JP4305935B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源の力率改善と高調波抑制に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１６は従来の倍電圧コンデンサインプット型のスイッチング電源の一例を示す回路図である。同図において、交流電源ＡＣは、ダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されたブリッジ整流器１１に接続され、このブリッジ整流器１１には直列接続された平滑コンデンサＣ１、Ｃ２が並列に接続されている。
【０００３】
直列接続された平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の共通接続点は、スイッチＳＷ１を介してダイオードＤ３、Ｄ４の共通接続点に接続されている。
【０００４】
平滑コンデンサＣ１の正側端子はトランスＴＲの１次側巻線端子２１に接続され、トランスＴＲの１次側巻線端子２２はスイッチング素子Ｑを介して平滑コンデンサＣ２の負側端子に接続されている。
【０００５】
トランスＴＲの２次側巻線端子２３と２４は、ダイオードＤ９と平滑コンデンサＣ３によって構成される整流回路２５に接続され、整流回路２５の出力は負荷回路３１に接続されている。
【０００６】
制御回路２６は、整流回路２５の出力電圧を監視し、整流回路２５の出力電圧が一定の値になるようにスイッチング素子Ｑの制御信号Ｖｇａｔｅを制御している。このトランスＴＲと整流回路２５とスイッチング素子Ｑと制御回路２６は、トランスＴＲの１次側に印加された直流電力をトランスＴＲの２次側に絶縁伝送するＤＣ／ＤＣコンバータ２０を構成している。また、ここで示したＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、トランスＴＲが一次側の巻線Ｎ１と二次側の巻線Ｎ２が逆極性に巻線されたフライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータである。
【０００７】
このような構成のスイッチング電源１０では、交流電源ＡＣの出力をブリッジ整流器１１及び平滑コンデンサＣ１、Ｃ２によって直流変換された直流電圧ＶＣ２がＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランスＱの１次巻線端子２１に印加されて、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などのスイッチング素子Ｑによってオンオフされる。
【０００８】
すると１次側巻線Ｎ１を流れる電流ＩＮ１がパルス状に流れるため２次巻線Ｎ２にはスイッチング電流ＩＤ９が誘起され、これをダイオードＤ９およびコンデンサＣ３で構成された整流回路２５によって直流化し負荷回路３１に供給する。
【０００９】
また、このような構成のスイッチング電源１０では、スイッチＳＷ１と直列接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２が倍電圧回路を構成しているため、入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、スイッチＳＷ１を閉じることによって倍電圧動作を行なってＤＣ／ＤＣコンバータ２０に高い入力電圧を供給し、入力電圧Ｖｉｎが充分高い場合は、スイッチＳＷ１を開くことによって、上述した通常の動作を行なう。
【００１０】
このような構成のスイッチング電源は、倍電圧整流方式コンデンサインプット型のスイッチング電源と呼ばれ、広い範囲の入力電圧に対応することが可能である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来の倍電圧整流方式コンデンサインプット型のスイッチング電源では、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが直列接続された平滑コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧ＶＣ１より低い状態では入力電流Ｉｉｎが流れない。このためスイッチング電源１０の入力電流Ｉｉｎの波形がパルス状になるため、入力電流の導通角が小さくなり、力率の低下と高調波電流の増加を招くという問題点があった。
【００１２】
図１７は、上述した倍電圧整流方式コンデンサインプット型のスイッチング電源１０において倍電圧整流時の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎと平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１（図１６において点ｂに示した点の電位である。）とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１−Ｖｃ２とコンデンサＣ１に流れる電流Ｉｃ１とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２とコンデンサＣ２に流れる電流Ｉｃ２の波形図である。
【００１３】
同図より明らかなように、入力電流Ｉｉｎは、入力電圧Ｖｉｎ（正確には入力電圧Ｖｉｎの整流波形Ｖｒｅｃｔである。）が平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１より低い区間Ｔ２では流れず、入力電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１より高い区間Ｔ１ではパルス状に流れる。
