JP4153452B2 - マルチキャリア適応変調通信システムとその送受信装置 - Google Patents

Description

本発明はマルチキャリア通信方式を用いた通信システム及びそれを構成する送信装置と受信装置に関する。

近年、5GHz帯を使用した免許不要の小電力無線通信システムが、複数提案及び規格化されてきている。実際にIEEE802.11aやARIB（電波産業会）のHiSWAN（High Speed Wireless Access Network）規格等を使用した無線通信システムが開発されている。これらのシステムには、マルチキャリア通信方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）が使われており、この方式は無線通信において、周波数選択性フェージングに対し耐性をもった方式として、ディジタルテレビ等でも使用されている。

OFDMは、数十から数百のキャリア（各々をサブキャリアと呼ぶ）を直交する周波数軸上に配置し伝送する方式であり、誤り訂正符号やインターリーバと組み合わせることにより、周波数選択性フェージングへの耐性を実現している。図６ａにOFDM信号送信時の周波数スペクトラムを示す。OFDM信号は、図６ａに示すように、サブキャリアが直交関係に配置されており、それぞれのサブキャリアが位相変調や振幅変調されている。

先に示したIEEE802.11aやHiSWANでは、サブキャリアの変調方式として、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM変調を仕様化している。仕様ではキャリア数を52とし、そのうち48のサブキャリアをデータ通信用とし、残りの4サブキャリアをパイロットキャリアとして制御用として使用している。これらのシステムの場合に、同じOFDMシンボル内ではパイロットキャリアを除く全てのサブキャリアにおいて同一の変調方式が使用される。

一方で、OFDMを使用する通信方式については様々な角度から研究がなされており、その中の１つに適応変調技術がある。この適応変調技術は、通信方式に関する様々なパラメータを、使用する伝播路環境に応じて最適化し、その環境毎に最適な通信方式を提供する技術である。この技術はOFDMだけに用いられる技術ではないが、OFDMに適応変調方式を用いた例として、各サブキャリアの変調方式を、同一のOFDMシンボル内で異なった方式にすることが提案されている。

図６aは、OFDM信号の送信側でのスペクトラムを示すが、受信側では様々な要因からの影響を受け、スペクトラムが変化する。特に、電波を使用する場合、伝播路による影響が大きい。図６bは、OFDM信号を用いた場合の受信側での周波数スペクトラムである。サブキャリア毎にフェージングの影響が異なり、様々な受信強度を持つサブキャリアが生成されることになる。このような場合、各サブキャリアの信頼度は異なり、同一の変調方式で送信すると誤りが起こるサブキャリアが存在してしまう場合がある。これは、各サブキャリアの受信電力が異なることにより、信号のSNR（Signal Power to Noise Power Ratio）がサブキャリア毎に異なることに依存しいている。図７aは、受信装置側での各サブキャリア毎のSNRと受信に必要となるSNRの閾値（図７aにおけるしきい値（thresh1）の関係を示す。全てのサブキャリアを同一の変調方式で送信した場合は、受信に必要となるSNRは全てのサブキャリアで同一である。従って、図７aにおいては、Ｓ０〜Ｓ５までのサブキャリアについては、必要となるＳＮＲを満たしており、送信データを誤りなく受信できるが、Ｓ６〜Ｓ９のキャリアについては、正確に送信データを受信できなくなる。この対策として、変調方式をＳＮＲが低くても、受信可能な方式に変更することが考えられる。これは図８aにおいてはしきい値（thresh1）を低くすることと等価であるが、当然、伝送速度が下がり、電力の高いサブキャリアに対しては、効率的な伝送を行っているとは言えない。

そこで、伝播路に応じてサブキャリアの変調方式を異なる方式にするこが提案されており、これが適応変調の１方式である。図７bに適応変調を用いた場合の受信装置側での各サブキャリア毎のSNRと必要となるSNRの閾値（図７bにおけるthresh0〜thresh2）の関係を示す。この図において、受信電力がthresh0を上回るサブキャリアS2、S3は、64QAM、thresh１を上回るS0、S1、S4、S5は16QAMで変調し、thresh2を上回るS6はQPSKで変調し、そして残りのS7〜S9はBPSKで変調されることを意味している。このように全てのサブキャリア毎で、受信可能で最大伝送レートを実現する変調方式を用いることにより、伝送効率を最大限に保ちながら誤りなく伝送できることが、適応変調方式を用いることのメリットである。ここでは、一例として、変調方式を各キャリアで変更する例を示しているが、各キャリア毎に、誤り訂正方法を変える（符号化率の変更を含む）ことにより適応変調することも可能である。

以下、本明細書においては、OFDM通信方式において、使用する伝播路の環境に応じてサブキャリアの変調方式や誤り訂正方法を変えて（符号化率の変更を含む）通信を行なう方式をＯＦＤＭ 適応変調方式（以下、ＯＦＤＭ ＡＭＳ(Adaptive Modulation Scheme）方式と称する）と呼ぶ。IEEE802.11aのようなシステムでは、基地局（AP）と端末局（MT）とが同じ周波数帯で通信を行なっているため（TDD方式 : Time Division Duplex方式）、伝播路の状況は相手からの送信データから容易に推定できる。従って、相手端末のノイズ電力がなんらかの手段で認識できるとＯＦＤＭ ＡＭＳを使用することが可能になり、従来の通信方式に対して効率的な通信が可能となる。通常、相手端末の雑音電力は、相手からの送信データ情報として通知されるのが一般的である。

