JP3733609B2 - 照明装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一つの放電灯に給電可能な電源を複数個備え、電源のうちの少なくとも１つを２次電池とした照明装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、同じ放電灯に給電可能な複数個の電源を備え、電源のうちの少なくとも１つを２次電池とした照明装置が提供されている。たとえば、図１０に示すように、放電灯ＤＬへの給電経路をリレーＲｙａの接点により切り換えるようにし、一方の給電経路を選択すると、商用電源ＡＣを整流し平滑して得た直流電源を電源とするインバータ回路ＩＮＶ41より放電灯ＤＬに給電し、他方の給電経路を選択すると、２次電池Ｂを電源とするインバータ回路ＩＮＶ42より放電灯ＤＬに給電する照明装置がある。
【０００３】
すなわち、この照明装置は、商用電源ＡＣの正常な通電時にはインバータ回路ＩＮＶ41を通して放電灯ＤＬに給電するとともに充電回路ＣＨを通して２次電池Ｂを充電し、停電などによって商用電源ＡＣの電圧が所定値以下になると２次電池ＢからインバータＩＮＶ42を通して放電灯ＤＬに給電する。商用電源ＡＣが正常か否かは、商用電源ＡＣを降圧トランスＴ4 で降圧し整流回路ＤＢ2 で整流して得た脈流電圧を監視する電源検出回路４で判断される。つまり、脈流電圧が正常であれば、電源検出回路４は放電灯ＤＬをインバータ回路ＩＮＶ41の出力に接続し、脈流電圧が所定値以下になると、電源検出回路４は放電灯ＤＬをインバータ回路ＩＮＶ42の出力に接続するようにリレーＲｙａの接点を切り換えるのである。また、電源検出回路４は、リレーＲｙａの接点の切換と同時に、各インバータ回路ＩＮＶ41，ＩＮＶ42の制御回路２ａ，２ｂの動作も制御する。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶ41は、商用電源ＡＣを整流回路ＤＢ1 で整流し、平滑用コンデンサＣ8 で平滑して得た直流電圧を、２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22の並列回路からなる）の直列回路に印加し、一方のトランジスタＱ21の両端間に、直流カット用のコンデンサＣ2 ，放電灯ＤＬ，インダクタＬ2 の直列回路を接続し、両トランジスタＱ21，Ｑ22を交互にオン・オフさせることにより放電灯ＤＬに交番電流を流すように構成されている。
【０００５】
一方、インバータ回路ＩＮＶ42は、２個のトランジスタＱ23，Ｑ24のエミッタを２次電池Ｂの負極に共通に接続し、両トランジスタＱ23，Ｑ24のコレクタ間にトランスＴ5 の１次巻線とコンデンサＣ6 との並列回路を接続し、トランスＴ5 の１次巻線のセンタタップに２次電池Ｂの正極を接続した構成を有する。このインバータ回路ＩＮＶ42は、放電灯ＤＬをトランスＴ5 の２次巻線に接続し、トランジスタＱ23，Ｑ24をプッシュプル動作させることによって、放電灯ＤＬに交番電流を流すことができる。
【０００６】
充電回路ＣＨは、上述した降圧トランスＴ4 および整流回路ＤＢ2 のほか、逆流阻止用のダイオードＤ41，Ｄ42、平滑用のコンデンサＣ41、限流用の抵抗Ｒ41を備える。
ところで、図１０に示す回路構成では、商用電源ＡＣが正常時と非正常時とに各別のインバータ回路ＩＮＶ41、ＩＮＶ42を動作させて放電灯ＤＬに給電しているものであるから、部品点数が多く大型化しコスト増につながるという問題が生じる。とくに、２次電池Ｂを充電するために商用電源ＡＣを降圧する降圧トランスＴ4 を設け、２次電池Ｂを電源として動作するインバータ回路ＩＮＶ42から比較的高い電圧を取り出すためにトランスＴ5 を設けているものであるから、構成要素の中で大きな体積を占めるトランスを２個も用いることになり大型化が避けられないものになっている。
【０００７】
これに対して、図１１に示すように、構成要素を共用することによって小型化、低コスト化を図った照明装置も提案されている。この構成では、整流回路ＤＢ1 と平滑用のコンデンサＣ8 との間に逆流阻止用のダイオードＤ2 を挿入し、整流回路ＤＢ1 の出力端間に接続した電源検出回路４により商用電源ＡＣが正常か否かを判断する。また、２次電池Ｂの両端電圧を昇圧してインバータ回路ＩＮＶ1 の電源として用いる構成を採用することにより、商用電源ＡＣの正常時と異常時との両方でインバータ回路ＩＮＶ1 を共用できるようにし、インバータ回路ＩＮＶ2 を不要にしている。
【０００８】
ここで、２次電池Ｂの充電と放電とを１つのトランスＴ0 で行なえるように、双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 を用いている。双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 は、トランスＴ0 の各巻線にそれぞれスイッチング要素を直列に接続したスイッチング回路Ｓ01，Ｓ02を備え、２個のスイッチング回路Ｓ01，Ｓ02のうちの一方に設けたスイッチング要素をオン・オフさせることでＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。つまり、２次電池Ｂを充電する際にはスイッチング回路Ｓ01を動作させるのであり、２次電池Ｂから放電する際にはスイッチング回路Ｓ02を動作させるのである。また、商用電源ＡＣの電源電圧の低下が電源検出回路４で検出されたときに、インバータ回路ＩＮＶ1 には、商用電源ＡＣの正常時のコンデンサＣ8 の両端電圧と同程度の電圧が双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 から印加される。スイッチング回路Ｓ01，Ｓ02のどちらでスイッチング要素をオン・オフさせるかは、電源検出回路４での商用電源ＡＣの監視状態に応じて決定される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図１１の回路構成では図１０の回路構成に比較して部品点数が少なく、とくに１個のトランスＴ0 を２次電池Ｂの充放電に兼用するから、小型化が可能でありコストの低減にもつながる。ところで、２次電池Ｂを電源とする際には、電池容量に限りがあるから、放電灯ＤＬでの消費電力を抑制する必要がある。そこで、図１１の回路構成では、２次電池Ｂを電源として用いる際には、放電灯ＤＬに給電される電力が放電灯ＤＬの定格よりも小さくなるように制御回路２を制御して放電灯ＤＬの光出力を低下させている。したがって、電池Ｂを電源とするときには放電灯ＤＬに流れる電流が減少するとともに放電灯ＤＬのインピーダンスが増大する。
【００１０】
図１１に示す構成では、放電灯ＤＬには蛍光灯のようにフィラメントを有するものを用いており、放電灯ＤＬの両フィラメントにおける非電源側の一端間にはフィラメントに予熱電流を流す予熱回路としてのコンデンサＣ3 が接続してある。上述のように、電池Ｂを電源とする際には放電灯ＤＬの光出力を低減するから、放電灯ＤＬの点灯時のランプ電流に対する予熱電流の比率が商用電源ＡＣからの給電時よりも大きくなる。つまり、商用電源ＡＣから給電するときに比較して２次電池Ｂから給電するときのほうが点灯時のランプ電流に対する予熱電流の相対的比率が大きくなる。
【００１１】
また、放電灯ＤＬを遅相モードで点灯させている場合に、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数を高くすることにより放電灯ＤＬの点灯時には調光することができる。しかしながら、スイッチング周波数を高くすることによってコンデンサＣ3 のインピーダンスが小さくなるから、このことによっても予熱電流が増加することになる。
【００１２】
つまり、放電灯ＤＬの点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合は、２次電池Ｂを電源とする調光点灯時の調光レベルが低いほど増加することになる。上記構成では２次電池Ｂを電源とする際に予熱電流が過剰に供給されるという不都合が生じる。
【００１３】
言い換えると、予熱電流によるフィラメントでの電力損失は、図１２に示すように、予熱電流の二乗にほぼ比例して増加するから、調光点灯時には全点灯時に比較すると、入力電力に対して放電灯ＤＬの点灯に用いる電力の割合が低下することになり、照明装置全体としての電力の利用効率が低くなる。その結果、２次電池Ｂのように電力容量の限られた電源を用いているにもかかわらず電力の利用効率が低くなり、２次電池Ｂを電源とする際の点灯時間が短くなるという問題を生じるのである。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、２次電池を電源とする調光点灯時における電力の利用効率を高めることによって、２次電池での点灯時間を従来よりも延長した照明装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、フィラメントを備えた放電灯を点灯させる１つの点灯回路に対して選択的に給電可能な複数個の電源を備え、電源のうちの少なくとも１つは２次電池であって、２次電池から点灯回路に給電するときには他の電源から給電するときよりも放電灯の光出力を小さくするようにした照明装置において、２次電池から点灯回路に給電するときに他の電源から給電するときよりも予熱電流を低減させる予熱電流制御手段を設け、予熱電流制御手段は、２次電池からの給電時にフィラメントの非電源側に接続された予熱回路のインピーダンスを他の電源からの給電時よりも大きくすることを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、点灯回路は直流電源を交番電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータ回路であって、インバータ回路への直流電源は通常時に給電する第１の電源と、第１の電源の電圧が所定値以上のときに２次電池を充電し所定値以下のときに２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２の電源とからなり、第１の電源の電圧を上記所定値と比較する電源検出回路により予熱電流制御手段における予熱電流の大小と第２の電源における２次電池の充放電とを切り換えることを特徴とする。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、第２の電源は、トランスの各巻線にそれぞれスイッチング要素を直列接続し、一方の巻線と第１のスイッチング要素との直列回路を第１の電源からインバータ回路への給電部に接続し、他方の巻線と第２のスイッチング要素との直列回路を２次電池の両端間に接続した双方向性コンバータよりなり、各スイッチング要素はオフ時にオン時とは逆方向の通電が可能であって、２次電池の充電時には第１のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第２のスイッチング要素をオフにし、放電時には第２のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第１のスイッチング要素をオフにする制御回路を設けたことを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、請求項２の発明において、第２の電源は、第１の電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、請求項２の発明において、第１の電源は入力された直流電源の電圧を昇圧した直流電圧をインバータ回路に入力する昇圧回路を備え、第２の電源は、第１の電源における昇圧回路の入力側の直流電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする。
【００２１】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、予熱電流制御手段は、予熱電流を切り換えるスイッチ手段を備え、予熱電流の切換時に点灯回路から放電灯への電力供給を一時停止することを特徴とする。
【００２２】
【作用】
