JP3937433B2

JP3937433B2 - Planar circuit-waveguide connection structure

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Publication number: JP3937433B2
Application number: JP2002269449A
Authority: JP
Inventors: 正治伊東; 建一丸橋; 恵一大畑
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-09-17
Filing date: 2002-09-17
Publication date: 2007-06-27
Anticipated expiration: 2022-09-17
Also published as: JP2004112131A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、平面回路と導波管との間で信号の変換を行なうための接続構造に関し、特にマイクロ波帯からミリ波帯において好適な平面回路−導波管接続構造に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
マイクロ波帯の回路基板は、損失の小さい導波管フィルタや、導波管入力を持つアンテナなどに接続されることが多い。そこで、平面回路である回路基板と立体構造である導波管をいかに接続するかが、マイクロ波回路モジュールを設計・製造する際の主要な課題の１つとなる。
【０００３】
従来の平面回路基板と導波管との接続構造として、回路基板の誘電体層の実効誘電率を調整して導波路とのインピーダンス整合を図る接続構造が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。図１１は、この従来例の接続構造の平面図である。図１２（ａ）は、図１１のＸ−Ｘ線に沿う断面図、図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＹ−Ｙ線に沿う断面図である。全図を通じて、同一部分には同一符号が付されている。回路基板１１５は２層の誘電体層を備えており、上層の誘電体層１０１ａの上面、下層の誘電体層１０１ｂの下面には、それぞれ、グランド導体層１０２ａ、１０２ｂが形成されている。また、誘電体層１０１ａと１０１ｂとの間に、信号導体層１０３が形成されている。信号導体層１０３には、アンテナパターン１１４が接続されている。グランド導体層１０２ａには、開口部１０６ａが形成されており、開口部１０６ａの真下の誘電体層１０１ｂには、キャビティ１１６が形成されている。誘電体層１０１ａ、１０１ｂを貫通し、開口部１０６ａを囲むように形成されたビアホール列１０４を介して、グランド導体層１０２ａ、１０２ｂが電気的に接続されている。グランド導体層１０２ａ、１０２ｂを接地電位にすると、ビアホール列１０４によって囲まれた領域は、ビアホール列１０４によってシールドされ、アンテナパターン１１４の上方、下方に、それぞれ、誘電体、キャビティによる垂直方向に延びる導波管構造が構成される。信号導体層１０３は、アンテナパターン１１４を介してビアホール列１０４によって囲まれた誘電体導波管構造１０５に接続される。アンテナパターン１１４の上層の誘電体層１０１ａには、複数個のホール１１３が形成されている。ホール１１３の個数やその大きさを調整することによって、上層部の誘電体導波管構造１０５の特性インピーダンスを調整することができる。また、誘電体導波管構造１０５の長さ、即ち、誘電体層１０１ａの厚さｔ１は、使用される信号の誘電体導波管構造１０５における管内波長の１／４倍とされる。アンテナパターン１１４の下方のキャビティの長さ、即ち、誘電体層１０１ｂの厚さは、使用される信号のキャビティ１１６における管内波長の１／４倍とされる。
【０００４】
【特許文献１】
特開平８−２７４５１３号公報（第５頁、図１）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の従来例の構造では、高周波になるほど誘電体導波管構造の寸法が小さくなる。例えば、Ｖ帯（５０〜７５ＧＨｚ）で標準的に使用される金属導波管ＷＲ−１５の寸法から換算して、６０ＧＨｚ帯では、誘電体層として誘電率１０．１のアルミナを用いた場合、誘電体導波管構造の横断面の寸法は、約１．２×０．６ｍｍ^２程度となる。したがって、誘電体導波管構造の中に複数のホールを形成することが製造上難しく、所望の特性インピーダンスを得ることが困難になるという課題があった。また、複数のホールを形成したとしても、誘電体導波管構造領域の機械的強度が低くなるという課題があった。さらに、１／４波長インピーダンス変換器を構成するため、誘電体層の厚さが管内波長の１／４倍の値に制限されるという課題があった。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであって、その目的は、信号周波数が数１０ＧＨｚで、誘電体導波管構造の横断面の各辺の寸法がｍｍ以下の場合においても、平面回路と金属導波管とのインピーダンスの整合が容易で、かつ、誘電体導波管構造領域の機械的強度を低くすることなく、また、誘電体層の厚さが制限されない平面回路−導波管接続構造を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明によれば、平面回路と導波管とが電磁界結合している平面回路−導波管接続構造であって、前記平面回路が少なくとも１層の誘電体層を有し、最上層の誘電体層の導波管側の表面に、前記導波管が結合される開口部を有する最上層導体層が形成され、該開口部の下の前記最上層の誘電体層に窪みが形成されており、前記最上層の誘電体層の導波管側の表面と反対側の表面または前記最上層の誘電体層以外の誘電体層の１表面に、前記開口部に対向して導波管−高周波伝送路変換部が形成されており、少なくとも前記最上層の誘電体層を貫通し、前記最上層導体層から少なくとも前記導波管−高周波伝送路変換部が形成されている面に達する複数のビアホールが、前記導波管−高周波伝送路変換部を囲むように形成され、前記導波管の内部に誘電体基板が挿入されていることを特徴とする平面回路−導波管接続構造、が提供される。
【０００８】
そして、本発明においては、前記窪みの深さと、前記導波管内に挿入された前記誘電体基板の厚さを調整することにより、インピーダンス変換されている。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
〔第１の実施の形態〕
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の平面図である。図２（ａ）は、図１のＡ−Ａ線に沿う断面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）のＢ−Ｂ線に沿う断面図である。全図を通じて、同一部分には同一符号が付されている。回路基板１５は３層の誘電体層を備えており、最上層の誘電体層１ａの上面、最下層の誘電体層１ｃの下面、および、最上層の誘電体層１ａと中間の誘電体層１ｂとの間に、それぞれ、グランド導体層２ａ、２ｄ、２ｂが形成されている。グランド導体層２ａ、２ｂには、それぞれ、開口部６ａ、６ｂが形成されている。図２（ｂ）に示すように、中間の誘電体層１ｂと最下層の誘電体層１ｃとの間には導体層２２が形成されており、導体層２２には、紙面左端からグランド導体層２ａ、２ｂの開口部６ａ、６ｂの真下の領域まで延び、開口部６ａ、６ｂの真下の領域で直角に曲がる２本のスロット２１ａと、開口部６ａ、６ｂの真下の領域で２本のスロット２１ａと対向するスロット２１ｂとが設けられている。対向するスロット２１ａとスロット２１ｂとの長さはＬである。
【００１０】
誘電体層１ａ、１ｂ、１ｃを貫通して、開口部６ａ、６ｂを囲むようにビアホール列４が形成されている。このとき、ビアホール列４は、図２（ｂ）に示すように、導体層２２においてスロット２１ａとスロット２１ｂとが対向し合う部分を取り巻くように形成されるが、導体層２２のうちのスロット２１ａとスロット２１ｂとそれらの対向する端点を結ぶ直線とで囲まれる部分の導体層〔以後、「信号導体層」という〕３の外側の導体層〔以後、「グランド導体層」という〕２ｃだけを通るように形成される。また、図２（ａ）に示すように、誘電体層１ａだけを貫通する１個以上のビアホール４’を形成してもよい。ビアホール４’は、信号導体層３の真上に形成されてもよい。ビアホール列４およびビアホール４’〔以後、「ビアホール４’」を省略する〕の各々の孔の内部には銅等の導電材料が充填されており、これによって、グランド導体層２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄが相互に電気的に接続されている。したがって、グランド導体層２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄを接地電位に接続すると、ビアホール列４によって囲まれる誘電体層領域はビアホール列４によってシールドされることになり、ビアホール列４、および、ビアホール列４によって囲まれる誘電体層領域は、図２（ａ）の紙面垂直方向に延びる誘電体導波管構造５を構成する。信号導体層３の左端から高周波信号を入力させると、その高周波信号は、入力端から接地されているグランド導体層２ｃに伝送されていく途中の主としてスロット２１ａとスロット２１ｂとが対向し合う領域で、少なくともその一部が誘電体導波管構造５内に電磁波として放出される。したがって、領域１０は、誘電体導波管−高周波伝送路変換部を構成している。長さＬを調整することによって入力高周波信号の帯域と伝送路の伝送帯域との整合を調整することが可能である。
【００１１】
ビアホール列４によるシールドを効果的にするには、ビアホール列４は、各ビアホール間の間隔が誘電体導波管構造５内を伝播する電磁波の管内波長の１／２倍以下になるように配列されることが望ましい。ビアホール列４によるシールド効果をより完全にするためには、各ビアホール間の間隔をさらに狭く、例えば、管内波長の１／４倍以下、あるいは、１／８倍以下にすることがさらに望ましい。
信号導体層３に高周波信号が入力されたときに信号導体層３の上方に生じる電界は、その一部がグランド導体層２ｂに終端する。グランド導体層２ｂが存在しない場合には、この電界はグランド導体層２ａに終端することになり、開口部６ａに電界の乱れが生じ、誘電体導波管構造５と金属導波管９との接続特性に影響を与える。したがって、グランド導体層２ｂは、このような望ましくない電界の乱れを防止する効果を有する。さらに、グランド導体層２ｂは、誘電体導波管構造５を伝播する電磁波が、誘電体導波管構造５の外側に放射されることを防止する効果も有する。この効果を有効にするためには、グランド導体層間の間隔が、誘電体導波管構造５を伝播する電磁波の管内波長の１／２倍以下であることが望ましい。したがって、回路基板１５の最上層のグランド導体層２ａと信号導体層３を有する導体層２２との間には、１層のグランド導体層２ｂのみではなく、複数のグランド導体層が形成されていてもよい。
【００１２】
図２（ｂ）に示すように、紙面上下方向に信号導体層３を挟むように、ビアホール列２３が、誘電体層１ｂ、１ｃを貫通して形成されており、グランド導体層２ｂ、２ｃ、２ｄを電気的に接続している。このビアホール列２３は、信号導体層３に印加された信号が、グランド導体層２ｃの直上、直下の誘電体層１ｂ、１ｃに電磁波として放射されることを防止するものであって、誘電体層内における信号の波長の１／２倍以下の間隔で信号導体層３に平行に少なくとも２列に形成されている。ビアホール列２３は、誘電体層１ａも貫通し、グランド導体層２ａにも接続するように形成されてもよい。
【００１３】
金属導波管９が、グランド導体層２ａと電気的に接続されている。ここで、開口部６ａの下の誘電体層１ａには、窪み７が設けられている。また、金属導波管９内に、誘電体基板８が挿入されている。誘電体層１ａに窪み７が設けられておらず、また、金属導波管９内に誘電体基板８が挿入されていない状態では、誘電体導波管構造５の特性インピーダンスＺ_１は低インピーダンスであり、金属導波管９の特性インピーダンスＺ_ＷＧは高インピーダンスであるので、金属導波管９と誘電体導波管構造５とを単純に接続しただけではインピーダンス整合をとることができない。そこで、インピーダンス整合をとるために、上述のように、第１に、誘電体層１ａに深さｔａの窪み７を設けて、誘電体導波管構造５内に高インピーダンスの区間を形成し、第２に、金属導波管９内に厚さｔｄの誘電体基板８を挿入して、金属導波管９内に低インピーダンスの区間を形成している。
【００１４】
図３は、深さｔａ、および、厚さｔｄを変化させた際に、誘電体導波管構造５の特性インピーダンスＺ_１から、金属導波管９の特性インピーダンスＺ_ＷＧに変換されるまでのインピーダンスの変化をスミス図表上（金属導波管９の特性インピーダンスＺ_ＷＧで規格化）の軌跡として表わしたものである。図３に示されるように、深さｔａ、厚さｔｄを調整することによって、誘電体導波管構造５の特性インピーダンスＺ_１と金属導波管９の特性インピーダンスＺ_ＷＧとを整合させることが可能である。誘電体層１ａ、１ｂ、１ｃの誘電率あるいは／および誘電体基板８の誘電率を変化させることによって、インピーダンス整合する深さｔａ、厚さｔｄも変化する。