【００１４】
従って従来のコンデンサインプット型のスイッチング電源では、入力電流Ｉｉｎがパルス状に流れることによって、入力電流の導通角が小さくなりスイッチング電源１０の力率の低下を招くと共に高調波電流の増加を招いてしまうという問題点があった。
【００１５】
本発明は、上記課題を解決するもので、少ない部品点数及び単純な回路構成で回路力率の向上、高調波電流の抑制を実現するとともに、広い範囲の入力電圧に対応することが可能なスイッチング電源を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために請求項１に記載の発明では、交流電源からの入力を整流する整流回路と、その整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、その平滑された電圧を入力として、高周波スイッチングにより電圧変換を行うDC/DCコンバータを有するスイッチング電源において、前記平滑コンデンサを構成する直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサの共通接続点と、前記交流電源の入力端を接続するスイッチ素子と、高周波交流電圧を発生する高周波交流電圧源と、前記整流回路の正の出力に接続された第１の端子（１）と、前記第１のコンデンサの正極にダイオード（Ｄ５）を介して接続された第２の端子（２）と、前記高周波交流電圧源にダイオード（Ｄ６）を介して接続された第３の端子（３）を備えた第１のインダクタンス素子と、前記整流回路の負の出力に接続された第１の端子（１）と、前記第２のコンデンサの負極にダイオード（Ｄ７）を介して接続された第２の端子（２）と、前記高周波交流電圧源にダイオード（Ｄ８）を介して接続された第３の端子（３）を備えた第２のインダクタンス素子を備えたことを特徴とするものである。
【００１７】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１のインダクタンス素子及び第２のインダクタンス素子は、同一のコアに巻線されて構成されることを特徴とするものである。
【００１８】
請求項３に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記第１のインダクタンス素子及び第２のインダクタンス素子は、複数の巻線により構成され、少なくとも、前記第１の端子（１）と前記第２の端子（２）と前記第３の端子（３）を含む３つ以上の端子を持つカップルドインダクタであることを特徴とするものである。
【００１９】
請求項４に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、結合係数が0.9以下であることを特徴とするものである。
【００２０】
請求項５に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線を備えたトランス構成を成しており、前記第１の端子（１）は、前記第１の巻線の一端と第２の巻線の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記第１の巻線の他端に接続され、前記第３の端子（３）は、前記第２の巻線の他端に接続されて構成されることを特徴とするものである。
【００２１】
請求項６に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、中間タップを備えたインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）は、前記インダクタンス素子の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記インダクタンス素子の他端に接続され、前記第３の端子（３）は、前記中間タップに接続されて構成されることを特徴とするものである。
【００２２】
請求項７に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、中間タップを備えたインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）は、前記インダクタンス素子の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記中間タップに接続され、前記第３の端子（３）は、前記インダクタンス素子の他端に接続されて構成されることを特徴とするものである。
【００２３】
請求項８に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、デルタ型に接続された３つのインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）と第２の端子（２）と第３の端子（３）は、各インダクタンス素子の各接続点に接続されて構成されることを特徴とするものである。
【００２４】
請求項９に記載の発明では、請求項３に記載の発明において、前記カップルドインダクタは、スター型に接続された３つのインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）と第２の端子（２）と第３の端子（３）は、各インダクタンス素子の各開放端に接続されて構成されることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項１０に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フライバック方式であることを特徴とするものである。
