[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

JP3905889B2 - ドライバ回路 - Google Patents

ドライバ回路 Download PDF

Info

Publication number
JP3905889B2
JP3905889B2 JP2004024464A JP2004024464A JP3905889B2 JP 3905889 B2 JP3905889 B2 JP 3905889B2 JP 2004024464 A JP2004024464 A JP 2004024464A JP 2004024464 A JP2004024464 A JP 2004024464A JP 3905889 B2 JP3905889 B2 JP 3905889B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
output
buffer circuit
circuit
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2004024464A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2005217949A (ja
Inventor
直木 松本
隆 関野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Advantest Corp
Original Assignee
Advantest Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Advantest Corp filed Critical Advantest Corp
Priority to JP2004024464A priority Critical patent/JP3905889B2/ja
Priority to PCT/JP2004/003041 priority patent/WO2005074127A1/en
Priority to DE112004002703T priority patent/DE112004002703T5/de
Priority to GB0617079A priority patent/GB2430270B8/en
Priority to KR1020067017516A priority patent/KR101126439B1/ko
Publication of JP2005217949A publication Critical patent/JP2005217949A/ja
Priority to US11/495,144 priority patent/US7528637B2/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3905889B2 publication Critical patent/JP3905889B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317Testing of digital circuits
    • G01R31/3181Functional testing
    • G01R31/319Tester hardware, i.e. output processing circuits
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45Differential amplifiers
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317Testing of digital circuits
    • G01R31/3181Functional testing
    • G01R31/319Tester hardware, i.e. output processing circuits
    • G01R31/31917Stimuli generation or application of test patterns to the device under test [DUT]
    • G01R31/31924Voltage or current aspects, e.g. driver, receiver
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F1/00Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/302Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3069Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
    • H03F3/3076Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45Differential amplifiers
    • H03F3/45071Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45085Long tailed pairs
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F3/00Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/50Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/0175Coupling arrangements; Interface arrangements
    • H03K19/018Coupling arrangements; Interface arrangements using bipolar transistors only
    • H03K19/01825Coupling arrangements, impedance matching circuits
    • H03K19/01831Coupling arrangements, impedance matching circuits with at least one differential stage
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F2200/00Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/504Indexing scheme relating to amplifiers the supply voltage or current being continuously controlled by a controlling signal, e.g. the controlling signal of a transistor implemented as variable resistor in a supply path for, an IC-block showed amplifier
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F2200/00Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/516Some amplifier stages of an amplifier use supply voltages of different value
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F2203/00Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45508Indexing scheme relating to differential amplifiers the CSC comprising a voltage generating circuit as bias circuit for the CSC
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F2203/00Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45702Indexing scheme relating to differential amplifiers the LC comprising two resistors
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03FAMPLIFIERS
    • H03F2203/00Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/72Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
    • H03F2203/7203Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by a switch in the bias circuit of the amplifier controlling a bias current in the amplifier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Logic Circuits (AREA)
  • Liquid Crystal Display Device Control (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