請求項１の発明の構成によれば、２次電池から点灯回路に給電して放電灯の光出力を低減する際に予熱電流も低減するので、点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合を従来よりも低減することができ、結果的に容量の限られている２次電池から給電するときに必要以上に大きな予熱電流を流すことを防止でき、結果的に２次電池の電力の利用効率が高くなり、２次電池による点灯時間を従来よりも長くすることができる。
【００２３】
しかも、予熱回路のインピーダンスを変更するから、簡単な構成で予熱電流を制御することができる。
【００２４】
請求項２ないし請求項５の発明は望ましい実施態様であって、２電源の一方を通常時の給電用に用い、通常時に給電している電源の電圧が低下すると２次電池から給電するから、非常灯のように停電時にも放電灯を点灯させるものに有用である。とくに、請求項３の発明の構成によれば、双方向性コンバータを用いて２次電池の充放電を行なうから、２次電池を充放電する回路が比較的簡単な構成になる。また、請求項５の発明の構成によれば、通常時にインバータ回路に給電する第１の電源が昇圧回路を備えている場合に、昇圧回路の入力側から２次電池の充電のための電源をとるようにしているから、２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータに高電圧が印加されず、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品へのストレスが少なくなる。
【００２５】
請求項６の発明の構成によれば、予熱電流をスイッチ手段により切り換える際にに点灯回路から放電灯への給電を一時停止するから、予熱電流を切り換えるときに点灯回路の動作による高電圧がスイッチ手段に印加されることがなく、スイッチ手段へのストレスを防止することができる。
【００２６】
【実施例】
（実施例１）
本実施例は、図１に示すように、基本的には図１１に示した従来構成と同様の構成であって、上述した目的を達成するために、放電灯ＤＬの両フィラメントの非電源側の一端間に予熱回路として容量の異なる２個のコンデンサＣ31，Ｃ32を択一的に接続する構成を採用したことが図１１に示した従来構成との主な相違点である。また、整流回路ＤＢ1 とインバータ回路ＩＮＶ1 との間には、昇圧回路としての昇圧チョッパ回路ＣＰを設けている。
【００２７】
さらに具体的に説明する。商用電源ＡＣはダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢ1 により全波整流され、整流回路ＤＢ1 より出力された脈流電圧は昇圧チョッパ回路ＣＰに入力される。昇圧チョッパ回路ＣＰは、整流回路ＤＢ1 の直流出力端間にインダクタＬ1 とトランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ間との直列回路を接続し、トランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ間には、トランジスタＱ1 のオン時にインダクタＬ1 に蓄積したエネルギーで充電されるコンデンサＣ1 を、ダイオードＤ1 を介して接続してある。また、トランジスタＱ1 はＰＷＭ制御を行なうチョッパ制御回路１により商用電源ＡＣに対して十分に高い周波数でスイッチングされる。したがって、周知のように、トランジスタＱ1 のオン時にインダクタＬ1 に蓄積されたエネルギが、トランジスタＱ1 のオフ時にダイオードＤ1 を通して放出されコンデンサＣ1 が充電されることにより、トランジスタＱ1 のオンデューティに応じてコンデンサＣ1 の両端電圧を制御することができるのである。ここに、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力電圧（コンデンサＣ1 の両端電圧）が一定に保たれるようにチョッパ制御回路１でトランジスタＱ1 のオンデューティをＰＷＭ制御している。
【００２８】
昇圧チョッパ回路ＣＰの出力は、インバータ回路ＩＮＶ1 の電源として用いられる。インバータ回路ＩＮＶ1 は、図１１に示した従来構成と同様に、２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22との各並列回路）の直列回路をコンデンサＣ1 の両端間に接続し、直流カット用のコンデンサＣ2 と放電灯ＤＬとインダクタＬ2 との直列回路を正極側のトランジスタＱ21に並列に接続した構成を有する。各トランジスタＱ21，Ｑ22のエミッタ−コレクタ間に対してダイオードＤ21，Ｄ22はそれぞれ逆並列に接続される。また、両トランジスタＱ21，Ｑ22はインバータ制御回路２により交互にオン・オフされる。したがって周知のように、トランジスタＱ22のオン時にコンデンサＣ2 −放電灯ＤＬ−インダクタＬ2 という経路で放電灯ＤＬに電流が流れ、トランジスタＱ21のオン時にはコンデンサＣ2 −トランジスタＱ21−インダクタＬ2 −放電灯ＤＬという経路で電流が流れることによって、放電灯ＤＬに交番電流を流すことができる。
【００２９】
放電灯ＤＬは蛍光灯のように一対のフィラメントを有し、各フィラメントの非電源側の一端間には、コンデンサＣ31とダイオードブリッジＤＢ31との直列回路と、コンデンサＣ32とダイオードブリッジＤＢ32との直列回路との並列回路が接続されている。各ダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32は、交流端間にそれぞれコンデンサＣ31，Ｃ32を介して放電灯ＤＬを接続しているのであり、直流端間にはそれぞれスイッチ手段としてのトランジスタＱ31，Ｑ32のコレクタ−エミッタ間を接続している。すなわち、ダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32はトランジスタＱ31，Ｑ32とコンデンサＣ31，Ｃ32との接続を無極性化し、各トランジスタＱ31，Ｑ32のオン時にダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32を介して接続された各コンデンサＣ31，Ｃ32に交番電流を流すことができるようにしている。また、両トランジスタＱ31，Ｑ32は択一的にオンになるように、制御回路３1 ，３2 により制御される。ここに、コンデンサＣ31，Ｃ32は異なる容量のものを用いる。
【００３０】
制御回路３1 ，３2 は、整流回路ＤＢ1 から出力される脈流電圧を監視する電源検出回路４により制御され、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるか否かに応じて択一的に動作する。すなわち、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるか否かに応じて、制御回路３1 ，３2 はいずれか一方のトランジスタＱ31，Ｑ32をオンにし、放電灯ＤＬに接続されるコンデンサＣ31，Ｃ32を選択するのである。また、電源検出回路４はインバータ制御回路２によるトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数も商用電源ＡＣの電圧に応じて切り換える。つまり、非正常時には正常時よりも高い周波数でトランジスタＱ21，Ｑ22をスイッチングするのである。
【００３１】
いま、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であって正常であるときにトランジスタＱ31をオンにし、所定値以下ではトランジスタＱ32をオンにするとすれば、正常時の予熱でのインバータ回路ＩＮＶ1 の共振周波数は、コンデンサＣ2 ，Ｃ31、インダクタＬ2 で決まり、非正常時の予熱でのインバータ回路ＩＮＶ1 の共振周波数は、コンデンサＣ2 ，Ｃ32、インダクタＬ2 で決まることになる。コンデンサＣ31の容量はコンデンサＣ32の容量よりも大きく設定してある。トランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数は非正常時のほうが高いから、非正常時に容量の小さいほうのコンデンサＣ32が放電灯ＤＬに接続されることによって、非正常時の予熱電流を正常時の予熱電流よりも小さくすることが可能になる。つまり、非正常時の予熱回路のインピーダンスを正常時よりも大きくするのである。
【００３２】
ところで、インバータ回路ＩＮＶ1 には昇圧チョッパ回路ＣＰのほかに、双方向性コンバータＣＮＶ1 からも給電が可能になっている。つまり、インバータ回路ＩＮＶ1 は、昇圧チョッパ回路ＣＰと双方向性コンバータＣＮＶ1 との２つの電源より給電される。ただし、双方向性コンバータＣＮＶ1 は商用電源ＡＣの電圧が所定値以下のときにのみインバータ回路ＩＮＶ1 に給電する。
【００３３】
双方向性コンバータＣＮＶ1 は、トランスＴ1 の両巻線ｎ1 ，ｎ2 にそれぞれスイッチング回路を備え、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力を受けて２次電池Ｂを充電する状態と、２次電池Ｂの端子電圧を昇圧してインバータ回路ＩＮＶ1 に給電する状態とが選択可能になっている。各スイッチング回路は、それぞれトランスＴ1 の巻線ｎ1 ，ｎ2 に直列接続したスイッチング要素を備え、各スイッチング要素はトランジスタＱ51，Ｑ52と、トランジスタＱ51，Ｑ52のコレクタ−エミッタ間に逆並列に接続されたダイオードＤ51，Ｄ52とにより構成される。また、トランジスタＱ51，Ｑ52は、制御回路５1 ，５2 によりオン・オフ制御される。
【００３４】
商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるときには、昇圧チョッパ回路ＣＰ側の巻線ｎ1 に接続されたトランジスタＱ51が制御回路５1 によりオン・オフされ、他方のトランジスタＱ52を制御する制御回路５2 は動作を停止されてトランジスタＱ52はオフに保たれる。この動作によって、トランジスタＱ51のオン時にトランスＴ1 に蓄積されたエネルギにより、トランジスタＱ51のオフ時に２次電池Ｂ側の巻線ｎ2 に誘起電圧が発生し、ダイオードＤ52を通して２次電池Ｂへの充電電流が流れる。すなわち、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力電圧が降圧され２次電池Ｂが充電されるのである。ここで、制御回路５1 は２次電池Ｂの端子電圧に応じてトランジスタＱ51のオンデューティをＰＷＭ制御している。
【００３５】
一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であるときには、昇圧チョッパ回路ＣＰ側の巻線ｎ1 に接続されたトランジスタＱ51を制御する制御回路５1 の動作を停止してトランジスタＱ51をオフに保ち、他方のトランジスタＱ52は制御回路５2 によりオン・オフされる。この動作によって、トランジスタＱ52のオン時にトランスＴ1 に蓄積されたエネルギにより、トランジスタＱ52のオフ時にインバータ回路ＩＮＶ1 側の巻線ｎ1 に誘起電圧が発生し、ダイオードＤ51を通してコンデンサＣ1 が充電される。すなわち、２次電池Ｂの端子電圧を昇圧した直流電圧を得ることができる。双方向性コンバータＣＮＶ1 により２次電池Ｂの端子電圧を昇圧して得られる電圧は、商用電源ＡＣの正常時におけるコンデンサＣ1 の両端電圧と同程度に設定される。
【００３６】
以上のようにして、双方向性コンバータＣＮＶ1 はフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能し、しかも２次電池Ｂを充電する際には降圧を行ない、２次電池Ｂに充電されたエネルギを利用して放電灯ＤＬを点灯させる際には昇圧を行なうことになる。つまり、商用電源ＡＣの電圧にかかわらず、コンデンサＣ1 の両端電圧をほぼ一定に保つことができ、インバータ回路ＩＮＶ1 は商用電源ＡＣの電圧にかかわらず安定して動作することになる。
【００３７】