【００２６】
請求項１１に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フォワード方式であることを特徴とするものである。
【００２７】
請求項１２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式であることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項１３に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、前記高周波交流電圧は、前記DC/DCコンバータ内に備えられたトランスから取り出されるように構成されたことを特徴とするものである。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下図面を用いて本発明を詳しく説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す回路図である。尚、同図において従来例と同様の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略する。
【００３０】
本発明の基本回路は、図１に示すように、直列接続された平滑コンデンサＣ１、Ｃ２及びスイッチＳＷ１を備えた倍電圧整流方式コンデンサインプット型のスイッチング電源において、カップルドインダクタL1、L2の第１の端子１をブリッジ整流器１１の正及び負の出力にそれぞれ接続し、第２の端子２を直列接続で構成された平滑コンデンサの正側のコンデンサC1の正極及び負側のコンデンサC2の負極にそれぞれダイオードＤ５、Ｄ７を直列に介して接続し、第３の端子３をDC/DCコンバータ２０内の高周波交流電圧源Ｉまたは高周波交流電圧源IIにそれぞれダイオードＤ６、Ｄ８を直列に介して接続するものである。
【００３１】
ただし、上記基本回路に用いるカップルドインダクタL1、L2は、それぞれ複数の巻線を持ち少なくとも3つの端子を持つ３端子インダクタであり、図２にこのような構成のカップルドインダクタの構成例を挙げる。
【００３２】
同図Ａに示すカップルドインダクタは、２つの巻線ア、イを備えたトランス構成を成しており、第１の端子１に２つの巻線ア、イの片側端子が接続され、第２の端子２と第３の端子３にそれぞれの巻線ア、イの反対側端子が接続されて構成されている。
【００３３】
同図Ｂに示すカップルドインダクタは、中間タップを備えた巻線ウによって構成されており、第１の端子１と第２の端子２は、この巻線ウの両端に接続されており、第３の端子３がこの巻線ウの中間タップに接続されて構成されている。
【００３４】
同図Ｃに示すカップルドインダクタは、中間タップを備えた巻線ウによって構成されており、第１の端子１と第３の端子３は、この巻線ウの両端に接続されており、第２の端子２がこの巻線ウの中間タップに接続されて構成されている。
【００３５】
同図Ｄに示すカップルドインダクタは、デルタ型に接続された３つの巻線エ、オ、カによって構成されており、第１の端子１と第２の端子２と第３の端子３は、各巻線エ、オ、カの各接続点に接続されて構成されている。
【００３６】
同図Ｅに示すカップルドインダクタは、スター型に接続された３つの巻線キ、ク、ケによって構成されており、第１の端子１と第２の端子２と第３の端子３は、各巻線キ、ク、ケの各開放端に接続されて構成されている。
【００３７】
ここで、上述した基本回路をフライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した回路例を図３に示す。
【００３８】
本回路例では、本回路例では、DC/DCコンバータ２０のトランスＴの一次側巻線に中間タップを設け、これに現れる電圧を高周波交流電圧源Ｉとし、更に別の一次巻線Ｎ３を設け、これに現れる電圧を高周波交流電圧源IIとして使用している。また、上記中間タップによって分割された各巻線をそれぞれＮ１，Ｎ２とする。
【００３９】
また、ここで示した回路例では、カップルドインダクタL1、L2として、図２Ａに示したトランス型のカップルドインダクタを用いており、部品点数削減のため同一の磁気コアＣＯＲＥを共有してカップルドインダクタL1A,L1Bとしているが、倍電圧動作時の基本的な動作はそれぞれ独立した磁気コアで構成した場合と同一である。
【００４０】
また、ここで示した回路例では、ノイズ対策のため交流電源ＡＣとブリッジ整流器１１の間にＥＭＩフィルタ４１を挿入している。
【００４１】
以下、図４〜図１２を用いて、上記図３に示したスイッチング電源の動作について、説明する。尚、上記各図は、上記図３に示したスイッチング電源の以下の動作について説明するものである。
図４，５は、入力電圧Vinの正の半周期における動作を示す。
図６，７は、入力電圧Vinの負の半周期における動作を示す。
図８は、商用周波数を横軸とした、カップルドインダクタL1A,L1Bの各巻線N1A,N2A,N1B,N2Bに流れる電流、および入力電流Iin、入力電圧Vinの波形を示す。図９、１０は、スイッチング周波数を横軸とした各部の代表的な動作電圧、電流の波形を示す。
図１１、１２は、スイッチSW1をオフとし、通常の全波整流としたときの動作を示す。
【００４２】
尚、図８，９、１０の波形図は、回路シミュレータを用いて得られたものであり、ここで用いた各回路定数は、それぞれ、