【００１５】
図４は、誘電体層１ａ、１ｂ、１ｃに比誘電率が７．１であるガラスセラミックス、誘電体基板８に比誘電率が４である石英を用い、窪み７の深さｔａを０．３２ｍｍとしたときに、誘電体基板８の種々の厚さｔｄにおいて、金属導波管９から信号を入力したときの金属導波管９から見た反射特性の計算結果を示している。反射率が低くなるほど、インピーダンス整合の度合が高くなる。図４に示されるように、中心周波数６０ＧＨｚにおいて最適化された誘電体基板８の厚さｔｄは０．４ｍｍである。また、厚さｔｄを０．３５ｍｍと薄くすると、整合する周波数は高くなり、０．４５ｍｍと厚くすると、整合する周波数は低くなる。したがって、窪み７の深さｔａを一定にしておいて、誘電体基板８の厚さｔｄを変化させることによって、インピーダンス整合のとれる周波数を調整することが可能である。
【００１６】
図５は、本発明の第１の実施の形態に係る別の平面回路−導波管接続構造における信号導体層を有する導体層の平面図である。平面回路−導波管接続構造の他の部分の構成は、図２（ａ）に示した構成と同様である。図５において、図２（ｂ）に示した部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。図５に示すように、この平面回路−導波管接続構造の導体層２２は、コプレーナ線路を構成しており、高周波においては、信号導体層３に信号が入力された際、図２（ｂ）に示した線路と同様に動作する。なお、誘電体導波管−高周波伝送路変換部１０の紙面上端部または下端部のいずれかにおいて、信号導体層３とグランド導体層２ｃとが連続していてもよい。
【００１７】
以上説明したように、本実施の形態の平面回路−導波管接続構造においては、平面回路１５の誘電体層１ａに窪み７が、金属導波管９に誘電体基板８が設けられており、それぞれの深さｔａ、厚さｔｄを調整することにより、平面回路と金属導波管との整合をとることが可能である。また、本実施の形態の平面回路−導波管接続構造においては、回路基板１５の各誘電体層の厚さに関係なく、窪み７の任意の深さｔａに対して、誘電体基板８の厚さｔｄまたは／および誘電率を調節することによってインピーダンス整合をとることが可能であるから、回路基板１５の各誘電体層の厚さは、波長の１／４倍に制限されない。さらに、本発明の平面回路−導波管接続構造は、平面回路１５の最上層の誘電体層１ａに窪み７を設けるものであるから、誘電体導波管構造５の横断面の各辺の寸法がｍｍ以下の場合においても、容易に作製可能である。さらに、本発明の平面回路−導波管接続構造は、窪み７の深さｔａを一定にしておいて誘電体基板８の厚さｔｄを変化させることによってインピーダンス整合のとれる周波数が変化するものであるから、金属導波管９内に挿入する誘電体基板８を種々の異なる厚さのものに変更することだけによって、同一の回路基板１を用いて広い周波数帯をカバーすることが可能となる。
【００１８】
なお、誘電体基板８としては、石英に限らず、例えば、誘電体損失が小さいアルミナ等のセラミック材料も用いられる。また、誘電体層１ｃの厚さは、誘電体導波管−高周波伝送路変換部１０から誘電体層１ｃ側に放射される電磁波を誘電体導波管構造５側に有効に反射させるために、誘電体層１ｃ内における電磁波の波長の１／４倍にするのが望ましい。場合によっては、誘電体層１ｃおよびグランド導体層２ｄは省略される。
【００１９】
〔第２の実施の形態〕
図６は、本発明の第２の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図である。図６において、図２（ａ）に示した第１の実施の形態の部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。本実施の形態が図２（ａ）に示した第１の実施の形態と異なる点は、回路基板１５が、グランド導体層２ａの上に、金属導波管９を挿入できる開口部を持つ誘電体層１ｄを配置された構造となっているという点である。
【００２０】
本実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造が、第１の実施の形態の平面回路−導波管接続構造と同様の効果を有することは明らかである。本実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造は、さらに、金属導波管９と誘電体導波管構造５との位置合わせが容易になるという効果を有する。
【００２１】
〔第３の実施の形態〕
図７は、本発明の第３の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図である。図７において、図２（ａ）に示した第１の実施の形態の部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。
本実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の製造工程を以下に説明する。まず、第１の実施の形態の場合と同様な金属導波管と、その金属導波管の横断面の外周より狭く、内周より広い外周を有する誘電体基板８を用意する。次に、金属導波管の一方の端部の内壁全体に渡って、誘電体基板８が嵌合する切削領域を形成して、金属導波管９Ａを得る。また、誘電体基板８の一方の主面の外周部上に導体パターン１２を形成した後、導体パターン１２にＡｕ−Ｓｎ共晶、Ｐｂ−Ｓｎ共晶などのろう材（はんだ）等を塗布する。次いで、誘電体基板８の導体パターン１２が形成された主面が内側になるように、誘電体基板８を金属導波管９Ａの切削領域に嵌合させた後、加熱して両者を接合させる。続いて、金属導波管９Ａの誘電体基板８を嵌合させた側の面と回路基板１５の最上層のグランド導体層２ａとをろう材等で接合して本実施の形態の製造工程を完了して、図７に示す平面回路−導波管接続構造を得る。
【００２２】
本実施の形態においては、誘電体基板８が金属導波管９Ａに接合されるので、回路基板１５への取り付けが容易になる。
【００２３】
〔第４の実施の形態〕
図８は、本発明の第４の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図である。図８において、図２（ａ）に示した第１の実施の形態の部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。本実施の形態が図２（ａ）に示した第１の実施の形態と異なる点は、金属導波管９の内部に挿入される誘電体基板８が誘電率の異なる複数（本実施の形態においては２層）の誘電体層８ａ、８ｂの積層構造により構成されているという点である。
【００２４】
本実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造においては、誘電率の異なる誘電体層８ａ、８ｂの種類の組み合わせおよび／または厚さの組み合わせを変化させることによって、誘電体基板８の誘電率を実効的に変化させることが可能である。更に、例えば、１層目の誘電体層８ａをセラミックス等として金属導波管９内に挿入した後、その上に２層目の誘電体層８ｂとして熱硬化性の樹脂等を注入することにより、周波数特性の微調整を行うことが可能になる。
【００２５】
〔第５の実施の形態〕
図９は、本発明の第５の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図である。図９において、図２（ａ）に示した第１の実施の形態の部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。本実施の形態が図２（ａ）に示した第１の実施の形態と異なる点は、誘電体層１ａに設けられた窪み内に、誘電体層１ａの誘電率よりも低い誘電率を持つ誘電体層１ａ’が、少なくとも部分的に充填されているという点である。
【００２６】
本実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造は、誘電体導波管構造５の窪みにおける機械的強度を向上させることが可能になるとともに、誘電体導波管構造５の特性インピーダンスを調整することも可能になるという特徴を有する。
【００２７】
〔第６の実施の形態〕
図１０（ａ）は、本発明の第６の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）のＣ−Ｃ線に沿う断面図である。図１０において、図２に示した第１の実施の形態の部分と同等の部分には同一の参照符号を付し重複する説明を適宜省略する。本実施の形態が図２（ａ）に示した第１の実施の形態と異なる点は、図１０（ａ）に示すように、信号導体層３とグランド導体層２ｂ、２ｄとがトリプレート線路を構成しているという点である。また、図１０（ｂ）に示すように、誘電体導波管−高周波伝送路変換部がマイクロストリップで構成されている。しかしながら、誘電体導波管−高周波伝送路変換部は、マイクロストリップに限られるわけではない。
【００２８】
上述の全ての実施の形態において、誘電体層１ａの窪み７を、誘電体層１ａを彫り込むことによって形成することができるが、多層セラミック技術を用いれば、より簡単に形成することができる。例えば、窪み７に相当する位置に穴を開けたグリーンシートと開けていないグリーンシートとを、合計の厚さが誘電体層１ａの厚さになるだけ用意し、それらを貼り合わせて焼成することによって窪み７を備えた誘電体層１ａを作製する。このとき、穴を開けたグリーンシートと開けていないグリーンシートとの構成比を変えることによって、窪み７の深さｔａを調整することが可能である。また、グリーンシートのセラミック材料として、ガラスセラミックス等の低温焼成材料を使用すれば、信号導体層等の導体層に金、銀、銅等の低抵抗導体を使用することができ、回路の低損失化が可能となる。さらに、誘電体層１ａ、１ｂ、１ｃは、誘電率の異なる誘電体で形成されてもよい。
【００２９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の平面回路−導波管接続構造は、平面回路に窪みが、または／および、金属導波管に誘電体基板が、設けられるものであるから、窪みの深さ、または／および、誘電体基板の厚さを調整することにより、平面回路と導波管との整合をとることが可能である。
また、本発明の平面回路−導波管接続構造は、回路基板の各誘電体層の厚さに関係なく誘電体導波管構造と金属導波管９とをインピーダンス整合させるものであるから、平面回路の各誘電体層の厚さが、波長の１／４倍に制限されない。
また、本発明の平面回路−導波管接続構造は、平面回路の最上層の誘電体層に窪みを設けものであるから、誘電体導波管構造５の横断面の各辺の寸法がｍｍ以下の場合においても、容易に作製可能なものである。
また、本発明の平面回路−導波管接続構造は、その１つの実施の形態によれば、平面回路の窪みに回路基板と異なる誘電率を持つ誘電体を充填するものであるから、機械的強度の低下を防止することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の平面図。
【図２】図１のＡ−Ａ線に沿う断面図〔（ａ）〕、Ｂ−Ｂ線に沿う断面図〔（ｂ）〕。
【図３】図２（ａ）の誘電体導波管構造の特性インピーダンスから金属導波管の特性インピーダンスへ変換されるまでの軌跡を示すスミス図表。
【図４】図２（ａ）の平面回路−導波管接続構造からの電磁波の反射特性図。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る別の平面回路−導波管接続構造の信号導体層を有する導体層の平面図。
【図６】本発明の第２の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図。
【図７】本発明の第３の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図。
【図８】本発明の第４の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図。
【図９】本発明の第５の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態に係る平面回路−導波管接続構造の断面図〔（ａ）〕と、Ｃ−Ｃ線に沿う断面図〔（ｂ）〕。
【図１１】従来例の平面回路−導波管接続構造の平面図
【図１２】図１０のＸ−Ｘ線に沿う断面図〔（ａ）〕と、Ｙ−Ｙ線に沿う断面図〔（ｂ）〕。
【符号の説明】
１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ａ’ 誘電体層
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄグランド導体層
３信号導体層
４、２３ビアホール列
４’ ビアホール
５誘電体導波管構造
６ａ、６ｂ開口部
７窪み
８、８ａ、８ｂ誘電体基板
９、９Ａ金属導波管
１０誘電体導波管−高周波伝送路変換部
１２導体パターン
１５回路基板