以上説明したように、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上である正常時には、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22は比較的低い周波数でスイッチングされ、放電灯ＤＬには容量の大きいほうのコンデンサＣ31が接続される。また同時に、制御回路５1 が作動して２次電池Ｂが充電される。一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下である非正常時には、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22は比較的高い周波数でスイッチングされ、放電灯ＤＬには容量の小さいほうのコンデンサＣ32が接続される。
【００３８】
いま、図１に示した回路からインバータ回路ＩＮＶ1 と、放電灯ＤＬの予熱にかかわる部分のみを取り出すと、等価回路を図２のように表すことができる。直流電源ＤＣは、昇圧チョッパ回路ＣＰと双方向性コンバータＣＮＶ1 とのどちらでもよく、放電灯ＤＬは点灯時における等価インピーダンスＺで表してある。等価インピーダンスＺは、放電灯ＤＬの調光レベルが一定であれば、変化を無視することができる。コンデンサＣ3 は、放電灯ＤＬのフィラメントの非電源側に接続されたコンデンサＣ31，Ｃ32を表し、非正常時の容量は正常時の容量よりも小さく設定してある。さらに、直流カット用のコンデンサＣ2 はコンデンサＣ3 に比較して十分に大きい容量に設定してある（Ｃ2 ≫Ｃ3 ）。つまり、共振周波数の決定に際してコンデンサＣ2 を無視することができる。
【００３９】
しかるに、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるときには、コンデンサＣ3 として容量の大きいほうのコンデンサＣ31を用いるから共振周波数は低くなり、等価インピーダンスＺの両端電圧は、トランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数に応じて図３にａで示すように変化する。一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であるときには、コンデンサＣ3 として容量の小さいほうのコンデンサＣ32を用いるから共振周波数が高くなり、等価インピーダンスＺの両端電圧は図３にｂで示すように変化する。すなわち、コンデンサＣ3 の容量を変化させたときに、放電灯ＤＬの光出力を等しくするには等価インピーダンスＺの両端電圧を等しくすればよいから、等価インピーダンスＺの両端電圧をＶｚにするものとすれば、コンデンサＣ3 の容量が小さいほどトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数を高くしなければならない。たとえば、図３に示す例では、コンデンサＣ31を用いたときのスイッチング周波数をｆａとすれば、コンデンサＣ32を用いたときに同じ光出力を得るためのスイッチング周波数ｆｂは高くなる。ここで、２次電池Ｂを電源とするときには、全点灯ではなく調光点灯を行なうから、コンデンサＣ32を接続する際にはスイッチング周波数をｆｂよりも高く設定する必要がある。
【００４０】
ここで、等価インピーダンスＺの両端電圧ＶｚはコンデンサＣ３ の両端電圧であるから、コンデンサＣ３ を通して流れる予熱電流ＩｐはトランジスタＱ２１，Ｑ２２のスイッチング周波数をｆとするときに、
Ｉｐ＝２πｆＣ３ Ｖｚ
になる。いま、商用電源ＡＣが正常か否かにかかわらず等価インピーダンスＺの両端電圧（すなわち、放電灯ＤＬのランプ電圧）Ｖｚを一定に保つこととし、商用電源ＡＣの正常時のスイッチング周波数をｆａ、非正常時のスイッチング周波数をｆｂとすれば、上式によって、商用電源ＡＣの非正常時に正常時よりも予熱電流Ｉｐを減少させるには、ｆａＣ３１＞ｆｂＣ３２、すなわち、（Ｃ３２／Ｃ３１）＜（ｆａ／ｆｂ）になるようにコンデンサＣ３１，Ｃ３２の容量を選定しておけばよいことになる。同様に、２次電池Ｂによる給電時には放電灯ＤＬの光出力を正常時よりも小さくする場合（つまり調光点灯させる場合）であっても、コンデンサＣ３１，Ｃ３２を適宜選定すれば、正常時の予熱電流よりも非正常時の予熱電流を小さくすることが可能になることがわかる。したがって、本実施例のように、放電灯ＤＬのフィラメントの非電源側に接続されて予熱電流が流れるコンデンサＣ３１，Ｃ３２として容量の異なる２種のものを用い、商用電源ＡＣの電圧に応じて一方のコンデンサＣ３１，Ｃ３２を放電灯ＤＬに接続すれば、予熱電流を所望の値に設定することが可能になるのである。つまり、２次電池Ｂによる給電時には、商用電源ＡＣからの給電時よりも予熱電流を下げることができ、予熱電流による無駄な電力消費を低減することができて点灯効率が向上し、結果的に２次電池Ｂの限られた容量を有効に利用して２次電池Ｂによる点灯時間を長くすることができるのである。
【００４１】
本実施例では、昇圧チョッパ回路ＣＰを用いているが、昇圧チョッパ回路ＣＰは必ずしも必要ではなく、整流回路ＤＢ1 の出力をコンデンサで平滑した直流電源をインバータ回路ＩＮＶ1 の電源に用いてもよい。また、インバータ回路ＩＮＶ1 も上記実施例に限定されるものではなく、予熱回路や予熱電流の切換の構成についてもインバータ回路ＩＮＶ1 の構成に応じて適宜選択すればよい。また、共振系を遅相モードで発振させている場合について説明したが、進相モードで発振させる場合も同様にして、２次電池Ｂを電源とするときには、共振コンデンサとスイッチング周波数との積を小さくするように共振コンデンサを切り換えればよい。
【００４２】
ところで、２次電池Ｂを電源とする状態に切り換える際に、予熱電流を切り換えるためのスイッチング要素であるトランジスタＱ31，Ｑ32にはインバータ回路ＩＮＶ1 の共振動作による大きな電圧が印加されることがある。そこで、図４に示すタイミングで各回路を動作させるのが望ましい。すなわち、所定電圧が得られているときには電源検出回路４は、図４（ａ）の左端のようにＨレベルの出力を発生する。このとき、図４（ｂ）のようにインバータ回路ＩＮＶ1 が動作し、図４（ｃ）のように予熱回路のトランジスタＱ31もオンになる。このときには図４（ｅ）のように制御回路５1 を動作させて２次電池Ｂの充電を行なう。
【００４３】
次に、商用電源ＡＣの電圧が低下して電源検出回路４の出力が図４（ａ）のようにＬレベルに立ち下がると、図４（ｂ）（ｅ）のように、インバータ回路ＩＮＶ1 の動作が停止するとともに、２次電池Ｂの充電も停止する。しかしながら、トランジスタＱ31はただちにオフにするのではなく、インバータ回路ＩＮＶ1 での共振が停止した程度の時間が経過した後にオフにし、その時点で図４（ｄ）のようにトランジスタＱ32をオンにする。トランジスタＱ32をオンにした後の所定時間が経過すると、図４（ｆ）のように制御回路５2 を動作させて２次電池Ｂからインバータ回路ＩＮＶ1 への給電を開始し、図４（ｂ）のようにインバータ回路ＩＮＶ1 も動作させて放電灯ＤＬへの給電を行なう。
【００４４】
２次電池Ｂでの給電状態から商用電源ＡＣが正常に戻ったときの動作も同様であって、インバータ回路ＩＮＶ1 と双方向性コンバータ回路ＣＮＶ1 との動作を停止させた後に、トランジスタＱ31，Ｑ32を切換え、その後、インバータ回路ＩＮＶ1 と双方向性コンバータＣＮＶ1 による２次電池Ｂの充電とを再開するのである。
【００４５】
このようにインバータ回路ＩＮＶ1 の動作が停止し、共振動作が停止した状態でトランジスタＱ31，Ｑ32を切り換えるから、トランジスタＱ31，Ｑ32に大きな電圧が印加されることがなく、トランジスタＱ31，Ｑ32に大きなストレスがかかることによる破損などを防止することができる。
（実施例２）
本実施例は、図５に示すように、整流回路ＤＢ1 の直流出力端間に逆流阻止用のダイオードＤ2 を介して平滑用のコンデンサＣ8 を接続し、コンデンサＣ8 をインバータ回路ＩＮＶ2 の電源に用いている。また、インバータ回路ＩＮＶ2 は、コンデンサＣ2 の両端間に接続された２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22との各並列回路）の直列回路を備え、コンデンサＣ4 と放電灯ＤＬとインダクタＬ1 と直流カット用のコンデンサＣ2 との直列回路が一方のトランジスタＱ21に並列に接続される。また、トランジスタＱ21には予熱トランスＴ2 の１次巻線とコンデンサＣ2 との直列回路が並列接続される。さらに、放電灯ＤＬにはコンデンサＣ5 とコンデンサＣ4 との直列回路が並列接続される。
【００４６】
予熱トランスＴ2 は一対の２次巻線を備え、各２次巻線はタップを備える。予熱トランスＴ2 の各２次巻線の一端は放電灯ＤＬの各フィラメントの電源側の一端にそれぞれ接続され、各２次巻線の他端とタップとはリレーＲｙの接点ｒ31，ｒ32を介して、放電灯ＤＬの各フィラメントの非電源側の一端に択一的に接続される。すなわち、リレーＲｙは切換接点である２個の接点ｒ31，ｒ32を備え、各接点ｒ31，ｒ32の共通端子を放電灯ＤＬのフィラメントに接続しているのである。このリレーＲｙは電源検出回路４により制御され、商用電源ＡＣの非正常時には２次巻線のタップをフィラメントに接続するように接点ｒ31，ｒ32が切り換えられる。
【００４７】
予熱トランスＴ2 の１次巻線は放電灯ＤＬと並列的に接続されているから、インバータ回路ＩＮＶ2 の動作時にはトランスＴ2 の１次巻線にも交番電流が流れてトランスＴ2 の２次巻線から放電灯ＤＬのフィラメントに予熱電流を流すことができる。また、商用電源ＡＣの電圧が正常であれば２次巻線の両端をフィラメントに接続し、商用電源ＡＣの非正常時には２次巻線の一端とタップとの間にフィラメントを接続するから、非正常時には正常時よりもフィラメントに印加される電圧を低減することができ、結果的に予熱電流を下げることができる。
【００４８】
ところで、２次電池Ｂには充電用のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21と、インバータ回路ＩＮＶ2 への給電用のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ22とを備える。両ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21，ＣＮＶ22は、ともにフォワード形であって、トランスＴ53，Ｔ54の１次巻線にスイッチング要素であるトランジスタＱ53，Ｑ54のコレクタ−エミッタ間を直列接続し、トランスＴ53，Ｔ54の２次巻線出力を一対のダイオードＤ51〜Ｄ54で全波整流し、インダクタＬ53，Ｌ54を通して直流出力を得るように構成してある。前段のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21は、コンデンサＣ8 を電源とし２次電池Ｂを負荷とする。また、後段のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ22は、２次電池Ｂを電源としインバータ回路ＩＮＶ2 を負荷とする。
【００４９】
各トランジスタＱ53，Ｑ54はそれぞれ制御回路５3 ，５4 によりオン・オフ制御され、電源検出回路４により商用電源ＡＣが正常であることが検出されている間には、トランジスタＱ54がオフになり、トランジスタＱ53のみが制御回路５3 によりオン・オフされる。逆に商用電源ＡＣが非正常であるときには、トランジスタＱ53がオフになり、トランジスタＱ54が制御回路５4 によりオン・オフされる。したがって、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であれば、インバータ回路ＩＮＶ2 には交流電源ＡＣを整流平滑したコンデンサＣ8 の両端電圧が印加されると同時に、２次電池ＢがＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21を通して充電される。また、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であれば、２次電池Ｂを電源としてＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ22が動作し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ22の出力を電源としてインバータ回路ＩＮＶ2 が動作する。ここにおいて、各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ21，ＣＮＶ22は出力電圧を監視し、制御回路５3 ，５4 によりトランジスタＱ53，Ｑ54のオン・オフをＰＷＭ制御することにより、出力電圧を安定化するのが望ましい。