本発明は、与えられる入力信号に応じた出力信号を出力するドライバ回路に関する。
従来、与えられる入力信号に応じた出力信号を出力するドライバ回路として、図1に示すようなドライバ回路400が知られている。バッファアンプ402及びバッファアンプ404には、予め定められたHレベル電圧V及びLレベル電圧Vが与えられ、CMOSスイッチ406及びCMOSスイッチ408を、与えられる入力信号に応じて制御することにより、バッファアンプ402又はバッファアンプ404のいずれかの出力を、出力抵抗410及び伝送線路412を介して被試験デバイスDUTに供給する。
しかし、CMOSスイッチ(406、408)には、スイッチオン時における抵抗に動作電圧依存性がある。そのため、ドライバ回路400としては、出力インピーダンスと伝送線路412の特性インピーダンスとを整合させることが困難である。インピーダンスの整合は、CMOSスイッチ(406、408)の後段に高速で動作できるバッファ回路を挿入することにより解決することができるが、バッファ回路を挿入した場合には、当該バッファ回路における電圧オフセット、電圧利得により、出力電圧に誤差が生じてしまう。
このような誤差を解消する回路として、図2に示すようなドライバ回路400が知られている(例えば、特許文献1参照)。当該ドライバ回路400は、バッファ回路420と同一の特性を有する模擬的なバッファ回路(422、424)を設け、これらのバッファ回路(422、424)により、バッファ回路420がHレベル及びLレベルを出力した状態をそれぞれ模擬する。そして、それぞれの状態を模擬したバッファ回路(422、424)の出力電圧を、バッファアンプ402及びバッファアンプ404にフィードバックすることにより、バッファ回路420の出力電圧を高精度に制御する。
しかし、被試験デバイスDUTに、出力電圧を供給するバッファ回路420と同一の特性を有する複数のバッファ回路(422、424)を設けているため、ドライバ回路400全体における消費電力が増大し、また回路規模も増大してしまい、実用的でない。
また、バッファ回路を用いないドライバ回路として、差動スイッチを用いたドライバ回路が知られている(例えば、特許文献2参照)。当該ドライバ回路は、差動スイッチ部における抵抗に電流を流すことにより出力電圧を生成し、当該差動スイッチ部の状態を模擬した電流経路の電圧を用いて、差動スイッチ部に流れる電流を制御することにより、出力電圧を精度よく制御している。しかし、このような回路であっても、大振幅の信号を生成する場合には、差動スイッチ部における消費電流が増大してしまう。
特開平6−77784号公報 特開2001−57512号公報
上述したように、従来のドライバ回路では、インピーダンスの整合、バッファ回路における電圧オフセット、電圧利得の誤差により、出力電圧を精度よく制御することが困難であった。また、出力電圧を精度よく制御しようとした場合、消費電力が増大してしまい、低消費電力と、高精度の出力電圧とを両立することが困難であった。
上記課題を解決するために、本発明の第1の形態においては、与えられる入力信号に応じた出力信号を出力するドライバ回路であって、入力信号に応じた出力基本電圧を出力する電圧生成部と、電圧生成部が出力した出力基本電圧に応じた出力電圧を出力する第1のバッファ回路と、第1のバッファ回路より消費電力が大きく、出力電圧に応じた電圧を生成して出力信号として出力する第2のバッファ回路と、第1のバッファ回路と略同一の特性の模擬バッファ回路を有し、電圧生成部が出力した出力基本電圧に応じた模擬電圧を生成する模擬回路と、模擬電圧に基づいて、電圧生成部が出力する出力基本電圧を制御する制御部とを備えるドライバ回路を提供する。
第2のバッファ回路は、第1のバッファ回路より、出力する電圧の温度依存性が小さいことが好ましい。また制御部は、模擬電圧と、出力電圧の期待値との差分に基づいて、電圧生成部が出力する出力基本電圧を制御してよい。
第1のバッファ回路は、コレクタ接地増幅回路であって、第2のバッファ回路は、ゲートに与えられる電圧に応じて出力信号を生成する出力トランジスタと、出力トランジスタとコンプリメンタリ対を形成し、第1のバッファ回路が出力した出力電圧に応じた電圧を、出力トランジスタのゲートに供給する補償トランジスタとを有してよい。
電圧生成部は、基準電流を生成する電流源と、入力信号がHレベルを示す場合の出力電圧の期待値であるHレベル基準電圧が一端に与えられ、他端における電圧を第1のバッファ回路に出力する出力抵抗と、入力信号がHレベルを示す場合に出力抵抗に基準電流を流さず、Hレベル基準電圧を第1バッファ回路に供給させ、入力信号がLレベルを示す場合に出力抵抗に基準電流を流し、Hレベル基準電圧から電圧降下した降下電圧を、第1のバッファ回路に供給させるスイッチとを有し、模擬回路は、第1のバッファ回路と略同一の特性を有し、降下電圧に応じた第1の模擬電圧を生成する第1の模擬バッファ回路を有し、制御部は、第1の模擬電圧と、入力信号がLレベルを示す場合の出力電圧の期待値であるLレベル基準電圧との差分に基づいて、電流源が生成する基準電流の大きさを制御する第1のオペアンプを有してよい。
制御部は、Hレベル基準電圧が与えられ、Hレベル基準電圧に応じた電圧を出力抵抗の一端に与える第2のオペアンプを更に有し、模擬回路は、第1のバッファ回路と略同一の特性を有し、出力抵抗の一端に与えられる電圧に応じた第2の模擬電圧を生成する第2の模擬バッファ回路を更に有し、第2のオペアンプは、第2の模擬電圧と、Hレベル基準電圧との差分に基づいて、出力抵抗の一端に与える電圧を制御してよい。
模擬回路は、電流源と並列に設けられ、基準電流の1/n倍(但しnは正の実数)の大きさの参照電流を生成する参照電流源と、第2のオペアンプに対して出力抵抗と並列に設けられ、出力抵抗のn倍の抵抗値を有し、参照電流が流れることにより降下電圧と略同一の参照電圧を生成する参照抵抗とを有し、第1の模擬バッファ回路は、参照電圧に応じて第1の模擬電圧を生成し、制御部は、第1の模擬電圧と、Lレベル基準電圧との差分に基づいて、参照電流源が生成する電流の大きさを更に制御してよい。
電流源は、第1の駆動電流より小さい基準電流を生成してよい。第1のバッファ回路の電圧ゲインは略1であり、第2のバッファ回路の電圧ゲインは1より大きくてよい。
なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではなく、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。
本発明によれば、低消費電力且つ電圧精度のよいドライバ回路を提供することができる。