図８は、ＯＦＤＭ ＡＭＳ方式のパケットフォーマットの一例を示す図である。図８がデータパケットのフォーマットであり、図８がＡＣＫパケットのフォーマットの一例を示す図である。両者とも、上側が物理的なフォーマットであり、下側がデータを更に詳細に示した論理フォーマットである。

プリアンブル部２０１は、送受信装置間で既知の信号であり、受信装置側でAGC（Auto Gain Control）や、周波数制御、伝播路推定などに用いられ、MLI（Modulation Level Information）部２０２は、データ部２０３の各サブキャリアの変調方式や誤り訂正方法（符号化率を含む）を指定する信号を含んでいる。尚、ACKパケットにはプリアンブル部２１１とデータ部２１２とが含まれるが、MLI部が含まれていないのは、ACKは全てのサブキャリアを同一の変調方式で変調していると仮定しているためである。また、ACKフォーマット中のNoise Powerフィールドは、端末のノイズ電力に関する情報を送信するためのフィールドである。また、物理フォーマット、論理フォーマットともNoise Powerフィールドを除いて、IEEE802.11aと同じものであるため、説明は省略するが、構成は図に示す通りである。

図９は、基地局APと端末局MTとが通信を行なう際の伝送プロトコルの簡単なシーケンスチャート図である。基地局APが端末局MTに対する通信が発生した場合、基地局APは端末局MTに対してデータを送信する。端末局MT側で正常にパケット受信できた場合は、ACK（ACKnowledgement）パケットを送信し、誤りが生じた場合はNACK（Non-ACKnowledgement）パケットを送信する。ACKを受信したAPは次のデータを、NACKを受信した場合は前回と同じデータを再送する。但し、IEEE802.11aにおいてはNACKパケットはなく、ACKを受信できないことでNACKを受信したと判断している。このようなシステムにおいては、ACKあるいはNACKパケット内にノイズ電力に関する情報送信することによりＯＦＤＭ ＡＭＳを実現することができる。

図１０は、ＯＦＤＭ ＡＭＳ方式を実現するための送受信装置の簡易的な構成例を示すブロック図を示す。図１０に示すように、受信されたＯＦＤＭ信号はＡ／Ｄ変換器１０１において、ディジタル信号に変換される。符号１０２はＯＦＤＭシンボルとの同期、周波数の同期を行う同期部であり、符号１０３は受信した時間波形を周波数波形に変換するＦＦＴ部であり、符号１０４は受信したプリアンブルから伝播路を推定する伝播路推定部であり、符号１０５はデータ解析部１０７で解析されたサブキャリア毎の変調方式と伝播路推定部１０４で求められた伝播路情報に基づいて復調が行なわれるサブキャリア復調部であり、符号１０６は誤り訂正部であり、符号１０７は先に示したパケットフォーマットに基づきデータを解析するデータ解析部である。符号１０８は自端末のノイズ電力を推定する機能ブロックであり、受信した信号点が理想的な信号点からずれている電力量として定義されるノイズ電力が計算される。

具体的には、サブキャリア復調部１０５において、各サブキャリアのデータは、送信信号成分＋雑音成分のアナログ値で求められている。これを誤り訂正すると、雑音成分が除かれ、送信信号成分だけが残り、これらの差分をとることにより、雑音成分を求めることが可能になる。もちろん、雑音成分が大きい場合、誤り訂正後の信号成分は送信信号と異なることになるが、全てのキャリアを平均する操作などを行うことにより、その影響を最低限に抑えることが可能である。ここで推定されたノイズ電力は、相手方端末に通知する際のデータとして、上位レイヤとのインターフェースブロック１２０に渡される。

また、伝播路推定部１０４において推定された伝播路情報と、Data解析部１０７で解析された受信データに含まれる相手端末のノイズ電力とは、ＡＭＳ（変調方式）制御部１１７に送られ、適切な変調方式が制御され決められる。

さらに、Ｄａｔａ解析部１０７から上位レイヤインターフェイス１２０を介して送られた送信データは、誤り訂正符号部１１６にも入力されて誤り訂正符号化され、ＡＭＳ制御部１１７で求められた変調方式に従い、サブキャリア変調部１１５で変調される。サブキャリア変調部１１５において変調された変調データと、プリアンブル挿入部１１４で作成されるプリアンブルと、を切り替えて、変調データとプリアンブルとのいずれかをＩＦＦＴ部１１３に対して出力し、ＯＦＤＭ信号の時間波形を作成する。その後、ＧＩ挿入部１１２においてＯＦＤＭ信号処理に必要なサイクリックデータであるガードインターバルが挿入され、ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ）１１１においてアナログ信号に変換され、ＯＦＤＭ信号が出力される。