【００５０】
（実施例３）
本実施例は、図６に示すように、実施例１の構成における双方向性コンバータの構成を変更し、また予熱回路のコンデンサＣ3 を商用電源ＡＣの電圧によって切り換えず、双方向性コンバータＣＮＶ3 からインバータ回路ＩＮＶ1 に印加する電圧を、昇圧チョッパ回路ＣＰからインバータ回路ＩＮＶ1 に印加する電圧よりも低くすることにより、２次電池Ｂによる給電時の放電灯ＤＬの予熱電流を低減している。
【００５１】
すなわち、双方向性コンバータＣＮＶ3 は、センタタップを備える一対の巻線ｎ1 ，ｎ2 を有するトランスＴ3 を用いており、各巻線ｎ1 ，ｎ2 にトランジスタＱ55〜Ｑ58をプシュプル接続している。各トランジスタＱ55〜Ｑ58のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ55〜Ｄ58が逆並列に接続され、各一対のトランジスタＱ55〜Ｑ58のエミッタ同士は共通に接続されるとともに、コレクタは各巻線ｎ1 ，ｎ2 の両端に接続される。一方の巻線ｎ1 はセンタタップとトランジスタＱ55，Ｑ56のエミッタとの間にインダクタＬ56を介してコンデンサＣ1 を接続し、他方の巻線ｎ2 ではセンタタップとトランジスタＱ57，Ｑ58のエミッタとの間にインダクタＬ57を介して２次電池Ｂを接続してある。また、各トランジスタＱ55〜Ｑ58は一対ずつ制御回路５5 ，５6 によりプシュプル動作するように制御される。
【００５２】
双方向性コンバータＣＮＶ3 の動作は実施例１の双方向性コンバータＣＮＶ1 と同様に、一方の制御回路５5 ，５6 を動作させ他方を停止させることによって、昇圧ないし降圧を行なうのであるが、実施例１との相違点は、２次電池Ｂを電源とするときに双方向性コンバータＣＮＶ3 からインバータ回路ＩＮＶ1 への供給電圧を、商用電源ＡＣを電源とするときの昇圧チョッパ回路ＣＰからの供給電圧よりも低く設定している点にある。このように、インバータ回路ＩＮＶ1 の電源電圧を非正常時には正常時よりも下げることによって、放電灯ＤＬの光出力を低減することができる。つまり、正常時に全点灯を行なっているとすれば、非正常時には調光点灯させることができる。
【００５３】
本実施例の動作を実施例１と同様に図２の等価回路で考えると、本実施例の場合は、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以上であれば、インバータ回路ＩＮＶ1 への入力電圧は高くインバータ回路ＩＮＶ1 のスイッチング周波数と放電灯ＤＬへの印加電圧との関係は、図７のａ曲線のようになる。また、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以下で２次電池Ｂを電源とする場合には図７のｂ曲線のようになる。すなわち、予熱回路の共振周波数を変化させないから、放電灯ＤＬへの印加電圧のみが変化する。
【００５４】
一方、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以上のときに図７に示すスイッチング周波数ｆａで放電灯ＤＬを点灯させていたとすれば、２次電池Ｂを電源とするときに同じ光出力を得ようとすれば、スイッチング周波数を図７に示すｆｂまで引き下げる必要がある。つまり、予熱回路のコンデンサＣ3 が一定であっても、コンデンサＣ3 に流れる電流は２次電池Ｂを電源とするときのほうが小さくなり（上述した予熱電流Ｉｐに関する式より明らか）、結局、本実施例の構成でも予熱電流を低減することができる。
【００５５】
本実施例の構成では、２次電池Ｂを電源とするときに商用電源ＡＣを電源とする場合よりもインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を低くしていることによって、上述のように２次電池Ｂからの給電時における予熱電流を商用電源ＡＣからの給電時よりも低減することができ、しかも、トランジスタＱ21，Ｑ22に印加される電圧が低減することによって、スイッチング損失が低減する。他の構成および効果は実施例１と同様である。
【００５６】
（実施例４）
本実施例は、図８に示すように、昇圧チョッパ回路ＣＰおよびインバータ回路ＩＮＶ1 は実施例３と同様の構成を採用し、双方向性コンバータＣＮＶ2 を図５に示した実施例２と同様の構成としたものである。また、双方向性コンバータＣＮＶ2 において、２次電池Ｂへの充電を行なうＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力端は、整流回路ＤＢ1 の直流出力端に逆流阻止用のダイオードＤ7 を介して接続してある。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力端間には平滑用のコンデンサＣ7 も接続される。
【００５７】
この構成を採用することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧を昇圧チョッパ回路ＣＰの出力側で得る場合よりも、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧を低減することができ、結果的に双方向性コンバータＣＮＶ2 におけるトランジスタＱ53へのストレスを低減することができる。しかも、昇圧チョッパ回路ＣＰの負荷を低減できるとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧と２次電池Ｂの端子電圧との差が小さくなることによって、電力損失を低減できることになる。他の構成および動作は実施例３と同様である。
【００５８】
（実施例５）
本実施例は、図９に示すように、昇圧チョッパ回路ＣＰおよびインバータ回路ＩＮＶ1 として図６に示した実施例６と同様の構成を採用し、双方向性コンバータＣＮＶ1 には実施例１と同様のものを用いている。ただし、本実施例では、制御回路５2 により制御されるトランジスタＱ52のオンデューティをスイッチＳＷによって複数種類から選択することができるデューティ制御回路６を電圧調節手段として備えている。したがって、双方向性コンバータＣＮＶ1 は、スイッチＳＷでの選択にかかわりなく２次電池Ｂを充電することができ、２次電池Ｂを電源とする際には、スイッチＳＷにより選択したオンデューティでトランジスタＱ52がオン・オフされるのである。２次電池Ｂを電源とする際に双方向性コンバータＣＮＶ1 より出力されインバータ回路ＩＮＶ1 に入力される電圧は、トランジスタＱ52のオンデューティにより決定されるから、２次電池Ｂを電源とする際のインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を、商用電源ＡＣを電源とする際の印加電圧よりも低く設定することができるのである。
【００５９】
この構成により、実施例３と同様に商用電源ＡＣの電圧が所定値以下のときに所定値以上のときよりもインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を低減することができ、結果的に放電灯ＤＬを調光することができる。つまり、２次電池Ｂを電源に用いる際には実施例３と同様の原理により予熱電流を低減することができることになる。しかも、スイッチＳＷにより調光レベルを複数段階に変化させることが可能である。他の構成および動作は実施例３と同様である。
【００６０】
【発明の効果】
本発明は上述のように、２次電池から点灯回路に給電して放電灯の光出力を低減する際に予熱電流も低減するので、点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合を従来よりも低減することができ、結果的に容量の限られている２次電池から給電するときに必要以上に大きな予熱電流を流すことを防止でき、結果的に２次電池の電力の利用効率が高くなり、２次電池による点灯時間を従来よりも長くすることができるという利点を有する。
【００６１】
しかも、予熱回路のインピーダンスを変更するので、簡単な構成で予熱電流を制御することができるという利点がある。
【００６２】
請求項２ないし請求項５の発明のように、２電源の一方を通常時の給電用に用い、通常時に給電している電源の電圧が低下すると２次電池から給電すれば、非常灯のように停電時にも放電灯を点灯させるものに有用である。
とくに、請求項３の発明は、双方向性コンバータを用いて２次電池の充放電を行なうから、２次電池を充放電する回路が比較的簡単な構成になるという利点がある。
【００６３】
また、請求項５の発明は、通常時にインバータ回路に給電する第１の電源が昇圧回路を備えている場合に、昇圧回路の入力側から２次電池の充電のための電源をとるようにしているから、２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータに高電圧が印加されず、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品へのストレスが少なくなるという利点がある。
【００６４】
請求項６の発明は、予熱電流をスイッチ手段により切り換える際にに点灯回路から放電灯への給電を一時停止するから、予熱電流を切り換えるときに点灯回路の動作による高電圧がスイッチ手段に印加されることがなく、スイッチ手段へのストレスを防止することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１を示す回路図である。
【図２】実施例１の要部の等価回路図である。
【図３】実施例１の動作説明図である。
【図４】実施例１の動作説明図である。
【図５】実施例２を示す回路図である。
【図６】実施例３を示す回路図である。
【図７】実施例３の動作説明図である。
【図８】実施例４を示す回路図である。
【図９】実施例５を示す回路図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】他の従来例を示す回路図である。
【図１２】放電灯の予熱電流とフィラメント損失との関係を示す図である。
【符号の説明】
１ チョッパ制御回路
２ インバータ制御回路
３1 制御回路
３2 制御回路
４ 電源検出回路
５1 制御回路
５2 制御回路
６ デューティ制御回路
ＡＣ 商用電源
Ｂ ２次電池
Ｃ31 コンデンサ
Ｃ32 コンデンサ
ＣＰ 昇圧チョッパ回路
ＣＮＶ1 双方向性コンバータ
ＣＮＶ2 双方向性コンバータ
ＣＮＶ21 ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＣＮＶ22 ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｄ21 ダイオード
Ｄ22 ダイオード
Ｄ51 ダイオード
Ｄ52 ダイオード
ＤＬ 放電灯
ＩＮＶ1 インバータ回路
Ｑ21 トランジスタ
Ｑ22 トランジスタ
Ｑ51 トランジスタ
Ｑ52 トランジスタ
ＳＷ スイッチ
Ｔ1 トランス
Ｔ2 予熱トランス
Ｔ3 トランス
【産業上の利用分野】
本発明は、一つの放電灯に給電可能な電源を複数個備え、電源のうちの少なくとも１つを２次電池とした照明装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、同じ放電灯に給電可能な複数個の電源を備え、電源のうちの少なくとも１つを２次電池とした照明装置が提供されている。たとえば、図１０に示すように、放電灯ＤＬへの給電経路をリレーＲｙａの接点により切り換えるようにし、一方の給電経路を選択すると、商用電源ＡＣを整流し平滑して得た直流電源を電源とするインバータ回路ＩＮＶ41より放電灯ＤＬに給電し、他方の給電経路を選択すると、２次電池Ｂを電源とするインバータ回路ＩＮＶ42より放電灯ＤＬに給電する照明装置がある。
【０００３】
