき、スイッチング素子Ｑ１３は、図７（Ｃ）に示したようにオン・オフ動作を繰り返して（例えば、タイミングｔ１１からｔ１２，ｔ１３〜ｔ１４ではオン状態、タイミングｔ１２からｔ１３ではオフ状態）おり、これによりインダクタ５３Ｌに流れる電流Ｉ５３Ｌは、図７（Ｄ）に示したように三角波となり、かつその頂点の電圧の軌跡が符号Ｇ１で示したように、タイミングｔ１１〜ｔ１６，ｔ１６〜ｔ１８，…をそれぞれ半周期とする正弦波を示すようになる。なお、図７（Ｄ）に示した電流Ｉ５３Ｌ（ave）は、電流Ｉ５３Ｌの平均電流を表している。このようにしてＰＦＣ回路５３の作用により、コンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３は、図７（Ｆ）に示したように、値が一定の直流電圧となる。
次に、コンデンサＣ３の両端間に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて、エネルギー伝送経路６３，６４により、それぞれ主バッテリ１０および補機バッテリ３０の充電がなされる。まず、エネルギー伝送経路６３については、スイッチング回路５１がインバータ回路として機能し、スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２が、図８（Ａ），（Ｂ）のタイミングｔ２１〜ｔ２８等に示したようにオン・オフ動作することにより、トランス２Ａの巻線２４に交流のパルス電圧が生じる。そして巻線２４と巻線２１との巻数比に応じて、巻線２１の両端間に図８（Ｃ）に示したような変圧された交流のパルス電圧Ｖ２１が生じる。次に、双方向スイッチング回路１３は、この場合は整流回路として機能し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図８（Ｄ），（Ｅ）に示したようにオン・オフ動作することにより、交流のパルス電圧Ｖ２１が整流され、コンデンサＣ１の両端間には図８（Ｆ）に示したような一定の直流電圧Ｖ１が印加される。このようにして、電圧Ｖ１に基づいて主バッテリ１０の充電がなされる。
一方、エネルギー伝送経路６４については、上記のようにトランス２Ａの巻線２４に交流のパルス電圧が生じると、トランス２Ａの巻線２２Ａ，２２Ｂにも、巻線２４と巻線２２Ａ，２２Ｂとの巻数比によって定まる変圧された交流のパルス電圧が取り出される。したがって、この変圧された交流のパルス電圧が整流回路３１で整流され、平滑回路３２で平滑化されることにより、補機バッテリ３０にも一定の電圧に基づく充電がなされる。
また、エネルギー伝送経路６５についても、上記のようにトランス２Ａの巻線２４に交流のパルス電圧が生じると、トランス２Ａの巻線２３Ａ，２３Ｂにも、巻線２４と巻線２３Ａ，２３Ｂとの巻数比によって定まる変圧された交流のパルス電圧が取り出される。したがって、この変圧された交流のパルス電圧が整流回路４１で整流されることにより、コンデンサＣ２に直流電圧が印加される。よって、後は第１の実施の形態と同様にして、出力端子Ｔ５，Ｔ６から、交流出力電圧Ｖacoutが出力される。
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置では、商用電源５０から入力された交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）に基づいて、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方が充電されると共に、交流出力電圧Ｖacoutが生成され、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される。また、各エネルギー伝送経路６３〜６５のトランスが共有化（トランス２Ａ）され、磁束が互いに共有となっているため、各経路にトランスを別個に設けた場合と比べ、スイッチング電源装置全体の設置スペースが極力小さくなる。
以上のように本実施の形態では、商用電源５０から交流入力電圧Ｖacin（いわゆる商用電圧）を入力してこれに基づく電圧をトランス２Ａへ供給する回路を設けたので、第１の実施の形態における効果に加え、交流入力電圧Ｖacinを入力して主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方を充電すると共に、交流出力電圧Ｖacoutを生成して出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力することができる。また、互いにトランス２を共有化することができるので、各エネルギー伝送経路にトランスが設けられている場合と比べ、極力小さな設置スペースでスイッチング電源装置を構成することが可能となる。
また、交流入力電圧Ｖacinを電圧変換して、正確な商用電圧である交流出力電圧Ｖacoutを生成し出力することも可能となる。
［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
図９は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。この図において、図１および図４に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置は、第２の実施の形態のスイッチング電源装置において、トランス２Ａの代わりにトランス２Ａにおいて他方側から巻線２３Ａ，２３Ｂを省くようにしたトランス２Ｂを設け、スイッチング回路５１の代わりに双方向スイッチング回路５６を設け、この双方向スイッチング回路５６を巻線２４とスイッチング回路４２（出力端子Ｔ５，Ｔ６）との間に配置されるようにしたものである。すなわち、交流入力電圧Ｖacinを入力する回路と交流出力電圧Ｖacoutを出力する回路との間で、双方向スイッチング回路５６を共用するようにしたものである。