以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではなく、また実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。
図3は、本発明の実施形態に係るドライバ回路300の構成の一例を示す。ドライバ回路300は、与えられる入力信号に応じた出力信号を出力するものであって、パルス発生部10、第1のバッファ回路100、及び第2のバッファ回路70を備える。
パルス発生部10は、入力信号を受け取り、入力信号に応じた電圧のパルスを発生し、制御部12、模擬回路20、及び電圧生成部40を備える。まず、ドライバ回路300の概要について説明する。
電圧生成部40は、入力信号に応じた出力基本電圧を出力する。そして、第1のバッファ回路100は、電圧生成部40が出力した出力基本電圧に応じた出力電圧を出力する。そして、第2のバッファ回路70は、第1のバッファ回路100より消費電力が大きく、且つ温度依存性が小さいバッファ回路であって、出力電圧に応じた電圧を生成して出力信号として出力する。つまり、第2のバッファ回路70は、第1のバッファ回路100より、出力電圧の経時的な変動が小さく、精度よく動作することができるバッファ回路であり、第1のバッファ回路100は、第2のバッファ回路70より低消費電力で動作できるバッファ回路である。
また、模擬回路20は、第1のバッファ回路100と略同一の特性の模擬バッファ回路を有し、電圧生成部40が出力した出力基本電圧に応じた模擬電圧を生成する。そして、制御部12は、模擬電圧に基づいて、電圧生成部40が出力する出力基本電圧を制御する。例えば、制御部12は、模擬電圧と、出力電圧の期待値との差分に基づいて、電圧生成部40が出力する出力基本電圧を制御する。
このような構成により、第2のバッファ回路70として精度のよいバッファ回路を用い、且つ第2のバッファ回路70に入力する電圧を精度よく調整できるため、電圧レベルが精度よく制御された出力信号を生成することができる。また、模擬回路の出力をフィードバックして電圧レベルを制御するため、チップ内の温度変化等による経時的な電圧変動を補償することができる。また、消費電力の小さい第1のバッファ回路100の模擬回路を用いて制御しているため、低消費電力且つ高精度のドライバ回路を実現することができる。また、第2のバッファ回路70は、高精度に動作させるため消費電力が大きくなり、入力容量が大きくなってしまう。しかし、第2のバッファ回路70とパルス発生部10との間に、第1のバッファ回路100を設けることにより、第2のバッファ回路70を駆動させるためのドライブ能力を確保することができる。
また、ドライバ回路300は、第2のバッファ回路70におけるオフセット電圧や、電圧ゲインによる誤差を補正するための補正手段を更に備えていてもよい。このような誤差は経時的に変化しないため、例えば予め測定を行い補正データを取得することにより、容易に補正をすることができる。また、第1のバッファ回路100における電圧ゲインは、略1であってよく、第2のバッファ回路70の電圧ゲインは、略1である。
次に、ドライバ回路300の構成の詳細について説明する。本例において電圧生成部40は、抵抗42、出力抵抗44、トランジスタ46、トランジスタ48、入力部50、及び電流源53を有する。
入力部50は、入力信号を受け取り、トランジスタ46のベース端子に入力信号を供給し、トランジスタ48のベース端子に入力信号の反転信号を供給する。トランジスタ46及びトランジスタ48は、略同一の特性を有して並列に設けられ、差動スイッチとして機能する。
抵抗42は、トランジスタ46のコレクタ端子に電気的に接続され、出力抵抗44は、トランジスタ48のコレクタ端子に電気的に接続される。抵抗42及び出力抵抗44の両端のうち、トランジスタ46又はトランジスタ48と接続されていない一端には、入力信号がHレベルを示す場合の出力電圧の期待値であるHレベル基準電圧(V)と略等しい電圧が、第2のオペアンプ36を介して与えられる。また、出力抵抗44の他端は、第1のバッファ回路100と電気的に接続され、当該他端における電圧を第1のバッファ回路100に出力する。
また、トランジスタ46及びトランジスタ48のエミッタ端子には、トランジスタ52及び抵抗54から構成される電流源53が接続される。電流源53は、トランジスタ52のベース端子に与えられる電圧に応じた大きさの基準電流を生成し、トランジスタ46及びトランジスタ48の動作に応じて、基準電流を抵抗42又は出力抵抗44のいずれかに流す。電流源53は、第1のバッファ回路100において、電流源104から供給される駆動電流より小さい基準電流を生成してよい。また、トランジスタ48のコレクタ端子と、第1のバッファ回路100とは電気的に接続される。
トランジスタ46及びトランジスタ48は、入力信号の電圧がHレベルを示す場合に、トランジスタ46がオン状態となり、トランジスタ48はオフ状態となる。このため、抵抗42に基準電流が流れ、出力抵抗44には電流が流れず、第1のバッファ回路100には、Hレベル基準電圧と略等しい電圧が供給される。また、入力信号の電圧がLレベルを示す場合には、トランジスタ46がオフ状態となり、トランジスタ48がオン状態となる。このため、抵抗42に電流が流れず、出力抵抗44に基準電流が流れ、第1のバッファ回路100には、Hレベル基準電圧から、出力抵抗44における電圧降下分を減じた電圧が供給される。つまり、トランジスタ46及びトランジスタ48は、このような制御を行うスイッチとして機能する。このような動作により、パルス発生部10は、入力信号に応じたパルスを生成する。
そして、第1のバッファ回路100は、電圧生成部40が出力した出力基本電圧に応じた出力電圧を出力する。第1のバッファ回路100は、例えばコレクタ接地増幅回路であってよい。ここで、パルス発生部10は、第1のバッファ回路100に精度よく出力電圧を出力させるために、第1のバッファ回路100に入力する電圧を調整する。
模擬回路20は、第1のバッファ回路100と略同一の特性の模擬バッファ回路を有し、電圧生成部40が出力した出力基本電圧に応じた模擬電圧を生成する。本例において、模擬回路20は、第1の模擬バッファ回路30、第2の模擬バッファ回路34、参照抵抗22、トランジスタ24、及び参照電流源27を有する。