すなわち、この照明装置は、商用電源ＡＣの正常な通電時にはインバータ回路ＩＮＶ41を通して放電灯ＤＬに給電するとともに充電回路ＣＨを通して２次電池Ｂを充電し、停電などによって商用電源ＡＣの電圧が所定値以下になると２次電池ＢからインバータＩＮＶ42を通して放電灯ＤＬに給電する。商用電源ＡＣが正常か否かは、商用電源ＡＣを降圧トランスＴ4 で降圧し整流回路ＤＢ2 で整流して得た脈流電圧を監視する電源検出回路４で判断される。つまり、脈流電圧が正常であれば、電源検出回路４は放電灯ＤＬをインバータ回路ＩＮＶ41の出力に接続し、脈流電圧が所定値以下になると、電源検出回路４は放電灯ＤＬをインバータ回路ＩＮＶ42の出力に接続するようにリレーＲｙａの接点を切り換えるのである。また、電源検出回路４は、リレーＲｙａの接点の切換と同時に、各インバータ回路ＩＮＶ41，ＩＮＶ42の制御回路２ａ，２ｂの動作も制御する。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶ41は、商用電源ＡＣを整流回路ＤＢ1 で整流し、平滑用コンデンサＣ8 で平滑して得た直流電圧を、２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22の並列回路からなる）の直列回路に印加し、一方のトランジスタＱ21の両端間に、直流カット用のコンデンサＣ2 ，放電灯ＤＬ，インダクタＬ2 の直列回路を接続し、両トランジスタＱ21，Ｑ22を交互にオン・オフさせることにより放電灯ＤＬに交番電流を流すように構成されている。
【０００５】
一方、インバータ回路ＩＮＶ42は、２個のトランジスタＱ23，Ｑ24のエミッタを２次電池Ｂの負極に共通に接続し、両トランジスタＱ23，Ｑ24のコレクタ間にトランスＴ5 の１次巻線とコンデンサＣ6 との並列回路を接続し、トランスＴ5 の１次巻線のセンタタップに２次電池Ｂの正極を接続した構成を有する。このインバータ回路ＩＮＶ42は、放電灯ＤＬをトランスＴ5 の２次巻線に接続し、トランジスタＱ23，Ｑ24をプッシュプル動作させることによって、放電灯ＤＬに交番電流を流すことができる。
【０００６】
充電回路ＣＨは、上述した降圧トランスＴ4 および整流回路ＤＢ2 のほか、逆流阻止用のダイオードＤ41，Ｄ42、平滑用のコンデンサＣ41、限流用の抵抗Ｒ41を備える。
ところで、図１０に示す回路構成では、商用電源ＡＣが正常時と非正常時とに各別のインバータ回路ＩＮＶ41、ＩＮＶ42を動作させて放電灯ＤＬに給電しているものであるから、部品点数が多く大型化しコスト増につながるという問題が生じる。とくに、２次電池Ｂを充電するために商用電源ＡＣを降圧する降圧トランスＴ4 を設け、２次電池Ｂを電源として動作するインバータ回路ＩＮＶ42から比較的高い電圧を取り出すためにトランスＴ5 を設けているものであるから、構成要素の中で大きな体積を占めるトランスを２個も用いることになり大型化が避けられないものになっている。
【０００７】
これに対して、図１１に示すように、構成要素を共用することによって小型化、低コスト化を図った照明装置も提案されている。この構成では、整流回路ＤＢ1 と平滑用のコンデンサＣ8 との間に逆流阻止用のダイオードＤ2 を挿入し、整流回路ＤＢ1 の出力端間に接続した電源検出回路４により商用電源ＡＣが正常か否かを判断する。また、２次電池Ｂの両端電圧を昇圧してインバータ回路ＩＮＶ1 の電源として用いる構成を採用することにより、商用電源ＡＣの正常時と異常時との両方でインバータ回路ＩＮＶ1 を共用できるようにし、インバータ回路ＩＮＶ2 を不要にしている。
【０００８】
ここで、２次電池Ｂの充電と放電とを１つのトランスＴ0 で行なえるように、双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 を用いている。双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 は、トランスＴ0 の各巻線にそれぞれスイッチング要素を直列に接続したスイッチング回路Ｓ01，Ｓ02を備え、２個のスイッチング回路Ｓ01，Ｓ02のうちの一方に設けたスイッチング要素をオン・オフさせることでＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。つまり、２次電池Ｂを充電する際にはスイッチング回路Ｓ01を動作させるのであり、２次電池Ｂから放電する際にはスイッチング回路Ｓ02を動作させるのである。また、商用電源ＡＣの電源電圧の低下が電源検出回路４で検出されたときに、インバータ回路ＩＮＶ1 には、商用電源ＡＣの正常時のコンデンサＣ8 の両端電圧と同程度の電圧が双方向性コンバータ回路ＣＮＶ0 から印加される。スイッチング回路Ｓ01，Ｓ02のどちらでスイッチング要素をオン・オフさせるかは、電源検出回路４での商用電源ＡＣの監視状態に応じて決定される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図１１の回路構成では図１０の回路構成に比較して部品点数が少なく、とくに１個のトランスＴ0 を２次電池Ｂの充放電に兼用するから、小型化が可能でありコストの低減にもつながる。ところで、２次電池Ｂを電源とする際には、電池容量に限りがあるから、放電灯ＤＬでの消費電力を抑制する必要がある。そこで、図１１の回路構成では、２次電池Ｂを電源として用いる際には、放電灯ＤＬに給電される電力が放電灯ＤＬの定格よりも小さくなるように制御回路２を制御して放電灯ＤＬの光出力を低下させている。したがって、電池Ｂを電源とするときには放電灯ＤＬに流れる電流が減少するとともに放電灯ＤＬのインピーダンスが増大する。
【００１０】
図１１に示す構成では、放電灯ＤＬには蛍光灯のようにフィラメントを有するものを用いており、放電灯ＤＬの両フィラメントにおける非電源側の一端間にはフィラメントに予熱電流を流す予熱回路としてのコンデンサＣ3 が接続してある。上述のように、電池Ｂを電源とする際には放電灯ＤＬの光出力を低減するから、放電灯ＤＬの点灯時のランプ電流に対する予熱電流の比率が商用電源ＡＣからの給電時よりも大きくなる。つまり、商用電源ＡＣから給電するときに比較して２次電池Ｂから給電するときのほうが点灯時のランプ電流に対する予熱電流の相対的比率が大きくなる。
【００１１】
また、放電灯ＤＬを遅相モードで点灯させている場合に、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数を高くすることにより放電灯ＤＬの点灯時には調光することができる。しかしながら、スイッチング周波数を高くすることによってコンデンサＣ3 のインピーダンスが小さくなるから、このことによっても予熱電流が増加することになる。
【００１２】
つまり、放電灯ＤＬの点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合は、２次電池Ｂを電源とする調光点灯時の調光レベルが低いほど増加することになる。上記構成では２次電池Ｂを電源とする際に予熱電流が過剰に供給されるという不都合が生じる。
【００１３】
言い換えると、予熱電流によるフィラメントでの電力損失は、図１２に示すように、予熱電流の二乗にほぼ比例して増加するから、調光点灯時には全点灯時に比較すると、入力電力に対して放電灯ＤＬの点灯に用いる電力の割合が低下することになり、照明装置全体としての電力の利用効率が低くなる。その結果、２次電池Ｂのように電力容量の限られた電源を用いているにもかかわらず電力の利用効率が低くなり、２次電池Ｂを電源とする際の点灯時間が短くなるという問題を生じるのである。
【００１４】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、２次電池を電源とする調光点灯時における電力の利用効率を高めることによって、２次電池での点灯時間を従来よりも延長した照明装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、フィラメントを備えた放電灯を点灯させる１つの点灯回路に対して選択的に給電可能な複数個の電源を備え、電源のうちの少なくとも１つは２次電池であって、２次電池から点灯回路に給電するときには他の電源から給電するときよりも放電灯の光出力を小さくするようにした照明装置において、２次電池から点灯回路に給電するときに他の電源から給電するときよりも予熱電流を低減させる予熱電流制御手段を設け、予熱電流制御手段は、２次電池からの給電時にフィラメントの非電源側に接続された予熱回路のインピーダンスを他の電源からの給電時よりも大きくすることを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、点灯回路は直流電源を交番電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータ回路であって、インバータ回路への直流電源は通常時に給電する第１の電源と、第１の電源の電圧が所定値以上のときに２次電池を充電し所定値以下のときに２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２の電源とからなり、第１の電源の電圧を上記所定値と比較する電源検出回路により予熱電流制御手段における予熱電流の大小と第２の電源における２次電池の充放電とを切り換えることを特徴とする。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、第２の電源は、トランスの各巻線にそれぞれスイッチング要素を直列接続し、一方の巻線と第１のスイッチング要素との直列回路を第１の電源からインバータ回路への給電部に接続し、他方の巻線と第２のスイッチング要素との直列回路を２次電池の両端間に接続した双方向性コンバータよりなり、各スイッチング要素はオフ時にオン時とは逆方向の通電が可能であって、２次電池の充電時には第１のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第２のスイッチング要素をオフにし、放電時には第２のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第１のスイッチング要素をオフにする制御回路を設けたことを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、請求項２の発明において、第２の電源は、第１の電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、請求項２の発明において、第１の電源は入力された直流電源の電圧を昇圧した直流電圧をインバータ回路に入力する昇圧回路を備え、第２の電源は、第１の電源における昇圧回路の入力側の直流電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする。
【００２１】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、予熱電流制御手段は、予熱電流を切り換えるスイッチ手段を備え、予熱電流の切換時に点灯回路から放電灯への電力供給を一時停止することを特徴とする。
【００２２】
【作用】
請求項１の発明の構成によれば、２次電池から点灯回路に給電して放電灯の光出力を低減する際に予熱電流も低減するので、点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合を従来よりも低減することができ、結果的に容量の限られている２次電池から給電するときに必要以上に大きな予熱電流を流すことを防止でき、結果的に２次電池の電力の利用効率が高くなり、２次電池による点灯時間を従来よりも長くすることができる。
【００２３】
しかも、予熱回路のインピーダンスを変更するから、簡単な構成で予熱電流を制御することができる。
【００２４】
請求項２ないし請求項５の発明は望ましい実施態様であって、２電源の一方を通常時の給電用に用い、通常時に給電している電源の電圧が低下すると２次電池から給電するから、非常灯のように停電時にも放電灯を点灯させるものに有用である。とくに、請求項３の発明の構成によれば、双方向性コンバータを用いて２次電池の充放電を行なうから、２次電池を充放電する回路が比較的簡単な構成になる。また、請求項５の発明の構成によれば、通常時にインバータ回路に給電する第１の電源が昇圧回路を備えている場合に、昇圧回路の入力側から２次電池の充電のための電源をとるようにしているから、２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータに高電圧が印加されず、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品へのストレスが少なくなる。
