JP4314709B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング電源装置に関する。詳しくは、電源起動時、負荷側に接続されたトランスの一次側に流れる整流電流をノンリニア特性とすることで、トランスの一次側に設けられたスイッチング用トランジスタに流れる過大電流からこのトランジスタなどを保護できるようにしたものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチング電源装置として電流共振方式によるものが知られている。この電流共振方式のスイッチング電源装置の中でも、SEPP(Single Ended Push Pull)構成のものの従来例を図5に示す。
【0003】
図5に示すスイッチング電源装置10ではスイッチング信号生成手段12として可変発振回路14が設けられ、その発振信号がドライブ回路16に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイッチング信号が生成される。スイッチング生成手段12をIC回路で構成する場合には、発振周波数を決める発振素子(コンデンサ18および抵抗器20)はこのIC回路に設けられた外部端子12a、12bに何れも外付けされる。
【0004】
一対のスイッチング信号Sp、SpバーはSEPP構成の一対のスイッチング素子22,24に供給される。スイッチング素子22,24はMOS型の電界効果トランジスタなどを使用することができる。これら一対のスイッチング素子22,24の接続中点pと接地間には、絶縁トランス26の一次コイル26aを介して共振用のコンデンサ28が接続される。
【0005】
絶縁トランス26の一対の二次コイル26b、26cを流れる二次電流はそれぞれダイオード30a、30bによって両波整流され、両波整流された電流は平滑用コンデンサ32に充電される。したがって平滑用コンデンサ32の両端34に得られる電圧が出力電圧として負荷(図示はしない)に供給される。
【0006】
出力電圧は電圧比較手段としてのアンプ36に供給され、基準電圧Vrefと電圧比較される。その比較出力はトランス26の一次側と二次側とを絶縁するために設けられたインダクタンス制御手段37を構成するホトカプラー38に供給される。ホトカプラー38はホトダイオード40と可変インダクタンス素子として機能するホトトランジスタ42とで構成され、比較出力に応じた電流がこのホトトランジスタ42を流れる。
【0007】
ホトトランジスタ42は固定の抵抗器44を介して外部端子12bに接続される。したがってホトトランジスタ42がオン状態のときは発振素子である抵抗器20に対してこの抵抗器44と、ホトトランジスタ42による直列インピーダンスが並列接続されたことになる。
【0008】
この構成において、トランス26の一次コイル26aとコンデンサ28とによる一次側の共振回路の、共振周波数fと共振インピーダンスZとの関係は図6曲線Loのようにアッパーサイド動作になることが知られている。
【0009】
この共振回路で一対のスイッチング素子22,24に供給されるスイッチング信号Sp、Spバーのスイッチング周波数が高いときは共振インピーダンスZが大きくなり、スイッチング周波数が低くなるにしたがって共振インピーダンスZが低下する。共振インピーダンスZがこのような変化を伴うと、一次コイル26aに流れる共振電流i1も変化することから、この共振電流i1を制御することでトランス26の二次側に誘起される出力電圧Vbをコントロールできる。
【0010】
したがって例えば、出力端子34に得られる出力電圧Vbが基準電圧Vrefよりも高いときには、ホトトランジスタ42もその比較出力に応じたインピーダンスとなるから、外部端子12bの合成抵抗は抵抗器20単体の場合よりも小さくなり、これによって発振周波数fswが高くなる。
【0011】
発振周波数fswが高くなると一次コイル26aとコンデンサ28で決まる共振インピーダンスZが大きくなるから、この一次コイル26aを流れる電流が制限され、その値が小さくなる。この電流減少に伴って二次コイル26b、26c側に誘起される電流も少なくなり、その結果コンデンサ32への充電電圧が下がる。つまり出力電圧Vbが基準電圧Vref方向に制御される。
【0012】
またこれとは逆に、出力電圧Vbが基準電圧Vrefより低下したときには、ホトトランジスタ42のインピーダンスが大きくなり、外部端子12bでの合成抵抗値が大きくなって、可変発振回路14はその発振周波数fswが低くなるように制御される。その結果としてスイッチング素子22,24に対するスイッチング周波数が下がり、これに伴ってトランス26の一次側共振インピーダンスZが低下して共振電流が増える。共振電流が増えると二次側の電流も増えるから、これによってコンデンサ32への充電電圧Vbが上昇し、基準電圧Vrefに近付くような閉ループ制御が行われる。
【0013】
ところで、このスイッチング電源装置10においては、電源をオンにした起動時からコンデンサ32が定常状態の電圧まで上昇するまでの期間は、大きな値の共振電流が流れるので、このときの電流でスイッチング素子22,24が大きなダメージを被ることがある。
【0014】
このようなダメージを少なくするため、従来から起動時の共振電流を制限するものとして、周波数コントロール手段60として機能するソフトスタート回路50が設けられているものがある。このソフトスタート回路50はスイッチング信号生成手段12内に設けられ、このソフトスタート回路50に配された外部端子12cに外付け用の充電用コンデンサ52が接続され、このコンデンサ52への充電を電源オンに同期して開始するようにする。そして、このときの充電電圧Vaの変化によって発振素子である外部端子12aに接続された発振コンデンサ18の充電電流を変化させる。
