JP4166219B2

JP4166219B2 - 複共振ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Description

本発明は、電力変換装置およびその方法に関し、より詳細には、共振コンバータおよびその方法に関する。

高集積、高周波数ＤＣ−ＤＣコンバータなどの種々の電力変換応用のために、共振および擬似共振コンバータが提案されている。キャパシタンスとインダクタンスとの間の共振を用いて、共振コンバータは、スイッチング損失や電磁妨害を削減するために、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）やゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を提供するよう構成され得る。しかしながら、従来の共振コンバータ設計は、スイッチング素子において過電流や電圧ストレスを示すものもある。そのようなストレスを減らす特別な制御や保護スキームは、低効率や所望されない複雑さに至ってしまう。

前述の課題のいくつかを処理する複合電流および電圧共振コンバータは、ニュルンベルク、’９５年、ＰＣＩＭ、Asou他による「電流共振コンバータ、理論および手段」において提案されている。特に、この文献に記述されたコンバータは、直列共振回路の共振インダクタンスとして共振変圧器のリークインダクタンスを用い、削減された損失抑制のための電力スイッチキャパシタンスを利用する。しかしながら、そのような直列共振コンバータの潜在的な欠点は、重大な出力電流「不感時間」、結果として、望ましくない高電流リップルを示し得ることである。また、直列共振コンバータの共振周波数以下における動作は、スイッチング素子が高スイッチング損失に至る容量性負荷で作動するように、スイッチング素子に対して破壊的であり得る。この後者の問題のために、従来の直列共振コンバータには、共振周波数より十分高い最小駆動周波数を有するように設計される必要があるものもある。それは、高循環電流と望ましくない低効率作動に至る可能性がある。

本発明の一面によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電力変換装置は、
第１の直列共振回路と、前記第１の直列共振回路に直列に接続され、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すように機能する周波数依存インピーダンスとを有する複共振回路と、
前記複共振回路の入力に第１および第２の電圧を交互に印加するよう機能するスイッチング回路と、
前記複共振回路の出力側に設けられた整流回路と、を備える電力変換装置であって、
前記周波数依存インピーダンスは、共振インダクタを有する第２の直列共振回路を含み、
前記整流回路は、前記電力変換装置の負荷をなし、前記第２の直列共振回路の前記共振インダクタと並列に配設されていることを特徴とする。

本発明のもう一つの面によれば、電力変換装置は、
第１および第２の共振周波数をそれぞれ有するカスケード接続された第１および第２の直列共振段階を備える複共振回路と、
前記複共振回路の入力に第１および第２の電圧を交互に印加するよう機能するスイッチング回路と、
前記複共振回路の出力側に設けられた整流回路と、を備える電力変換装置であって、
前記第１および第２の直列共振段階は、それぞれ、コンデンサとインダクタの直列結合を含み、第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振段階のインダクタンスを打ち消すように機能する周波数依存インピーダンスを有し、
前記整流回路は、前記電力変換装置の負荷をなし、前記第２の直列共振段階の前記インダクタと並列に配設されていることを特徴とする。

別の面によれば、本発明は、電力変換方法を提供する。この電力変換方法は、
第１の直列共振回路と、前記第１の直列共振回路に直列に接続され、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すよう機能する周波数依存インピーダンスを有するインダクタを含む第２の直列共振回路とを備える複共振回路の入力に、第１および第２の電圧を交互に印加する工程と、
それに応じて、前記複共振回路の前記第２の直列共振回路の前記インダクタに並列に配設された整流回路の出力における電圧から直流電圧を生成する工程と、
を有することを特徴とする。

さらにもう一つの面によれば、本発明は、電力変換方法を提供する。この電力変換方法は、
第１および第２の共振周波数をそれぞれ有するカスケード接続された第１および第２の直列共振段階を備え、前記第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すよう機能する周波数依存インピーダンスを有するインダクタを含む複共振回路の入力に、第１および第２の電圧を交互に印加する工程と、
それに応じて、前記複共振回路の前記第２の直列共振段階の前記インダクタに並列に配設された整流回路の出力における電圧から直流電圧を生成するステップと、
を有することを特徴とする。

本発明の実施形態は、従来の直列共振コンバータと直列共振変換方法に対し、いくつかの利点を提供することができる。例えば、本発明のある実施形態におけるコンバータは、スイッチング損失を削減するために、コンバータの入力状態における誘導性負荷を維持しつつ、所望の最低駆動周波数より十分に低い周波数で駆動することができる。