【００２５】
請求項６の発明の構成によれば、予熱電流をスイッチ手段により切り換える際にに点灯回路から放電灯への給電を一時停止するから、予熱電流を切り換えるときに点灯回路の動作による高電圧がスイッチ手段に印加されることがなく、スイッチ手段へのストレスを防止することができる。
【００２６】
【実施例】
（実施例１）
本実施例は、図１に示すように、基本的には図１１に示した従来構成と同様の構成であって、上述した目的を達成するために、放電灯ＤＬの両フィラメントの非電源側の一端間に予熱回路として容量の異なる２個のコンデンサＣ31，Ｃ32を択一的に接続する構成を採用したことが図１１に示した従来構成との主な相違点である。また、整流回路ＤＢ1 とインバータ回路ＩＮＶ1 との間には、昇圧回路としての昇圧チョッパ回路ＣＰを設けている。
【００２７】
さらに具体的に説明する。商用電源ＡＣはダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢ1 により全波整流され、整流回路ＤＢ1 より出力された脈流電圧は昇圧チョッパ回路ＣＰに入力される。昇圧チョッパ回路ＣＰは、整流回路ＤＢ1 の直流出力端間にインダクタＬ1 とトランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ間との直列回路を接続し、トランジスタＱ1 のコレクタ−エミッタ間には、トランジスタＱ1 のオン時にインダクタＬ1 に蓄積したエネルギーで充電されるコンデンサＣ1 を、ダイオードＤ1 を介して接続してある。また、トランジスタＱ1 はＰＷＭ制御を行なうチョッパ制御回路１により商用電源ＡＣに対して十分に高い周波数でスイッチングされる。したがって、周知のように、トランジスタＱ1 のオン時にインダクタＬ1 に蓄積されたエネルギが、トランジスタＱ1 のオフ時にダイオードＤ1 を通して放出されコンデンサＣ1 が充電されることにより、トランジスタＱ1 のオンデューティに応じてコンデンサＣ1 の両端電圧を制御することができるのである。ここに、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力電圧（コンデンサＣ1 の両端電圧）が一定に保たれるようにチョッパ制御回路１でトランジスタＱ1 のオンデューティをＰＷＭ制御している。
【００２８】
昇圧チョッパ回路ＣＰの出力は、インバータ回路ＩＮＶ1 の電源として用いられる。インバータ回路ＩＮＶ1 は、図１１に示した従来構成と同様に、２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22との各並列回路）の直列回路をコンデンサＣ1 の両端間に接続し、直流カット用のコンデンサＣ2 と放電灯ＤＬとインダクタＬ2 との直列回路を正極側のトランジスタＱ21に並列に接続した構成を有する。各トランジスタＱ21，Ｑ22のエミッタ−コレクタ間に対してダイオードＤ21，Ｄ22はそれぞれ逆並列に接続される。また、両トランジスタＱ21，Ｑ22はインバータ制御回路２により交互にオン・オフされる。したがって周知のように、トランジスタＱ22のオン時にコンデンサＣ2 −放電灯ＤＬ−インダクタＬ2 という経路で放電灯ＤＬに電流が流れ、トランジスタＱ21のオン時にはコンデンサＣ2 −トランジスタＱ21−インダクタＬ2 −放電灯ＤＬという経路で電流が流れることによって、放電灯ＤＬに交番電流を流すことができる。
【００２９】
放電灯ＤＬは蛍光灯のように一対のフィラメントを有し、各フィラメントの非電源側の一端間には、コンデンサＣ31とダイオードブリッジＤＢ31との直列回路と、コンデンサＣ32とダイオードブリッジＤＢ32との直列回路との並列回路が接続されている。各ダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32は、交流端間にそれぞれコンデンサＣ31，Ｃ32を介して放電灯ＤＬを接続しているのであり、直流端間にはそれぞれスイッチ手段としてのトランジスタＱ31，Ｑ32のコレクタ−エミッタ間を接続している。すなわち、ダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32はトランジスタＱ31，Ｑ32とコンデンサＣ31，Ｃ32との接続を無極性化し、各トランジスタＱ31，Ｑ32のオン時にダイオードブリッジＤＢ31，ＤＢ32を介して接続された各コンデンサＣ31，Ｃ32に交番電流を流すことができるようにしている。また、両トランジスタＱ31，Ｑ32は択一的にオンになるように、制御回路３1 ，３2 により制御される。ここに、コンデンサＣ31，Ｃ32は異なる容量のものを用いる。
【００３０】
制御回路３1 ，３2 は、整流回路ＤＢ1 から出力される脈流電圧を監視する電源検出回路４により制御され、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるか否かに応じて択一的に動作する。すなわち、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるか否かに応じて、制御回路３1 ，３2 はいずれか一方のトランジスタＱ31，Ｑ32をオンにし、放電灯ＤＬに接続されるコンデンサＣ31，Ｃ32を選択するのである。また、電源検出回路４はインバータ制御回路２によるトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数も商用電源ＡＣの電圧に応じて切り換える。つまり、非正常時には正常時よりも高い周波数でトランジスタＱ21，Ｑ22をスイッチングするのである。
【００３１】
いま、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であって正常であるときにトランジスタＱ31をオンにし、所定値以下ではトランジスタＱ32をオンにするとすれば、正常時の予熱でのインバータ回路ＩＮＶ1 の共振周波数は、コンデンサＣ2 ，Ｃ31、インダクタＬ2 で決まり、非正常時の予熱でのインバータ回路ＩＮＶ1 の共振周波数は、コンデンサＣ2 ，Ｃ32、インダクタＬ2 で決まることになる。コンデンサＣ31の容量はコンデンサＣ32の容量よりも大きく設定してある。トランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数は非正常時のほうが高いから、非正常時に容量の小さいほうのコンデンサＣ32が放電灯ＤＬに接続されることによって、非正常時の予熱電流を正常時の予熱電流よりも小さくすることが可能になる。つまり、非正常時の予熱回路のインピーダンスを正常時よりも大きくするのである。
【００３２】
ところで、インバータ回路ＩＮＶ1 には昇圧チョッパ回路ＣＰのほかに、双方向性コンバータＣＮＶ1 からも給電が可能になっている。つまり、インバータ回路ＩＮＶ1 は、昇圧チョッパ回路ＣＰと双方向性コンバータＣＮＶ1 との２つの電源より給電される。ただし、双方向性コンバータＣＮＶ1 は商用電源ＡＣの電圧が所定値以下のときにのみインバータ回路ＩＮＶ1 に給電する。
【００３３】
双方向性コンバータＣＮＶ1 は、トランスＴ1 の両巻線ｎ1 ，ｎ2 にそれぞれスイッチング回路を備え、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力を受けて２次電池Ｂを充電する状態と、２次電池Ｂの端子電圧を昇圧してインバータ回路ＩＮＶ1 に給電する状態とが選択可能になっている。各スイッチング回路は、それぞれトランスＴ1 の巻線ｎ1 ，ｎ2 に直列接続したスイッチング要素を備え、各スイッチング要素はトランジスタＱ51，Ｑ52と、トランジスタＱ51，Ｑ52のコレクタ−エミッタ間に逆並列に接続されたダイオードＤ51，Ｄ52とにより構成される。また、トランジスタＱ51，Ｑ52は、制御回路５1 ，５2 によりオン・オフ制御される。
【００３４】
商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるときには、昇圧チョッパ回路ＣＰ側の巻線ｎ1 に接続されたトランジスタＱ51が制御回路５1 によりオン・オフされ、他方のトランジスタＱ52を制御する制御回路５2 は動作を停止されてトランジスタＱ52はオフに保たれる。この動作によって、トランジスタＱ51のオン時にトランスＴ1 に蓄積されたエネルギにより、トランジスタＱ51のオフ時に２次電池Ｂ側の巻線ｎ2 に誘起電圧が発生し、ダイオードＤ52を通して２次電池Ｂへの充電電流が流れる。すなわち、昇圧チョッパ回路ＣＰの出力電圧が降圧され２次電池Ｂが充電されるのである。ここで、制御回路５1 は２次電池Ｂの端子電圧に応じてトランジスタＱ51のオンデューティをＰＷＭ制御している。
【００３５】
一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であるときには、昇圧チョッパ回路ＣＰ側の巻線ｎ1 に接続されたトランジスタＱ51を制御する制御回路５1 の動作を停止してトランジスタＱ51をオフに保ち、他方のトランジスタＱ52は制御回路５2 によりオン・オフされる。この動作によって、トランジスタＱ52のオン時にトランスＴ1 に蓄積されたエネルギにより、トランジスタＱ52のオフ時にインバータ回路ＩＮＶ1 側の巻線ｎ1 に誘起電圧が発生し、ダイオードＤ51を通してコンデンサＣ1 が充電される。すなわち、２次電池Ｂの端子電圧を昇圧した直流電圧を得ることができる。双方向性コンバータＣＮＶ1 により２次電池Ｂの端子電圧を昇圧して得られる電圧は、商用電源ＡＣの正常時におけるコンデンサＣ1 の両端電圧と同程度に設定される。
【００３６】
以上のようにして、双方向性コンバータＣＮＶ1 はフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能し、しかも２次電池Ｂを充電する際には降圧を行ない、２次電池Ｂに充電されたエネルギを利用して放電灯ＤＬを点灯させる際には昇圧を行なうことになる。つまり、商用電源ＡＣの電圧にかかわらず、コンデンサＣ1 の両端電圧をほぼ一定に保つことができ、インバータ回路ＩＮＶ1 は商用電源ＡＣの電圧にかかわらず安定して動作することになる。
【００３７】
以上説明したように、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上である正常時には、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22は比較的低い周波数でスイッチングされ、放電灯ＤＬには容量の大きいほうのコンデンサＣ31が接続される。また同時に、制御回路５1 が作動して２次電池Ｂが充電される。一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下である非正常時には、インバータ回路ＩＮＶ1 のトランジスタＱ21，Ｑ22は比較的高い周波数でスイッチングされ、放電灯ＤＬには容量の小さいほうのコンデンサＣ32が接続される。
【００３８】
いま、図１に示した回路からインバータ回路ＩＮＶ1 と、放電灯ＤＬの予熱にかかわる部分のみを取り出すと、等価回路を図２のように表すことができる。直流電源ＤＣは、昇圧チョッパ回路ＣＰと双方向性コンバータＣＮＶ1 とのどちらでもよく、放電灯ＤＬは点灯時における等価インピーダンスＺで表してある。等価インピーダンスＺは、放電灯ＤＬの調光レベルが一定であれば、変化を無視することができる。コンデンサＣ3 は、放電灯ＤＬのフィラメントの非電源側に接続されたコンデンサＣ31，Ｃ32を表し、非正常時の容量は正常時の容量よりも小さく設定してある。さらに、直流カット用のコンデンサＣ2 はコンデンサＣ3 に比較して十分に大きい容量に設定してある（Ｃ2 ≫Ｃ3 ）。つまり、共振周波数の決定に際してコンデンサＣ2 を無視することができる。
【００３９】