２１ａ、２１ｂスロット
２２導体層
１０１ａ、１０１ｂ誘電体層
１０２ａ、１０２ｂグランド導体層
１０３信号導体層
１０４ビアホール列
１０５誘電体導波管構造
１０６ａ開口部
１０９金属導波管
１１３ホール
１１４アンテナパターン
１１５回路基板
１１６キャビティ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a connection structure for converting a signal between a planar circuit and a waveguide, and more particularly to a planar circuit-waveguide connection structure suitable for a microwave band to a millimeter wave band.
[0002]
[Prior art]
Microwave circuit boards are often connected to low-loss waveguide filters, antennas with waveguide inputs, and the like. Therefore, how to connect a circuit board that is a planar circuit and a waveguide that is a three-dimensional structure is one of the main issues in designing and manufacturing a microwave circuit module.
[0003]
As a conventional connection structure between a planar circuit board and a waveguide, there has been proposed a connection structure that adjusts the effective dielectric constant of the dielectric layer of the circuit board to match impedance with the waveguide (for example, Patent Document 1). reference.). FIG. 11 is a plan view of this conventional connection structure. 12A is a cross-sectional view taken along line XX in FIG. 11, and FIG. 12B is a cross-sectional view taken along line YY in FIG. Throughout the drawings, the same parts are denoted by the same reference numerals. The circuit board 115 includes two dielectric layers, and ground conductor layers 102a and 102b are formed on the upper surface of the upper dielectric layer 101a and the lower surface of the lower dielectric layer 101b, respectively. A signal conductor layer 103 is formed between the dielectric layers 101a and 101b. An antenna pattern 114 is connected to the signal conductor layer 103. An opening 106a is formed in the ground conductor layer 102a, and a cavity 116 is formed in the dielectric layer 101b immediately below the opening 106a. The ground conductor layers 102a and 102b are electrically connected through the via-hole row 104 formed so as to penetrate the dielectric layers 101a and 101b and surround the opening 106a. When the ground conductor layers 102a and 102b are set to the ground potential, the region surrounded by the via-hole row 104 is shielded by the via-hole row 104, and leads to the upper and lower portions of the antenna pattern 114 and extend in the vertical direction by the dielectric and the cavity, respectively. A wave tube structure is constructed. The signal conductor layer 103 is connected to the dielectric waveguide structure 105 surrounded by the via hole row 104 via the antenna pattern 114. A plurality of holes 113 are formed in the upper dielectric layer 101 a of the antenna pattern 114. The characteristic impedance of the upper dielectric waveguide structure 105 can be adjusted by adjusting the number and size of the holes 113. Further, the length of the dielectric waveguide structure 105, that is, the thickness t1 of the dielectric layer 101a is set to ¼ times the wavelength in the dielectric waveguide structure 105 of the signal used. The length of the cavity below the antenna pattern 114, that is, the thickness of the dielectric layer 101b is set to ¼ times the guide wavelength in the cavity 116 of the signal used.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-8-274513 (5th page, FIG. 1)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional structure, the dimensions of the dielectric waveguide structure become smaller as the frequency becomes higher. For example, when converted from the dimensions of the metal waveguide WR-15 that is typically used in the V band (50 to 75 GHz), in the 60 GHz band, when alumina having a dielectric constant of 10.1 is used as the dielectric layer, The dimension of the cross section of the dielectric waveguide structure is about 1.2 × 0.6 mm ² . Therefore, it is difficult to form a plurality of holes in the dielectric waveguide structure, and it is difficult to obtain a desired characteristic impedance. Further, even if a plurality of holes are formed, there is a problem that the mechanical strength of the dielectric waveguide structure region is lowered. Furthermore, since the 1/4 wavelength impedance converter is configured, there is a problem that the thickness of the dielectric layer is limited to a value that is 1/4 times the guide wavelength.
[0006]
The present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to provide a plane even when the signal frequency is several tens of GHz and the dimension of each side of the cross section of the dielectric waveguide structure is less than or equal to mm. Planar circuit-waveguide, in which impedance matching between the circuit and the metal waveguide is easy, the mechanical strength of the dielectric waveguide structure region is not lowered, and the thickness of the dielectric layer is not limited. It is to provide a pipe connection structure.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the present invention, there is provided a planar circuit-waveguide connection structure in which a planar circuit and a waveguide are electromagnetically coupled, wherein the planar circuit is at least one dielectric layer. An uppermost conductor layer having an opening to which the waveguide is coupled is formed on a surface of the uppermost dielectric layer on the waveguide side, and the uppermost dielectric layer under the opening is formed. A depression is formed in the body layer, and the opening is formed on the surface of the uppermost dielectric layer opposite to the waveguide-side surface or on one surface of the dielectric layer other than the uppermost dielectric layer. A waveguide-high frequency transmission line converter is formed opposite to the at least one uppermost dielectric layer, and at least the waveguide-high frequency transmission line converter is formed from the uppermost conductor layer. A plurality of via holes reaching the surface to be surrounded by the waveguide-high frequency transmission line converter. Made is, planar circuit dielectric substrate therein, characterized in that it is inserted in the waveguide - waveguide connection structure is provided.