【0015】
発振コンデンサ18への充電電流が時間と共に変化すると、その変化に相応して発振周波数fswも変化する。このことを図7以下を参照して説明する。
【0016】
図7Aは電源オン時からの充電電圧Vaの変化を示すもので、その充電特性は直線Laに示すようにリニアである。このとき可変発振回路14はこれに接続されたソフトスタート回路50に関連するコンデンサ52の充電電圧Vaによってその発振周波数fswが変わる。発振周波数fswもほぼリニアに変化し、図7B直線Lbに示すように、充電電圧Vaがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Vbが高くなるにつれ発振周波数fswが低下する特性を示す。
【0017】
一方、一次共振インピーダンスZは図6にも示すように共振周波数foから周波数が高くなるにつれ、共振インピーダンスZが大きくなるような特性曲線Loであるから、インピーダンスZと時間の関係を図示すると、図7Cのようになる。つまり、最初は共振インピーダンスZが高く、その後急激に低下し、充電電圧Vaがフル充電に近づくにつれ、再びインピーダンスの変化が緩やかになるようなノンリニア特性となる。
【0018】
その結果、この一次共振回路系を流れる一次電流i1は、図7D曲線Lcに示すように電源オン時から所定の時間まではあまり流れないが、ある程度の時間が経つと急激に電流が増加するようなノンリニア特性となる。これに伴って、出力端子34側に接続されたコンデンサ32の出力電圧(充電電圧)Vbは図7Eの曲線Ldに示すように、最初は緩やかに充電されるが、その後急激な充電が行われるような充電モードとなる。ソフトスタートモードが終了する時点tbの直前は緩やかな充電となり、時点tb以降では閉ループによる電圧制御モードに遷移し、図7E曲線Leに示すように基準電圧Vrefに落ち着く電圧制御が行われる。
【0019】
【発明が解決しようとする課題】
このように、一次側インピーダンスZの変化による影響を受けてソフトスタートモードが終了する直前までは急激な電流i1が一次側共振系に流れる。この急激な電流i1によって一対のスイッチング素子22,24には大きなストレスがかかるため、これらスイッチング素子22,24などがダメージを受けることがある。
【0020】
また、電源オン時における負荷に加わる電圧変化は、ソフトスタート回路の充電特性によって変化するが、負荷にマッチした電圧変化状態を自由に設定できれば、負荷に最も適した電圧印加状態を実現できる。従来では上述したようにソフトスタート回路の充電特性は単なるリニア特性であるため柔軟に対処できない欠点があった。
【0021】
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、特にソフトスタート回路50に接続されたコンデンサ52の電源オン時における充電特性を緩やかにすることによって、少なくともスイッチング素子22,24へのダメージを軽減できるようにしたスイッチング電源装置を提案するものである。
【0022】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロール手段とで構成され、上記充電電圧コントロール手段は、上記可変発振回路の起動開始時間に対し、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも1つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とすることを特徴とする。
また、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に接続された上記充電用コンデンサとで構成され、上記ソフトスタート回路には定電流源が設けられると共に、上記充電用コンデンサへの充電路中には基準電圧および上記定電流源によって動作するスイッチングトランジスタが接続され、このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも1つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするものである。
【0023】
この発明では、ソフトスタート回路の充電特性をノンリニア特性とし、電源オン時には急激にソフトスタート回路に接続されたコンデンサへの充電を行い、その後徐々に充電する。こうすることによって、元々ノンリニアに変化する一次側共振インピーダンスZがほぼリニアに変化するようになる。
この共振インピーダンスZによって一次側電流i1が決まるので、この一次側電流i1の過電流化が阻止される。したがってスイッチング素子には過電流が流れなくなりこれらスイッチング素子へのダメージを軽減できる。
【0024】
【発明の実施の形態】
続いて、この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
この発明ではスイッチング信号生成手段に設けられたソフトスタート回路の充電特性をリニア特性からノンリニア特性に変えることで、絶縁トランスの一次側共振インピーダンスの特性の変化を緩やかにして、絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子へのダメージを少なくするものである。