以下にＡＭＳ制御部１１７における処理について例示する。まず、受信されたデータを解析した結果から得られた相手方端末のノイズ電力に基づいて、全てのサブキャリアの基準ＳＮＲであるＳＮＲＢ（dB）を決定する。また、伝播路推定部１０４から得られた伝播路情報に基づいて、各サブキャリア電力と全てのサブキャリアの電力平均との比を求める。ここで、各サブキャリア番号をkとした場合の比をＹｋ（dB）とする。これと最初に求められたＳＮＲＢとから、サブキャリア毎の受信端末での推定ＳＮＲであるＳＮＲＲＸｋを、ＳＮＲＲＸｋ＝Ｙｋ＋ＳＮＲＢの式に基づいて求める。各サブキャリアのＳＮＲＲＸｋ、受信端末で必要となる各変調方式のＳＮＲの閾値であるthresh0〜thresh2とを比較し、変調方式を決定する。例えば、図７に示す状態において、64QAMに必要となる変調方式をthresh0とし、同様に16QAMに必要となる変調方式をthresh1とし、QPSKに必要となる変調方式をthresh2とした場合、ＳＮＲＲＸｋがthresh0を超えている場合は64QAMとし、thresh0からthresh1までの間にある場合は16QAMとし、thresh1からthresh2の間にある場合はQPSKを選択し、thresh2を下回る場合はBPSKを選択する。 このようにして、適応変調を行うことができる。

電子情報通信学会論文集 vol.J84-BN07 PP.1141-1150

上記のＯＦＤＭ ＡＭＳをＴＤＤシステムにより効率的に実現するためには、相手方の端末における伝播路の状態を、相手方の端末から送られてくるパケットに基づいて推定し、さらに相手方の端末のノイズ電力をデータとして受け取り、それらの情報から各サブキャリアに適した変調方式を選定するものである。

しかしながら、装置間の特性差などにより、あるノイズ電力下で適切な特性を満たすために必要となるＳＮＲは異なるため、送信装置において受信したノイズ電力から変調方式を選択したとしても、必ずしも適切な選択になっていると限らない場合がある。図１１は、各変調方式に対する各変調方式の所要ＳＮＲの値が、例えばＺｄＢだけｔｈｅｓｈｏｌｄ０〜２だけ送受信装置間でずれている場合、すなわち送受信装置間における特性差の影響を例示した図である。図１１ａは送信装置のＳＮＲの周波数依存性を変調方式毎の閾値をパラメータとして示した図であり、その縦軸は、ＳＮＲＸｋである。キャリア番号ＸｋのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ Ｐｏｗｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ ｒａｔｉｏ）である。図１１ｂは受信装置側でのＳＮＲの各変調方式毎の閾値である。

図１１ａに示す送信装置では、サブキャリアS1〜S4は16QAM、S0、S5、S6はQPSK、S7〜S9はBPSKで変調することになる。しかしながら、図１１ｂに示すように、受信装置では、サブキャリアS2〜S3は64QAM、S0、S4、S5は16QAM、S6はQPSK、S7〜S9はBPSKで受信することが可能であり、送信側と受信側とでずれが生じていることがわかり、最適な変調方式が選択されていない。すなわち、送信装置と受信装置とにＺ（ｄＢ）の差が生じていることがわかる。

同様に、図１２は、送受信装置間で各変調方式の所要SNRの割合が異なっている場合における影響を示す図である。図１２ａに示す送信装置では、サブキャリアS1〜S4は16QAM、S0、S5、S6はQPSK、S7〜S9はBPSKで変調することになる。しかしながら図１２ｂに示すように、実際にはS1〜S4は64QAM、S0、S5は16QAM、S6はQPSK、S7〜S9はBPSKで送ることができ、サブキャリア毎に選択可能な変調方式が送信側とは異なり、図１２の場合も図１１の場合と同様に適切な変調方式が選ばれていないことになる。すなわち、従来の適応変調方式では必ずしもサブキャリアの選択基準が端末の特性を十分に発揮できるものではないという問題があった。本発明の第１の目的は、受信装置からのノイズ情報に基づく送信端末の変調方式の選択精度を高めることである。

本発明の第２の目的は、ＯＦＤＭ ＡＭＳ方式を、IEEE802.11a規格上で使用できるようなシステム又は送受信装置を提供することである。その際、従来の端末に対しての変更をできるだけ少なくすることを目的とする。

本発明は上記課題を解決するために、OFDM AMS通信方式を用いる送受信装置において、受信側に、伝播路に応じて可能な理想的な伝送レートを求める手段と、実際のデータ通信に用いられた伝送レートと理想伝送レートの差分を求める手段を具備し、その差分に関する情報を、送信側に通知する手段を具備する。また、差分に関する情報をACKパケットの受信アドレスフィールドを巡回させることで通知する手段を具備する。

本発明の通信技術を用いると、伝播路に応じてサブキャリアの変調方式を適応的に変えてマルチキャリアを用いデータの通信を行なう送受信装置間で、変調方式を選択するための特性に相違があった場合でも、送信装置側で受信装置側において理想的な変調方式を選択できるようになる。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に基づく通信システムに、本発明による通信技術を適用した場合に、従来の端末からの変更を少なくすることができる。