[0008]
In the present invention, the impedance is converted by adjusting the depth of the depression and the thickness of the dielectric substrate inserted into the waveguide .
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a plan view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a first embodiment of the present invention. 2A is a cross-sectional view taken along the line AA in FIG. 1, and FIG. 2B is a cross-sectional view taken along the line BB in FIG. 2A. Throughout the drawings, the same parts are denoted by the same reference numerals. The circuit board 15 includes three dielectric layers, the upper surface of the uppermost dielectric layer 1a, the lower surface of the lowermost dielectric layer 1c, and the dielectric layer intermediate to the uppermost dielectric layer 1a. Ground conductor layers 2a, 2d, and 2b are formed between 1b and 1b, respectively. Openings 6a and 6b are formed in the ground conductor layers 2a and 2b, respectively. As shown in FIG. 2B, a conductor layer 22 is formed between the intermediate dielectric layer 1b and the lowermost dielectric layer 1c. The conductor layer 22 has a ground conductor layer from the left end of the drawing. Two slots 21a that extend to the region directly below the openings 6a and 6b of 2a and 2b and bend at a right angle in the region directly below the openings 6a and 6b, and two slots in the region immediately below the openings 6a and 6b A slot 21b opposite to 21a is provided. The length of the opposing slot 21a and slot 21b is L.
[0010]
A via hole row 4 is formed so as to pass through the dielectric layers 1a, 1b and 1c and surround the openings 6a and 6b. At this time, the via hole row 4 is formed so as to surround a portion of the conductor layer 22 where the slot 21a and the slot 21b face each other as shown in FIG. And the portion of the conductor layer surrounded by the slot 21b and the straight line connecting the opposing end points (hereinafter referred to as “signal conductor layer”) 3 passes only through the outer conductor layer (hereinafter referred to as “ground conductor layer”) 2c. Formed as follows. Further, as shown in FIG. 2A, one or more via holes 4 ′ penetrating only the dielectric layer 1a may be formed. The via hole 4 ′ may be formed immediately above the signal conductor layer 3. Each hole of the via hole row 4 and the via hole 4 ′ (hereinafter, “via hole 4 ′” is omitted) is filled with a conductive material such as copper, whereby the ground conductor layers 2a, 2b, 2c, 2d are electrically connected to each other. Therefore, when the ground conductor layers 2a, 2b, 2c, and 2d are connected to the ground potential, the dielectric layer region surrounded by the via hole row 4 is shielded by the via hole row 4, and the via hole row 4 and the via hole row 4 The dielectric layer region surrounded by the dielectric layer constitutes the dielectric waveguide structure 5 extending in the direction perpendicular to the paper surface of FIG. When a high-frequency signal is input from the left end of the signal conductor layer 3, the high-frequency signal is mainly transmitted in a region where the slot 21a and the slot 21b face each other while being transmitted to the ground conductor layer 2c grounded from the input end. , At least a part thereof is emitted as electromagnetic waves into the dielectric waveguide structure 5. Therefore, the region 10 constitutes a dielectric waveguide-high frequency transmission line conversion unit. By adjusting the length L, it is possible to adjust the matching between the band of the input high-frequency signal and the transmission band of the transmission line.
[0011]
In order to effectively shield the via hole row 4, the via hole row 4 is arranged so that the interval between the via holes is not more than ½ times the in-tube wavelength of the electromagnetic wave propagating through the dielectric waveguide structure 5. It is desirable that In order to make the shielding effect by the via hole row 4 more complete, it is more desirable that the interval between the via holes is further narrowed, for example, 1/4 times or less of the guide wavelength or 1/8 times or less.
A portion of the electric field generated above the signal conductor layer 3 when a high-frequency signal is input to the signal conductor layer 3 terminates in the ground conductor layer 2b. When the ground conductor layer 2b does not exist, this electric field terminates in the ground conductor layer 2a, and the electric field is disturbed in the opening 6a, so that the dielectric waveguide structure 5 and the metal waveguide 9 Affects connection characteristics. Therefore, the ground conductor layer 2b has an effect of preventing such undesirable electric field disturbance. Furthermore, the ground conductor layer 2 b also has an effect of preventing electromagnetic waves propagating through the dielectric waveguide structure 5 from being radiated to the outside of the dielectric waveguide structure 5. In order to make this effect effective, it is desirable that the distance between the ground conductor layers is not more than ½ times the in-tube wavelength of the electromagnetic wave propagating through the dielectric waveguide structure 5. Accordingly, not only one ground conductor layer 2b but also a plurality of ground conductor layers are formed between the uppermost ground conductor layer 2a of the circuit board 15 and the conductor layer 22 having the signal conductor layer 3. Also good.