L1A,L1B=160uH,N1A:N2A=N1B:N2B=1:1,KcA=KcB=0.85,C1=C2=220uF,T=400uH,N1:N2:N3:N4=2:1:2:1.6,C3=680uFである。
【００４３】
また、以下の説明では簡単のため、ダイオードの順方向電圧降下、巻線の寄生抵抗等は無視する。
【００４４】
本発明のスイッチング電源では、入力電圧Vinの実効電圧が低い場合には、スイッチSW1をオンとし倍電圧整流を行なう。この時、入力電圧Vinの中で正の半周期の電圧が印加された場合、スイッチQがオンすると、図４に示すように、直列接続された平滑コンデンサC1、C2の充電電圧Vc1でトランスTが励磁される。この時、トランスTの中間タップ電圧VNB1がブリッジ整流後電圧Vrect1より低いとカップルドインダクタL1Aの巻線N1A、ダイオードD6が導通し、カップルドインダクタL1Aとその漏洩インダクタンスを励磁する。
【００４５】
次に図５に示すように、スイッチQがオフするとダイオードD9が導通し、トランスTがリセットされ、リセット電流が2次側に供給される。この時、カップルドインダクタL1Aの巻線N2A、ダイオードD5が導通し、カップルドインダクタL1Aがリセットされ、リセット電流が平滑コンデンサC1を充電する。また、カップルドインダクタL1Aの漏洩インダクタンスもリセットされるため、リセット電流がカップルドインダクタL1Aの巻線N1A、ダイオードD6、トランスTの一次側巻線N1をとおり、平滑コンデンサC1を充電するが、トランスTの一次側巻線N1が二次側巻線N4とトランス結合しているため、その巻数比に応じた電流がトランスTのリセット電流に重畳される。
【００４６】
この時のスイッチＱのゲート電圧Ｖｇａｔｅ，スイッチＱのドレイン電圧Ｖｄｒａｉｎ、スイッチＱに流れる電流ＩＱ、ダイオードＤ９に流れる電流ＩＤ９、トランスＴの中間タップ電圧ＶＮＢ１、ブリッジ整流後電圧Ｖｒｅｃｔ１、カップルドインダクタＬ１Ａに流れる電流ＩＬ１Ａ、カップルドインダクタＬ１Ａの巻線Ｎ１Ａに流れる電流ＩＮ１Ａ、巻線Ｎ２Ａに流れる電流ＩＮ２Ａの各波形を図９に示す。
【００４７】
入力電圧Vinの負の半周期の場合には、図６，７に示すように、一次側電流がカップルドインダクタL1B、平滑コンデンサC2を通る経路となる以外は、正の半周期の場合と同様に動作する。尚、図６は、入力電圧Vinの負の半周期においてスイッチQがオンした時の電流の流れを示し、図７は、スイッチQがオフした時の電流の流れを示す。
【００４８】
この時のスイッチＱのゲート電圧Ｖｇａｔｅ，スイッチＱのドレイン電圧Ｖｄｒａｉｎ、スイッチＱに流れる電流ＩＱ、ダイオードＤ９に流れる電流ＩＤ９、トランスＴの巻線Ｎ３の電圧ＶＮＢ２、ブリッジ整流後電圧Ｖｒｅｃｔ２、カップルドインダクタＬ１Ｂに流れる電流ＩＬ１Ｂ、カップルドインダクタＬ１Ｂの巻線Ｎ１Ｂに流れる電流ＩＮ１Ｂ、巻線Ｎ２Ｂに流れる電流ＩＮ２Ｂの各波形を図１０に示す。
【００４９】
こうしたスイッチング動作を繰り返すことにより本発明のスイッチング電源では、カップルドインダクタに流れる電流に高周波成分が重畳し、この結果、図８に示すように入力電流Ｉｉｎが滑らかな波形となるため高調波電流が抑制されると共に導通角が広がる。従って、スイッチング電源の力率が向上する。
【００５０】
また、カップルドインダクタに関してインダクタ電流連続モード動作時には、スイッチQのオン期間の一部はカップルドインダクタL1Aまたは、L1Bの漏洩インダクタンスを励磁することに費やされるため、カップルドインダクタL1A、L1Bの正味の励磁時間がスイッチQのオン期間より短くなる。よって、励磁電流が低く抑えられるため、インダクタ電流連続モード動作時でも入力電流ピークが抑えられる。
【００５１】
また、本発明のスイッチング電源では、入力電圧Vinの実効電圧が高い場合には、スイッチSW1をオフとし通常の全波整流を行なう。この場合には図１１，１２に示すようにカップルドインダクタL1A、L1Bが同時、並列に動作するが、力率改善の動作はスイッチSW1がオンの場合と同様に行われる。尚、図１１は、図４と同様に入力電圧Vinの正の半周期においてスイッチQがオンした時の電流の流れを示し、図１２は、図５と同様にスイッチQがオフした時の電流の流れを示す。
【００５２】
ここで、図１に示した本発明の基本回路をフォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータに適用した回路例を図１３に示す。同図に示した回路例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランスＴが同極性に巻線されるフォワード型となっていること以外は、上述したフライバック型のスイッチング電源と同様に動作する。
【００５３】
また、図１４に図１に示した基本回路において、カップルドインダクタに接続されるダイオードをブリッジと兼用するように構成した場合の回路例を示す。
【００５４】
同図に示す回路例では、カップルドインダクタＬ１Ａ、Ｌ１Ｂの巻線Ｎ１Ａ，Ｎ１ＢをダイオードＤ５、Ｄ６を介して、ブリッジ整流器の入力端に接続しているが、本発明のスイッチング電源では、このような構成とすることにより、図３に示した回路の場合と比べて、ダイオードの順方向電圧降下による損失が軽減される利点がある。
【００５５】