本明細書における誤り訂正方法の中には、例えば符号化率を変更する方法が含まれる。本発明の実施の形態について説明する前に、発明者の考察について具体的に説明を行う。無線ＬＡＮにおいては、ＣＳＭＡ／ＣＡ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｓｅｎｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ／Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ Ａｖｏｉｄａｎｃｅ）プロトコルにより、干渉が発生しにくくなっており、受信装置の受信特性は、受信ＳＮＲにより決定される。また、アクセスポイントに接続されている全ての端末で、１つの無線チャンネルを共有するため、受信信号における伝搬路特性から送信時の伝搬路特性を推定することが可能である。従って、相手局における雑音レベルが推定できれば、送信装置で送信する各サブキャリアの最適変調パラメータが推定できる。例えば、ＡＣＫパケット受信時に、各サブキャリアのチャネル複素利得を測定する。また、送信側では、暫定的に雑音レベル設定し、各サブキャリアのＳＮＲを算出し、ＯＦＤＭ ＡＭＳの手順にしたがって変調パラメータを設定する。一方、受信側では、各サブキャリアの受信ＳＮＲを測定し、１−ＯＦＤＭシンボルで実際に伝送可能なビット数を算出する。この値が、実際に伝送されたビット数よりも多い場合には、送信側で測定している雑音レベルが実際よりも高いことを示しているので、この差が一定値以上である場合には、送信側に雑音レベルをＸｄＢ下げるように通知する。一方、伝送可能なビット数が実際に伝送されたビット数よりも一定値以上少ない場合には、雑音レベルをＸｄＢ高くするように通知する。また、両者の差が一定値いないの場合には、雑音レベルを保持するように通知する。この処理を繰り返すことで、送信側の雑音レベルは実際の雑音レベルに漸近させることができる。

尚、この際、新たな信号の追加が好ましくない場合には、ＡＣＫパケットのＭＡＣアドレス部を並び替えることにより、値の保持、或いは±ＸｄＢのコマンドを通知し、送信側にこのコマンドに沿った雑音電力の推定値を更新する。また、８０２.１１ａでは、伝送に失敗した場合にＡＣＫを返さないため、伝搬路特性及び雑音電力の推定値の更新が行えない。そのため、ここでは、ＡＣＫパケットのＭＡＣアドレス部を反転させたものをＮＡＣＫとして送信することにより、伝送路変動に対する追従特性と推定雑音電力の収束の改善を図ることを考えた。

上記の考察に基づいて、本発明の各実施の形態について以下に説明する。以下の実施の形態において、ＯＦＤＭ ＡＭＳに使用できるサブキャリアの変調方式としては、BPSKと、QPSKと、16QAMと、64QAMと、を仮定する。また、実施例の説明を簡素化するため、誤り訂正方法と符号化率については全てのサブキャリアで同一と仮定して説明する。背景技術において使用した略語等については、そのまま用いることができる場合には、重複となる説明は省略する。

まず、本発明の第１の実施の形態による通信装置について、図面を参照しつつ説明を行う。尚、本実施の形態においては、送受信装置間の特性ずれを検出するための技術について説明する。

図１は、本実施の形態による送受信装置の構成例を示す機能ブロック図である。図１において、図１０に示した機能ブロック図と同じ機能を有する機能ブロックに対しては、同じ符号を付してその説明を省略することにする。図１に示すように、本実施の形態によるＯＦＤＭ ＡＭＳ方式の通信装置は、図１１に示すＯＦＤＭ ＡＭＳ方式の通信装置に加えて最大受信レート推定部１３０と、レート比較部１３１、とを有している点に特徴がある。最大受信レートは、例えば１ＯＦＤＭシンボルで最大受信可能なビット数（ＩＲ）として定義され求めることが可能である。ＩＲは、送信側から見るとデータを送りたい端末の理想伝送ビット数であり、本実施の形態による通信技術においては、送信側がこの理想伝送ビット数に近い変調レートを送信側で選択できる仕組みを有している点に１つの特徴がある。

そこで、本実施の形態における最大受信レート推定部１３０では、雑音電力推定部１０８から、推定した雑音電力を受け取り、伝播路推定部１０４から得られた伝播路情報に基づいて得られる各サブキャリア間の電力比と平均電力から各キャリアのＳＮＲを求め、各キャリアの変調レートを求める。これにより受信したパケットにおける最大受信レート（特許請求の範囲に記載されている理想伝送レート）を求めることができる。

各キャリアの変調レートを求める方法は、送信側で用いる選択方法と同じである。即ち、図１２等に示したように、各キャリアのＳＮＲと予め設定されている閾値とを比較し、６４ＱＡＭ（1キャリアあたり６ビット伝送）、１６ＱＡＭ（1キャリアあたり４ビット伝送）、ＱＰＳＫ（1キャリアあたり２ビット伝送）、ＢＰＳＫ（1キャリアあたり１ビット伝送）に各キャリアの変調方式を振り分ける。例えば、前述の変調方式に割り当てられたキャリアの数がそれぞれ、ｍ４本、ｍ３本、ｍ２本、ｍ１本であったとすると、理想伝送ビット数ＩＲは、ＩＲ＝１×ｍ１＋２×ｍ２＋４×ｍ３＋６×ｍ４で求められる。このブロックは、受信したパケットにおいて、伝搬路推定部１０６から求められる値Ｙｋと、雑音電力推定部１０８からの端末における雑音電力から、受信するパケットの各サブキャリアが最適に変調された場合の、１ＯＦＤＭシンボル当たりの伝送ビット数を求める。これは、送信装置が各サブキャリアの変調レートを選択する場合の方法と同様の方法である。この伝送ビット数は、受信装置における理想的な伝送ビット数になる。