【0025】
図1に示すスイッチング電源装置10は従来のソフトスタート回路を使用したときの一実施形態を示すもので、ソフトスタート回路50の従来構成から説明する。
【0026】
このソフトスタート回路50は図2に示すように、コンデンサ52を定電流で充電する第1のカレントミラー回路72の電流路74に接続される。第1のカレントミラー回路72は一対のトランジスタ75,76で構成された定電流部77と、トランジスタ75のベースに接続された第3のトランジスタ78および逆流防止用のダイオード(トランジスタ構成)79とで構成される。定電流部77を流れる電流と同じ電流がダイオード79を介してコンデンサ52に流れて、コンデンサ52を定電流で充電する。これでコンデンサ52への充電電圧Vaはリニアな充電特性となる。
【0027】
電流路74にはダーリントン接続された一対のトランジスタ80,81を介して第2のカレントミラー回路82が接続され、第2の定電流部85を流れる定電流値を決定する。第2のカレントミラー回路82も第1の定電流部72と同様な構成であって、一対のトランジスタ83,84で構成された定電流部85と、トランジスタ83のベースに接続された第3のトランジスタ86および逆流防止用のダイオード(トランジスタ構成)87とで構成される。定電流部85を流れる電流と同じ電流がダイオード87を介してコンデンサ18に流れるから、充電電圧Vaの充電特性に応じてコンデンサ18の充電特性がコントロールされる。その結果、可変発振回路14の発振周波数fswが所望のごとく制御されて、ソフトスタートモードが実現する。
【0028】
この発明では、可変発振回路14に対する周波数コントロール手段が設けられる。実施形態ではソフトスタート回路50に設けられた充電用コンデンサ52の充電特性をコントロールすることによって発振周波数を制御するコントロール信号を得るようにした場合である。
【0029】
発振周波数コントロール回路はソフトスタート回路50と、このソフトスタート回路50に接続された充電用のコンデンサ52と、図1の実施形態では充電用コンデンサ52に接続された充電電圧コントロール回路90とで構成される。コンデンサ52に対する充電電圧特性はノンリニア特性である。
【0030】
この充電電圧コントロール回路90は、図1に示すように直列接続された一対の抵抗器91,92を有し、その接続中点dが外部端子12cに接続される。つまり抵抗器92がコンデンサ52に並列接続される。この接続中点dと電源Vccとの間にはさらに抵抗器93を介してスイッチングトランジスタ94が接続される。トランジスタ94には一対の抵抗器95,96による分圧電圧がそのベース電圧として印加される。
【0031】
このように構成された充電電圧コントロール回路90にあって、電源オン時からコンデンサ52が充電されるので、ソフトスタートモードが開始する。電源オン時はトランジスタ94がオン状態となるので、このときは電流路74からの充電電流と、抵抗器91,92および93の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ52が充電される(図3直線Pa1)。そして、ある程度充電されると、それに伴ってトランジスタ94のエミッタ電圧が上昇するので、これによってトランジスタ94がカットオフする。したがってそれ以降は電流路74からの充電電流と、抵抗器91および92の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ52が充電される(図3直線Pa2)。
【0032】
その結果、図3のようにトランジスタ94がカットオフする時点taでの変曲点yを境にしてその前後でコンデンサ52に対する充電特性Paが相違する。つまり、トランジスタ94がカットオフするまでは直線Pa1のようになり、カットオフしたあとではこの直線Pa1よりも緩やかな直線Pa2に変わる。したがってトランジスタ94がカットオフする時点taまでは比較的急峻な充電である(ただし電流量は少ない)のに対して、トランジスタ94がカットオフした後は緩やかな充電となる。つまり1つの変曲点を持つノンリニア特性な充電特性となる。
【0033】
このようにノンリニア特性となったときの一次側電流i1や出力電圧Vbなどの関係を図7を参照して説明する。
図7Aの曲線Paはコンデンサ52に対する充電特性である。可変発振回路14はこれに接続されたソフトスタート回路50に関連するコンデンサ52の充電電圧Vaによってその発振周波数fswが変わる。発振周波数fswもほぼノンリニアに変化し、図7B直線Pbに示すように、充電電圧Vaがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Vaが高くなるにつれ発振周波数fswが低下する特性を示すが、変曲点yの前後で周波数変化率が相違する。変曲点yの前より後の方が周波数変化率が小さいので、ソフトスタートモードが終了するタイミングになると発振周波数fswは緩やかに変化する。
【0034】
この発振周波数fswの変化に相応して、絶縁トランス26の一次共振インピーダンスZは図7Cのように変化する。ここで、この共振インピーダンスZは元々図6曲線Loとして示すように発振周波数(スイッチング信号)fswが高いところではインピーダンス変化率が小さく、発振周波数fswが比較的低いところではインピーダンス変化率が大きくなるようなノンリニア特性である。しかし、発振周波数の変化が図7Bのようなノンリニア特性となされている関係で、逆にそのインピーダンスZは曲線Poのようにほぼリニアな変化となる。
【0035】