参照電流源27は、電流源53と並列に設けられ、基準電流の1/n倍(但しnは正の実数)の大きさの参照電流を生成する。また、トランジスタ24は、トランジスタ48が流す電流の1/n倍の電流を流す構造を有する。例えば、トランジスタ24は、物理的なサイズがトランジスタ48の1/n倍であってよい。トランジスタ24のベース端子には、入力信号の最大電圧が定常的に入力されることが好ましい。また、参照抵抗22は、第2のオペアンプ36に対して出力抵抗44と並列に設けられ、出力抵抗の略n倍の抵抗値を有し、参照電流が流れることにより、出力抵抗44における降下電圧と略同一の参照電圧を生成する。つまり、トランジスタ24のコレクタ端子における電圧値と、トランジスタ48のコレクタ端子における電圧値とは略等しくなる。このような構成により、電圧生成部40の1/n倍の消費電流で、電圧生成部40が生成する基本出力電圧と略同一の電圧を生成することができる。また、参照電圧と出力電圧との間に誤差が生じている場合には、参照抵抗22を可変抵抗とし、参照抵抗22の抵抗値を調整することにより、当該誤差を低減することができる。
そして、第1の模擬バッファ回路30には、トランジスタ24のコレクタ端子における参照電圧が供給される。第1の模擬バッファ回路30は、第1のバッファ回路100と略同一の特性を有する。このため、第1の模擬バッファ回路30は、入力信号の電圧がLレベルである場合に、第1のバッファ回路100が出力する電圧を模擬した第1の模擬電圧を、参照電圧に応じて生成することができる。
制御部12の第1のオペアンプ32は、第1の模擬電圧と、入力信号がLレベルを示す場合に、第1のバッファ回路100が出力する出力電圧の期待値であるLレベル基準電圧(V)との差分に基づいて、電流源53が生成する基準電流、及び参照電流源27が生成する参照電流の大きさを制御する。このような動作により、入力信号がLレベルを示す場合に、第1のバッファ回路100が出力する出力電圧を精度よく調整することができる。
また、第2の模擬バッファ回路34は、出力抵抗44の一端と電気的に接続される。第2の模擬バッファ回路34は、第1のバッファ回路100と略同一の特性を有するため、第2の模擬バッファ回路34は、入力信号がHレベルである場合に、第1のバッファ回路100が出力する電圧を模擬した第2の模擬電圧を出力する。
制御部12の第2のオペアンプ36は、Hレベル基準電圧が与えられ、Hレベル基準電圧に応じた電圧を、出力抵抗44の一端に供給する。本例においては、第2のオペアンプ36は、第2の模擬電圧と、Hレベル基準電圧との差分に基づいて、出力抵抗44の当該一端に与える電圧を制御する。このような動作により、入力信号がHレベルを示す場合に、第1のバッファ回路100が出力する出力電圧を精度よく調整することができる。
そして、第2のバッファ回路70は、第1のバッファ回路100が出力する出力電圧に応じた電圧を生成して、出力信号として出力する。ここで、第2のバッファ回路70は、第1のバッファ回路100より精度よく動作できるバッファである。例えば、第2のバッファ回路70は、第1のバッファ回路100より、出力する電圧の温度依存性が小さいことが好ましい。
本例において第2のバッファ回路70は、ゲートに与えられる電圧に応じて出力信号を生成する複数の出力トランジスタ(84、90)と、出力トランジスタ(84、90)とコンプリメンタリ対を形成し、第1のバッファ回路100が出力した出力電圧に応じた電圧を、出力トランジスタ(84、90)のゲートに供給する補償トランジスタ(76、78)とを有する。このような構成により、第2のバッファ回路70として、温度依存性の小さいバッファを用いることができる。ここで、コンプリメンタリ対のトランジスタとは、例えばnpnトランジスタと、pnpトランジスタとの組み合わせである。
図4は、パルス発生部10の構成の他の例を示す。本例においてパルス発生部10は、第1のバッファ回路100が出力する出力電圧の期待値として、3つの基準電圧(V、V、V、但しV>V>V)が与えられ、多値の電圧レベルを有するパルスを発生する。パルス発生部10は、第1の模擬回路20−1、第2の模擬回路20−2、第1の電圧生成部40−1、第2の電圧生成部40−2、第2の模擬バッファ回路34、及び複数のオペアンプ(36、32−1、32−2)からなる制御部(図示せず)を有する。また、図4において図3と同一の符号を付した構成要素は、図3において説明した構成要素と略同一の機能及び構成を有してよい。
第2の電圧生成部40−2は、図3において説明した電圧生成部40と同一の構成を有する。また、第1の電圧生成部40−1は、図3において説明した電圧生成部40の構成に対し、出力抵抗44を有さないことを除き、同一の構成を有する。第1の電圧生成部40−1のトランジスタ48のコレクタ端子は、第2の電圧生成部40−2の出力抵抗44に電気的に接続される。
また、第1の模擬回路20−1及び第2の模擬回路20−2は、図3において説明した模擬回路20の構成に対し、第2の模擬バッファ回路34を有さないことを除き、同一の構成を有する。第2の模擬バッファ回路34は、図4に示すように、第1の模擬回路20−1及び第2の模擬回路20−2に対して1つのみ設けられる。
また、第1のオペアンプ36は、第2の電圧生成部40−2の出力抵抗44の一端に電気的に接続され、出力抵抗44の一端に与えられる電圧を制御する。そして、第1のオペアンプ32−1は、第1の模擬回路20−1と対応して設けられ、第1の模擬回路20−1の第1の模擬バッファ回路30が出力する第1の模擬電圧に応じて、第1の模擬回路20−1の参照電流源27及び第1の電圧生成部40−1の電流源53が生成する参照電流及び基準電流を制御する。
また、第1のオペアンプ32−2は、第2の模擬回路20−2と対応して設けられ、第2の模擬回路20−2の第1の模擬バッファ回路30が出力する第1の模擬電圧に応じて、第2の模擬回路20−2の参照電流源27及び第2の電圧生成部40−2の電流源53が生成する参照電流及び基準電流を制御する。
このような構成において、第1の電圧生成部40−1の入力部50(以下第1の入力部50)及び第2の電圧生成部40−2の入力部50(以下第2の入力部50)に、出力するべき出力信号の電圧レベルに応じた入力信号を入力することにより、パルス発生部10は、多値の電圧レベルを有するパルスを発生する。例えば、第1の入力部50及び第2の入力部50に共にHレベルの入力信号を入力した場合、第1の電圧生成部40−1のトランジスタ48(以下第1のトランジスタ48)及び第2の電圧生成部40−2のトランジスタ48(以下第2のトランジスタ48)は、共にオフ状態となり、第1のバッファ回路100には、基準電圧Vに応じた電圧が供給される。