一方、受信データは、送信装置からＭＬＩで示された変調レートで受信されているので、Data解析部で、ＭＬＩに基づいた実際のパケットにおける１ＯＦＤＭシンボル当たりの実伝送ビット数（ＲＲ）を求める。例えば、ＭＬＩを解析した結果、ＢＰＳＫを使用したキャリアがｎ１本、ＱＰＳＫを使用したキャリアがｎ２本、１６ＱＡＭを使用したキャリアがｎ３本、６４ＱＡＭを使用したキャリアがｎ４本とすると、１ＯＦＤＭシンボルあたりの実伝送ビット数ＲＲは、ＲＲ＝１×ｎ１＋２×ｎ２＋４×ｎ３＋６×ｎ４で求められる。Ｄａｔａ解析部では従来例で示した機能に追加してＲＲを演算する機能が追加されている。
レート比較部１３１では、ＩＲとＲＲビット数の差分を求め、その差分を上位レイヤインターフェース部１２０に入力する。

この差分は、上述のように、送受信装置間での特性差に起因する。上位レイヤインターフェース部１２０では、入力された差分に基づいてノイズ電力の補正値を算出し、次のＡＣＫでノイズ電力を送信する際に、その補正値を考慮し、後述するNoise Powerフィールドに挿入する。

この処理は、図１１において、各threshold値を補正値分上下（図１１の場合は下に移動）させること等価である。従って、図１１におけるＺ（ｄＢ）が補正値として求められたことになる。以上の動作により、送受信装置間での特性差による誤差が軽減でき、サブキャリア毎により適正な変調方式が選択できることになる。尚、図１における各機能ブロック間の信号のやり取りについて符号と矢印とを用いて特定し、特定されたブロック間の信号について、以下にまとめて説明する。

104 → 105： 各サブキャリア毎の伝播路情報（複素情報であり、受信した各サブキャリアがどれだけの振幅変化と位相変化を受けているかを示す情報である。）。
105 → 106、108： 伝播路情報により、補正された各サブキャリアのデータであり、信号成分とノイズ成分の複素情報である。
106 → 107： 誤り訂正後のデータ、ビット情報である。
106 → 108： 誤り訂正されたサブキャリアのデータであり、信号成分（と受信装置が認識した）の複素情報である。
107 →105： 各サブキャリアの変調方式に関する情報である。
108 → 130： ノイズ電力情報である。
104 → 117： 各キャリアの伝播路情報である。
104 → 130： 各キャリアの伝播路情報である。
107 → 117： 受信した相手端末の適応変調用データである。
107 → 131： 演算された実伝送レートである。
130 → 131： 演算された理想伝送レートである。
131 → 120： 理想伝送レートを実伝送レートの差分である。
117 → 115： 送信における各キャリアの変調方式である。

図２は、本実施の形態による通信装置における、基地局ＡＰと端末局ＭＴとの間の伝送プロトコルのやり取りのシーケンスを示すチャート図である。図２において、基地局ＡＰが端末局ＭＴに対してデータを送信する場合を例に説明する。図２に示すように、まず、最初のデータを送信する際は、伝播路状況及び雑音電力の両方ともが未知であるため、システムにおける最も低いレート、言い換えれば信頼性の高いレートで送信する。即ち、図２において、Ｄａｔａ１は、ＯＦＤＭの全てのサブキャリアをＢＰＳＫにより送信する。

上記図８ｂに示したように、ＡＣＫパケットは、パケット制御（Ｆｒａｍｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）と、媒体占有時間（Ｄｕｒａｔｉｏｎ）と、受信アドレス（Ｒｅｃｅｉｖｅ Ａｄｄｒｅｓｓ）と、ノイズ出力（Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ）と、誤り検出情報（ＦＣＳ）と、を含んでいる。Ｄａｔａ１を受信した端末局ＭＴは、図１に示す構成において、理想的な伝送レートと実際伝送レートとを比較して、差分となるノイズ電力量をＡＣＫパケットのノイズ出力（Ｎｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒ）フィールドに挿入し、基地局ＡＰに送信する。これに対して、基地局ＡＰからのＡＣＫにおいて、補正値１（図２）が、端末局ＭＴから基地局ＡＰへと送信され、次の伝送の際に必要となるためで、記憶しておく必要がある。

ＡＣＫを受信した基地局ＡＰは、受信したＡＣＫの補正値１に基づき、背景技術において説明した方法と同様の方法により、各サブキャリアの変調方式（適応変調１）を選定して、Ｄａｔａ２として送信する。Ｄａｔａ２を受信した端末局ＭＴは、理想的な伝送ビット数と実際の伝送ビット数とを再度比較し、その差分に相当するノイズ電力、すなわち図２における補正値２を算出し、前述の補正値１と例えば加算し、ＡＣＫパケットのＮｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒフィールドに挿入し、ＡＰに送信する。上記の処理を繰り返すことにより、伝播路に大きな変化がない限り、補正値は０に収束させていき、基地局ＡＰ側において最適な変調方式を選択することができ、受信装置からのノイズ情報に基づく送信端末の変調方式の選択精度を高めることができるという利点がある。