本発明の実施形態におけるコンバータは、低電圧や低駆動周波数での共振電荷移動モードの安全な作動を提供しつつ、所望の出力電力を提供するために、指定された最低駆動供給電圧で十分な電流を提供するよう設計され得る。

単なる一例として、添付図面を参照しつつ、本発明の実施形態を説明する。

本発明の典型的実施形態を示す添付図面を参照して、本発明をより完全に説明する。本願を完全にするよう、これらの実施形態を提供する。これらの図では、同様の符号は同様の構成要素を示す。ある構成要素を別の構成要素に「接続する（connected）」あるいは「結合する（coupled）」と言及する際、それが直接他の構成要素に接続あるいは結合され得るが、介在する構成要素が存在してもよいことを理解されたい。対照的に、ある構成要素を別の構成要素に「直接接続する（directly connected）」あるいは「直接結合する（directly coupled）」と言及する際、介在する構成要素は存在しない。

図１は、本発明のある実施形態における電力変換装置１００の概略図である。電力変換装置１００は、複共振回路１２０の入力に第１および第２の電圧を交互に印加する手段（ここでは、ハーフブリッジスイッチング回路１１０として示される）を含む。また、電力変換装置１００は、複共振回路１２０の出力から直流電圧を生成する手段（ここでは、ダイオードＤ２Ａ、Ｄ２Ｂと蓄電コンデンサＣ３とを含む整流回路１４０として示される）を含む。電力変換装置１００は、複共振回路１２０によって生成される電圧を制限する手段（ここでは、ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂを含むクランプ回路１３０として示される）をさらに含む。

図１に記載の実施形態では、スイッチング回路１１０は、制御回路１１２により制御される第１および第２のＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２を備えるハーフブリッジ回路１１４を含む。制御回路１１２は、直流電源１０の第１端子および第２端子を複共振回路１２０の入力に交互に印加するような実質的に相補的な方法で、トランジスタＱ１、Ｑ２を作動する。当然のことながら、ハーフブリッジ構成以外の回路構成は、本発明の範囲内で、実質的に同様な相関性を提供するよう用いられてもよい。また、同期整流回路などの図示の整流回路１４０以外の回路は、本発明の範囲内において、実質的に同様な相関性を提供するよう用いられてもよい。

図１では、複共振回路１２０は、コンデンサＣ１、第１および第２のインダクタＬ１、Ｌ２、変圧器Ｔの磁化インダクタンスＬｍ、コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂの直列結合を含むように示される。特に、この図では、本発明を検討する多くの可能な方法の一つを提供するランプパラメータモデルを表す。図１に示すように、特に、複共振回路１２０は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂとを含む第２の直列共振段階１２４と直列に接続される、コンデンサＣ１とインダクタＬ１とを含む第１の直列共振段階１２２を含むものとして示され得る。

本発明のある実施形態によれば、第１の直列共振段階１２２は、第２の直列共振段階１２４の共振周波数よりも低い共振周波数を有する。ある実施形態では、これにより、第２の直列共振段階１２４が、スイッチング回路１１０の誘導性負荷を維持するとともに、トランジスタＱ１、Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを提供しつつ、その共振周波数以下で作動されることを可能にする。

第１の直列共振段階１２２は、電源インピーダンスを第２の直列共振段階１２４に提供する。

高周波数において、コンデンサＣ１は、コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂを共振キャパシタンスとしておよび磁化インダクタンスＬｍを分路インピーダンスとして用いて、インダクタＬ１、Ｌ２の合計が出力電圧を主に規制するように、低インピーダンスを提供する。磁化インダクタンスＬｍとインダクタＬ１、Ｌ２とによって形成されるドライバにより生成される電圧を、所望の出力電圧を生成するのに必要な電圧よりも低くするのを可能にすることによって、無負荷動作が可能である。短絡状態では、電力変換装置１００は、出力電流を制御するために、インダクタＬ１、Ｌ２とコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂとの結合の共振周波数よりも十分に高い周波数で作動され得る。