[0012]
As shown in FIG. 2 (b), via hole rows 23 are formed through the dielectric layers 1b and 1c so as to sandwich the signal conductor layer 3 in the vertical direction on the paper surface, and the ground conductor layers 2b, 2c, 2d is electrically connected. The via hole row 23 prevents a signal applied to the signal conductor layer 3 from being radiated as electromagnetic waves to the dielectric layers 1b and 1c immediately above and below the ground conductor layer 2c. Are formed in at least two rows in parallel to the signal conductor layer 3 at intervals of 1/2 times or less of the signal wavelength. The via-hole row 23 may be formed so as to penetrate the dielectric layer 1a and connect to the ground conductor layer 2a.
[0013]
A metal waveguide 9 is electrically connected to the ground conductor layer 2a. Here, a recess 7 is provided in the dielectric layer 1a under the opening 6a. A dielectric substrate 8 is inserted into the metal waveguide 9. Depression 7 is not provided in the dielectric layer 1a, also, in the state where the dielectric substrate 8 in a metal waveguide 9 is not inserted, the characteristic impedance Z ₁ of the dielectric waveguide structure 5 is low impedance , and the so characteristic impedance Z _WG metal waveguide 9 is a high impedance, can not perform impedance matching only by simply connecting the metal waveguide 9 and the dielectric waveguide structure 5. Therefore, in order to achieve impedance matching, first, as described above, a recess 7 having a depth ta is provided in the dielectric layer 1a to form a high impedance section in the dielectric waveguide structure 5, Second, a dielectric substrate 8 having a thickness td is inserted into the metal waveguide 9 to form a low impedance section in the metal waveguide 9.
[0014]
FIG. 3 shows how the characteristic impedance Z ₁ of the dielectric waveguide structure 5 is converted to the characteristic impedance Z _WG of the metal waveguide 9 when the depth ta and the thickness td are changed. The change in impedance is represented as a locus on the Smith chart (normalized by the characteristic impedance _ZWG of the metal waveguide 9). As shown in FIG. 3, the characteristic impedance Z ₁ of the dielectric waveguide structure 5 and the characteristic impedance Z _WG of the metal waveguide 9 can be matched by adjusting the depth ta and the thickness td. Is possible. By changing the dielectric constants of the dielectric layers 1a, 1b, and 1c and / or the dielectric constant of the dielectric substrate 8, the impedance matching depth ta and thickness td also change.
[0015]
In FIG. 4, glass ceramics having a relative dielectric constant of 7.1 are used for the dielectric layers 1a, 1b, and 1c, and quartz having a relative dielectric constant of 4 is used for the dielectric substrate 8, and the depth ta of the recess 7 is set to 0. The calculation results of the reflection characteristics viewed from the metal waveguide 9 when signals are input from the metal waveguide 9 at various thicknesses td of the dielectric substrate 8 when the thickness is 32 mm are shown. The lower the reflectance, the higher the degree of impedance matching. As shown in FIG. 4, the thickness td of the dielectric substrate 8 optimized at the center frequency of 60 GHz is 0.4 mm. When the thickness td is reduced to 0.35 mm, the matching frequency is increased, and when the thickness td is increased to 0.45 mm, the matching frequency is decreased. Therefore, it is possible to adjust the frequency at which impedance matching can be achieved by changing the thickness td of the dielectric substrate 8 while keeping the depth ta of the recess 7 constant.
[0016]
FIG. 5 is a plan view of a conductor layer having a signal conductor layer in another planar circuit-waveguide connection structure according to the first embodiment of the present invention. The configuration of the other part of the planar circuit-waveguide connection structure is the same as the configuration shown in FIG. In FIG. 5, the same parts as those shown in FIG. 2B are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted as appropriate. As shown in FIG. 5, the conductor layer 22 of this planar circuit-waveguide connection structure forms a coplanar line, and when a signal is input to the signal conductor layer 3 at high frequencies, the conductor layer 22 shown in FIG. It operates in the same way as the line shown in (1). Note that the signal conductor layer 3 and the ground conductor layer 2c may be continuous at either the upper end or the lower end of the dielectric waveguide-high frequency transmission line converter 10 in the drawing.
[0017]
As described above, in the planar circuit-waveguide connection structure of the present embodiment, the depression 7 is provided in the dielectric layer 1a of the planar circuit 15, and the dielectric substrate 8 is provided in the metal waveguide 9. By adjusting the depth ta and the thickness td, the planar circuit and the metal waveguide can be matched. Further, in the planar circuit-waveguide connection structure of the present embodiment, the dielectric substrate 8 has an arbitrary depth ta regardless of the thickness of each dielectric layer of the circuit substrate 15. Since impedance matching can be achieved by adjusting the thickness td or / and the dielectric constant, the thickness of each dielectric layer of the circuit board 15 is not limited to ¼ times the wavelength. Furthermore, since the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention is provided with the depressions 7 in the uppermost dielectric layer 1a of the planar circuit 15, each side of the cross section of the dielectric waveguide structure 5 is provided. Even when the dimension is not more than mm, it can be easily produced. Furthermore, the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention changes the frequency at which impedance matching can be achieved by changing the thickness td of the dielectric substrate 8 while keeping the depth ta of the recess 7 constant. Therefore, it is possible to cover a wide frequency band using the same circuit board 1 only by changing the dielectric substrate 8 inserted into the metal waveguide 9 to those having various different thicknesses. .