双方向スイッチング回路５６は、第２の実施の形態で説明したスイッチング回路５１において、スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２の両端間にダイオードＤ９〜Ｄ１２を逆方向に並列接続されている（高圧ラインＬＨ５側に各ダイオードのカソードが接続され、低圧ラインＬＬ５側に各ダイオードのアノードが接続されている）。すなわち、１つのスイッチング素子と１つのダイオードとにより１つの双方向スイッチを構成し、詳細は後述するが、この双方向スイッチング回路５６はインバータ回路または整流回路として機能するようになっている。なお、スイッチング素子Ｑ９〜Ｑ１２がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されて寄生ダイオード成分を持つ場合には、ダイオードＤ９〜Ｄ１２の代わりにこれらの寄生ダイオード成分を利用するようにしてもよい。
また、本実施の形態では、スイッチング回路４２が、高圧ラインＬＨ６および低圧ラインＬＬ６を介してそれぞれコンデンサＣ３の両端の接続点Ｐ１，Ｐ２に接続されるようになっている。
次に、図９〜図１２を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。ここで、図１０は、第１および第２の実施の形態と同様に直流入力電圧Ｖdcinに基づいて直流出力電圧Ｖdcoutおよび交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する場合（例えば、エンジンの動作時（自動車の走行時））のエネルギーの伝送経路を矢印６１，６５で模式的に表したものであり、図１１は、このうちのエネルギー伝送経路６５による動作波形をタイミング波形図で表したものである。具体的には、（Ａ）はスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ４を、（Ｂ）はスイッチング制御信号Ｓ２，Ｓ３を、（Ｃ）はトランス２Ｂの巻線２４の両端間に生じる電圧Ｖ２４を、（Ｄ）はスイッチング制御信号Ｓ９，Ｓ１０を、（Ｅ）はスイッチング制御信号Ｓ１０，Ｓ１１を、（Ｆ）はコンデンサＣ３の両端間の電圧Ｖ３を、それぞれ表している。また、図１２は、第２の実施の形態と同様に商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合（例えば、エンジンの停止時）のエネルギーの伝送経路を矢印６３，６４，６７で模式的に表したものである。
まず、図１０に示した直流入力電圧Ｖdcinに基づいて直流出力電圧Ｖdcoutを生成・出力する場合の動作（エネルギー伝送経路６１による動作）については、第１および第２の実施の形態で説明したものと同様であるので、その説明を省略する。
また、図１０に示した直流入力電圧Ｖdcinに基づいて交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する場合の動作（エネルギー伝送経路６６による動作）については、基本的には第２の実施の形態で説明したものと同様である。第２の実施の形態と異なるのは、本実施の形態では、双方向スイッチング回路５６が整流回路として機能し、例えば図１１においてタイミングｔ３１〜ｔ３８等により示したようにして、トランス２Ｂの巻線２１に生じた交流のパルス電圧が変圧され、双方向スイッチング回路５６によって整流されることにより、コンデンサＣ３の両端間に一定の直流電圧Ｖ３が印加される。なお、その後は第１の実施の形態（図３）で説明したように、コンデンサＣ２の両端間の電圧Ｖ２から交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する動作と同様であるので、その説明を省略する。
一方、図１２に示した商用電源５０から交流入力電圧Ｖacinを入力する場合の動作（エネルギー伝送経路６３，６４，６７による動作）のうち、エネルギー伝送経路６３，６４による動作、すなわち、交流入力電圧Ｖacinに基づいて主バッテリ１０および補機バッテリ３０を充電する動作については、第２の実施の形態で説明したものと同様であるので、その説明を省略する。また、エネルギー伝送経路６７による動作、すなわち、交流入力電圧Ｖacinに基づいて出力端子Ｔ５，Ｔ６から交流出力電圧Ｖacoutを出力する動作についても、基本的には第２の実施の形態で説明したものと同様である。第２の実施の形態と異なるのは、第２の実施の形態ではコンデンサＣ２に蓄積された電圧Ｖ２に基づいて交流出力電圧Ｖacoutを生成している一方、本実施の形態では、コンデンサＣ３に蓄積された電圧Ｖ３に基づいて交流出力電圧Ｖacoutを生成していることである。
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置においても、商用電源５０から入力された交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）に基づいて、主バッテリ１０および補機バッテリ３０のうちの少なくとも一方が充電されると共に、交流出力電圧Ｖacoutが生成され、出力端子Ｔ５，Ｔ６から出力される。また、各エネルギー伝送経路６３，６４，６７のトランスが共有化（トランス２Ｂ）され、磁束が互いに共有となっているため、各経路にトランスを別個に設けた場合と比べ、スイッチング電源装置全体の設置スペースが極力小さくなる。また、交流入力電圧Ｖacinを入力する回路と交流出力電圧Ｖacoutを出力する回路との間で、双方向スイッチング回路５６を共用するようにしたので、第２の実施の形態における効果に加え、巻線２３Ａ，２３Ｂおよび整流回路４１の分だけ、部品点数を減らすことができ、部品コストを低減することが可能となる。