また、第1の入力部50にHレベルの入力信号を入力し、第2の入力部50にLレベルの入力信号を入力した場合、第2のトランジスタ48のみがオン状態となり、第1のバッファ回路100には、基準電圧Vに応じた電圧が供給される。例えば、出力抵抗44の抵抗値をRとし、第2の電圧生成部40−2の電流源53が生成する基準電流をIL2とした場合、第1のバッファ回路100には、V−R×IL2の電圧が入力される。
また、第1の入力部50にLレベルの入力信号を入力し、第2の入力部50にHレベルの入力信号を入力した場合、第1のトランジスタ48のみがオン状態となり、第1のバッファ回路100には、基準電圧Vに応じた電圧が供給される。例えば、第1の電圧生成部40−1の電流源53が生成する基準電流をIL1とした場合、第1のバッファ回路100には、V−R×IL1の電圧が入力される。
図5は、パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。図5において図4と同一の符号を付した構成要素は、図4において説明した構成要素と略同一の機能及び構成を有する。本例におけるパルス発生部10は、図4において説明したパルス発生部10の構成に加え、トランジスタ202、及び電流源200を更に備える。電流源200は、参照電流源27と略同一の構成を有しており、トランジスタ204のベース端子に、第1のオペアンプ32−1が出力する電圧を受け取る。即ち、電流源200は、第1の模擬回路20−1の参照電流源27が生成する基準電流と同一の電流を生成する。
また、電流源200は、第2の模擬回路20−2の参照抵抗22(以下第2の参照抵抗22)に対して、第2の模擬回路20−2の参照電流源27と並列に接続される。第1の電圧生成部の電流源53が生成する基準電流をIL1、第2の電圧生成部の電流源が生成する基準電流をIL2とすると、第2の参照抵抗22には、IL1+IL2の電流が流れる。
また、第1の入力部50及び第2の入力部50に共にLレベルの入力信号を入力した場合、第1のトランジスタ48及び第2のトランジスタ48は共にオン状態となり、出力抵抗44には、第1のトランジスタ48に流れる電流と、第2のトランジスタ48に流れる電流の和の電流による電圧降下が生じ、第1のバッファ回路100には、V−R×(IL1+IL2)の電圧が入力される。パルス発生部10をこのような構成にすることにより、多値の出力信号を、低消費電力、且つ高精度で生成することができる。
つまり、第1の入力部50及び第2の入力部50が共にLレベルの入力信号を入力した場合、第1のバッファ回路100には、V−R×(IL1+IL2)の電圧が入力されるが、第1のオペアンプ32−2は、当該電圧が基準電圧Vと略等しくなるように、基準電流IL2の大きさを制御する。つまり、第1のバッファ回路100には、基準電圧Vと略等しい電圧が入力される。
また、第1の入力部50にLレベルの入力信号を入力し、第2の入力部50にHレベルの入力信号を入力した場合、第1のバッファ回路100には、V−R×IL1の電圧が入力されるが、第1のオペアンプ32−1は、当該電圧が基準電圧Vと略等しくなるように制御する。
また、第1の入力部50及び第2の入力部50に共にHレベルの入力信号を入力した場合、第1のバッファ回路100には、第2のオペアンプ36により調整された基準電圧Vと略等しい電圧が入力される。このような構成により、図4において説明したパルス発生部10とは異なる電圧レベルを有する多値のパルスを生成することができる。
図6は、ドライバ回路300の構成の他の例を示す。本例におけるドライバ回路300は、パルス発生部10及びバッファ回路220を備える。バッファ回路220は、図3において説明した第1のバッファ回路100又は第2のバッファ回路70と同一の構成及び機能を有する。
パルス発生部10は、第1のオペアンプ118、第2のオペアンプ120、模擬回路20、及び電圧生成部40を有する。電圧生成部40は、図3において説明した電圧生成部40と同一の構成及び機能を有する。また、第1のオペアンプ118は、バッファ回路220が出力する出力電圧の期待値であるHレベル基準電圧(V)を、出力抵抗44の一端に入力する。
模擬回路20は、電圧生成部40における出力抵抗44、トランジスタ48、及び電流源53を模擬した、参照抵抗22、トランジスタ24、及び参照電流源27を有する。これらの構成は、図3において同一の符号を付した構成要素と同一の機能及び構成を有する。また、模擬回路20は、ベース電流補償回路113を更に有する。ベース電流補償回路113は、参照電流源27のミラー回路を構成するトランジスタ114及び抵抗116、及びトランジスタ114と第1のオペアンプ118とを電気的に接続する抵抗112を有する。
トランジスタ114は、ベース端子とエミッタ端子とが接続されており、またベース端子がトランジスタ26のベース端子に接続される。このような構成により、トランジスタ26における漏れ電流によって生じる出力電圧の誤差を低減することができる。
図7は、パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。本例におけるパルス発生部10は、制御部12、模擬回路20、及び電圧生成部40を有する。電圧生成部40は、第1の電流源235、第2の電流源253、及び複数のトランジスタ(238、240、248、250)、抵抗242、出力抵抗246、及び入力部260を主に有する。
第1の電流源235と第2の電流源253との間には、トランジスタ238及びトランジスタ248が直列に接続されており、また、これらのトランジスタと並列に、トランジスタ240及びトランジスタ250が直列に接続される。トランジスタ238及びトランジスタ240は、例えばpnp型のトランジスタであり、この場合トランジスタ248及びトランジスタ250はnpn型のトランジスタである。
トランジスタ238及びトランジスタ240のベース端子には、バッファ256を介して入力部260から入力信号が与えられ、トランジスタ248及びトランジスタ250のベース端子には、バッファ258を介して入力部260から入力信号が与えられる。本例において、トランジスタ238及びトランジスタ250には入力信号が与えられ、トランジスタ240及びトランジスタ248には入力信号の反転信号が与えられる。つまり、トランジスタ240及びトランジスタ250はオンオフの動作が同一であり、トランジスタ238及びトランジスタ248はオンオフの動作が同一である。
トランジスタ240とトランジスタ250の間には、出力抵抗246の一端が接続されており、出力抵抗246の他端は、第2のオペアンプ198に接続される。また、出力抵抗の当該一端はバッファ回路220に更に接続されており、当該一端における電圧がバッファ回路220に供給される。第2のオペアンプ198は、基準電圧Vが与えられる電圧フォロワ回路であり、基準電圧Vと略等しい電圧を出力抵抗246の当該他端に印加する。