しかるに、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であるときには、コンデンサＣ3 として容量の大きいほうのコンデンサＣ31を用いるから共振周波数は低くなり、等価インピーダンスＺの両端電圧は、トランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数に応じて図３にａで示すように変化する。一方、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であるときには、コンデンサＣ3 として容量の小さいほうのコンデンサＣ32を用いるから共振周波数が高くなり、等価インピーダンスＺの両端電圧は図３にｂで示すように変化する。すなわち、コンデンサＣ3 の容量を変化させたときに、放電灯ＤＬの光出力を等しくするには等価インピーダンスＺの両端電圧を等しくすればよいから、等価インピーダンスＺの両端電圧をＶｚにするものとすれば、コンデンサＣ3 の容量が小さいほどトランジスタＱ21，Ｑ22のスイッチング周波数を高くしなければならない。たとえば、図３に示す例では、コンデンサＣ31を用いたときのスイッチング周波数をｆａとすれば、コンデンサＣ32を用いたときに同じ光出力を得るためのスイッチング周波数ｆｂは高くなる。ここで、２次電池Ｂを電源とするときには、全点灯ではなく調光点灯を行なうから、コンデンサＣ32を接続する際にはスイッチング周波数をｆｂよりも高く設定する必要がある。
【００４０】
ここで、等価インピーダンスＺの両端電圧ＶｚはコンデンサＣ３ の両端電圧であるから、コンデンサＣ３ を通して流れる予熱電流ＩｐはトランジスタＱ２１，Ｑ２２のスイッチング周波数をｆとするときに、
Ｉｐ＝２πｆＣ３ Ｖｚ
になる。いま、商用電源ＡＣが正常か否かにかかわらず等価インピーダンスＺの両端電圧（すなわち、放電灯ＤＬのランプ電圧）Ｖｚを一定に保つこととし、商用電源ＡＣの正常時のスイッチング周波数をｆａ、非正常時のスイッチング周波数をｆｂとすれば、上式によって、商用電源ＡＣの非正常時に正常時よりも予熱電流Ｉｐを減少させるには、ｆａＣ３１＞ｆｂＣ３２、すなわち、（Ｃ３２／Ｃ３１）＜（ｆａ／ｆｂ）になるようにコンデンサＣ３１，Ｃ３２の容量を選定しておけばよいことになる。同様に、２次電池Ｂによる給電時には放電灯ＤＬの光出力を正常時よりも小さくする場合（つまり調光点灯させる場合）であっても、コンデンサＣ３１，Ｃ３２を適宜選定すれば、正常時の予熱電流よりも非正常時の予熱電流を小さくすることが可能になることがわかる。したがって、本実施例のように、放電灯ＤＬのフィラメントの非電源側に接続されて予熱電流が流れるコンデンサＣ３１，Ｃ３２として容量の異なる２種のものを用い、商用電源ＡＣの電圧に応じて一方のコンデンサＣ３１，Ｃ３２を放電灯ＤＬに接続すれば、予熱電流を所望の値に設定することが可能になるのである。つまり、２次電池Ｂによる給電時には、商用電源ＡＣからの給電時よりも予熱電流を下げることができ、予熱電流による無駄な電力消費を低減することができて点灯効率が向上し、結果的に２次電池Ｂの限られた容量を有効に利用して２次電池Ｂによる点灯時間を長くすることができるのである。
【００４１】
本実施例では、昇圧チョッパ回路ＣＰを用いているが、昇圧チョッパ回路ＣＰは必ずしも必要ではなく、整流回路ＤＢ1 の出力をコンデンサで平滑した直流電源をインバータ回路ＩＮＶ1 の電源に用いてもよい。また、インバータ回路ＩＮＶ1 も上記実施例に限定されるものではなく、予熱回路や予熱電流の切換の構成についてもインバータ回路ＩＮＶ1 の構成に応じて適宜選択すればよい。また、共振系を遅相モードで発振させている場合について説明したが、進相モードで発振させる場合も同様にして、２次電池Ｂを電源とするときには、共振コンデンサとスイッチング周波数との積を小さくするように共振コンデンサを切り換えればよい。
【００４２】
ところで、２次電池Ｂを電源とする状態に切り換える際に、予熱電流を切り換えるためのスイッチング要素であるトランジスタＱ31，Ｑ32にはインバータ回路ＩＮＶ1 の共振動作による大きな電圧が印加されることがある。そこで、図４に示すタイミングで各回路を動作させるのが望ましい。すなわち、所定電圧が得られているときには電源検出回路４は、図４（ａ）の左端のようにＨレベルの出力を発生する。このとき、図４（ｂ）のようにインバータ回路ＩＮＶ1 が動作し、図４（ｃ）のように予熱回路のトランジスタＱ31もオンになる。このときには図４（ｅ）のように制御回路５1 を動作させて２次電池Ｂの充電を行なう。
【００４３】
次に、商用電源ＡＣの電圧が低下して電源検出回路４の出力が図４（ａ）のようにＬレベルに立ち下がると、図４（ｂ）（ｅ）のように、インバータ回路ＩＮＶ1 の動作が停止するとともに、２次電池Ｂの充電も停止する。しかしながら、トランジスタＱ31はただちにオフにするのではなく、インバータ回路ＩＮＶ1 での共振が停止した程度の時間が経過した後にオフにし、その時点で図４（ｄ）のようにトランジスタＱ32をオンにする。トランジスタＱ32をオンにした後の所定時間が経過すると、図４（ｆ）のように制御回路５2 を動作させて２次電池Ｂからインバータ回路ＩＮＶ1 への給電を開始し、図４（ｂ）のようにインバータ回路ＩＮＶ1 も動作させて放電灯ＤＬへの給電を行なう。
【００４４】
２次電池Ｂでの給電状態から商用電源ＡＣが正常に戻ったときの動作も同様であって、インバータ回路ＩＮＶ1 と双方向性コンバータ回路ＣＮＶ1 との動作を停止させた後に、トランジスタＱ31，Ｑ32を切換え、その後、インバータ回路ＩＮＶ1 と双方向性コンバータＣＮＶ1 による２次電池Ｂの充電とを再開するのである。
【００４５】
このようにインバータ回路ＩＮＶ1 の動作が停止し、共振動作が停止した状態でトランジスタＱ31，Ｑ32を切り換えるから、トランジスタＱ31，Ｑ32に大きな電圧が印加されることがなく、トランジスタＱ31，Ｑ32に大きなストレスがかかることによる破損などを防止することができる。
（実施例２）
本実施例は、図５に示すように、整流回路ＤＢ1 の直流出力端間に逆流阻止用のダイオードＤ2 を介して平滑用のコンデンサＣ8 を接続し、コンデンサＣ8 をインバータ回路ＩＮＶ2 の電源に用いている。また、インバータ回路ＩＮＶ2 は、コンデンサＣ2 の両端間に接続された２個のスイッチング要素（トランジスタＱ21，Ｑ22とダイオードＤ21，Ｄ22との各並列回路）の直列回路を備え、コンデンサＣ4 と放電灯ＤＬとインダクタＬ1 と直流カット用のコンデンサＣ2 との直列回路が一方のトランジスタＱ21に並列に接続される。また、トランジスタＱ21には予熱トランスＴ2 の１次巻線とコンデンサＣ2 との直列回路が並列接続される。さらに、放電灯ＤＬにはコンデンサＣ5 とコンデンサＣ4 との直列回路が並列接続される。
【００４６】
予熱トランスＴ2 は一対の２次巻線を備え、各２次巻線はタップを備える。予熱トランスＴ2 の各２次巻線の一端は放電灯ＤＬの各フィラメントの電源側の一端にそれぞれ接続され、各２次巻線の他端とタップとはリレーＲｙの接点ｒ31，ｒ32を介して、放電灯ＤＬの各フィラメントの非電源側の一端に択一的に接続される。すなわち、リレーＲｙは切換接点である２個の接点ｒ31，ｒ32を備え、各接点ｒ31，ｒ32の共通端子を放電灯ＤＬのフィラメントに接続しているのである。このリレーＲｙは電源検出回路４により制御され、商用電源ＡＣの非正常時には２次巻線のタップをフィラメントに接続するように接点ｒ31，ｒ32が切り換えられる。
【００４７】
予熱トランスＴ2 の１次巻線は放電灯ＤＬと並列的に接続されているから、インバータ回路ＩＮＶ2 の動作時にはトランスＴ2 の１次巻線にも交番電流が流れてトランスＴ2 の２次巻線から放電灯ＤＬのフィラメントに予熱電流を流すことができる。また、商用電源ＡＣの電圧が正常であれば２次巻線の両端をフィラメントに接続し、商用電源ＡＣの非正常時には２次巻線の一端とタップとの間にフィラメントを接続するから、非正常時には正常時よりもフィラメントに印加される電圧を低減することができ、結果的に予熱電流を下げることができる。
【００４８】
ところで、２次電池Ｂには充電用のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21と、インバータ回路ＩＮＶ2 への給電用のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ22とを備える。両ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21，ＣＮＶ22は、ともにフォワード形であって、トランスＴ53，Ｔ54の１次巻線にスイッチング要素であるトランジスタＱ53，Ｑ54のコレクタ−エミッタ間を直列接続し、トランスＴ53，Ｔ54の２次巻線出力を一対のダイオードＤ51〜Ｄ54で全波整流し、インダクタＬ53，Ｌ54を通して直流出力を得るように構成してある。前段のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21は、コンデンサＣ8 を電源とし２次電池Ｂを負荷とする。また、後段のＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ22は、２次電池Ｂを電源としインバータ回路ＩＮＶ2 を負荷とする。
【００４９】
各トランジスタＱ53，Ｑ54はそれぞれ制御回路５3 ，５4 によりオン・オフ制御され、電源検出回路４により商用電源ＡＣが正常であることが検出されている間には、トランジスタＱ54がオフになり、トランジスタＱ53のみが制御回路５3 によりオン・オフされる。逆に商用電源ＡＣが非正常であるときには、トランジスタＱ53がオフになり、トランジスタＱ54が制御回路５4 によりオン・オフされる。したがって、商用電源ＡＣの電圧が所定値以上であれば、インバータ回路ＩＮＶ2 には交流電源ＡＣを整流平滑したコンデンサＣ8 の両端電圧が印加されると同時に、２次電池ＢがＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21を通して充電される。また、商用電源ＡＣの電圧が所定値以下であれば、２次電池Ｂを電源としてＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ22が動作し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ22の出力を電源としてインバータ回路ＩＮＶ2 が動作する。ここにおいて、各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ＣＮＶ21，ＣＮＶ22は出力電圧を監視し、制御回路５3 ，５4 によりトランジスタＱ53，Ｑ54のオン・オフをＰＷＭ制御することにより、出力電圧を安定化するのが望ましい。
【００５０】
（実施例３）
本実施例は、図６に示すように、実施例１の構成における双方向性コンバータの構成を変更し、また予熱回路のコンデンサＣ3 を商用電源ＡＣの電圧によって切り換えず、双方向性コンバータＣＮＶ3 からインバータ回路ＩＮＶ1 に印加する電圧を、昇圧チョッパ回路ＣＰからインバータ回路ＩＮＶ1 に印加する電圧よりも低くすることにより、２次電池Ｂによる給電時の放電灯ＤＬの予熱電流を低減している。
【００５１】
すなわち、双方向性コンバータＣＮＶ3 は、センタタップを備える一対の巻線ｎ1 ，ｎ2 を有するトランスＴ3 を用いており、各巻線ｎ1 ，ｎ2 にトランジスタＱ55〜Ｑ58をプシュプル接続している。各トランジスタＱ55〜Ｑ58のコレクタ−エミッタ間にはダイオードＤ55〜Ｄ58が逆並列に接続され、各一対のトランジスタＱ55〜Ｑ58のエミッタ同士は共通に接続されるとともに、コレクタは各巻線ｎ1 ，ｎ2 の両端に接続される。一方の巻線ｎ1 はセンタタップとトランジスタＱ55，Ｑ56のエミッタとの間にインダクタＬ56を介してコンデンサＣ1 を接続し、他方の巻線ｎ2 ではセンタタップとトランジスタＱ57，Ｑ58のエミッタとの間にインダクタＬ57を介して２次電池Ｂを接続してある。また、各トランジスタＱ55〜Ｑ58は一対ずつ制御回路５5 ，５6 によりプシュプル動作するように制御される。
【００５２】