また、スイッチSW1をオフとして通常の全波整流とする場合、図３の回路ではスイッチQがオンの時、カップルドインダクタL1A、L1Bを同時、並列に励磁するためスイッチSW1がオンのときと比べ実効的なインダクタンス値が小さくなり、インダクタ電流不連続モードよりで動作するのに対し、図１４の回路では、入力電圧Vinの正の半周期と負の半周期でカップルドインダクタL1A、L1Bが交互に励磁されるため実効的なインダクタンス値は変わらず、インダクタ電流連続モードよりで動作するという違いがある。このため、平滑コンデンサ電圧Ｃ１、Ｃ２の電圧上昇、巻線やスイッチQでの導通損を低く抑える効果がある。
【００５６】
なお、以上の説明は、本発明の説明および例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎない。したがって本発明は、上記実施例に限定されることなく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、変形をも含むものである。
【００５７】
例えば、本発明に用いられるDC/DCコンバータは、上述したフライバック型やフォワード型のものに限定されず、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式のDC/DCコンバータを用いても、上記と同様の効果を得ることが可能である。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。本発明のスイッチング電源では、図８と図１７に示した入力電流の波形を比較すれば明らかなように、従来のコンデンサインプット型倍電圧整流方式に比べて入力電流導通角を広げ力率を向上させることが可能である。また、入力電流がパルス状に流れず滑らかな電流波形となるため高調波電流を抑制することが可能となる。
【００５９】
また、本発明のスイッチング電源は、従来のコンデンサインプット型倍電圧整流方式のスイッチング電源に対して、２つのインダクタンス素子と、４つのダイオードの計6つの受動素子を付加するだけで実現できるため、広い入力電圧範囲で高力率の電源を低コストで実現できる。更に、図３の具体例回路図に示したように、3端子インダクタの磁気コアを共有し１つのカップルドインダクタで構成すると、インダクタンス素子は1つで済むため、より低コスト化が可能となる。
【００６０】
更に、カップルドインダクタを用いることの利点として次の点が挙げられる。
【００６１】
カップルドインダクタを用いず、図１５に示すような単一の巻線で構成されたインダクタンス素子を用いるに場合には、インダクタ素子におけるインダクタ電流連続モード動作時に電流ピークが発生し、力率改善動作を妨げる。しかし、図２−Ｂに示すような複数の巻線で構成されたインダクタンス素子の場合には、巻線間の結合係数を設定することが可能となり、これをおよそ０．９以下の値に積極的に下げることで電流ピークを抑え、追加部品無しに、広い入出力範囲での力率改善動作が可能になる。
【００６２】
更に、図９，１０の波形図に示すように、カップルドインダクタの各巻線N1A,N2A,N1B,N2Bに流れる電流はある傾斜を持って減少する。これらの電流は、すなわちダイオードD5,D6,D7,D8に流れる電流なので、各ダイオードはソフトスイッチングターンオフとなる。この現象はカップルドインダクタの漏洩インダクタンスのリセット電流が流れるために起きるものであり、カップルドインダクタの巻線間の結合係数をおよそ０．９以下の値に積極的に下げることで実現される。このソフトスイッチング効果のため、ダイオードの逆回復によるスパイクノイズ、損失等が抑えられ、これらの対策が容易となるため、より一層の低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明に係る３端子インダクタの具体的な構成図である。
【図３】本発明に係るスイッチング電源の具体的な回路図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図６】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図７】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図８】本発明に係るスイッチング電源の要部波形図である。
【図９】本発明に係るスイッチング電源の要部波形図である。
【図１０】本発明に係るスイッチング電源の要部波形図である。
【図１１】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図１２】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明する図である。
【図１３】本発明に係るスイッチング電源の変形実施例を示す回路図である。
【図１４】本発明に係るスイッチング電源の変形実施例を示す回路図である。
【図１５】本発明に係るスイッチング電源の効果を説明する図である。
【図１６】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図である。
【図１７】従来のスイッチング電源の波形図である。
【符号の説明】
ＡＣ 交流電源
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９ ダイオード
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１Ａ、Ｌ１Ｂ カップルドインダクタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ コンデンサ
Ｔ トランス
Ｑ スイッチング素子
１１ ブリッジ整流器