その結果として、一次側電流i1も図7曲線Pcに示すようにほぼリニアに変化するようになる。つまり流れる電流の変化率は相違するも変曲点yの前後でも共にほぼリニアな電流特性となり、電流が急激に一次コイル26a側を流れるような事態を回避できる。この電流特性によってコンデンサ52に対する充電電圧Vaは図7E曲線Pdのように変曲点yの前後でもリニアに充電されることが判る。
【0036】
このようにコンデンサ52に対する充電特性をノンリニア特性とし、可変発振回路14の周波数変化が一部急峻にならないように制御することによって、絶縁トランス26の一次コイル26a側を流れる電流をリニアに制限できる。これによって一対のスイッチング素子22,24を流れる電流が緩やかとなり、スイッチング素子22,24へのダメージを大幅に軽減できる。
【0037】
また上述した出力電圧Vbはコンデンサ52の充電特性によって変えることができるので、変曲点yの位置や変曲点yの前後での充電特性の傾きなどを考慮して設計すれば、電源オン時における出力端子34に接続される負荷に最も適した電圧変化状態を実現できる。その結果、負荷に適した出力電圧の立ち上がり特性を実現でき、より安定した回路動作が得られることになる。
【0038】
図1に示す実施形態は、従来から存在するソフトスタート回路50を流用してその充電特性をノンリニア特性となるように構成したが、図4のようにソフトスタート回路100を構成することもできる。この場合にはコンデンサ52に対する充電電圧コントロール手段を外付け回路として構成するのではなく、スイッチング信号生成手段12の中に直接組み込んだIC回路として構成される。したがってこの場合には図1の充電電圧コントロール回路90は不要である。
【0039】
図4に示すソフトスタート回路50にあって、コンデンサ52には直流電源104に対する電流路101が接続され、この電流路101にはスイッチングトランジスタ102が抵抗器103および逆流防止用のダイオード(トランジスタ構成)105を介して直列接続されると共に、抵抗器103とダイオード105との接続中点sには第1のカレントミラー回路106からの定電流が供給される。
【0040】
第1のカレントミラー回路106は定電流源としてのMOSトランジスタ107と、そのゲートに接続されたMOSトランジスタ108とで構成され、MOSトランジスタ107には定電流の値を決定するトランジスタ109が抵抗器110を介して接続される。トランジスタ109には複数の抵抗器Ra〜Rdよりなる分圧回路111の接続中点r3に得られる最小分圧電圧がそのベースに供給される。電流路101に接続されたスイッチングトランジスタ102には分圧回路111より接続中点r2に得られる中間の分圧電圧が印加される。
【0041】
電流路101を流れる電流によってダーリントン接続された一対のトランジスタ120,121によって増幅される。増幅された電流は第2のカレントミラー回路122の定電流源125を流れる電流として使用される。そのため、この電流路はスイッチングトランジスタ123および抵抗器124を介して第2のカレントミラー回路122を構成する定電流部125に接続される。トランジスタ123には分圧回路111の接続中点r1に得られる最大分圧電圧がそのベースに供給される。
【0042】
第2のカレントミラー回路122の他方のトランジスタ126を流れる電流が上述した発振周波数を決めるコンデンサ18を充電する構成となされている。
【0043】
さて、この回路構成で、電流路101に接続されたスイッチングトランジスタ102から第1のカレントミラー回路106までの回路構成が、充電電圧コントロール手段として機能することになる。したがって、電源オン時にはトランジスタ108を流れる定電流と、トランジスタ102を介して流れる電流との合成された電流でコンデンサ52が充電される。充電によってコンデンサ52の端子電圧Vaが上昇し、接続中点sの電位が上昇すると、やがてはトランジスタ102のベース電位より高くなるのでこのトランジスタ102がカットオフする。そうするとコンデンサ52は第1のカレントミラー回路106からの定電流のみによって充電される。
【0044】
そのため、トランジスタ102がカットオフするまでの充電電圧の電圧変化率とカットオフしたあとの電圧変化率とが相違することになる。つまり、トランジスタ102がカットオフする前よりもカットオフ後の電圧変化率が小さくなり、図3と同様な充電特性となる。
【0045】
この充電特性と同じ充電電流の変化が第2のカレントミラー回路122にも伝達されるから、発振周波数を決定するコンデンサ18に対する充電特性も図3のような変曲点yを持ったノンリニア特性となる。したがって図7の場合と同じようなノンリニア特性を実現できる。
【0046】
ソフトスタート回路50に対するノンリニア特性の付与は、上述以外でも実現できる。また、上述した実施形態ではノンリニア特性として電圧変化率を単一の変曲点で表現したが、純粋な曲線でノンリニア特性を実現することもできるし、複数の変曲点を持ったノンリニア特性とすることもできる。
【0047】
この実施形態ではSEPP構成のスイッチング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源装置などにもこの発明を適用できる。
【0048】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明ではスイッチング信号を生成する手段に含まれる可変発振回路の発振周波数の変化をノンリニア特性となるようにしたものである。
【0049】