[0018]
The dielectric substrate 8 is not limited to quartz, and for example, a ceramic material such as alumina having a low dielectric loss is also used. Further, the thickness of the dielectric layer 1c is set so that the electromagnetic wave radiated from the dielectric waveguide-high frequency transmission line converter 10 to the dielectric layer 1c side is effectively reflected to the dielectric waveguide structure 5 side. In addition, it is desirable to make the wavelength 1/4 of the electromagnetic wave in the dielectric layer 1c. In some cases, the dielectric layer 1c and the ground conductor layer 2d are omitted.
[0019]
[Second Embodiment]
FIG. 6 is a cross-sectional view of the planar circuit-waveguide connection structure according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 6, parts that are the same as the parts of the first embodiment shown in FIG. 2A are given the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted as appropriate. This embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 2A in that the circuit board 15 has a dielectric having an opening into which the metal waveguide 9 can be inserted on the ground conductor layer 2a. This is that the body layer 1d is arranged.
[0020]
It is clear that the planar circuit-waveguide connection structure according to the present embodiment has the same effect as the planar circuit-waveguide connection structure of the first embodiment. The planar circuit-waveguide connection structure according to the present embodiment further has an effect that the alignment between the metal waveguide 9 and the dielectric waveguide structure 5 is facilitated.
[0021]
[Third Embodiment]
FIG. 7 is a cross-sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 7, parts that are the same as the parts of the first embodiment shown in FIG. 2A are given the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted as appropriate.
The manufacturing process of the planar circuit-waveguide connection structure according to the present embodiment will be described below. First, a metal waveguide similar to that of the first embodiment and a dielectric substrate 8 having an outer periphery that is narrower than the outer periphery of the cross section of the metal waveguide and wider than the inner periphery are prepared. Next, a cutting region in which the dielectric substrate 8 is fitted is formed over the entire inner wall at one end of the metal waveguide, thereby obtaining the metal waveguide 9A. In addition, after forming the conductor pattern 12 on the outer peripheral portion of one main surface of the dielectric substrate 8, a brazing material (solder) such as Au—Sn eutectic or Pb—Sn eutectic is applied to the conductor pattern 12. . Next, the dielectric substrate 8 is fitted into the cutting region of the metal waveguide 9A so that the main surface of the dielectric substrate 8 on which the conductor pattern 12 is formed is inside, and then heated to join the two. . Subsequently, the surface of the metal waveguide 9A on which the dielectric substrate 8 is fitted and the uppermost ground conductor layer 2a of the circuit board 15 are joined with a brazing material or the like, and the manufacturing process of this embodiment is performed. When completed, the planar circuit-waveguide connection structure shown in FIG. 7 is obtained.
[0022]
In the present embodiment, since the dielectric substrate 8 is bonded to the metal waveguide 9A, the attachment to the circuit substrate 15 is facilitated.
[0023]
[Fourth Embodiment]
FIG. 8 is a sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to the fourth embodiment of the present invention. In FIG. 8, parts that are the same as the parts of the first embodiment shown in FIG. 2A are given the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted as appropriate. This embodiment differs from the first embodiment shown in FIG. 2A in that a plurality of dielectric substrates 8 inserted into the metal waveguide 9 have different dielectric constants (this embodiment). In this case, it is constituted by a laminated structure of two dielectric layers 8a and 8b.
[0024]
In the planar circuit-waveguide connection structure according to the present embodiment, the dielectric combination of dielectric layers 8a and 8b having different dielectric constants and / or the combination of thicknesses are changed to change the dielectric of dielectric substrate 8. The rate can be changed effectively. Further, for example, after inserting the first dielectric layer 8a into the metal waveguide 9 as ceramics or the like, a thermosetting resin or the like is injected thereon as the second dielectric layer 8b. It becomes possible to finely adjust the frequency characteristics.
[0025]
[Fifth Embodiment]
FIG. 9 is a sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to the fifth embodiment of the present invention. In FIG. 9, parts that are the same as the parts of the first embodiment shown in FIG. 2A are given the same reference numerals, and redundant descriptions are omitted as appropriate. This embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 2A in that a dielectric constant lower than the dielectric constant of the dielectric layer 1a is provided in a recess provided in the dielectric layer 1a. The dielectric layer 1a ′ is at least partially filled.