双方向性コンバータＣＮＶ3 の動作は実施例１の双方向性コンバータＣＮＶ1 と同様に、一方の制御回路５5 ，５6 を動作させ他方を停止させることによって、昇圧ないし降圧を行なうのであるが、実施例１との相違点は、２次電池Ｂを電源とするときに双方向性コンバータＣＮＶ3 からインバータ回路ＩＮＶ1 への供給電圧を、商用電源ＡＣを電源とするときの昇圧チョッパ回路ＣＰからの供給電圧よりも低く設定している点にある。このように、インバータ回路ＩＮＶ1 の電源電圧を非正常時には正常時よりも下げることによって、放電灯ＤＬの光出力を低減することができる。つまり、正常時に全点灯を行なっているとすれば、非正常時には調光点灯させることができる。
【００５３】
本実施例の動作を実施例１と同様に図２の等価回路で考えると、本実施例の場合は、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以上であれば、インバータ回路ＩＮＶ1 への入力電圧は高くインバータ回路ＩＮＶ1 のスイッチング周波数と放電灯ＤＬへの印加電圧との関係は、図７のａ曲線のようになる。また、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以下で２次電池Ｂを電源とする場合には図７のｂ曲線のようになる。すなわち、予熱回路の共振周波数を変化させないから、放電灯ＤＬへの印加電圧のみが変化する。
【００５４】
一方、商用電源ＡＣの電圧が所定電圧以上のときに図７に示すスイッチング周波数ｆａで放電灯ＤＬを点灯させていたとすれば、２次電池Ｂを電源とするときに同じ光出力を得ようとすれば、スイッチング周波数を図７に示すｆｂまで引き下げる必要がある。つまり、予熱回路のコンデンサＣ3 が一定であっても、コンデンサＣ3 に流れる電流は２次電池Ｂを電源とするときのほうが小さくなり（上述した予熱電流Ｉｐに関する式より明らか）、結局、本実施例の構成でも予熱電流を低減することができる。
【００５５】
本実施例の構成では、２次電池Ｂを電源とするときに商用電源ＡＣを電源とする場合よりもインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を低くしていることによって、上述のように２次電池Ｂからの給電時における予熱電流を商用電源ＡＣからの給電時よりも低減することができ、しかも、トランジスタＱ21，Ｑ22に印加される電圧が低減することによって、スイッチング損失が低減する。他の構成および効果は実施例１と同様である。
【００５６】
（実施例４）
本実施例は、図８に示すように、昇圧チョッパ回路ＣＰおよびインバータ回路ＩＮＶ1 は実施例３と同様の構成を採用し、双方向性コンバータＣＮＶ2 を図５に示した実施例２と同様の構成としたものである。また、双方向性コンバータＣＮＶ2 において、２次電池Ｂへの充電を行なうＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力端は、整流回路ＤＢ1 の直流出力端に逆流阻止用のダイオードＤ7 を介して接続してある。ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力端間には平滑用のコンデンサＣ7 も接続される。
【００５７】
この構成を採用することによって、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧を昇圧チョッパ回路ＣＰの出力側で得る場合よりも、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧を低減することができ、結果的に双方向性コンバータＣＮＶ2 におけるトランジスタＱ53へのストレスを低減することができる。しかも、昇圧チョッパ回路ＣＰの負荷を低減できるとともに、ＤＣ−ＤＣコンバータＣＮＶ21の入力電圧と２次電池Ｂの端子電圧との差が小さくなることによって、電力損失を低減できることになる。他の構成および動作は実施例３と同様である。
【００５８】
（実施例５）
本実施例は、図９に示すように、昇圧チョッパ回路ＣＰおよびインバータ回路ＩＮＶ1 として図６に示した実施例６と同様の構成を採用し、双方向性コンバータＣＮＶ1 には実施例１と同様のものを用いている。ただし、本実施例では、制御回路５2 により制御されるトランジスタＱ52のオンデューティをスイッチＳＷによって複数種類から選択することができるデューティ制御回路６を電圧調節手段として備えている。したがって、双方向性コンバータＣＮＶ1 は、スイッチＳＷでの選択にかかわりなく２次電池Ｂを充電することができ、２次電池Ｂを電源とする際には、スイッチＳＷにより選択したオンデューティでトランジスタＱ52がオン・オフされるのである。２次電池Ｂを電源とする際に双方向性コンバータＣＮＶ1 より出力されインバータ回路ＩＮＶ1 に入力される電圧は、トランジスタＱ52のオンデューティにより決定されるから、２次電池Ｂを電源とする際のインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を、商用電源ＡＣを電源とする際の印加電圧よりも低く設定することができるのである。
【００５９】
この構成により、実施例３と同様に商用電源ＡＣの電圧が所定値以下のときに所定値以上のときよりもインバータ回路ＩＮＶ1 への印加電圧を低減することができ、結果的に放電灯ＤＬを調光することができる。つまり、２次電池Ｂを電源に用いる際には実施例３と同様の原理により予熱電流を低減することができることになる。しかも、スイッチＳＷにより調光レベルを複数段階に変化させることが可能である。他の構成および動作は実施例３と同様である。
【００６０】
【発明の効果】
本発明は上述のように、２次電池から点灯回路に給電して放電灯の光出力を低減する際に予熱電流も低減するので、点灯時のランプ電流に対する予熱電流の割合を従来よりも低減することができ、結果的に容量の限られている２次電池から給電するときに必要以上に大きな予熱電流を流すことを防止でき、結果的に２次電池の電力の利用効率が高くなり、２次電池による点灯時間を従来よりも長くすることができるという利点を有する。
【００６１】
しかも、予熱回路のインピーダンスを変更するので、簡単な構成で予熱電流を制御することができるという利点がある。
【００６２】
請求項２ないし請求項５の発明のように、２電源の一方を通常時の給電用に用い、通常時に給電している電源の電圧が低下すると２次電池から給電すれば、非常灯のように停電時にも放電灯を点灯させるものに有用である。
とくに、請求項３の発明は、双方向性コンバータを用いて２次電池の充放電を行なうから、２次電池を充放電する回路が比較的簡単な構成になるという利点がある。
【００６３】
また、請求項５の発明は、通常時にインバータ回路に給電する第１の電源が昇圧回路を備えている場合に、昇圧回路の入力側から２次電池の充電のための電源をとるようにしているから、２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータに高電圧が印加されず、第１のＤＣ−ＤＣコンバータの構成部品へのストレスが少なくなるという利点がある。
【００６４】
請求項６の発明は、予熱電流をスイッチ手段により切り換える際にに点灯回路から放電灯への給電を一時停止するから、予熱電流を切り換えるときに点灯回路の動作による高電圧がスイッチ手段に印加されることがなく、スイッチ手段へのストレスを防止することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１を示す回路図である。
【図２】実施例１の要部の等価回路図である。
【図３】実施例１の動作説明図である。
【図４】実施例１の動作説明図である。
【図５】実施例２を示す回路図である。
【図６】実施例３を示す回路図である。
【図７】実施例３の動作説明図である。
【図８】実施例４を示す回路図である。
【図９】実施例５を示す回路図である。
【図１０】従来例を示す回路図である。
【図１１】他の従来例を示す回路図である。
【図１２】放電灯の予熱電流とフィラメント損失との関係を示す図である。
【符号の説明】
１ チョッパ制御回路
２ インバータ制御回路
３1 制御回路
３2 制御回路
４ 電源検出回路
５1 制御回路
５2 制御回路
６ デューティ制御回路
ＡＣ 商用電源
Ｂ ２次電池
Ｃ31 コンデンサ
Ｃ32 コンデンサ
ＣＰ 昇圧チョッパ回路
ＣＮＶ1 双方向性コンバータ
ＣＮＶ2 双方向性コンバータ
ＣＮＶ21 ＤＣ−ＤＣコンバータ
ＣＮＶ22 ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｄ21 ダイオード
Ｄ22 ダイオード
Ｄ51 ダイオード
Ｄ52 ダイオード
ＤＬ 放電灯
ＩＮＶ1 インバータ回路
Ｑ21 トランジスタ
Ｑ22 トランジスタ
Ｑ51 トランジスタ
Ｑ52 トランジスタ
ＳＷ スイッチ
Ｔ1 トランス
Ｔ2 予熱トランス
Ｔ3 トランス
Claims (6)
- フィラメントを備えた放電灯を点灯させる１つの点灯回路に対して選択的に給電可能な複数個の電源を備え、電源のうちの少なくとも１つは２次電池であって、２次電池から点灯回路に給電するときには他の電源から給電するときよりも放電灯の光出力を小さくするようにした照明装置において、２次電池から点灯回路に給電するときに他の電源から給電するときよりも予熱電流を低減させる予熱電流制御手段を設け、予熱電流制御手段は、２次電池からの給電時にフィラメントの非電源側に接続された予熱回路のインピーダンスを他の電源からの給電時よりも大きくすることを特徴とする照明装置。
- 点灯回路は直流電源を交番電圧に変換して放電灯を点灯させるインバータ回路であって、インバータ回路への直流電源は通常時に給電する第１の電源と、第１の電源の電圧が所定値以上のときに２次電池を充電し所定値以下のときに２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２の電源とからなり、第１の電源の電圧を上記所定値と比較する電源検出回路により予熱電流制御手段における予熱電流の大小と第２の電源における２次電池の充放電とを切り換えることを特徴とする請求項１記載の照明装置。
- 第２の電源は、トランスの各巻線にそれぞれスイッチング要素を直列接続し、一方の巻線と第１のスイッチング要素との直列回路を第１の電源からインバータ回路への給電部に接続し、他方の巻線と第２のスイッチング要素との直列回路を２次電池の両端間に接続した双方向性コンバータよりなり、各スイッチング要素はオフ時にオン時とは逆方向の通電が可能であって、２次電池の充電時には第１のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第２のスイッチング要素をオフにし、放電時には第２のスイッチング要素をオン・オフさせるとともに第１のスイッチング要素をオフにする制御回路を設けたことを特徴とする請求項２記載の照明装置。
- 第２の電源は、第１の電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする請求項２記載の照明装置。
- 第１の電源は入力された直流電源の電圧を昇圧した直流電圧をインバータ回路に入力する昇圧回路を備え、第２の電源は、第１の電源における昇圧回路の入力側の直流電源から給電されて２次電池を充電する第１のＤＣ−ＤＣコンバータと、２次電池から給電されてインバータ回路に直流電力を供給する第２のＤＣ−ＤＣコンバータとからなり、２次電池の充電時と放電時とで第１のＤＣ−ＤＣコンバータと第２のＤＣ−ＤＣコンバータとを択一的に動作させる制御回路を設けたことを特徴とする請求項２記載の照明装置。
- 予熱電流制御手段は、予熱電流を切り換えるスイッチ手段を備え、予熱電流の切換時に点灯回路から放電灯への電力供給を一時停止することを特徴とする請求項１記載の照明装置。
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1995
- 1995-04-14 JP JP08984095A patent/JP3733609B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JPH08288085A (ja) | 1996-11-01 |
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