次に、本発明の第２の実施の形態による通信技術について図面を参照しつつ説明を行う。背景技術において説明した技術及び上記第１の実施の形態においては、ＡＣＫフォーマットをIEEE802.11aシステムの規格で定められているフォーマットに変更を加えている。第１の実施の形態によるパケット構成例を用いて通信を行う場合に、従来の仕様（IEEE802.11a）に合わせた送受信装置では、データパケットも、適応変復調を用いていないＡＣＫパケットも受信できない。ＡＣＫパケットが正常に受信できない理由は、従来のＡＣＫパケットフォーマットにないＮｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒフィールド（図３）が挿入されているため、誤り検出チェック機能（ＦＣＳ）が正常に動作しないことに起因する。すなわち、従来の一般的な端末は、ＦＣＳチェックに失敗した場合に、次の送信までに十分な時間マージンをとるように規定されているため、適応変復調方式を用いた端末が同じ通信システム内に入ってきた場合に、それらのパケットを常に異常処理してしまい、通信効率が低下することになる。

そこで、本実施の形態では、ＡＣＫパケットにはＮｏｉｓｅ Ｐｏｗｅｒフィールドを挿入せずに、ＯＦＤＭ ＡＭＳをIEEE802.11a上で動作させることを特徴とする。図３は、本実施の形態による通信装置間の伝送プロトコルのシーケンス例を示す図である。Ｄａｔａ１を送信する基地局ＡＰは、Ｄａｔａ１が最初の送信であるため、相手端末の雑音電力や各サブキャリアの相対電力Ｙｋが不定である。そこで、ＳＮＲＲＸｋをＸｄＢ（Ｘはかなり低い値にするのが適切である。）となるような雑音電力Ｗを初期雑音電力とする。Ｘがかなり低い値であるため、選択される変調方式は全てのサブキャリアでBPSKとなる。

このデータＤａｔａ１を受信した端末ＭＴは、第１の実施の形態で説明した方法と同様の方法により、図１に示すレート比較部１３１において、理想伝送ビット数と実際の伝送ビット数とを比較し、その差分をとる。この差分が所定の数値を超えている場合は、ＡＣＫパケットにおいて、送信装置における受信端末のノイズ電力を現在の値より増やすか、減らすか、そのままの値を用いるか、の３種類のいずれであるかを示すデータのみを送信装置に伝送する。増やす際又は減らす際の電力量を、本明細書では、p-diffとする。尚、ノイズ電力を変えない（そのまま用いる）場合は、p-diffは０になる。図３においては、p-diff1で示されている。

このＡＣＫパケットを受信した基地局ＡＰは、Ｄａｔａ２を送信する際、伝搬路推定部１０４が推定したＹｋとｐ−ｄｉｆｆ１と、から適切な変調方式を選び、端末局ＭＴにＤａｔａ２を送信する。Ｄａｔａ２を受信した端末は、Ｄａｔａ１を受信した時と同様に、送信装置におけるノイズ電力を増やすか、減らすか、そのままにするか、のうちから適切な方向を選択し、ｐ−ｄｉｆｆ２としてＡＣＫを送信する。次いで、Ｄａｔａ３とその応答ＡＣＫというように、同様の処理を繰り返すことにより、漸近的に最適な変調方式を選択できる。

図４ａ〜図４ｃまでは、本実施の形態による通信技術に用いられるＡＣＫパケットのフォーマット構成例を示す図である。図４aは、IEEE802.11aに用いられているACKフォーマットそのままの構成例であり、図４bは、図４aに対して受信アドレス領域（Receive Addressフィールド）を例えば３領域に分割し、格納した値を巡回させた例を示す図であり、図４cは、図４bと同様であるが図４bとは異なる格納値になるようにパターンを巡回させた例を示す図である。送信装置は、データを送信した際に受けたパケットが、図４ｂのＡＣＫフォーマットであった場合に、次のデータを送信する際の適応変調に用いるノイズ電力を前回使用したノイズ電力に対し一定量（p-diff）だけ加算する処理を行うことを示し、同様に図４ｃの場合は一定量減算処理を行うことを示し、図４ａの場合は前回と同じ値を用いることを示す。次の送信時における変調方式の選択において、ノイズ電力を増加させる（図４ｂ）、減少させる（図４ｃ）、そのまま用いる（図４ａ）とＡＣＫを解釈する。これらのパケットを受信すると、従来のIEEE802.11a仕様に基づく端末においてもＦＣＳチェックが正常に働き、先に示したような通信効率の劣化は起こらない。

尚、アドレスフィールドを巡回させることにより、偶然にアドレスが一致した端末がある場合、或いは、そのアドレスがブロードキャストやマルチキャストのアドレスになった場合には問題となるが、パケットの種別がＡＣＫであるため、通信システムが異常動作することはない。以上、説明したように、本実施の形態による通信技術では、IEEE802.11a規格におけるＡＣＫフォーマットをそのまま用いているため、規格を変更することなくＯＦＤＭ ＡＭＳを適用することが可能になり、受信装置からのノイズ情報に基づく送信端末の変調方式の選択精度を高めることができるという利点がある。