[0026]
The planar circuit-waveguide connection structure according to the present embodiment can improve the mechanical strength in the recess of the dielectric waveguide structure 5 and can reduce the characteristic impedance of the dielectric waveguide structure 5. It is also possible to adjust.
[0027]
[Sixth Embodiment]
FIG. 10A is a cross-sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to the sixth embodiment of the present invention, and FIG. 10B is a cross-section taken along the line CC of FIG. 10A. FIG. 10, parts that are the same as the parts of the first embodiment shown in FIG. 2 are given the same reference numerals, and redundant descriptions will be omitted as appropriate. This embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 2A in that, as shown in FIG. 10A, the signal conductor layer 3 and the ground conductor layers 2b and 2d are connected to a triplate line. It is that it constitutes. Further, as shown in FIG. 10 (b), the dielectric waveguide-high frequency transmission line converter is formed of a microstrip. However, the dielectric waveguide-high frequency transmission line converter is not limited to the microstrip.
[0028]
In all the embodiments described above, the depression 7 of the dielectric layer 1a can be formed by engraving the dielectric layer 1a, but can be more easily formed by using multilayer ceramic technology. For example, a green sheet with a hole at a position corresponding to the depression 7 and a green sheet without a hole are prepared so that the total thickness becomes the thickness of the dielectric layer 1a, and they are bonded and fired. The dielectric layer 1a provided with the depression 7 is produced. At this time, it is possible to adjust the depth ta of the recess 7 by changing the composition ratio between the green sheet with holes and the green sheet with no holes. In addition, if a low-temperature fired material such as glass ceramics is used as the ceramic material for the green sheet, a low-resistance conductor such as gold, silver, or copper can be used for the conductor layer such as the signal conductor layer, resulting in low circuit loss. Can be realized. Furthermore, the dielectric layers 1a, 1b, and 1c may be formed of dielectrics having different dielectric constants.
[0029]
【The invention's effect】
As described above, since the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention is provided with a depression in the planar circuit and / or a dielectric substrate in the metal waveguide, the depth of the depression. By adjusting the thickness of the dielectric substrate, the planar circuit and the waveguide can be matched.
Further, since the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention is for impedance matching between the dielectric waveguide structure and the metal waveguide 9 regardless of the thickness of each dielectric layer of the circuit board, The thickness of each dielectric layer of the planar circuit is not limited to ¼ times the wavelength.
Further, since the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention is provided with a depression in the uppermost dielectric layer of the planar circuit, the dimension of each side of the cross section of the dielectric waveguide structure 5 is mm. Even in the following cases, it can be easily manufactured.
Further, according to one embodiment of the planar circuit-waveguide connection structure of the present invention, the recess of the planar circuit is filled with a dielectric having a dielectric constant different from that of the circuit board. It is possible to prevent a decrease in strength.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a first embodiment of the present invention.
2 is a cross-sectional view taken along line AA in FIG. 1 [(a)], and a cross-sectional view taken along line BB [(b)].
FIG. 3 is a Smith chart showing a trajectory until the characteristic impedance of the dielectric waveguide structure of FIG. 2A is converted to the characteristic impedance of a metal waveguide.
4 is a reflection characteristic diagram of electromagnetic waves from the planar circuit-waveguide connection structure of FIG.
FIG. 5 is a plan view of a conductor layer having a signal conductor layer of another planar circuit-waveguide connection structure according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a cross-sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a cross-sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a cross-sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a sectional view of a planar circuit-waveguide connection structure according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a cross-sectional view ((a)) of a planar circuit-waveguide connection structure according to a sixth embodiment of the present invention, and a cross-sectional view ((b)) along the line CC.
11 is a plan view of a conventional planar circuit-waveguide connection structure. FIG. 12 is a cross-sectional view taken along the line XX in FIG. 10 [(a)] and a cross-sectional view taken along the line YY. b)].
[Explanation of symbols]
1a, 1b, 1c, 1d, 1a ′ Dielectric layer 2a, 2b, 2c, 2d Ground conductor layer 3 Signal conductor layer 4, 23 Via hole row 4 ′ Via hole 5 Dielectric waveguide structure 6a, 6b Opening 7 Depression 8 , 8a, 8b Dielectric substrate 9, 9A Metal waveguide 10 Dielectric waveguide-high-frequency transmission line converter 12 Conductor pattern 15 Circuit substrate 21a, 21b Slot 22 Conductor layer 101a, 101b Dielectric layer 102a, 102b Ground conductor Layer 103 signal conductor layer 104 via hole array 105 dielectric waveguide structure 106a opening 109 metal waveguide 113 hole 114 antenna pattern 115 circuit board 116 cavity