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２５ 整流回路
２６ 制御回路
３１ 負荷回路
４１ ＥＭＩフィルタ

Claims (13)

1. 交流電源からの入力を整流する整流回路と、その整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、その平滑された電圧を入力として、高周波スイッチングにより電圧変換を行うDC/DCコンバータを有するスイッチング電源において、
   前記平滑コンデンサを構成する直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサと第２のコンデンサの共通接続点と、前記交流電源の入力端を接続するスイッチ素子と、
   高周波交流電圧を発生する高周波交流電圧源と、
   前記整流回路の正の出力に接続された第１の端子（１）と、前記第１のコンデンサの正極にダイオード（Ｄ５）を介して接続された第２の端子（２）と、前記高周波交流電圧源にダイオード（Ｄ６）を介して接続された第３の端子（３）を備えた第１のインダクタンス素子と、
   前記整流回路の負の出力に接続された第１の端子（１）と、前記第２のコンデンサの負極にダイオード（Ｄ７）を介して接続された第２の端子（２）と、前記高周波交流電圧源にダイオード（Ｄ８）を介して接続された第３の端子（３）を備えた第２のインダクタンス素子を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記第１のインダクタンス素子及び第２のインダクタンス素子は、同一のコアに巻線されて構成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記第１のインダクタンス素子及び第２のインダクタンス素子は、複数の巻線により構成され、少なくとも、前記第１の端子（１）と前記第２の端子（２）と前記第３の端子（３）を含む３つ以上の端子を持つカップルドインダクタであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
4. 前記カップルドインダクタは、結合係数が0.9以下であることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
5. 前記カップルドインダクタは、第１の巻線と第２の巻線を備えたトランス構成を成しており、前記第１の端子（１）は、前記第１の巻線の一端と第２の巻線の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記第１の巻線の他端に接続され、前記第３の端子（３）は、前記第２の巻線の他端に接続されて構成されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
6. 前記カップルドインダクタは、中間タップを備えたインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）は、前記インダクタンス素子の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記インダクタンス素子の他端に接続され、前記第３の端子（３）は、前記中間タップに接続されて構成されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
7. 前記カップルドインダクタは、中間タップを備えたインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）は、前記インダクタンス素子の一端に接続され、前記第２の端子（２）は、前記中間タップに接続され、前記第３の端子（３）は、前記インダクタンス素子の他端に接続されて構成されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
8. 前記カップルドインダクタは、デルタ型に接続された３つのインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）と第２の端子（２）と第３の端子（３）は、各インダクタンス素子の各接続点に接続されて構成されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
9. 前記カップルドインダクタは、スター型に接続された３つのインダクタンス素子によって構成されており、前記第１の端子（１）と第２の端子（２）と第３の端子（３）は、各インダクタンス素子の各開放端に接続されて構成されることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源。
10. 前記DC/DCコンバータは、フライバック方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
11. 前記DC/DCコンバータは、フォワード方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
12. 前記DC/DCコンバータは、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
13. 前記高周波交流電圧は、前記DC/DCコンバータ内に備えられたトランスから取り出されるように構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。

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