これによれば、電源オン時における発振周波数の変化に対して、負荷側に設けられた充電コンデンサの充電が開始してから完了する直前までの発振周波数の変化を緩やかにすることができ、これに伴って絶縁トランスの一次側を流れる電流の急激な変化を抑えることができる。
【0050】
したがって絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子には過電流が流れなくなるので、これらスイッチング素子のダメージを従来よりも大幅に軽減でき、これらスイッチング素子を確実に保護できる。
【0051】
また、負荷に印加される出力電圧、特に電源オン時における電圧変化はソフトスタート回路の充電特性に依存するものであるから、この充電特性をその負荷に適した充電特性とすることによって、より安定した回路動作を実現できる特徴を有する。
【0052】
したがってこの発明に係るスイッチング電源装置は、SEPP構成のスイッチングコンバータなどに適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図2】ソフトスタート回路の従来例を示す接続図である。
【図3】充電電圧コントロール回路の充電特性を示す特性図である。
【図4】ソフトスタート回路の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図5】従来のスイッチング電源装置の接続図である。
【図6】一次側共振インピーダンス特性を示す発振周波数とインピーダンスとの特性図である。
【図7】動作説明に供する波形図である。
【符号の説明】
10・・・電源装置、12・・・スイッチング信号生成手段、14・・・可変発振回路、16・・・ドライブ回路、18、20・・・発振素子、26・・・絶縁トランス、28・・・共振用コンデンサ、32・・・平滑用コンデンサ、36・・・電圧比較器、37・・・インピーダンス制御手段、50・・・ソフトスタート回路、52・・・充電用コンデンサ、90・・・・充電電圧コントロール回路
Claims (3)
- 可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、
これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、
上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、
この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、
この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、
上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、
上記周波数コントロール手段は、
起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロール手段とで構成され、
上記充電電圧コントロール手段は、
上記可変発振回路の起動開始時間に対し、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも1つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から上記可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするスイッチング電源装置。 - 上記充電電圧コントロール手段は、
直列接続された第1と第2の抵抗器と、
この第2の抵抗器に対しこれと並列にスイッチングトランジスタを介して接続された第3の抵抗器とで構成され、
上記第1と第2の抵抗器接続中点に上記充電用コンデンサが接続された請求項1記載のスイッチング電源装置。 - 可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、
これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、
上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、
この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、
この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、
上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、
上記周波数コントロール手段は、
起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に接続された上記充電用コンデンサとで構成され、
上記ソフトスタート回路には定電流源が設けられると共に、上記充電用コンデンサへの充電路中には基準電圧および上記定電流源によって動作するスイッチングトランジスタが接続され、
このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも1つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から上記可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするスイッチング電源装置。
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