クランプ回路１３０は、第２の直列共振段階１２４を固定し、短絡電流を制限することができるとともに、第２の直列共振段階１２４の共振周波数近傍またはそれ以下で作動するとき、電力変換装置１００が共振電荷移動モードに変化するのを可能にする。これにより、第２の直列共振段階１２４が容量性負荷に現れるのを防止するように、変圧器Ｔにおいて発現させられる二次電圧を制限することができる。また、コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂ間の電圧の固定は、コンデンサＣ１間の電圧を第１の近似値に効果的に制限する。

図１に示す回路接続形態が多くの異なる方法で実行可能であることを理解されたい。例えば、図２は、本発明のさらなる実施形態における電力変換装置１００’の実用的な実施を示している。電力変換装置１００’は、上述のように、入力スイッチング回路１１０と、クランプ回路１３０と、出力整流回路１４０とを含む。また、電力変換装置１００’は、コンデンサＣ１、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂと、インダクタンスＬｒ、変圧器Ｔの磁化インダクタンスＬｍの直列結合とを備える複共振回路１２０’を含む。インダクタンスＬｒは、変圧器Ｔのリークインダクタンスと、一つ以上の外部インダクタとを含んでいてもよい。

図４〜図９は、種々の異なる動作条件下において、（別々のコンデンサＣｓとして設計されたスイッチング回路１１０のキャパシタンスを含む）図３に示す典型的構成要素の値を用いて、図２の電力変換装置１００’の典型的動作を示す。図４Ａ〜図４Ｄは、トランジスタＱ１、Ｑ２に印加される駆動信号Ｖ５、Ｖ６と、スイッチング回路２１０より提供される出力電圧Ｖ２と、およそ１８０ｋＨｚで変圧器Ｔの一次巻線を流される電流Ｉ３との関係を示すシミュレーション結果の波形図である。図５は、整流回路２４０と、整流回路２４０のダイオードＤ２Ａ、Ｄ２Ｂの電流Ｉ１、Ｉ２によって生成される出力電流を示す。図４Ａ〜図４Ｄと同じ条件である図５Ａ、図５Ｂから分かるように、電流Ｉ１、Ｉ２は、シミュレーション条件下で、出力整流回路により生成される出力電流リップルが比較的小さくなり得るように、電流Ｉ１、Ｉ２の一方の立ち下がりと電流Ｉ１、Ｉ２の他方の立ち上がりの間の比較的小さいあるいは存在しない「不感時間」を持つ概ね相補的な方法で、立ち上がったり、立ち下がったりする。

図６Ａ〜図６Ｆは、３８０Ｖの供給電圧、２０％の負荷、２２０ｋＨｚのスイッチング周波数でシミュレートされた波形を示す。図示のように、電流Ｉ１、Ｉ２の立ち上がりと立ち下がりの間の不感時間は、この負荷を減らされたときでさえ、無視してよいままである。また、シミュレーション波形の検査は、ゼロ電圧スイッチングがこの軽負荷条件でトランジスタＱ１、Ｑ２に維持され得ることを示す。

図７Ａ〜図７Ｆは、２３０Ｖの供給電圧、１４０ｋＨｚの駆動周波数におけるシミュレーション波形を示す。ここで、クランプダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂは、共振回路が波形のクランプ部分において直列のインダクタンスＬｒとキャパシタンスＣ１とを含むように修正して、一サイクルの一部の間、電流を流す。

図８Ａ〜図８Ｇは、１３０ｋＨｚの駆動周波数、２２０Ｖの供給電圧におけるシミュレーション波形を示す。クランプダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂは、出力ダイオードＤ２Ａ、Ｄ２Ｂのいずれかに電流が流れない各サイクルの一定の期間がある共振電荷移動モードでコンバータが作動するように、各サイクルの重要な一定の期間、電流を流す。通常駆動ではこの動作モードを避けるのが好ましいであろうが、そのような動作は、コンバータが低供給電圧に下げられることを可能にして、追加のホールドアップを提供し得るターンオフ中には許容できるかもしれない。

図９Ａ〜図９Ｇは、望ましい５Ｖ出力を提供可能な供給電圧以下におけるシミュレーション波形を示す。クランプ共振コンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂと、共振コンデンサＣ１の結合により、コンバータは、トランジスタＱ１、Ｑ２への誘導性負荷を維持しつつ（すなわち、正の電流がトランジスタＱ１、Ｑ２のチャネルを通して流れる状態でのターンオフ）、望ましい最小駆動周波数より十分低い周波数において動作することができる。対照的に、同様のハーフブリッジ入力状態を持つ従来の直列共振コンバータの共振周波数以下の動作は、破壊的であり得る。なぜなら、ハーフブリッジトランジスタは、高スイッチング損失に至り得る容量性負荷で動作し得るからである。したがって、従来の直列共振コンバータには、望ましくない高循環電流と望ましくない低効率に至り得る、共振周波数よりも２０〜３０％高い最小設計駆動周波数で作動するよう設計されるものもある。

本発明のさらなる実施形態によれば、図２の回路例示を参照して、複共振コンバータの共振構成要素を以下のように選択することができる。（Ｃ１およびＣ２Ａ、Ｃ２Ｂのインピーダンスが小さいと想定できるときの）最大スイッチング周波数、最大供給電圧において、出力電圧が通常駆動時の望ましい値以下になるように、変圧器Ｔの巻数比とインダクタＬｒ、Ｌｍの値を選択してもよい。変圧器Ｔのリークインダクタンスと一つ以上の追加の外部構成要素により形成され得る直列インダクタンスＬｒと同じ値になるように、磁化インダクタンスＬｍを選択してもよい。反射二次電圧が最高の想定供給電圧の２５％以上であるように、変圧器Ｔの巻数比を選択してもよい。最小の望ましい駆動周波数でＬｒの有効インピーダンスが５０％減らされるように選択され得るコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂの値に等しくなるように、コンデンサＣ１を選択してもよい。この減らされた有効インピーダンス「ｊｗ（Ｌｒ）−１／ｊｗＣ１」は、Ｃ２Ａ、Ｃ２Ｂで共振する。所望の出力電力を提供するために、指定最小動作供給電圧で十分な電流を供給するように、共振構成要素Ｌｒ／２およびＣ２Ａ、Ｃ２Ｂを選択してもよい。より低電圧、駆動周波数では、回路はもはや所望の出力電力を提供しないが、上述のように、共振電荷移動モードでは安全に作動させることができる。

図１０は、本発明のさらなる実施形態におけるコンバータ装置１０００を示す。コンバータ装置（電力変換装置）１０００は、制御回路１０１２によって制御される第１および第２のトランジスタＱ１、Ｑ２を含むハーフブリッジ回路１０１４を備えるようにここでは示される入力回路１０１０を含む。また、コンバータ装置１０００は、コンデンサＣ１、第１および第２の変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次巻線、ならびにコンデンサＣ２Ａ、Ｃ２Ｂの直列結合を含む複共振回路１０２０を含む。ダイオードＤ１Ａ、Ｄ１Ｂを含むクランプ回路１０３０は、この複共振回路１０２０に接続される。さらに、コンバータ装置１０００は、第１および第２の変圧器Ｔ１、Ｔ２の二次巻線に接続される自己駆動の同期整流回路１０４０を含む。この整流回路１０４０は、相補的な動作を提供する方法で接続されるトランジスタＱ３、Ｑ４と、蓄電コンデンサＣ３とを含む。また、コンバータ装置１０００は、インダクタＬｏｕｔとコンデンサＣｏｕｔを含む出力フィルタ回路１０５０を含む。

図１０の実施形態は、改善された生産性や削減された循環エネルギーを含むいくつかの利点を提供することができる。図２を参照して上述した動作と概ね同様に、ハーフブリッジの最初の半周期中、変圧器Ｔ１は、変圧器として振る舞い、変圧器Ｔ２は、共振インダクタとして振る舞う。そして、２番目の半周期中、変圧器Ｔ１は、共振インダクタとして振る舞い、変圧器Ｔ２は、変圧器として振る舞う。しかしながら、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング例中、両方の二次整流器は、順方向バイアスとなり、変圧器Ｔ１、Ｔ２のリークインダクタンスの制御下、一方の二次巻線から他方の二次巻線に電流の方向を転換する。これにより、より速い転換とより低い実効電流を提供することができる。

２つの磁気組立体（変圧器Ｔ１、Ｔ２）を用いることにより、自己駆動の同期整流器を用いることができるとともに、コンバータの各半周期の概ね全体について自己駆動の同期整流器にゲート駆動を提供することができる。図１０の実施形態の潜在的欠点は、短絡出力電流がより高くなり、自己駆動の同期整流器に対するゲート駆動が短絡状態において失われ得ることである。また、図１０の実施形態の出力フィルタ（Ｃ３、Ｌｏｕｔ、Ｃｏｕｔ）は、本発明の範囲内で、出力フィルタリングのために低インピーダンスのコンデンサを用いる回路よりも低い所定のコストの出力リップル電圧を提供し得る他に記載の実施形態に適用可能である。当然のことながら、本発明の範囲内で、図１０に記載の自己駆動の整流回路をダイオード整流回路に置換してもよい。

同期整流出力回路で用いられる際の図１０の実施形態のもう一つの潜在的利点は、あらゆる特定の出力において最小負荷を要求することなく、良いクロスレギュレーション（cross regulation）を持つ多数の出力を提供する能力である。これにより、追加の同期整流出力回路で追加の二次巻線を追加することによって比較的低コストで実現可能である。直列共振接続形態では良いクロスレギュレーションは公知であるが、従来の回路は、自己駆動の同期整流器を典型的に用いておらず、このため、良いクロスレギュレーションを得るために、すべての出力において最小負荷を必要としている。

図面および発明の詳細な説明において、本発明の例示的な実施形態を開示してきた。特定の用語を用いているけれども、一般的で記述的な感覚のみでそれらを用いたのであり、限定する目的として用いてはいない。

本発明のいくつかの実施形態における電力変換装置の概略図である。本発明のさらなる実施形態における電力変換装置の概略図である。本発明の追加の実施形態における電力変換装置の概略図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。図３の電力変換装置のシミュレーション動作を示す波形図である。本発明のさらなる実施形態における電力変換装置の概略図である。