Claims

A planar circuit-waveguide connection structure in which a planar circuit and a waveguide are electromagnetically coupled, wherein the planar circuit has at least one dielectric layer, and the waveguide of the uppermost dielectric layer. A top layer conductor layer having an opening to which the waveguide is coupled is formed on the tube side surface, and a depression is formed in the top dielectric layer below the opening, and the top layer A waveguide-to-high-frequency transmission line conversion unit facing the opening on one surface of a dielectric layer other than the surface on the waveguide side of the dielectric layer or one surface of the dielectric layer other than the uppermost dielectric layer A plurality of via holes penetrating through at least the uppermost dielectric layer and reaching from the uppermost conductor layer to at least a surface on which the waveguide-high frequency transmission line converter is formed. Namikan - it is formed so as to surround the high-frequency transmission path conversion unit, the dielectric substrate inside the waveguide Waveguide connection structure - planar circuit, characterized in that it is entering.

2. The planar circuit-waveguide connection according to claim 1, wherein impedance conversion is performed by adjusting a depth of the recess and a thickness of the dielectric substrate inserted into the waveguide. 3. Construction.

Any spacing between adjacent holes of the plurality of via holes, according to claim 1 or 2, characterized in that said at more of the following half of the wavelength of the electromagnetic wave propagating through the dielectric layer surrounded by a via hole A planar circuit-waveguide connection structure according to claim 1.

A plurality of dielectric layers are laminated between the uppermost conductor layer and the surface on which the waveguide-high frequency transmission line conversion section is formed, and the uppermost layer is interposed between the plurality of dielectric layers. The planar circuit-waveguide connection structure according to any one of claims 1 to 3 , wherein a conductor layer having an opening facing the opening provided in the conductor layer is formed.

5. The planar circuit-waveguide connection according to claim 4 , wherein a bottom surface of the recess does not reach the conductor layer immediately above the surface on which the waveguide-high-frequency transmission line conversion unit is formed. Construction.

Adjacent layers or layers and surfaces of the uppermost conductor layer, the surface on which the waveguide-high frequency transmission line conversion section is formed, and the one or more conductor layers formed between them. the distance between the planar circuit according to claim 4 or 5, wherein the dielectric layer is not more than half the wavelength of the electromagnetic wave propagating in the - waveguide connecting structure.

A planar line having two or more slots is formed on the surface on which the waveguide-high frequency transmission line converter is formed, and a region surrounded by the two or more slots is the waveguide. A tube-high-frequency transmission line converter and a high-frequency signal input / output line for inputting / outputting a high-frequency signal to / from the waveguide-high-frequency transmission line converter are configured and other than the region surrounded by the two or more slots waveguide connection structure - plane circuit according to any one of claims 1 to 6, wherein the via hole region is characterized in that it is connected.

A coplanar line composed of a conductor layer connected to the via hole and a conductor layer surrounded by the conductor layer connected to the via hole is formed on the surface where the waveguide-high frequency transmission line conversion unit is formed. cage, the conductor layer in which the via hole is surrounded by the connected conductor layer, the waveguide - high-frequency transmission path conversion unit, and claim 1, characterized in that configuring the high frequency signal input and output lines 6 The planar circuit-waveguide connection structure according to any one of the above.

A strip conductor is formed on the surface on which the waveguide-high frequency transmission line converter is formed, and the strip conductor connects the waveguide-high frequency transmission line converter and the high-frequency signal input / output line. waveguide connection structure - planar circuit according to any of claims 1 to 6, characterized in that configuration.

At least two via-hole rows are formed across the high-frequency signal input / output line, and an interval between via holes in each row is emitted from the high-frequency signal input / output line to a dielectric layer above or below it. waveguide connection structure - planar circuit according to claim 7, wherein 9 of the that electromagnetic waves is less than half the wavelength of.

A dielectric layer is formed below the surface on which the waveguide-high frequency transmission line converter is formed, and the surface of the dielectric layer on which the waveguide-high frequency transmission line converter is formed; waveguide connection structure - planar circuit according to claim 1 1 0, characterized in that it is a conductor layer is formed on the opposite side, and the via hole in the conductor layer are connected.

The planar circuit according to any one of claims 1 to 11, wherein a dielectric having a dielectric constant different from that of the uppermost dielectric layer is filled in at least a part of the recess. Waveguide connection structure.

Wherein on the uppermost conductive layer, the planar circuit according to claim 1 1 2, characterized in that the dielectric layer to surround the waveguide is formed - the waveguide connection structure .

The inserted dielectric substrate waveguide, planar circuit according to any of claims 1 1 to 3, characterized in that it is constituted by a plurality of dielectric layers having different dielectric constants - the waveguide Connection structure.

Uppermost dielectric layer of a different dielectric layers of the inserted dielectric constant to the waveguide, planar circuit according to claim 1 4, characterized in that the thermosetting resin - guide Wave tube connection structure.

Waveguide connection structure - planar circuit according to claim 1 1 5 inserted dielectric substrate to said waveguide, characterized in that it is secured to the waveguide.

The uppermost dielectric layer of the planar circuit is produced by bonding a green sheet of a ceramic material having an opening and a green sheet of a flat ceramic material, and then firing them. The planar circuit-waveguide connection structure according to any one of 1 to 16 .