つまり、トランジスタ240及びトランジスタ250が共にオフ状態である場合、出力抵抗246には電流が流れないため、バッファ回路220には、基準電圧Vと略等しい電圧が供給される。また、トランジスタ240及びトランジスタ250が共にオン状態となる場合、トランジスタ240には第1の電流源235が生成する電流ILaが流れ、トランジスタ250には第2の電流源253が生成する電流ILbが流れる。このため、出力抵抗246には、これらの差分の電流が流れ、その電流の向きは電流ILa及び電流ILbの大小関係により定まる。例えば、ILa<ILbである場合、出力抵抗246には、第2のオペアンプ198からトランジスタ250の方向に電流が流れ、基準電圧Vから電圧降下した電圧がバッファ回路220に供給される。また、ILa>ILbである場合、出力抵抗246には逆向きの電流が流れ、基準電圧Vから昇圧した電圧がバッファ回路220に供給される。これらの電流ILa、ILbの大きさは、トランジスタ236及びトランジスタ254のベース端子に入力される電圧により定まる。
模擬回路20は、第1の参照電流源213、第2の参照電流源231、第1のベース電流補償回路217、第2のベース電流補償回路225、トランジスタ218、トランジスタ222、及び抵抗221を有する。第1の参照電流源213及び第2の参照電流源231は、図6において説明した参照電流源27と略同一の構成を有する。また、第1のベース電流補償回路217及び第2のベース電流補償回路225は、図6において説明したベース電流補償回路113と略同一の構成を有する。
第1の参照電流源213、トランジスタ218、トランジスタ222、及び第2の参照電流源231は、それぞれ第1の電流源235、トランジスタ240、トランジスタ250、及び第2の電流源253の模擬回路となり、直列に接続される。また、トランジスタ218及びトランジスタ222は定常的にオン状態となるベース電圧が与えられる。
また、第1のベース電流補償回路217及び第2のベース電流補償回路225は、それぞれ第1の参照電流源213及び第2の参照電流源231と並列に設けられる。また、抵抗221は、出力抵抗246の模擬回路として設けられ、一端がトランジスタ218及びトランジスタ222の間に接続され、他端が第2のオペアンプ198に接続される。また、第1のオペアンプ194には、基準電圧Vが与えられ、抵抗221を介して与えられる基準電圧Vと、基準電圧Vとの差分に応じた電流を、第1のベース電流補償回路217と第2のベース電流補償回路225とを接続する経路に出力する。
ここで、V<Vである場合には、第1のベース電流補償回路217に流れる電流が増大し、第2のベース電流補償回路225に流れる電流が減少する。このため、ILa>ILbとなり、基準電圧Vから昇圧した電圧がバッファ回路220に供給される。
また、V>Vである場合には、ILa<ILbとなり、基準電圧Vから降圧した電圧がバッファ回路220に供給される。以上説明したように、本例によれば基準電圧として与えるV、Vの大きさを制御することにより、多様な電圧レベルを有するパルスを生成することができる。
図8は、パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。本例におけるパルス発生部10は、図7において説明したパルス発生部10の構成に加え、第1の模擬バッファ回路30を更に備える。第1の模擬バッファ回路30は、図4に関連して説明した第1の模擬バッファ回路30と同一又は同様の機能及び構成を有してよい。
第1の模擬バッファ回路30は、第1のオペアンプ194及び第2のオペアンプ198のそれぞれに対応して設けられ、対応するオペアンプが出力する電圧を、当該オペアンプの入力端にフィードバックする経路に設けられる。このような構成とすることにより、パルス発生部10を高精度に動作させることができる。
以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。
従来のドライバ回路400を示す図である。 従来の他のドライバ回路400を示す図である。 本発明の実施形態に係るドライバ回路300の構成の一例を示す図である。 パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。 パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。 ドライバ回路300の構成の他の例を示す。 パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。 パルス発生部10の構成の他の例を示す図である。
符号の説明
10・・・パルス発生部、12・・・制御部、20・・・模擬回路、22・・・参照抵抗、24、26・・・トランジスタ、27・・・参照電流源、30・・・第1の模擬バッファ回路、32・・・第1のオペアンプ、34・・・第2の模擬バッファ回路、36・・・第2のオペアンプ、40・・・電圧生成部、42・・・抵抗、44・・・出力抵抗、46、48・・・トランジスタ、50・・・入力部、52・・・トランジスタ、53・・・電流源、54・・・抵抗、70・・・第2のバッファ回路、76、78・・・補償トランジスタ、84・・・トランジスタ、100・・・第1のバッファ回路、104・・・電流源、112・・・抵抗、113・・・ベース電流補償回路、114・・・トランジスタ、116・・・抵抗、118・・・第1のオペアンプ、120・・・第2のオペアンプ、194・・・第1のオペアンプ、198・・・第2のオペアンプ、200・・・電流源、202、204・・・トランジスタ、213・・・第1の参照電流源、217・・・第1のベース電流補償回路、218・・・トランジスタ、220・・・バッファ回路、221・・・抵抗、222・・・トランジスタ、225・・・第2のベース電流補償回路、231・・・第2の参照電流源、235・・・第1の電流源、236、238、240、248、250、254・・・トランジスタ、242・・・抵抗、246・・・出力抵抗、253・・・第2の電流源、256、258・・・バッファ、260・・・入力部、300・・・ドライバ回路、400・・・ドライバ回路、402、404・・・バッファアンプ、406、408・・・CMOSスイッチ、410・・・出力抵抗、412・・・伝送線路、420、422、424・・・バッファ回路