以上、第１〜第３の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば上記実施の形態では、交流出力電圧Ｖacoutを生成・出力する回路および端子Ｔ５，Ｔ６がトランスの他方側（補機バッテリ３０側）に設けられた場合について説明したが、トランスの一方側（主バッテリ１０側）に設けるようにしてもよい。
また、上記実施の形態では、スイッチング回路１１，４２，５１および双方向スイッチング回路１３，５６が、いずれもフルブリッジ型のスイッチング回路である場合について説明したが、スイッチング回路の構成はこれには限られず、例えばハーフブリッジ型のスイッチング回路によって構成してもよい。
さらに、上記実施の形態では、例えば図１１に示したように、双方向スイッチング回路５６，１３のスイッチング素子がいずれも固定のパルス幅でスイッチング動作をする場合について説明したが、例えば、双方向スイッチング回路５６のスイッチング素子が固定のパルス幅でスイッチング動作する一方、双方向スイッチング回路１３のスイッチング素子が可変のパルス幅でスイッチング動作し、主バッテリ１０への充電量を調整できるようにしてもよい。
本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１のスイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路を説明するための回路図である。 図１のスイッチング電源装置における交流出力電圧の生成動作を説明するためのタイミング波形図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図４のスイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の一例を説明するための回路図である。 図４のスイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の他の例を説明するための回路図である。 図４のスイッチング電源装置における交流入力電圧から直流電圧への変換動作を説明するためのタイミング波形図である。 図４のスイッチング電源装置における主バッテリおよび補機バッテリへの充電動作を説明するためのタイミング波形図である。 第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図９のスイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の一例を説明するための回路図である。 図９のスイッチング電源装置における直流入力電圧の変換動作を説明するためのタイミング波形図である。 図９のスイッチング電源装置におけるエネルギー伝送経路の一例を説明するための回路図である。
符号の説明
１０…主バッテリ、１１，４２，５１…スイッチング回路、１２，４５，５４，５５…ＳＷ制御回路、１３，５６…双方向スイッチング回路、２，２Ａ，２Ｂ…トランス、２１〜２４…巻線、３１，４１…整流回路、３２，４３…平滑回路、３３，４４，５２…電圧検出部、５０…商用電源（交流電源）、５３…ＰＦＣ回路、６１〜６７…エネルギー伝送経路、Ｔ１、Ｔ２…入出力端子、Ｔ７，Ｔ８…入力端子、Ｔ３〜Ｔ６…出力端子、Ｖdcin…直流入力電圧、Ｖdcout…直流出力電圧、Ｖacin…交流入力電圧、Ｖacout…交流出力電圧、Ｑ１〜Ｑ１３…スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ１３…スイッチング制御信号、Ｃ１〜Ｃ３，３２Ｃ，４３Ｃ…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９〜Ｄ１２，５３Ｄ，５４Ｄ１〜５４Ｄ４…ダイオード、３２Ｌ，４３Ｌ１，４３Ｌ２，５３Ｌ…インダクタ、ＬＨ１，ＬＨ３〜ＬＨ６…高圧ライン、ＬＬ１〜ＬＬ６…低圧ライン、Ｌ４１，Ｌ４２，Ｌ５１，Ｌ５２，Ｌ６１，Ｌ６２…接続ライン、Ｖ１，Ｖ２１，Ｖ２４，Ｖ３，Ｖ５３…電圧、Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５３Ｌ…電流、Ｉ５３Ｌ（ave）…平均電流、Ｐ１，Ｐ２…接続点、Ｔｄ…デッドタイム、ｔ１〜ｔ５，ｔ１１〜ｔ１８，ｔ２１〜ｔ２８，ｔ３１〜ｔ３８…タイミング。

Claims (3)

  1. 互いに磁気的に結合された第１トランスコイル、第２トランスコイルおよび第３トランスコイルを含むトランスと、
    前記第１トランスコイルと第１の直流電源との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第１のスイッチング回路と、
    前記第２トランスコイルと第２の直流電源との間に配置された整流回路と、
    前記第３トランスコイルと交流電圧出力端子との間に配置された第２のスイッチング回路と、
    前記第３トランスコイルと、交流電圧入力端子および前記交流電圧出力端子との間に配置され、双方向スイッチを含んで構成された第３のスイッチング回路と
    を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 前記第３のスイッチング回路と前記交流電圧入力端子との間に、力率改善回路をさらに備えた
    ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記第２のスイッチング回路が、前記第３のスイッチング回路と前記交流電圧出力端子との間に配置されている
    ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
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