Claims

第１の直列共振回路と、前記第１の直列共振回路に直列に接続され、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すように機能する周波数依存インピーダンスとを有する複共振回路と、
前記複共振回路の入力に第１および第２の電圧を交互に印加するよう機能するスイッチング回路と、
前記複共振回路の出力側に設けられた整流回路と、を備える電力変換装置であって、
前記周波数依存インピーダンスは、共振インダクタを有する第２の直列共振回路を含み、
前記整流回路は、前記電力変換装置の負荷をなし、前記第２の直列共振回路の前記共振インダクタと並列に配設されていることを特徴とする前記電力変換装置。
前記周波数依存インピーダンスは、前記第１および第２の電圧を前記複共振回路に印加する周波数の増加に伴って減少する請求項１に記載の電力変換装置。
第１および第２の共振周波数をそれぞれ有するカスケード接続された第１および第２の直列共振段階を備える複共振回路と、
前記複共振回路の入力に第１および第２の電圧を交互に印加するよう機能するスイッチング回路と、
前記複共振回路の出力側に設けられた整流回路と、を備える電力変換装置であって、
前記第１および第２の直列共振段階は、それぞれ、コンデンサとインダクタの直列結合を含み、第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振段階のインダクタンスを打ち消すように機能する周波数依存インピーダンスを有し、
前記整流回路は、前記電力変換装置の負荷をなし、前記第２の直列共振段階の前記インダクタと並列に配設されていることを特徴とする前記電力変換装置。
前記第１の共振周波数は前記第２の共振周波数よりも低い請求項３に記載の電力変換装置。
前記第１の直列共振段階は、前記第２の直列共振段階が前記スイッチング回路の誘導性負荷を維持しながら前記第２の共振周波数で機能するのを可能にするよう構成されている請求項４に記載の電力変換装置。
前記複共振回路に接続され、前記複共振回路の出力における電圧を制限するよう機能するクランプ回路をさらに備える請求項３ないし５のいずれかに記載の電力変換装置。
前記クランプ回路は、前記第２の直列共振段階によって前記スイッチング回路の容量性負荷を制限するよう構成されている請求項６に記載の電力変換装置。
前記第１および第２の直列共振段階の前記インダクタは、変圧器の一次巻線のインダクタンスを含み、前記整流回路は、前記変圧器の二次巻線に接続されている請求項３に記載の電力変換装置。
前記スイッチング回路は、直流電源の第１端子と第２端子とを前記複共振回路の入力に交互に接続するように機能し、
前記複共振回路の第１の直列共振段階は、前記スイッチング回路に接続される第１端子を有する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの第２端子に接続される第１端子を有するインダクタと、を有し、
前記複共振回路の前記第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振段階のインダクタの第２端子に接続される第１端子と、前記直流電源の前記第１端子および第２端子の一方に接続するよう構成された第２端子とを有する第２のコンデンサと、を備える請求項３に記載の電力変換装置。
前記第２のコンデンサは、前記第１の直列共振段階のインダクタの前記第２端子と前記直流電源の第１端子および第２端子のそれぞれとの間に接続されるよう構成されている２つのコンデンサを備える請求項９に記載の電力変換装置。
前記複共振回路の前記第１の直列共振段階は、前記コンデンサとしての第１のコンデンサと前記インダクタとしての第１の変圧器の第１の一次巻線との直列結合を含み、前記複共振回路の第２の直列共振段階は、前記コンデンサとしての第２のコンデンサと前記インダクタとしての第２の変圧器の第２の一次巻線との直列結合を含み、
前記整流回路は、前記第１および第２の変圧器の第１および第２の二次巻線に接続される自己駆動の同期整流回路を構成する請求項３に記載の電力変換装置。
前記複共振回路の第１の直列共振段階は、前記コンデンサとしての第１のコンデンサと前記インダクタとしての第１の変圧器の第１の一次巻線との直列結合を含み、前記複共振回路の第２の直列共振段階は、前記コンデンサとしての第２のコンデンサと前記インダクタとしての第２の変圧器の第２の一次巻線との直列結合を含み、
前記整流回路は、前記第１および第２の変圧器の第１および第２の二次巻線に接続されるダイオード整流回路を構成する請求項３に記載の電力変換装置。
前記スイッチング回路は、ハーフブリッジ回路を備える請求項１ないし１２のいずれかに記載の電力変換装置。
第１の直列共振回路と、前記第１の直列共振回路に直列に接続され、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すよう機能する周波数依存インピーダンスを有するインダクタを含む第２の直列共振回路とを備える複共振回路の入力に、第１および第２の電圧を交互に印加する工程と、
それに応じて、前記複共振回路の前記第２の直列共振回路の前記インダクタに並列に配設された整流回路の出力における電圧から直流電圧を生成する工程と、
を有することを特徴とする電力変換方法。
前記周波数依存インピーダンスは、前記第１および第２の電圧を前記複共振回路に印加する周波数において減少する請求項１４に記載の電力変換方法。
第１および第２の共振周波数をそれぞれ有するカスケード接続された第１および第２の直列共振段階を備え、前記第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振回路のインダクタンスを打ち消すよう機能する周波数依存インピーダンスを有するインダクタを含む複共振回路の入力に、第１および第２の電圧を交互に印加する工程と、
それに応じて、前記複共振回路の前記第２の直列共振段階の前記インダクタに並列に配設された整流回路の出力における電圧から直流電圧を生成するステップと、
を有することを特徴とする電力変換方法。
前記第１の共振周波数は前記第２の共振周波数よりも低い請求項１６に記載の電力変換方法。
前記第１および第２の直列共振段階は、それぞれ、コンデンサとインダクタの直列結合を備える請求項１６に記載の電力変換方法。
前記第１および第２の直列共振段階は、それぞれ、変圧器の一次巻線を備え、
前記直流電圧を生成する工程は、前記変圧器の二次巻線における電圧から前記整流回路を介して前記直流電圧を生成する工程を有する請求項１６に記載の電力変換方法。
前記複共振回路の第１の直列共振段階は、前記スイッチング回路に接続される第１端子を有する第１のコンデンサと、該第１のコンデンサの第２端子に接続される第１端子を有するインダクタと、を有し、
前記複共振回路の前記第２の直列共振段階は、前記第１の直列共振段階のインダクタの第２端子に接続される第１端子と、前記直流電源の前記第１端子および第２端子の一方に接続するよう構成された第２端子とを有する第２のコンデンサと、を備える請求項１６に記載の電力変換方法。
前記複共振回路の第１の直列共振段階は、第１のコンデンサと第１の変圧器の第１の一次巻線との直列結合を含み、前記複共振回路の第２の直列共振段階は、第２の変圧器の第２の一次巻線と第２のコンデンサとの直列結合を含み、
前記直流電圧を生成する工程は、前記第１および第２の変圧器の第１および第２の二次巻線に接続される自己駆動の同期整流回路から前記直流電圧を生成する請求項１６に記載の電力変換方法。