Claims (9)

  1. 与えられる入力信号に応じた出力信号を出力するドライバ回路であって、
    前記入力信号に応じた出力基本電圧を出力する電圧生成部と、
    前記電圧生成部が出力した前記出力基本電圧に応じた出力電圧を出力する第1のバッファ回路と、
    前記第1のバッファ回路より消費電力が大きく、前記出力電圧に応じた電圧を生成して前記出力信号として出力する第2のバッファ回路と、
    前記第1のバッファ回路と略同一の特性の模擬バッファ回路を有し、前記電圧生成部が出力した前記出力基本電圧に応じた模擬電圧を生成する模擬回路と、
    前記模擬電圧に基づいて、前記電圧生成部が出力する前記出力基本電圧を制御する制御部と
    を備えるドライバ回路。
  2. 前記第2のバッファ回路は、前記第1のバッファ回路より、出力する電圧の温度依存性が小さい
    請求項1に記載のドライバ回路。
  3. 前記制御部は、前記模擬電圧と、前記出力電圧の期待値との差分に基づいて、前記電圧生成部が出力する前記出力基本電圧を制御する
    請求項2に記載のドライバ回路。
  4. 前記第1のバッファ回路は、コレクタ接地増幅回路であって、
    前記第2のバッファ回路は、
    前記ゲートに与えられる電圧に応じて前記出力信号を生成する出力トランジスタと、
    前記出力トランジスタとコンプリメンタリ対を形成し、前記第1のバッファ回路が出力した前記出力電圧に応じた電圧を、前記出力トランジスタのゲートに供給する補償トランジスタと
    を有する
    請求項3に記載のドライバ回路。
  5. 前記電圧生成部は、
    基準電流を生成する電流源と、
    前記入力信号がHレベルを示す場合の前記出力電圧の期待値であるHレベル基準電圧が一端に与えられ、他端における電圧を前記第1のバッファ回路に出力する出力抵抗と、
    前記入力信号がHレベルを示す場合に前記出力抵抗に前記基準電流を流さず、前記Hレベル基準電圧を前記第1バッファ回路に供給させ、前記入力信号がLレベルを示す場合に前記出力抵抗に前記基準電流を流し、前記Hレベル基準電圧から電圧降下した降下電圧を、前記第1のバッファ回路に供給させるスイッチと
    を有し、
    前記模擬回路は、前記第1のバッファ回路と略同一の特性を有し、前記降下電圧に応じた第1の模擬電圧を生成する第1の模擬バッファ回路を有し、
    前記制御部は、前記第1の模擬電圧と、前記入力信号がLレベルを示す場合の前記出力電圧の期待値であるLレベル基準電圧との差分に基づいて、前記電流源が生成する前記基準電流の大きさを制御する第1のオペアンプを有する
    請求項3に記載のドライバ回路。
  6. 前記制御部は、前記Hレベル基準電圧が与えられ、前記Hレベル基準電圧に応じた電圧を前記出力抵抗の前記一端に与える第2のオペアンプを更に有し、
    前記模擬回路は、前記第1のバッファ回路と略同一の特性を有し、前記出力抵抗の前記一端に与えられる電圧に応じた第2の模擬電圧を生成する第2の模擬バッファ回路を更に有し、
    前記第2のオペアンプは、前記第2の模擬電圧と、前記Hレベル基準電圧との差分に基づいて、前記出力抵抗の前記一端に与える電圧を制御する
    請求項5に記載のドライバ回路。
  7. 前記模擬回路は、
    前記電流源と並列に設けられ、前記基準電流の1/n倍(但しnは正の実数)の大きさの参照電流を生成する参照電流源と、
    前記第2のオペアンプに対して前記出力抵抗と並列に設けられ、前記出力抵抗のn倍の抵抗値を有し、前記参照電流が流れることにより前記降下電圧と略同一の参照電圧を生成する参照抵抗と
    を有し、
    前記第1の模擬バッファ回路は、前記参照電圧に応じて前記第1の模擬電圧を生成し、
    前記制御部は、前記第1の模擬電圧と、前記Lレベル基準電圧との差分に基づいて、前記参照電流源が生成する電流の大きさを更に制御する
    請求項6に記載のドライバ回路。
  8. 前記電流源は、前記第1の駆動電流より小さい前記基準電流を生成する
    請求項5に記載のドライバ回路。
  9. 前記第1のバッファ回路の電圧ゲインは略1であり、前記第2のバッファ回路の電圧ゲインは略1である
    請求項3に記載のドライバ回路。
JP2004024464A 2004-01-30 2004-01-30 ドライバ回路 Expired - Fee Related JP3905889B2 (ja)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004024464A JP3905889B2 (ja) 2004-01-30 2004-01-30 ドライバ回路
PCT/JP2004/003041 WO2005074127A1 (en) 2004-01-30 2004-03-09 A driver circuit
DE112004002703T DE112004002703T5 (de) 2004-01-30 2004-03-09 Treiberschaltkreis
GB0617079A GB2430270B8 (en) 2004-01-30 2004-03-09 A driver circuit
KR1020067017516A KR101126439B1 (ko) 2004-01-30 2004-03-09 드라이버 회로
US11/495,144 US7528637B2 (en) 2004-01-30 2006-07-28 Driver circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004024464A JP3905889B2 (ja) 2004-01-30 2004-01-30 ドライバ回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005217949A JP2005217949A (ja) 2005-08-11
JP3905889B2 true JP3905889B2 (ja) 2007-04-18