次に、本発明の第３の実施の形態による通信技術について、図面を参照しつつ説明を行う。上記の第１及び第２の実施の形態による通信技術では、全てのサブキャリアを同時に扱っているため、使用している周波数帯域に対して雑音電力がフラットに加算される場合は問題を生じない。しかしながら、周波数に依存した雑音が加算されると、送信装置が正確に変調方式を選択することは困難である。この場合には、第１及び第２のいずれの実施の形態による通信技術において説明した補正と同じ補正をそれぞれのサブキャリア毎に行うことが望ましい。しかしながら、全てのサブキャリアについて補正を行う場合は、情報量が多くなり処理が煩雑になるため全体のスループットが下がってしまうという問題がある。本実施の形態による通信技術は、伝送する情報量をできるだけ少なくし、周波数に依存したノイズがあった場合でも最適な変調方式が選択できる技術である。一般的に、フェージングによる影響は周波数軸上において隣接又は近接するサブキャリア間では大きくは変わらない。そこで、本実施の形態においては、隣接又は近接する周波数軸上の複数のサブキャリアを含むサブチャネルを定義し、このサブチャネルをいくつかのグループに分け、サブチャネル毎に上述の各実施の形態による通信技術のように、受信装置側において理想的な変調方式を選択できるように送信装置側の制御を行えば、さらに選択精度が高まる。先に説明したように、隣接するチャネル間ではフェージングによる影響の違いが少ないため、グループ化する際には、周波数の順番でグループ化することが最も適していると考えられる。本実施の形態による通信技術では４つのグループに分割した例を示す。

図５は、本実施の形態によるＡＣＫフォーマットを示す図である。図５に示すように、ＡＣＫフォーマットのNoise Power フィールドが１〜４までの４領域（4倍の長さ）に拡張されており、それぞれ、１バイトずつが１つのグループのNoise Powerを示す。尚、送受信装置の機能ブロック図としては、図１と同様であるが、雑音電力推定部１０８（図１）が、それぞれのサブチャネルのブロック単位で雑音を推定する機能を有する。

以上、本実施の形態による通信技術によれば、雑音が周波数に依存する場合においても、受信装置側において理想的な変調方式を選択できるように送信装置側の制御を行うことにより、基地局側において最適な変調方式を選択することができ、受信装置からのノイズ情報に基づく送信端末の変調方式の選択精度を高めることができるという利点がある。

以上、本発明の各実施の形態による通信技術を用いた場合に、伝播路に応じてサブキャリアの変調方式を適応的に変えてマルチキャリアを用いデータの通信を行う送受信装置間で、変調方式を選択するための特性に相違があった場合でも、送信装置側で受信装置側において理想的な変調方式を選択できるようになる。さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に基づくシステムに適用することが簡単にできる。

また、本実施の形態では、適応変調としてキャリアの変調方式を変更する場合のみについて詳細に説明したが、各キャリアの誤り訂正方法（符号化率を含む）についても変更することで、同様な適応変調方式をあてはめることができるということは明らかである。

本発明の実施の形態による通信装置の構成例を示す機能ブロック図である。 本発明の第１の実施の形態による通信装置におけるプロトコルシーケンス例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態による通信装置におけるプロトコルシーケンス例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態による通信装置におけるバケット構成例を示す図である。 本発明の第３の実施の形態による通信装置におけるバケット構成例を示す図である。 図６ａ、ｂは、一般的なＯＦＤＭ信号の送信及び受信スペクトルの例を示す図である 図７ａ、ｂは、ＯＦＤＭ信号のＳＮＲと変調方式に関するスレッショルドとの関係を示す図である。 図８ａ、ｂは、ＯＦＤＭ ＡＭＳのパケットフォーマット例を示す図であり、図８ａはデータパケット、図８ｂはＡＣＫパケットの構成例を示す図である。 一般的なＯＦＤＭ ＡＭＳのパケット通信における伝送プロトコルによるシーケンス図である。 ＯＦＤＭ ＡＭＳの送受信装置の一般的な構成例を示す機能ブロック図である。 図１１ａは、送信装置のＳＮＲと変調方式毎の閾値との関係を示す図であり、図１１ｂは、受信装置におけるＳＮＲと変調方式毎の閾値との関係を示す図である。 図１２は、図１１とは異なる特性を示す図であり、図１２ａは、送信装置のＳＮＲと変調方式毎の閾値との関係を示す図であり、図１２ｂは、受信装置におけるＳＮＲと変調方式毎の閾値との関係を示す図である。

符号の説明

101 アナログ／ディジタル変換器
102 同期部
103 FFT部
104 伝播路推定部
105 サブキャリア復調部
106 誤り訂正復号部
107 Data解析部
108 雑音電力推定部
111 ディジタル／アナログ変換部
112 ガードインターバル挿入部
113 IFFT部
114 プリアンブル挿入部
115 サブキャリア変調部
116 誤り訂正符号部
117 AMS制御部
120 上位レイヤとのインターフェース
130 最大受信レート推定部
131 レート比較部

Claims (12)

1. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムに用いられる端末であって、
   受信したマルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出手段と、
   現在の受信状態において、一定以上の品質で受信側の端末が受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出手段と、
   前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出手段と、
   前記伝送レート差の絶対値を小さくする方向に、前記適応変調用の情報を補正する補正手段と、
   該補正手段により補正された情報を送信側の端末に通知する手段と
   を有することを特徴とする端末。
2. 前記実伝送レート算出手段は、各サブキャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくとも一方を示すデータを基に実伝送レートを算出し、
   前記理想伝送レート算出手段は、受信したマルチキャリア適応変調信号の各サブキャリアの受信電力とノイズ電力とを基に理想伝送レートを算出することを特徴とする請求項１に記載の端末。
3. 適応変調用の情報としてノイズ電力を用いるマルチキャリア適応変調通信システムにおいて、
   前記補正手段は、前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの差である前記伝送レート差が、ある閾値ａ（ａ＞0）より大きい場合に、ノイズ電力が小さくなるように補正し、前記伝送レート差が、ある閾値ｂ（ｂ＜0）より小さい場合に、ノイズ電力が大きくなるように補正することを特徴とする請求項１又は２に記載の端末。
4. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムに用いられる端末であって、
   受信したマルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出手段と、
   現在の受信状態において、一定以上の品質で受信側の端末が受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出手段と、
   前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出手段と、を有し、
   前記適応変調用の情報とは別に、前記伝送レート差が、ある閾値ａ（ａ＞0）より大きい場合には、ノイズ電力が小さくなる方向に補正し、前記伝送レート差が、ある閾値ｂ（ｂ＜0）より小さい場合には、ノイズ電力が大きくなる方向に補正するように指示するノイズ電力補正情報を、送信側の端末に通知することを特徴とする端末。
5. 前記ノイズ電力補正情報を受信アドレス領域に記載した形式で送信することを特徴とする請求項４に記載の端末。
6. 前記ノイズ電力補正情報を、ＡＣＫパケットの受信アドレス領域を領域分割し、分割された領域に格納する値を巡回させることにより生成することを特徴とする請求項４に記載の端末。
7. 前記ノイズ電力補正情報を、ＮＡＣＫパケットとして送信することを特徴とする請求項４に記載の端末。
8. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムに用いられる端末であって、
   受信信号のプリアンブルから伝搬路情報を推定する伝搬路推定部と、
   受信信号のパケットフォーマットに基づきデータを解析するデータ解析部と、
   前記伝搬路情報と前記データ解析部において解析されたサブキャリア毎の変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方に基づいて復調を行うサブキャリア復調部と、
   伝搬路情報により補正され前記サブキャリア復調部から出力される信号に基づいて誤り訂正を行う誤り訂正復号部と、
   前記サブキャリア復調部から出力される信号成分と雑音成分の複素情報と前記誤り訂正復号部から出力された信号成分の複素情報とに基づいて雑音電力を推定する雑音電力推定部と、
   前記伝搬路推定部からのサブキャリアの電力情報と前記雑音電力推定部からの雑音電力情報とに基づいて、受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出手段と、
   受信したマルチキャリア信号に基づいて該マルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出手段と、
   前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出手段と、
   前記伝送レート差の絶対値を小さくする方向に、前記適応変調用の情報を補正する補正手段と、
   該補正手段により補正された情報を送信側の端末に通知する手段と
   を有することを特徴とする端末。
9. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各サブキャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムであって、
   前記データ受信側の端末は、
   受信したマルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出手段と、
   現在の受信状態において、一定以上の品質で受信側の端末が受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出手段と、前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出手段と、前記伝送レート差の絶対値を小さくする方向に、前記適応変調用の情報を補正する補正手段と、該補正手段により補正された情報を送信側の端末に通知する手段と、を有し、
   データ送信側の端末は、
   前記補正手段により補正された情報に基づいて、各サブキャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択し直してデータを送信することを特徴とするマルチキャリア適応変調通信システム。
10. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムにおける端末の通信方法であって、
    受信したマルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出ステップと、
    現在の受信状態において、一定以上の品質で受信側の端末が受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出ステップと、
    前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出ステップと、
    前記伝送レート差の絶対値を小さくする方向に、前記適応変調用の情報を補正する補正ステップと、
    該補正ステップにより補正された情報を送信側の端末に通知するステップと
    を有することを特徴とする通信方法。
11. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムにおける端末の通信方法であって、
    受信側では、各サブキャリアの受信ＳＮＲを測定し、１−ＯＦＤＭシンボルで実際に伝送可能なビット数を算出し、該ビット数が、実際に伝送されたビット数よりも多い場合であって、この差が一定値以上である場合には、送信側に雑音レベルをＸｄＢ下げるように送信側に通知し、伝送可能なビット数が実際に伝送されたビット数よりも一定値以上少ない場合には、雑音レベルをＸｄＢ高くするように送信側に通知し、前記ビット数と実際に伝送されたビット数との差が一定値以下である場合には、雑音レベルを保持するように通知するステップを有することを特徴とする方法。
12. 複数の端末を含み、複数の端末のうち、データ受信側の端末から送られた適応変調用の情報を基に、データ送信側の端末が各キャリアの変調方式又は誤り訂正方法のうちの少なくともいずれか一方を選択してデータを送信するマルチキャリア適応変調通信システムに用いられる端末であって、
    受信したマルチキャリア信号の実伝送レートを算出する実伝送レート算出手段と、
    現在の受信状態において、一定以上の品質で受信側の端末が受信可能な最大のデータ伝送レートを算出する理想伝送レート算出手段と、
    前記理想伝送レートと前記実伝送レートとの伝送レート差を算出する伝送レート差算出手段と、
    前記伝送レート差の絶対値を小さくする方向に、前記適応変調用の情報を補正する補正手段とを有することを特徴とする端末。

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