Family

ID=34823938

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004024464A Expired - Fee Related JP3905889B2 (ja) 2004-01-30 2004-01-30 ドライバ回路

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7528637B2 (ja)
JP (1) JP3905889B2 (ja)
KR (1) KR101126439B1 (ja)
DE (1) DE112004002703T5 (ja)
GB (1) GB2430270B8 (ja)
WO (1) WO2005074127A1 (ja)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1801975A1 (en) * 2005-12-21 2007-06-27 STMicroelectronics S.r.l. Output buffer
JP2008016561A (ja) * 2006-07-04 2008-01-24 Produce:Kk コンデンサの減圧による急速放電方法
TW200820571A (en) * 2006-10-27 2008-05-01 Fitipower Integrated Tech Inc Driving device
JP4900471B2 (ja) * 2007-02-22 2012-03-21 富士通株式会社 入出力回路装置
US20080265950A1 (en) * 2007-04-20 2008-10-30 Scott Gary Sorenson Low-power impedance-matched driver
JPWO2008155917A1 (ja) * 2007-06-19 2010-08-26 パナソニック株式会社 スイッチング素子駆動回路
US7856212B2 (en) * 2007-08-07 2010-12-21 Intel Corporation Millimeter-wave phase-locked loop with injection-locked frequency divider using quarter-wavelength transmission line and method of calibration
JP5522818B2 (ja) 2007-12-18 2014-06-18 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド 増幅回路
JP2013098599A (ja) * 2011-10-28 2013-05-20 Advantest Corp ドライバ回路および試験装置
TWI602001B (zh) * 2016-09-13 2017-10-11 友達光電股份有限公司 壓電感應器讀取電路
JP7096478B2 (ja) * 2017-12-18 2022-07-06 オンキヨー株式会社 増幅装置
JP7206472B2 (ja) * 2018-05-07 2023-01-18 オンキヨー株式会社 増幅装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0677784A (ja) 1992-08-27 1994-03-18 Hitachi Ltd ドライバ回路
US5377202A (en) * 1993-05-03 1994-12-27 Raytheon Company Method and apparatus for limiting pin driver offset voltages
JP4532670B2 (ja) 1999-06-07 2010-08-25 株式会社アドバンテスト 電圧駆動回路、電圧駆動装置および半導体デバイス試験装置
US6294949B1 (en) * 1999-06-07 2001-09-25 Advantest Corporation Voltage drive circuit, voltage drive apparatus and semiconductor-device testing apparatus
GB0212436D0 (en) * 2002-05-30 2002-07-10 Ibm Voltage controlled oscillator circuit and method
JP3903861B2 (ja) 2002-06-26 2007-04-11 日本電気株式会社 情報処理装置及び診断プログラム

Also Published As

Publication number Publication date
GB2430270A8 (en) 2007-10-02
US20070001717A1 (en) 2007-01-04
GB0617079D0 (en) 2006-10-11
DE112004002703T5 (de) 2006-12-07
GB2430270A (en) 2007-03-21
WO2005074127A1 (en) 2005-08-11
KR20070007294A (ko) 2007-01-15
GB2430270B8 (en) 2007-10-02
JP2005217949A (ja) 2005-08-11
KR101126439B1 (ko) 2012-03-28
US7528637B2 (en) 2009-05-05
GB2430270B (en) 2007-08-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7528637B2 (en) Driver circuit
JP5008058B2 (ja) 出力インピーダンス調整回路、半導体装置及び出力インピーダンス調整方法
US8502549B2 (en) Test apparatus and driver circuit
KR100668498B1 (ko) 반도체 메모리의 데이터 출력장치 및 방법
CN107017865A (zh) 斜坡信号发生器及使用其的cmos图像传感器
US7038502B2 (en) LVDS driver circuit and driver circuit
KR100212348B1 (ko) 전위검출회로 및 반도체 집적회로
US8115520B2 (en) Driver circuit
CN114937433B (zh) 一种led显示屏恒流驱动电路、驱动芯片、电子设备
JP4740576B2 (ja) 電流駆動装置
US20060273847A1 (en) Output level voltage regulation
KR20070092100A (ko) 전류구동회로
US6166569A (en) Test interface circuits with waveform synthesizers having reduced spurious signals
EP0151875B1 (en) Gate circuit device
US7489123B2 (en) Calibration control for pin electronics of automatic testing equipment
JP7530914B2 (ja) 電源電流安定化機能を備える電圧ドライバとその動作方法
US10180453B2 (en) Increased power efficiency in driver circuits
KR20070073976A (ko) 피시험 디바이스에서의 전압을 센싱하기 위한 파라미터측정 유닛의 사용
KR20020001564A (ko) 반도체 집적 회로 및 반도체 장치 시스템
JP4532670B2 (ja) 電圧駆動回路、電圧駆動装置および半導体デバイス試験装置
CN113572484B (zh) 发射器装置与校正方法
CN108291936B (zh) 一种用于提供电流脉冲的电路和方法
JPH04259868A (ja) Ic試験装置
JP3569099B2 (ja) 波形生成回路および半導体試験装置
JP2007003368A (ja) 電圧印加装置

Legal Events

Date Code Title Description
A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20060926

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20070109

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20070112

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110119

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110119

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120119

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120119

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130119

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130119

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130119

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140119

Year of fee payment: 7

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees