JP3782330B2 - Ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はOFDM受信方法及びOFDM受信装置に係わり、特に、直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法及びOFDM受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域無線通信において、マルチパスによる周波数選択性フェージングが回線品質を劣化させることが特に問題となっている。耐マルチパスフェージング性に優れた変調方式としてマルチキャリア伝送方式が知られている。本方式は、伝送帯域を複数（N 個）のキャリア（サブキャリアという）に分割することで、周波数選択性フェージングに対し周波数ダイバーシチ効果が得られ、高品質な無線伝送を可能とするものである。図23(a)はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部1は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では4シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは複素数で同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分)を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図23(b)に示す周波数ｆ1〜ｆ4を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図23(b)に示すように周波数が配置される。
【０００３】
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM)技術はマルチキャリア伝送方式の一形態であり、マルチキャリア伝送のn番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図24(a)は直交周波数分割多重方式による送信側の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数、例えばN個のシンボル(I+jQ，複素数)よりなる並列データに変換する。IFFT(InverseFast Fourier Transform)演算部６は各シンボルを図24(b)に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆高速フーリエ変換を施してサブキャリア周波数成分が多重化された時間信号に変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ7a,7bを通して直交変調部8に入力する。直交変調部8は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。受信側では送信側と逆操作（FFT による時間-周波数変換）によりN 個のサブキャリアで伝送されたN個のシンボル(OFDMシンボル)を復調して出力する。
【０００４】
直交周波数分割多重方式によれば、図24(b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。又、OFDM方式では、各キャリアを独立に変調するマルチキャリアと異なり、FFT による一括変復調を行うため各キャリア間の信号に直交関係が成立し、送信側にてガードインターバル信号を付加することによりマルチパス遅延波によるシンボル間干渉(Inter-Symbol Interference, ISI)を除去できるという特長を持っている。図25はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、1 OFDMシンボルに応じたIFFT出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。
【０００５】
以上より、OFDM方式では基本的にマルチパス等化を必要としないが、特性劣化を引き起こさないためにはISI が発生しないようにシステムで想定されるマルチパスの最大遅延時間より大きいガードインターバル時間を設定しなければならない。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になるが、同時にガードインターバル時間は伝送効率を低下させるというトレードオフを有している。
伝送効率低下を低減させるには、OFDM シンボル時間をできるだけ大きくする、つまりガード比（＝ガードインターバル時間(Tg) ／OFDM シンボル時間(Tu) ）を小さくする必要がある。この観点からは与えられた帯域幅においてキャリア間隔(Δf) を小さくとる、つまりキャリア数を大きくとればよいことになる。
【０００６】
しかし、フェージングによる外乱によって受信信号は時間方向だけでなく周波数方向にも変動する（ドップラ変動）。移動速度(v) に比例したドップラ変動は最大ドップラ周波数(fDmax)の範囲で発生し、キャリア間隔が小さい場合にはその変動が1 キャリア以上となってしまい、受信側でのキャリア同期が困難となる。さらにはマルチパスによって、各パスが独立なフェージング変動を行うため、周波数によって受ける変動が異なる周波数選択性フェージングが発生し、受信特性劣化を引き起こす。これは、キャリア毎に（厳密にはコヒーレント帯域幅以内のキャリア群毎に）周波数変動が独立なため、キャリア間干渉(Inter-Carrier Interference, ICI) が発生するためである。キャリア間干渉による受信特性劣化を抑圧するためには、できるだけキャリア間隔を大きくとる必要があり、ここに伝送効率とのトレードオフ関係が存在することになる。
【０００７】
以上より、与えられたシステムパラメータにおいて伝送効率を最大とし、受信特性を劣化させないためには、キャリア干渉ICI を抑圧する技術が必須となる。マルチパス環境下においてICI を抑圧するためには各パスを推定し、その変動成分を等化しなければならず、その手法として、(1) 受信側FFT の前処理および(2) 受信側FFT の後処理の２ つが考えられる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前者の前処理においては、時々刻々変化するマルチパス環境を正確に推定しなければならず、受信機としては想定される最大パス数の推定器を用意し、かつその等化を行う必要があるため、実現性という意味で問題が残る。さらには上記想定最大パス数を超えるマルチパス環境下においては特性劣化が発生する。
後者の後処理においては、FFT 後の処理であるため各キャリア毎に等化を行う構成となる。よって、推定すべき自キャリアの信号成分が漏れ込んでいるキャリア全てに対して等化処理を行わなければならず、FFT 処理を行うOFDM受信部 に理想的に(N−1) 個のタップ数が必要となり、これを全てのキャリアに対して行うためN×(N−1)回の演算が必要となる。
【０００９】
そこで、干渉エネルギーの大部分は隣接キャリアであるという前提のもとで、M(<<N) 個の隣接キャリアを対象とした等化を行えば回路規模的には数倍程度に抑えられる。しかし、特性劣化が発生し、その劣化度は受信環境に依存するため、不完全な等化処理がなされた通信回線の保証は不可能である。
本発明は、こうした問題点に鑑み、伝送効率の低減なしにICI による特性劣化を改善することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
移動体に設けられる各アンテナを指向性アンテナとし、移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択し、これにより、FFT演算の前で算出されるマルチパス環境における各パスのフェージング変動の平均値が正しくマルチパスフェージング変動を表わすようにし、該平均値に基いてマルチパスフェージング変動をする。本発明の上記基本構成によれば、マルチパス環境（パス数、遅延プロファイル）そのものを推定しないため、簡易な構成でICIの抑圧ができ、受信特性を改善することができる。
【００１１】
上記基本構成におけるフェージング補正手段と受信FFT演算部の間に減衰係数を付加する手段を設ける。この減衰手段を設けることにより、理想的な指向性を有しないアンテナを用いても上記基本構成と同等の効果を奏することができる。
【００１２】
上記基本構成において、設定電力以上の受信電力を発生する指向性アンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する。このようにすれば、ICI によるエラーフロアを低減させ、指向性アンテナの従来目的である電力効率の向上では得られない特性改善を実現することができる。
基本構成において、さらに移動速度を検出する手段を設け、設定速度より低速移動時には各セクタアンテナ（指向性アンテナ）の受信信号を合成し、一方、高速移動時には受信電力及びドップラ分散を考慮して選択したセクタアンテナ（指向性アンテナ）のみの受信信号を用いてマルチフェージング補正を行う。このようにすれば、電波到来方向に偏りがない環境下の低速移動時において、電力効率の向上を図ることができる。また、アンテナ選択のためのスイッチ切替を有するシステムにおいて、低速時にアンテナ切替を避けることができ、特性劣化を無くすことができる。
【００１３】
3600全方向から電波が到来する環境においてｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置する場合、例えば、２つの180 °指向性アンテナを移動体の前方、後方に配置する場合、前方アンテナおよび後方アンテナをそれぞれ独立のブランチのアンテナとして2 ブランチダイバーシチを構成する。このようにすれば、アンテナ切替を省略でき、特性劣化のないダイバーシチ受信を実現できる。
【００１４】
基本構成における各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値を算出するために、時間的に分散された既知信号あるいはガードインターバルにおけるコピー信号を用いて相互相関ベクトルを算出し、該相互相関ベクトルの振幅および位相値を各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値とし求め、該平均値を用いてマルチフェージングを補正する。このようにすれば、マルチパスフェージング環境下において簡易な構成でフェージング補正を実現し、かつ特性改善を図ることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（A）本発明の原理
フェージングの周波数特性、つまりドップラスペクトラム(S(f)) はJakes の散乱リングモデルにより、図１(a)に示すように表されることがよく知られている。ここでは、平均値としては全方向から等電力で受信するという仮定であり、瞬時には各素波の初期位相が異なるためフェージング周波数(fD) は分散で定義される周波数範囲内(−fDmax〜fDmax)でランダムに変動する。
【００１６】
無指向性を有するオムニアンテナを用いた場合、信号は各パス毎に図1(a)に示すようなドップラ分散を有する変動を受ける。よって、キャリア間における周波数変動は最大2fDmaxであり、ICIの評価はこの最悪ケースを考え、正規化ドップラ周波数2 fDmax／Δfをパラメータとして表される。本散乱リングは、受信機の時間分解能より小さい時間差（つまり到来パスの経路差がない）の到来波（素波）が移動体の360 度方向から受信され合成波となると仮定したものである。このような場合に受信点が移動すると、素波の到来方向(θ) に応じたドップラ変動が発生する（動的フェージングモデル）。
【００１７】
指向性アンテナ、例えば、90 °指向性アンテナを用いた場合、信号は指向範囲内の各パス毎に図1(b)に示すようなドップラ分散Δを有する変動を受ける。図1(b)は指向性によるドップラ分散(Δ) の抑圧および指向性範囲内に到来する素波の平均ドップラ周波数(fD＾)を示すモデルであり、適応的に指向性を制御する適応アンテナやセクタ毎に固定的に用いるセクタアンテナなどによる制限は全くない。この時、ドップラ変動は(fD＾+Δ) であり、指向性の範囲Δがxにおいて正負を跨がない限りドップラ変動はある一定方向に(図では正方向に)制限される。ただし、指向性の範囲がx＝０において左右対称であれば fD＾= 0 であり、ドップラ変動はΔ のみの変動となる。なお、オムニアンテナにおいては fD＾=0、かつ、Δ≡ 2fDmaxである。
【００１８】
さて、上記モデルは統計的な性質を示したものに過ぎず、実際にはランダムな初期位相を有する素波の合成信号として信号はフェージング変動fD(t) を受ける。しかし、初期位相としてはランダムであるが、ある初期位相が決定されれば合成波の時間変動は一意に定められる。さらに、時間変動に追従可能な時間周期(T) 内では一定方向のドップラ変動として観測され、fD(t)≡const.(0≦t≦T)となる。この時フェージング変動によって受信信号の振幅／位相成分が歪むが、単一パス（フラットフェージング）の場合、その変動成分が１つであるため周波数選択性が生じない。つまり、帯域内の変動が一定（フラット）であり、これは１受信シンボル内で変動があったとしても、瞬時でみれば一定値の振幅および位相シフト量（一定方向の変動）として捉えることが可能となる。よって、フェージング変動補正手段は、ある観測時間内で一定方向の変動成分しか持たない単一パス環境下において、推定したシフト量を用いてフェージング変動を補正し、これによりアンテナの指向性に係わらず特性改善を得ることができる。
【００１９】
しかしながら、マルチパス環境はシングルパス環境と異なる。.ある無線システムにおけるマルチパスとは、受信機の時間分解能で認識される遅延波が１つ以上存在するということである。つまり、上記単一パスが複数個、異なる時間に到来する。このような状況はシステムの時間分解能が高い、つまりマルチパスが観測可能な広帯域無線通信時に発生する。ここで、マルチパス環境下においてn 個のパスが存在する時、｛fD(t)[0]，fD(t)[1]，…fD(t)[n-1]｝というn 個の独立したドップラ変動が重畳されるが、同一のアンテナで受信されることより、指向性の有無に係わらず統計的パラメータである平均ドップラ周波数fD＾およびドップラ分散Δ はn に依存しない同一の値をとる。
【００２０】
各パスのフェージング変動の合成波である周波数変動に追従するということは、観測時間内において合成波の平均フェージング変動fD(ｎ)=ΣfD(t)[i]／ｎ(ｉ＝０〜n-1)に追従するということになる。しかし、各パスのフェージング変動はそれぞれ独立であるため、位相成分だけ考えても、ある程度のパス数が存在すると、観測時間内において正方向(fD≧0) および負方向(fD< 0) の変動成分が混在し、中心極限定理により、fD(n)→０となり、上記フェージング変動平均に基いて位相補正制御をすることはできない。以上により、オムニアンテナの場合、上記補正手段は実現できない。
【００２１】
わかりやすく説明すると、移動体は典型的には3600全方向から電波を受信する環境に有る。このため、アンテナとして無指向性のオムニアンテナを使用すると、図2に示すように周波数ｆi，ｆi+1，．．．のOFDMキャリアCRi，CRi+1，．．．に図1(a)で説明したドップラスペクトルDSi，DSi+1が重畳する。このドップラスペクトルは移動体の速度が高速になる程広がって行く。シングルパスの場合、ドップラ変動により各キャリアは周波数方向に同じように動く為、サブキャリア間で干渉は生じない。しかし、マルチパスの場合、各パスの初期位相が異なるため、各キャリアはドップラ変動により周波数方向に別々に動いて干渉し、直交性が崩れてしまう。
【００２２】
かかるフェージングを補正するには、位相変動を検出し、該位相変動が零となるように補正することが考えられる。フェージング、例えば、位相変動を検出するには、図3(a)に示すようにデータシンボルDataの前に既知のシンボルたとえばパイロットシンボルＰを挿入する。このように既知シンボル(パイロットシンボル)が挿入されている場合には、該既知シンボルと受信シンボル間の相関を演算して相関値がピークとなるタイミングを検出することにより受信パイロットの位相を検出できる。従って、図3(b)、(c)に示すようにあるデータシンボルを挟む2つのパイロットの位相をθ1,θ2とすれば、1シンボル当たりの位相シフトと量Δθは
Δθ＝（θ2−θ1）／Ｎ
となり（Ｎは1OFDMシンボルのシンボル数）、このΔθが零となるようにシンボル毎に補正制御することによりフェージング、すなわち位相変動をなくすることができる。
【００２３】
しかし、以上はシングルパスの場合であり、マルチパスの場合にはΔθが零になりフェージング補正ができない。すなわち、マルチパスの場合、各パスの初期位相が異なり、図4に示すように各パスの位相変動は#1、#2で示すようになる。図では2パス分しか示していないが多数のパスの位相変動が重畳されると互いに相殺されて平均フェージング変動(平均位相変動)は点線で示すようにほぼ一定値になり、Δθ＝０となってしまい、この平均フェージング変動を用いてマルチフェージングを補正することはできない。
【００２４】
ところで、オムニアンテナに替えて指向性アンテナを用いると、ドップラ分散Δを抑圧する(狭める)だけでなくドップラ変動そのものの範囲を正側または負側に制限することが可能となる。例えば、９０°あるいは180 °指向性を有する前方アンテナを考えると、図１(b)より明らかなように、９０°指向性アンテナの場合、ドップラ変動の範囲はfDmax≧fD(t)[i]≧fD＾−Δ/2となり、18０°指向性アンテナの場合、fDmax≧fD(t)[i]≧0(for any ｉ)となる。つまり指向範囲内の全パスにおいてドップラ変動の範囲は正方向となる。このように、指向性アンテナを用いると各パスのドップラ変動fD(t)[i](0≦ｉ＜ｎ)を一定方向に制限できるため、各パスの位相シフト量は図5に示すようにすべてのパスで同一方向となる。この結果、平均フェージング変動(平均位相シフト量)は例えば点線で示すように変化し、シンボル当たりの位相シフト量Δθが発生し、このΔθを用いてマルチフェージングを補正することが可能になる。又、指向性アンテナ使用によるドップラ分散の抑圧効果に加えて、平均ドップラ周波数を図6(a)の状態から図6(b)に示すようにシフトでき、隣接キャリアに対する干渉ICIを抑圧することができる。以上は９０°あるいは180 °指向性を有する前方アンテナの場合であるが、９０°あるいは180 °指向性を有する後方アンテナでも同様の効果が得られる。
【００２５】
言い換えれば、指向性アンテナを使用する場合には、逆方向の変動成分が除去されているため全キャリアにおいて同一方向の位相変動が発生し、かつそれぞれのパスのシフト量は瞬時的には一定値と見なすことができる。この時、これらのパスが合成されたマルチパスフェージングの平均フェージング変動（平均シフト量） fD(n) は、各パスの変動値の加算であるから当然全体として傾きを持ち、瞬時的にはある一定値を持ち、この結果、マルチパス環境であっても平均位相シフト量を用いたフェージング補正が可能となり、特性改善が有効となる。ただし、あくまでも平均値への追従であり、個々のパスにおけるフェージング変動に追従していないため最適解ではないが、逆に伝送路状態（例えばマルチパス数や遅延プロファイルなど）に依存しないロバストな方式と言える。又、受信側FFT演算部 前で一括したフェージング変動の平均シフト量補正を行えるため、簡易なキャリア干渉ICI抑圧手段を提供できる。
【００２６】
なお、指向性アンテナのみを用いた場合、一定方向への制限を行わなければドップラ分散の抑圧のみの効果しか得られず、ICI 抑圧への寄与は小さい。特に上記例において真横（左右）方向に指向性を向けた場合には、ドップラ分散の抑圧およびICI 抑圧の双方に対してオムニアンテナと同様傾向となり、指向性アンテナを用いる効果が希釈になる。
【００２７】
（B）第1実施例
図７は本発明のOFDM受信装置の構成図であり、移動体である自動車の3600範囲を図1のＳ1〜Ｓ4で示すように９０0ずつの4つのセクタに分け、各セクタに指向性アンテナ111〜114を設けている。セクタＳ1は自動車進行前方向に向いており、セクタＳ4は自動車進行後方向に、残りの2つのセクタＳ2，Ｓ3はそれぞれ自動車進行の左右方向に向いている。無線受信部121〜124は各アンテナの受信無線信号を増幅すると共にべースバンド信号に周波数変換してアンテナ切替部13に入力する。受信電力測定部14は各無線受信部121〜124の受信信号強度例えばRSSI（Received SignalStrength Indicator）を測定することで受信電力を測定し、アンテナ選択部１５は受信電力に基いて受信電力最大のアンテナを選択してアンテナ切替部13に入力し、アンテナ切替部１３は受信電力最大のアンテナを選択し、該アンテナの受信信号を復調部DEMを構成する直交復調部１６に入力する。直交復調部１６は受信信号に直交復調処理を施し、ガードインターバル除去部1７は受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルGIを除去して出力する。
【００２８】
変動平均シフト量算出部1８は、既知のパイロット信号と受信信号との相関を演算することによりマルチパスフェージングのシンボル当たりの変動平均シフト量Δθを算出し、フェージング補償部1９はexp(−jΔθ)を受信信号に乗算してマルチパスフェージングを補償してFFT演算部２０に入力する。FFT演算部20は時間領域の信号をN個のキャリア信号に変換し、図示しない誤り検出訂正復号部は入力データに対して誤り検出訂正、復号処理を施して出力する。
【００２９】
又、アンテナ切替部13は、進行左右方向に指向性のあるアンテナ112,114が選択されて指向範囲が正負両方向ににまたがる場合やその他の事由により変動平均シフト量補正を禁止する場合には、ON/OFF 制御信号NFCを用いて変動平均シフト量に基くマルパスチフェージング補償動作を停止する。なお、マルチパスフェージング補償動作を停止するには、本機能部を停止するか、あるいは強制的に変動量を0に設定するなどの手段を講じる。
【００３０】
図7の第1実施例において変動平均シフト量算出部1８は、既知のパイロット信号と受信信号との相関を演算することにより、位相変動の平均シフト量を算出しているが、ガードインターバルGIを用いて位相変動の平均シフト量を算出することができる。すなわち、図25で説明したようにガードインターバルGIは1 OFDMシンボルの先頭部に末尾部分をコピーして作成しているから、1フレーム前の受信信号と現受信信号との相関を演算すれば位相変動を算出できる。尚、１フレームは（OFDMシンボル+ガードインターバルGIのシンボル)であるとする。
【００３１】
また、アンテナ切替部を有した構成を示しているが、1６〜1９の構成を各アンテナに対応して持たせることによりアンテナ切替部を省略することができる。
図8は第1実施例の効果を説明するためのC/N対BER特性図である。ただし、180 °指向性を有する理想アンテナ（前後方）使用の場合である。又、本特性は2 ブランチダイバーシチ構成で取得したもので、fDmaxTs= 0.071、変調方式は64QAM 、都市型伝搬モデル（6 波レイリーフェージング、遅延波はすべてガード時間内）である。尚、後述する測定結果はすべて本条件で取得している。fDmaxTsは正規化最大ドップラ周波数である。また、比較のため、オムニアンテナ使用時の特性を図中に示している。図8より明らかなように第1実施例によれば、ビットエラー率BERがC/Nによっては2桁近く改善することができる。
【００３２】
（D）第2実施例
第1実施例において指向性アンテナは理想的な受信利得特性を有するものとして説明した。理想的な受信利得特性は、指向範囲に向けた素波を100 ％の利得で受信でき、同時に、それ以外の方向（特に逆方向）からの素波は利得0 で遮断されることを意味する。しかし、実際のアンテナにおいては、設置条件や周波数特性などから完全な指向性を生成できない。図９は1800指向性アンテナのアンテナ利得パターン例であり、逆方向からの素波の利得は０となっていない。理想的には指向性方向に対してF/B 比(Front-to-back ratio) が∞[dB] であるのに対して、図9では5-6 [dB] 程度しかとれていない。
【００３３】
各素波におけるドップラ変動は移動体の進行方向に対する到来角で決定されるため、x 軸（図中水平方向）のみの成分が問題となる。よって、特に進行方向に指向性を向けた場合には、真逆方向のドップラ変動成分が最大となり大きな特性劣化が発生する。このような場合、各パスのドップラ変動は一定方向とはならず、図10に示すように逆方向にも広がりオムニアンテナの状態に近づいてゆく。そこで、逆方向における変動がある程度あってもフェージング変動平均値に追従できるようにするために、推定した変動平均値に減衰係数を掛けることで信頼度を付加する。
【００３４】
図11は第2実施例のOFDM受信装置の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、変動平均シフト量算出部１８で算出した位相シフト量Δθに減衰係数α (0≦α≦1) を乗算する乗算部2１を設けている点、フェージング補償部1９はexp(−jαΔθ)を受信信号に乗算してマルチパスフェージングを補償してFFT演算部２０に入力する点である。かかる構成により、実際に算出された変動量に対して逆方向にオフセットを掛けることが可能となり、逆方向における変動の悪影響を軽減できる。
【００３５】
図12はF/B=6dB の180 °指向性アンテナを用いた場合の減衰係数対ビット誤り率特性図であり、fDmaxTs = 0.071 およびfDmaxTs =0.064 について特性評価を行った場合を示している。α= 0.0 は変動平均シフト量＝０で補正なしの場合であり、α= 1.0 は第1実施例による場合である。減衰係数に対してBER 特性はそれほどセンシティブではなく、固定的な値、例えばα＝０．６を用いればあらゆる環境下で特性改善が可能となる。ただし、本特性は2 ブランチダイバーシチ構成で取得した。
【００３６】
(E)第3実施例
固定のビームパターンを複数個用いる場合（例えばスイッチドビームやセクタアンテナ）、ICI 抑圧のためには指向方向が進行方向に向いている指向性アンテを選択する必要がある。本発明はICI抑圧を目的としているため、元来の指向性アンテナの目的である電力効率の向上（つまり電波到来方向にアンテナ利得を向けることによるS/N 増大）とは異なる規範で指向性アンテナを選択する。つまり、従来方式では電波の到来方向に指向を有する指向性アンテナ、例えば複数個の指向性アンテナの中で受信電力が最大となるアンテナを選択するが、本発明ではキャリア干渉ICI を抑圧できるように指向性アンテナを選択しなければならない。このため、ICIによるエラーフロアと雑音によるS/N 特性にトレードオフが発生する。
【００３７】
ところで、システムで定められた所要BER を満たすS/N （もしくはC/N ）以上の受信電力が得られれば、必ずしも最大受信電力が得られる指向性アンテナを選択する必要はない。上述のように本発明はマルチパスフェージングの平均変動値に追従するものであるため、ドップラ分散Δが小さいほどその効果を発揮する。そこで、第3実施例では上記所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散Δが最小となるアンテナを選択する。進行方向及び進行方向と真逆の方向に指向性のあるアンテナのドップラ分散Δは図1３(a)に示すように狭く、進行左右方向のアンテナのドップラ分散Δは図1３(b)に示すように広い。従って、所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合には、前後方向のアンテナを優先的に選択する。
【００３８】
受信電力の測定は、例えばアンテナ毎にRSSI を測定する。また、車や電車などの乗り物においてアンテナの設置が固定されているため、選択されたアンテナの進行方向に対する指向方向が一意に決定される。すなわち、車や電車などの乗り物において進行方向に指向性のあるアンテナ、進行方向と真逆の方向のアンテナ、進行左右方向のアンテナは予め判っている。よって、分散の小さいアンテナ、すなわち、進行方向及び真逆方向に指向性のあるアンテナは移動体の進行方向を検出せずとも決定することが可能である。
【００３９】
図１４は本発明の第3実施例の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、アンテナ選択部15にスレッショルド受信電力PTHを入力している点およびアンテナ選択部15の受信アンテナ選択法である。
第3実施例は、90 °指向性アンテナ111〜114を4 方向（Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,Ｓ4 ）に向けた場合であり、左右方向グループ（Ｓ2,Ｓ4 ）と前後方向グループ（Ｓ1,Ｓ3 ）の双方で少なくとも一つずつスレッショルド受信電力を超えた受信電力が観測された時、必ず前後方向のアンテナ111または113を選択する。
【００４０】
つまり、受信電力測定部１４は各アンテナ111〜114の受信電力を測定し、アンテナ選択部15は、各アンテナの受信電力と予め設定されたスレッショルド受信電力PTHと比較し、受信電力がスレッショルド受信電力PTHより大きなアンテナを候補アンテナとする。さらに、アンテナ選択部15は候補アンテナが複数あり、上記前後方向（Ｓ2,Ｓ4 ）および左右方向（Ｓ1,Ｓ3 ）の２ つのグループのアンテナの受信電力がそれぞれPTHより大きければ、必ず前後方向グループのアンテナ111または113を最終選択アンテナとする。もちろん、候補アンテナのグループが１つである場合には、例えば進行方向Ｓ1 および真逆方向Ｓ3 の２つのアンテナ111、113が選択された場合には、受信電力の大きい方を最終選択アンテナとする。
【００４１】
以上のようにすれば、受信電力が大きく、且つドップラ分散が狭い指向性アンテナを選択して受信電力を大きく維持しながらキャリア干渉ICIを抑圧することができる。
以上では自動車などの移動体に指向性アンテナを装着した場合であるが、例えば携帯電話のような上記前提が成立しない場合にも、指向性を絞っていれば特に別途手段を設ける必要はない。移動方向検出が必要となる場合は後述の実施例６を用いて対処する。
【００４２】
（F）第４実施例
上述のようにICI は移動速度(v) に比例している。すなわち、移動速度が高速になると図15(a)に示すようにドップラ周波数fDmaxが大きくなってドップラスペクトルが広がってICIが大きくなるが、移動速度が低速になると図15(b)に示すようにドップラ周波数fDmaxが小さくなってドップラスペクトルが狭まりICIが小さくなる。また、本発明は指向性アンテナを従来用途で用いないため、ICI が受信特性に影響しない範囲、つまり低速移動時には、第1〜第3実施例は必ずしも最適な構成とは言えない。これは指向性アンテナを用いるため、電波到来方向に偏りがない環境下(低速移動時)では本来オムニアンテナで享受できる受信電力を一部損失してしまうからである。
【００４３】
図16は本発明の第4実施例のOFDM受信装置の構成図であり、1800指向性アンテナを2本使用した例であり、第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼指向性アンテナ、無線受信部が2つになった点、▲２▼各無線受信部の出力を合成する合成部31を設けた点、▲３▼移動速度検出部32を設けている点、▲４▼アンテナ選択部15が移動速度の大小を考慮して各受信アンテナあるいは合成アンテナを選択する点、▲５▼アンテナ切替部１３がアンテナ選択部15で選択されたアンテナからの受信信号あるいは合成信号を選択して出力する点である。なお、1800指向性アンテナを2本使用した例を示しているが、９０0指向性アンテナを４本使用するなどアンテナの本数に限定されない。
【００４４】
アンテナ選択部15は、ICI によるエラーフロアが所要BER 以下である場合には、各セクタアンテナ111,112の受信信号を合成し、それ以上の場合には、受信電力が大きいセクタアンテナのみの受信信号を用いる。これにより、全ての状態において最適解を提供する。実際には、移動速度より得られる最大フェージング周波数よりキャリア干渉ICIもしくは受信特性を予め算出し、スレッショルドとなる移動速度を決定し、該移動速度以下では、各セクタアンテナ111,112の受信信号を合成し、且つ、フェージング補償を停止し、それ以上の場合には、受信電力が大きいセクタアンテナの受信信号を用いてフェージング補償の制御を実行する。すなわち、移動速度検出部３１は移動速度を測定し、スレッショルド速度より大きいか小さいかにより合成／選択制御信号CSCを出力する。
【００４５】
アンテナ選択部15は、移動速度が低速で合成が指示されれば、合成アンテナ(合成部31)を選択し、移動速度が高速で選択が指示されれば受信電力が大きい受信アンテナを選択し、選択結果をアンテナ切替部13に通知する。これにより、アンテナ切替部13はアンテナ合成信号あるいは通知されたアンテナの受信信号を選択して出力する。尚、アンテナ切替部13は、合成信号を選択する場合には変動平均シフト量算出部18または変動補償部19にフェージング補正の停止を指示し、アンテナ受信信号を出力する場合にはフェージング補償開始を指示する。
【００４６】
以上では、第1実施例を変形して第4実施例を構成したが、第3実施例を変形して第4実施例とすることができる。この場合、高速移動時における受信アンテナ選択は第3実施例の基準に従って行う。
【００４７】
（Ｇ）第５実施例
第1〜第4実施例においては指向性アンテナを切替えて使用するが、アンテナを切り替えて使用すると特性劣化が予想される。すなわち、アンテナ数より少ない復調部(各実施例における1６〜２０部分)を用いる構成ではアンテナを切り替える必要があり、かかる場合、復調部の伝送路推定において不連続性が発生し、これによる特性劣化が予想される。例えば、2 ブランチダイバーシチ受信する場合において、図17に示すように180 °指向性アンテナ4111,4112,4121,4122を移動体の前後方に配置する構成となる。この構成ではディジタルビーム形成部（Digital Beam Forming：,DBF ）431,432を用いて2 本のアンテナ4111,4112；4121,4122の組で180 °指向性を形成する。つまり、2 本のアンテナ出力にそれぞれ重みを乗じることで前方および後方に指向性を向ける。＃1 および＃2 はブランチ番号であり、441,442は第1〜第4実施例における復調部（DEM）、45は各ブランチ＃１，＃２の復調部出力を合成するダイバーシチ合成部である。本構成ではアンテナ−DBF間までは4 系統必要となるため4つの無線受信部(チューナ) 4211,4212,4221,4222が必要になる。又、各ブランチ＃１，＃２において前後方アンテナを切替受信するため、切替時に受信特性が劣化し、平均的な受信特性にも影響を与える。
【００４８】
そこで、アンテナ部で指向性を生成してしまえばブランチ数分の2 系統で処理ができるようになり、装置規模も半分以下に削減できる。図18はアンテナ部で指向性を生成する第5実施例のOFDM受信部の構成図であり、図17と同一部分には同一符号を付している。第5実施例では、前方アンテナとして前方に指向性を有する１つの180 °指向性アンテナ4111を設け、また、後方アンテナとして後方に指向性を有する１つの180 °指向性アンテナ4122を設け、それぞれ独立のブランチ＃１，＃２のダイバーシチアンテナとしている。
【００４９】
かかる第5実施例の構成によれば、指向方向が異なる複数の指向性アンテナ
4111,4122を移動体に設け、それぞれを独立のブランチ＃１，＃２のアンテナとし、復調部441,442の変動平均シフト量算出部18はブランチ毎にアンテナ受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する。また、復調部441,442の変動補正部19は該平均値に基いてフェージング変動を補正し、FFT演算部20はフェージング補正された信号に対してFFT演算を実行し、FFT演算結果をダイバーシチ合成部45に入力する。これにより、ダイバーシチ合成部45は各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成して出力する。
以上のように第5実施例によればアンテナ数と復調部数を同じにできるため、アンテナ切替を不要に出来、しかも、無線受信部の数を減少でき、更には、DBF部を不用にできる。
【００５０】
図19は図17の切替有りの構成と図18の切替無しの構成におけるBER 特性であり、切替間隔（フレーム単位）を変化させた場合を示している。両特性から切り替え有りにおける特性劣化が認識できる。なお、１フレーム=204 シンボルとし、180 °指向性を有する理想アンテナを用い、2 ブランチダイバーシチ構成で取得した場合を示している。切替時間が１ フレーム以下での劣化が大きく、本発明による効果は大きい。又、特に、図示してないが誤り訂正を付加した場合の特性劣化はさらに大きくなる。
図18の第5実施例では移動方向に対して前後方向の1800指向性アンテナを2本も設けた場合であるが、移動方向に対して前後方向及び左右方向の９00指向性アンテナを４本設けて4ブランチダイバーシチ構成とすることもでき、一般にｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置してnブランチダイバーシチ構成することができる。
【００５１】
(H)第６実施例
第1、第2実施例では受信電力が最大の指向性アンテナで受信した信号を復調部(DEM)に入力し、第3実施例では所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合、移動方向に指向性を有するアンテナを優先的に選択する。ところで、3600の全方位から電波が到来する環境では受信電力に関係なく、進行方向あるいは進行方向と逆方向に指向性を有するアンテナで受信した信号を復調部DEMに入力すればキャリア干渉ICIを抑圧して良好な通信が可能になる。自動車などの移動体の場合には、アンテナの指向方向が移動体の進行方向と一致するように該アンテナを自動車に取り付ければ良い。しかし、携帯電話機では移動方向を検出する必要がある。
【００５２】
図20は携帯電話機等に適用できる第6実施例のOFDM受信装置の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、移動方向検出部５１を設けている点、DBF(Digital Beam Forming)部52を設け、移動方向にビームフォーミングし、該ビームフォーミングした信号を復調部DEMに入力している点である。移動方向検出部51は移動方向を検出し、DBF部52は該移動方向に指向方向が向くように、すなわち、移動方向に指向性を持たせてビームフォーミングし、得られた信号を復調部DEMに入力する。尚、移動方向検出部51はアンテナのビーム方向を３６０0スイープするようにアンテナを周期的に切り替え、位相変動の平均シフト量を算出し、平均シフト量が最大の方向を移動方向であると判定する。移動方向を検出するには、アンテナ切替部や変動平均シフト量算出部等が必要になるが、DBF52、変動平均シフト量算出部18を兼用することができる。しかし、好ましくはこれらと独立に設けて移動方向検出部51を構成するのがよい。
【００５３】
（I）第７実施例
図21は第1〜第6実施例における変動平均シフト量算出部18の実施例である。この変動平均シフト量算出部18の動作を説明する前に変動平均シフト量補正方式について簡単に説明する。本補正方式の前提条件として図22(a)に示すように送信データシンボルDの前に既知シンボルKを有する送信フレームを仮定する。既知シンボルKはパイロットシンボルあるいはガードインターバルGIのコピーシンボルとすることができる。ただし、時間的に分散された既知信号であれば、本発明はこのフレーム例に制限されるものではない。また、1OFDMシンボルのサンプル数(シンボル数)をNs 、相互相関算出サンプル数をNc とし、それぞれの時間間隔をTs およびTc とする。以降では既知信号としてガードインターバルGIに挿入されたNc個のコピーシンボルであるとする。また、フェージングにより位相だけでなく振幅も変動し、ＱＡＭ変調する場合には振幅方向の補正も必要になる。以下では、位相及び振幅の両方を補正する場合について説明する。
【００５４】
m 番目のOFDM シンボルのn 番目のサンプル点における複素ベースバンド信号をS(m，n)とすると、サンプル間隔Ts のフェージング変動量は相互相関、
により算出される。ここで雑音の抑圧のため、サンプル数Nc で平均をとる（ただし最大フェージング周波数fDmax とのトレードオフは発生する）。m 番目のOFDM シンボルの平均誤差ベクトルe(m) は、
【数１】
となる。
【００５５】
更にS*=r1(m)exp(−jθ)、S′(m)= r2(m)exp(−jθ′)より、式（2）は
である。ここで、r1(m)は図22(c)に示すように最初の既知信号(前方既知信号)101の平均振幅値で次式
【数２】
により表現され、θは図22(b)に示すようにその平均位相シフト量である。r2 (m)は次の既知信号（後方既知信号）102の平均振幅値で次式
【数３】
により表現され、θ′はその平均位相シフト量である。また、Δθ(m)はこの測定区間における位相シフト量である。
【００５６】
この相互相関値出力は、マルチパスフェージング時にはその全パスの平均変動値となるため、オムニアンテナを用いた場合は0となる。Δθ(m)は次式、
【数４】
で与えられ、ｎ番目のサンプル点における位相シフト推定値θ(m,n)は次式
【数５】
となり、測定区間における位相シフト量が全て得られる。
【００５７】
また、平均誤差ベクトルの振幅値｜e(m)｜は次式
【数６】
により与えられる。したがって、次式
【数７】
によりr2 (m)を用いないで振幅補償が可能となる。(9)式は一次補間によるものであるが、補間方法は高次によるものやその他の補間方法を用いることもできる。また、
【数８】
である。
【００５８】
以上では、位相補正及び振幅補正の双方を行う場合であるが、位相、振幅一方のみを補正するように構成することもできる。
図21の実施例において、相互相関算出部61は(1)〜(3)式により平均誤差ベクトルe(m)を演算し、位相シフト算出部62は(6)式によりΔθ(m)を演算し、位相補間値算出部63は(7)式によりｎ番目のサンプル点における位相シフト推定値θ(m,n)を補間演算する。絶対値演算部64は平均誤差ベクトルe(m)の絶対値を演算し、平均振幅算出部65は(4)式及び(10)式により前方既知信号101の平均振幅値r1(m)を算出し、振幅補間値算出部66は(9)式によりｎ番目のサンプル点における振幅変動推定値ｒ(m,n)を補間演算する。補正信号作成部６７はｎ番目のサンプル点における位相シフト推定値θ(m,n)および振幅変動推定値ｒ(m,n)を入力され、フェージング変動(位相、振幅)を補正する為の補正信号CSを作成して出力する。
【００５９】
・付記
（付記１） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信し、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６０】
（付記２） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択し、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６１】
（付記３） 前記平均値を減衰し、減衰により得られた値に基いてマルチパス環境におけるフェージング変動を補正する、
ことを特徴とする付記2記載のOFDM受信方法。
（付記４） 受信電力が設定電力値を超える指向性アンテナのうちドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する、
ことを特徴とする付記1記載のOFDM受信方法。
（付記５） 移動体が設定速度以下の低速移動時に各指向性アンテナの受信信号を合成し、かつ、フェージング補正を停止し、
設定速度以上の高速移動時には受信電力及びまたはドップラ分散に基いて指向性アンテナを選択して前記フェージング補正を行う、
ことを特徴とする付記2乃至４記載のOFDM受信方法。
【００６２】
（付記６） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、それぞれを独立のブランチのアンテナとし、
ブランチ毎にアンテナ受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正し、
各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６３】
（付記７） 前記受信信号と既知信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記1乃至6記載のOFDM受信方法。
（付記８） 前記受信信号と1OFDMシンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記1乃至6記載のOFDM受信方法。
【００６４】
（付記９） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信するOFDM信号受信部、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６５】
（付記１０） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動体に設けられた指向方向が異なる複数の指向性アンテナ、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択する指向性アンテナ選択部、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６６】
（付記１１） 前記平均値に減衰係数を乗算して減衰する減衰部、
を備え、該減衰された前記平均値に基いてマルチパス環境におけるフェージング変動を補正する、
ことを特徴とする付記１０記載のOFDM受信装置。
（付記１２） 指向性アンテナの受信信号電力を測定する受信電力測定部を備え、
前記指向性アンテナ選択部は、受信電力が設定電力値を超える指向性アンテナのうちドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する、
ことを特徴とする付記1０記載のOFDM受信装置。
【００６７】
（付記１３） 前記ドップラ分散が最小となる指向性アンテナは、指向方向が移動体の移動方向と一致するアンテナである、
ことを特徴とする付記12記載のOFDM受信装置。
（付記１４） 移動体の速度と設定速度を比較する速度比較部を備え、
前記指向性アンテナ選択部は、設定速度以下の低速移動時、各指向性アンテナの受信信号を合成し、設定速度以上の高速移動時、受信電力及びまたはドップラ分散に基いて指向性アンテナを選択し、
フェージング変動補正部は低速移動時にフェージング補正を停止し、高速移動時に前記フェージング補正を行う、
ことを特徴とする付記１０乃至１３記載のOFDM受信装置。
【００６８】
（付記１５） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動体に設けられ、それぞれを別のブランチを構成する指向方向が異なる複数の指向性アンテナ、
ブランチ毎にアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成するダイバーシチ合成部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６９】
（付記１６） 前記フェージング変動算出部は、前記受信信号と既知信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記９乃至１５記載のOFDM受信装置。
（付記１７） 前記フェージング変動算出部は、前記受信信号と1OFDMシンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記９乃至１５記載のOFDM受信装置。
【００７０】
【発明の効果】
本発明によれば、マルチパス環境（パス数、遅延プロファイル）そのものを推定しないため、簡易な構成でキャリア干渉ICIの抑圧ができ、受信特性を改善することができる。
又、本発明によれば、フェージング変動を補正する手段および受信FFT演算部の間に減衰係数を付加する手段を設けるようにしたから、理想的な指向性を有しないアンテナを用いても相応の効果を奏することができる。
【００７１】
又、本発明によれば、設定電力以上の受信電力を発生する指向性アンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択するようにしたから、受信電力を大きく維持しながらキャリア干渉ICI によるエラーフロアを低減させ、特性改善を実現することができる。
又、本発明によれば、移動速度を検出する手段を設け、設定速度より低速移動時には各セクタアンテナ（指向性アンテナ）の受信信号を合成し、一方、高速移動時には受信電力及びまたはドップラ分散を考慮して選択したセクタアンテナ（指向性アンテナ）のみの受信信号を用いてマルチフェージング補正を行うようにしたから、電波到来方向に偏りがない環境下の低速移動時において、電力効率の向上を図ることができる。又、アンテナ切替を有するシステムであっても低速時にアンテナ切替を避けることができ、アンテナ切替にともなう特性劣化を無くすことができる。
【００７２】
又、本発明によれば、3600全方向から電波が到来する環境においてｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置する場合、例えば、２つの180 °指向性アンテナを移動体の前方、後方に配置する場合、前方アンテナおよび後方アンテナをそれぞれ独立のブランチとして2 ブランチダイバーシチを構成としたから、アンテナ切替を省略し、特性劣化のないダイバーシチ受信を実現できる。
又、本発明によれば、各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値を算出するために、時間的に分散された既知信号あるいはガードインターバルのコピー信号を用いて相互相関値を算出し、得られた相互相関ベクトルの振幅および位相値を各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値とし、該平均値を用いてマルチフェージングを補正するようにしたから、マルチパスフェージング環境下であっても簡易な構成でフェージング補正を実現し、かつ特性改善を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】指向性の有無におけるドップラスペクトルある。
【図２】オムニアンテナを使用した場合におけるドップラ変動の影響説明図である。
【図３】フェージング補正説明図ある。
【図４】オムニアンテナを使用した場合におけるマルチパスの位相変動説明図である。
【図５】指向性アンテナを使用した場合におけるマルチパスの位相変動説明図である。
【図６】フェージング補正の効果説明図である。
【図７】第1実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図８】Ｃ／Ｎ対BER特性である。
【図９】指向性アンテナのアンテナ利得パターン例である。
【図１０】 1800指向性アンテナの指向特性が理想的でない場合おけるドップラスペクトルである。
【図１１】第２実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１２】減衰係数対BER特性である。
【図１３】指向性アンテナのドップラ分散Δ説明図である。
【図１４】第３実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１５】移動速度とドップラ分散の関係である。
【図１６】第４実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１７】ダイバーシチ構成の一例である。
【図１８】第5実施例のダイバーシチ構成を有するOFDM装置の構成図である。
【図１９】アンテナ切替による特性劣化説明図である。
【図２０】第６実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図２１】変動平均シフト量算出部の構成図である。
【図２２】変動平均シフト量算出部の動作説明図である。
【図２３】マルチキャリア伝送方式の説明図である。
【図２４】直交周波数分割多重方式の説明図である。
【図２５】ガードインターバル説明図である。
【符号の説明】
111〜114 指向性アンテナ
121〜124 無線受信部
13 アンテナ切替部
14 受信電力測定部
15 アンテナ選択部
16 直交復調部
17 ガードインターバル除去部
18 ガードインターバル除去部
19 フェージング補償部
20 FFT演算部
【発明の属する技術分野】
本発明はOFDM受信方法及びOFDM受信装置に係わり、特に、直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法及びOFDM受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
広帯域無線通信において、マルチパスによる周波数選択性フェージングが回線品質を劣化させることが特に問題となっている。耐マルチパスフェージング性に優れた変調方式としてマルチキャリア伝送方式が知られている。本方式は、伝送帯域を複数（N 個）のキャリア（サブキャリアという）に分割することで、周波数選択性フェージングに対し周波数ダイバーシチ効果が得られ、高品質な無線伝送を可能とするものである。図23(a)はマルチキャリア伝送方式の説明図であり、シリアルパラレル変換部1は直列データを並列データに変換し、各ローパスフィルタ２ａ〜２ｄを介して直交変調部３ａ〜３ｄに入力する。図では4シンボルよりなる並列データに変換する。各シンボルは複素数で同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分)を含んでいる。直交変調部３ａ〜３ｄは各シンボルを図23(b)に示す周波数ｆ1〜ｆ4を有するサブキャリアで直交変調し、合成部４は各直交変調信号を合成し、図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。マルチキャリア伝送方式では、サブキャリア間の直交性を満足するために、スペクトルが重ならないように図23(b)に示すように周波数が配置される。
【０００３】
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplex, OFDM)技術はマルチキャリア伝送方式の一形態であり、マルチキャリア伝送のn番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号と（ｎ＋１）番目のサブキャリアによって伝送される変調波帯域信号の相関が零となるように周波数間隔が配置される。図24(a)は直交周波数分割多重方式による送信側の構成図であり、シリアルパラレル変換部５は直列データを複数、例えばN個のシンボル(I+jQ，複素数)よりなる並列データに変換する。IFFT(InverseFast Fourier Transform)演算部６は各シンボルを図24(b)に示す間隔の周波数を有するサブキャリアで伝送するものとして周波数データに逆高速フーリエ変換を施してサブキャリア周波数成分が多重化された時間信号に変換し、実数部、虚数部をローパスフィルタ7a,7bを通して直交変調部8に入力する。直交変調部8は入力データに直交変調を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にアップコンバージョンして送信する。受信側では送信側と逆操作（FFT による時間-周波数変換）によりN 個のサブキャリアで伝送されたN個のシンボル(OFDMシンボル)を復調して出力する。
【０００４】
直交周波数分割多重方式によれば、図24(b)に示す周波数配置が可能となり周波数利用効率を向上することができる。又、OFDM方式では、各キャリアを独立に変調するマルチキャリアと異なり、FFT による一括変復調を行うため各キャリア間の信号に直交関係が成立し、送信側にてガードインターバル信号を付加することによりマルチパス遅延波によるシンボル間干渉(Inter-Symbol Interference, ISI)を除去できるという特長を持っている。図25はガードインターバル挿入説明図である。ガードインターバル挿入とは、1 OFDMシンボルに応じたIFFT出力信号を１単位とするとき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。
【０００５】
以上より、OFDM方式では基本的にマルチパス等化を必要としないが、特性劣化を引き起こさないためにはISI が発生しないようにシステムで想定されるマルチパスの最大遅延時間より大きいガードインターバル時間を設定しなければならない。ガードインターバルGIを挿入することによりマルチパスによる符号間干渉の影響を無くすことが可能になるが、同時にガードインターバル時間は伝送効率を低下させるというトレードオフを有している。
伝送効率低下を低減させるには、OFDM シンボル時間をできるだけ大きくする、つまりガード比（＝ガードインターバル時間(Tg) ／OFDM シンボル時間(Tu) ）を小さくする必要がある。この観点からは与えられた帯域幅においてキャリア間隔(Δf) を小さくとる、つまりキャリア数を大きくとればよいことになる。
【０００６】
しかし、フェージングによる外乱によって受信信号は時間方向だけでなく周波数方向にも変動する（ドップラ変動）。移動速度(v) に比例したドップラ変動は最大ドップラ周波数(fDmax)の範囲で発生し、キャリア間隔が小さい場合にはその変動が1 キャリア以上となってしまい、受信側でのキャリア同期が困難となる。さらにはマルチパスによって、各パスが独立なフェージング変動を行うため、周波数によって受ける変動が異なる周波数選択性フェージングが発生し、受信特性劣化を引き起こす。これは、キャリア毎に（厳密にはコヒーレント帯域幅以内のキャリア群毎に）周波数変動が独立なため、キャリア間干渉(Inter-Carrier Interference, ICI) が発生するためである。キャリア間干渉による受信特性劣化を抑圧するためには、できるだけキャリア間隔を大きくとる必要があり、ここに伝送効率とのトレードオフ関係が存在することになる。
【０００７】
以上より、与えられたシステムパラメータにおいて伝送効率を最大とし、受信特性を劣化させないためには、キャリア干渉ICI を抑圧する技術が必須となる。マルチパス環境下においてICI を抑圧するためには各パスを推定し、その変動成分を等化しなければならず、その手法として、(1) 受信側FFT の前処理および(2) 受信側FFT の後処理の２ つが考えられる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前者の前処理においては、時々刻々変化するマルチパス環境を正確に推定しなければならず、受信機としては想定される最大パス数の推定器を用意し、かつその等化を行う必要があるため、実現性という意味で問題が残る。さらには上記想定最大パス数を超えるマルチパス環境下においては特性劣化が発生する。
後者の後処理においては、FFT 後の処理であるため各キャリア毎に等化を行う構成となる。よって、推定すべき自キャリアの信号成分が漏れ込んでいるキャリア全てに対して等化処理を行わなければならず、FFT 処理を行うOFDM受信部 に理想的に(N−1) 個のタップ数が必要となり、これを全てのキャリアに対して行うためN×(N−1)回の演算が必要となる。
【０００９】
そこで、干渉エネルギーの大部分は隣接キャリアであるという前提のもとで、M(<<N) 個の隣接キャリアを対象とした等化を行えば回路規模的には数倍程度に抑えられる。しかし、特性劣化が発生し、その劣化度は受信環境に依存するため、不完全な等化処理がなされた通信回線の保証は不可能である。
本発明は、こうした問題点に鑑み、伝送効率の低減なしにICI による特性劣化を改善することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
移動体に設けられる各アンテナを指向性アンテナとし、移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択し、これにより、FFT演算の前で算出されるマルチパス環境における各パスのフェージング変動の平均値が正しくマルチパスフェージング変動を表わすようにし、該平均値に基いてマルチパスフェージング変動をする。本発明の上記基本構成によれば、マルチパス環境（パス数、遅延プロファイル）そのものを推定しないため、簡易な構成でICIの抑圧ができ、受信特性を改善することができる。
【００１１】
上記基本構成におけるフェージング補正手段と受信FFT演算部の間に減衰係数を付加する手段を設ける。この減衰手段を設けることにより、理想的な指向性を有しないアンテナを用いても上記基本構成と同等の効果を奏することができる。
【００１２】
上記基本構成において、設定電力以上の受信電力を発生する指向性アンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する。このようにすれば、ICI によるエラーフロアを低減させ、指向性アンテナの従来目的である電力効率の向上では得られない特性改善を実現することができる。
基本構成において、さらに移動速度を検出する手段を設け、設定速度より低速移動時には各セクタアンテナ（指向性アンテナ）の受信信号を合成し、一方、高速移動時には受信電力及びドップラ分散を考慮して選択したセクタアンテナ（指向性アンテナ）のみの受信信号を用いてマルチフェージング補正を行う。このようにすれば、電波到来方向に偏りがない環境下の低速移動時において、電力効率の向上を図ることができる。また、アンテナ選択のためのスイッチ切替を有するシステムにおいて、低速時にアンテナ切替を避けることができ、特性劣化を無くすことができる。
【００１３】
3600全方向から電波が到来する環境においてｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置する場合、例えば、２つの180 °指向性アンテナを移動体の前方、後方に配置する場合、前方アンテナおよび後方アンテナをそれぞれ独立のブランチのアンテナとして2 ブランチダイバーシチを構成する。このようにすれば、アンテナ切替を省略でき、特性劣化のないダイバーシチ受信を実現できる。
【００１４】
基本構成における各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値を算出するために、時間的に分散された既知信号あるいはガードインターバルにおけるコピー信号を用いて相互相関ベクトルを算出し、該相互相関ベクトルの振幅および位相値を各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値とし求め、該平均値を用いてマルチフェージングを補正する。このようにすれば、マルチパスフェージング環境下において簡易な構成でフェージング補正を実現し、かつ特性改善を図ることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
（A）本発明の原理
フェージングの周波数特性、つまりドップラスペクトラム(S(f)) はJakes の散乱リングモデルにより、図１(a)に示すように表されることがよく知られている。ここでは、平均値としては全方向から等電力で受信するという仮定であり、瞬時には各素波の初期位相が異なるためフェージング周波数(fD) は分散で定義される周波数範囲内(−fDmax〜fDmax)でランダムに変動する。
【００１６】
無指向性を有するオムニアンテナを用いた場合、信号は各パス毎に図1(a)に示すようなドップラ分散を有する変動を受ける。よって、キャリア間における周波数変動は最大2fDmaxであり、ICIの評価はこの最悪ケースを考え、正規化ドップラ周波数2 fDmax／Δfをパラメータとして表される。本散乱リングは、受信機の時間分解能より小さい時間差（つまり到来パスの経路差がない）の到来波（素波）が移動体の360 度方向から受信され合成波となると仮定したものである。このような場合に受信点が移動すると、素波の到来方向(θ) に応じたドップラ変動が発生する（動的フェージングモデル）。
【００１７】
指向性アンテナ、例えば、90 °指向性アンテナを用いた場合、信号は指向範囲内の各パス毎に図1(b)に示すようなドップラ分散Δを有する変動を受ける。図1(b)は指向性によるドップラ分散(Δ) の抑圧および指向性範囲内に到来する素波の平均ドップラ周波数(fD＾)を示すモデルであり、適応的に指向性を制御する適応アンテナやセクタ毎に固定的に用いるセクタアンテナなどによる制限は全くない。この時、ドップラ変動は(fD＾+Δ) であり、指向性の範囲Δがxにおいて正負を跨がない限りドップラ変動はある一定方向に(図では正方向に)制限される。ただし、指向性の範囲がx＝０において左右対称であれば fD＾= 0 であり、ドップラ変動はΔ のみの変動となる。なお、オムニアンテナにおいては fD＾=0、かつ、Δ≡ 2fDmaxである。
【００１８】
さて、上記モデルは統計的な性質を示したものに過ぎず、実際にはランダムな初期位相を有する素波の合成信号として信号はフェージング変動fD(t) を受ける。しかし、初期位相としてはランダムであるが、ある初期位相が決定されれば合成波の時間変動は一意に定められる。さらに、時間変動に追従可能な時間周期(T) 内では一定方向のドップラ変動として観測され、fD(t)≡const.(0≦t≦T)となる。この時フェージング変動によって受信信号の振幅／位相成分が歪むが、単一パス（フラットフェージング）の場合、その変動成分が１つであるため周波数選択性が生じない。つまり、帯域内の変動が一定（フラット）であり、これは１受信シンボル内で変動があったとしても、瞬時でみれば一定値の振幅および位相シフト量（一定方向の変動）として捉えることが可能となる。よって、フェージング変動補正手段は、ある観測時間内で一定方向の変動成分しか持たない単一パス環境下において、推定したシフト量を用いてフェージング変動を補正し、これによりアンテナの指向性に係わらず特性改善を得ることができる。
【００１９】
しかしながら、マルチパス環境はシングルパス環境と異なる。.ある無線システムにおけるマルチパスとは、受信機の時間分解能で認識される遅延波が１つ以上存在するということである。つまり、上記単一パスが複数個、異なる時間に到来する。このような状況はシステムの時間分解能が高い、つまりマルチパスが観測可能な広帯域無線通信時に発生する。ここで、マルチパス環境下においてn 個のパスが存在する時、｛fD(t)[0]，fD(t)[1]，…fD(t)[n-1]｝というn 個の独立したドップラ変動が重畳されるが、同一のアンテナで受信されることより、指向性の有無に係わらず統計的パラメータである平均ドップラ周波数fD＾およびドップラ分散Δ はn に依存しない同一の値をとる。
【００２０】
各パスのフェージング変動の合成波である周波数変動に追従するということは、観測時間内において合成波の平均フェージング変動fD(ｎ)=ΣfD(t)[i]／ｎ(ｉ＝０〜n-1)に追従するということになる。しかし、各パスのフェージング変動はそれぞれ独立であるため、位相成分だけ考えても、ある程度のパス数が存在すると、観測時間内において正方向(fD≧0) および負方向(fD< 0) の変動成分が混在し、中心極限定理により、fD(n)→０となり、上記フェージング変動平均に基いて位相補正制御をすることはできない。以上により、オムニアンテナの場合、上記補正手段は実現できない。
【００２１】
わかりやすく説明すると、移動体は典型的には3600全方向から電波を受信する環境に有る。このため、アンテナとして無指向性のオムニアンテナを使用すると、図2に示すように周波数ｆi，ｆi+1，．．．のOFDMキャリアCRi，CRi+1，．．．に図1(a)で説明したドップラスペクトルDSi，DSi+1が重畳する。このドップラスペクトルは移動体の速度が高速になる程広がって行く。シングルパスの場合、ドップラ変動により各キャリアは周波数方向に同じように動く為、サブキャリア間で干渉は生じない。しかし、マルチパスの場合、各パスの初期位相が異なるため、各キャリアはドップラ変動により周波数方向に別々に動いて干渉し、直交性が崩れてしまう。
【００２２】
かかるフェージングを補正するには、位相変動を検出し、該位相変動が零となるように補正することが考えられる。フェージング、例えば、位相変動を検出するには、図3(a)に示すようにデータシンボルDataの前に既知のシンボルたとえばパイロットシンボルＰを挿入する。このように既知シンボル(パイロットシンボル)が挿入されている場合には、該既知シンボルと受信シンボル間の相関を演算して相関値がピークとなるタイミングを検出することにより受信パイロットの位相を検出できる。従って、図3(b)、(c)に示すようにあるデータシンボルを挟む2つのパイロットの位相をθ1,θ2とすれば、1シンボル当たりの位相シフトと量Δθは
Δθ＝（θ2−θ1）／Ｎ
となり（Ｎは1OFDMシンボルのシンボル数）、このΔθが零となるようにシンボル毎に補正制御することによりフェージング、すなわち位相変動をなくすることができる。
【００２３】
しかし、以上はシングルパスの場合であり、マルチパスの場合にはΔθが零になりフェージング補正ができない。すなわち、マルチパスの場合、各パスの初期位相が異なり、図4に示すように各パスの位相変動は#1、#2で示すようになる。図では2パス分しか示していないが多数のパスの位相変動が重畳されると互いに相殺されて平均フェージング変動(平均位相変動)は点線で示すようにほぼ一定値になり、Δθ＝０となってしまい、この平均フェージング変動を用いてマルチフェージングを補正することはできない。
【００２４】
ところで、オムニアンテナに替えて指向性アンテナを用いると、ドップラ分散Δを抑圧する(狭める)だけでなくドップラ変動そのものの範囲を正側または負側に制限することが可能となる。例えば、９０°あるいは180 °指向性を有する前方アンテナを考えると、図１(b)より明らかなように、９０°指向性アンテナの場合、ドップラ変動の範囲はfDmax≧fD(t)[i]≧fD＾−Δ/2となり、18０°指向性アンテナの場合、fDmax≧fD(t)[i]≧0(for any ｉ)となる。つまり指向範囲内の全パスにおいてドップラ変動の範囲は正方向となる。このように、指向性アンテナを用いると各パスのドップラ変動fD(t)[i](0≦ｉ＜ｎ)を一定方向に制限できるため、各パスの位相シフト量は図5に示すようにすべてのパスで同一方向となる。この結果、平均フェージング変動(平均位相シフト量)は例えば点線で示すように変化し、シンボル当たりの位相シフト量Δθが発生し、このΔθを用いてマルチフェージングを補正することが可能になる。又、指向性アンテナ使用によるドップラ分散の抑圧効果に加えて、平均ドップラ周波数を図6(a)の状態から図6(b)に示すようにシフトでき、隣接キャリアに対する干渉ICIを抑圧することができる。以上は９０°あるいは180 °指向性を有する前方アンテナの場合であるが、９０°あるいは180 °指向性を有する後方アンテナでも同様の効果が得られる。
【００２５】
言い換えれば、指向性アンテナを使用する場合には、逆方向の変動成分が除去されているため全キャリアにおいて同一方向の位相変動が発生し、かつそれぞれのパスのシフト量は瞬時的には一定値と見なすことができる。この時、これらのパスが合成されたマルチパスフェージングの平均フェージング変動（平均シフト量） fD(n) は、各パスの変動値の加算であるから当然全体として傾きを持ち、瞬時的にはある一定値を持ち、この結果、マルチパス環境であっても平均位相シフト量を用いたフェージング補正が可能となり、特性改善が有効となる。ただし、あくまでも平均値への追従であり、個々のパスにおけるフェージング変動に追従していないため最適解ではないが、逆に伝送路状態（例えばマルチパス数や遅延プロファイルなど）に依存しないロバストな方式と言える。又、受信側FFT演算部 前で一括したフェージング変動の平均シフト量補正を行えるため、簡易なキャリア干渉ICI抑圧手段を提供できる。
【００２６】
なお、指向性アンテナのみを用いた場合、一定方向への制限を行わなければドップラ分散の抑圧のみの効果しか得られず、ICI 抑圧への寄与は小さい。特に上記例において真横（左右）方向に指向性を向けた場合には、ドップラ分散の抑圧およびICI 抑圧の双方に対してオムニアンテナと同様傾向となり、指向性アンテナを用いる効果が希釈になる。
【００２７】
（B）第1実施例
図７は本発明のOFDM受信装置の構成図であり、移動体である自動車の3600範囲を図1のＳ1〜Ｓ4で示すように９０0ずつの4つのセクタに分け、各セクタに指向性アンテナ111〜114を設けている。セクタＳ1は自動車進行前方向に向いており、セクタＳ4は自動車進行後方向に、残りの2つのセクタＳ2，Ｓ3はそれぞれ自動車進行の左右方向に向いている。無線受信部121〜124は各アンテナの受信無線信号を増幅すると共にべースバンド信号に周波数変換してアンテナ切替部13に入力する。受信電力測定部14は各無線受信部121〜124の受信信号強度例えばRSSI（Received SignalStrength Indicator）を測定することで受信電力を測定し、アンテナ選択部１５は受信電力に基いて受信電力最大のアンテナを選択してアンテナ切替部13に入力し、アンテナ切替部１３は受信電力最大のアンテナを選択し、該アンテナの受信信号を復調部DEMを構成する直交復調部１６に入力する。直交復調部１６は受信信号に直交復調処理を施し、ガードインターバル除去部1７は受信信号のタイミング同期を取った後、該受信信号よりガードインターバルGIを除去して出力する。
【００２８】
変動平均シフト量算出部1８は、既知のパイロット信号と受信信号との相関を演算することによりマルチパスフェージングのシンボル当たりの変動平均シフト量Δθを算出し、フェージング補償部1９はexp(−jΔθ)を受信信号に乗算してマルチパスフェージングを補償してFFT演算部２０に入力する。FFT演算部20は時間領域の信号をN個のキャリア信号に変換し、図示しない誤り検出訂正復号部は入力データに対して誤り検出訂正、復号処理を施して出力する。
【００２９】
又、アンテナ切替部13は、進行左右方向に指向性のあるアンテナ112,114が選択されて指向範囲が正負両方向ににまたがる場合やその他の事由により変動平均シフト量補正を禁止する場合には、ON/OFF 制御信号NFCを用いて変動平均シフト量に基くマルパスチフェージング補償動作を停止する。なお、マルチパスフェージング補償動作を停止するには、本機能部を停止するか、あるいは強制的に変動量を0に設定するなどの手段を講じる。
【００３０】
図7の第1実施例において変動平均シフト量算出部1８は、既知のパイロット信号と受信信号との相関を演算することにより、位相変動の平均シフト量を算出しているが、ガードインターバルGIを用いて位相変動の平均シフト量を算出することができる。すなわち、図25で説明したようにガードインターバルGIは1 OFDMシンボルの先頭部に末尾部分をコピーして作成しているから、1フレーム前の受信信号と現受信信号との相関を演算すれば位相変動を算出できる。尚、１フレームは（OFDMシンボル+ガードインターバルGIのシンボル)であるとする。
【００３１】
また、アンテナ切替部を有した構成を示しているが、1６〜1９の構成を各アンテナに対応して持たせることによりアンテナ切替部を省略することができる。
図8は第1実施例の効果を説明するためのC/N対BER特性図である。ただし、180 °指向性を有する理想アンテナ（前後方）使用の場合である。又、本特性は2 ブランチダイバーシチ構成で取得したもので、fDmaxTs= 0.071、変調方式は64QAM 、都市型伝搬モデル（6 波レイリーフェージング、遅延波はすべてガード時間内）である。尚、後述する測定結果はすべて本条件で取得している。fDmaxTsは正規化最大ドップラ周波数である。また、比較のため、オムニアンテナ使用時の特性を図中に示している。図8より明らかなように第1実施例によれば、ビットエラー率BERがC/Nによっては2桁近く改善することができる。
【００３２】
（D）第2実施例
第1実施例において指向性アンテナは理想的な受信利得特性を有するものとして説明した。理想的な受信利得特性は、指向範囲に向けた素波を100 ％の利得で受信でき、同時に、それ以外の方向（特に逆方向）からの素波は利得0 で遮断されることを意味する。しかし、実際のアンテナにおいては、設置条件や周波数特性などから完全な指向性を生成できない。図９は1800指向性アンテナのアンテナ利得パターン例であり、逆方向からの素波の利得は０となっていない。理想的には指向性方向に対してF/B 比(Front-to-back ratio) が∞[dB] であるのに対して、図9では5-6 [dB] 程度しかとれていない。
【００３３】
各素波におけるドップラ変動は移動体の進行方向に対する到来角で決定されるため、x 軸（図中水平方向）のみの成分が問題となる。よって、特に進行方向に指向性を向けた場合には、真逆方向のドップラ変動成分が最大となり大きな特性劣化が発生する。このような場合、各パスのドップラ変動は一定方向とはならず、図10に示すように逆方向にも広がりオムニアンテナの状態に近づいてゆく。そこで、逆方向における変動がある程度あってもフェージング変動平均値に追従できるようにするために、推定した変動平均値に減衰係数を掛けることで信頼度を付加する。
【００３４】
図11は第2実施例のOFDM受信装置の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、変動平均シフト量算出部１８で算出した位相シフト量Δθに減衰係数α (0≦α≦1) を乗算する乗算部2１を設けている点、フェージング補償部1９はexp(−jαΔθ)を受信信号に乗算してマルチパスフェージングを補償してFFT演算部２０に入力する点である。かかる構成により、実際に算出された変動量に対して逆方向にオフセットを掛けることが可能となり、逆方向における変動の悪影響を軽減できる。
【００３５】
図12はF/B=6dB の180 °指向性アンテナを用いた場合の減衰係数対ビット誤り率特性図であり、fDmaxTs = 0.071 およびfDmaxTs =0.064 について特性評価を行った場合を示している。α= 0.0 は変動平均シフト量＝０で補正なしの場合であり、α= 1.0 は第1実施例による場合である。減衰係数に対してBER 特性はそれほどセンシティブではなく、固定的な値、例えばα＝０．６を用いればあらゆる環境下で特性改善が可能となる。ただし、本特性は2 ブランチダイバーシチ構成で取得した。
【００３６】
(E)第3実施例
固定のビームパターンを複数個用いる場合（例えばスイッチドビームやセクタアンテナ）、ICI 抑圧のためには指向方向が進行方向に向いている指向性アンテを選択する必要がある。本発明はICI抑圧を目的としているため、元来の指向性アンテナの目的である電力効率の向上（つまり電波到来方向にアンテナ利得を向けることによるS/N 増大）とは異なる規範で指向性アンテナを選択する。つまり、従来方式では電波の到来方向に指向を有する指向性アンテナ、例えば複数個の指向性アンテナの中で受信電力が最大となるアンテナを選択するが、本発明ではキャリア干渉ICI を抑圧できるように指向性アンテナを選択しなければならない。このため、ICIによるエラーフロアと雑音によるS/N 特性にトレードオフが発生する。
【００３７】
ところで、システムで定められた所要BER を満たすS/N （もしくはC/N ）以上の受信電力が得られれば、必ずしも最大受信電力が得られる指向性アンテナを選択する必要はない。上述のように本発明はマルチパスフェージングの平均変動値に追従するものであるため、ドップラ分散Δが小さいほどその効果を発揮する。そこで、第3実施例では上記所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散Δが最小となるアンテナを選択する。進行方向及び進行方向と真逆の方向に指向性のあるアンテナのドップラ分散Δは図1３(a)に示すように狭く、進行左右方向のアンテナのドップラ分散Δは図1３(b)に示すように広い。従って、所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合には、前後方向のアンテナを優先的に選択する。
【００３８】
受信電力の測定は、例えばアンテナ毎にRSSI を測定する。また、車や電車などの乗り物においてアンテナの設置が固定されているため、選択されたアンテナの進行方向に対する指向方向が一意に決定される。すなわち、車や電車などの乗り物において進行方向に指向性のあるアンテナ、進行方向と真逆の方向のアンテナ、進行左右方向のアンテナは予め判っている。よって、分散の小さいアンテナ、すなわち、進行方向及び真逆方向に指向性のあるアンテナは移動体の進行方向を検出せずとも決定することが可能である。
【００３９】
図１４は本発明の第3実施例の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、アンテナ選択部15にスレッショルド受信電力PTHを入力している点およびアンテナ選択部15の受信アンテナ選択法である。
第3実施例は、90 °指向性アンテナ111〜114を4 方向（Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,Ｓ4 ）に向けた場合であり、左右方向グループ（Ｓ2,Ｓ4 ）と前後方向グループ（Ｓ1,Ｓ3 ）の双方で少なくとも一つずつスレッショルド受信電力を超えた受信電力が観測された時、必ず前後方向のアンテナ111または113を選択する。
【００４０】
つまり、受信電力測定部１４は各アンテナ111〜114の受信電力を測定し、アンテナ選択部15は、各アンテナの受信電力と予め設定されたスレッショルド受信電力PTHと比較し、受信電力がスレッショルド受信電力PTHより大きなアンテナを候補アンテナとする。さらに、アンテナ選択部15は候補アンテナが複数あり、上記前後方向（Ｓ2,Ｓ4 ）および左右方向（Ｓ1,Ｓ3 ）の２ つのグループのアンテナの受信電力がそれぞれPTHより大きければ、必ず前後方向グループのアンテナ111または113を最終選択アンテナとする。もちろん、候補アンテナのグループが１つである場合には、例えば進行方向Ｓ1 および真逆方向Ｓ3 の２つのアンテナ111、113が選択された場合には、受信電力の大きい方を最終選択アンテナとする。
【００４１】
以上のようにすれば、受信電力が大きく、且つドップラ分散が狭い指向性アンテナを選択して受信電力を大きく維持しながらキャリア干渉ICIを抑圧することができる。
以上では自動車などの移動体に指向性アンテナを装着した場合であるが、例えば携帯電話のような上記前提が成立しない場合にも、指向性を絞っていれば特に別途手段を設ける必要はない。移動方向検出が必要となる場合は後述の実施例６を用いて対処する。
【００４２】
（F）第４実施例
上述のようにICI は移動速度(v) に比例している。すなわち、移動速度が高速になると図15(a)に示すようにドップラ周波数fDmaxが大きくなってドップラスペクトルが広がってICIが大きくなるが、移動速度が低速になると図15(b)に示すようにドップラ周波数fDmaxが小さくなってドップラスペクトルが狭まりICIが小さくなる。また、本発明は指向性アンテナを従来用途で用いないため、ICI が受信特性に影響しない範囲、つまり低速移動時には、第1〜第3実施例は必ずしも最適な構成とは言えない。これは指向性アンテナを用いるため、電波到来方向に偏りがない環境下(低速移動時)では本来オムニアンテナで享受できる受信電力を一部損失してしまうからである。
【００４３】
図16は本発明の第4実施例のOFDM受信装置の構成図であり、1800指向性アンテナを2本使用した例であり、第１実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、▲１▼指向性アンテナ、無線受信部が2つになった点、▲２▼各無線受信部の出力を合成する合成部31を設けた点、▲３▼移動速度検出部32を設けている点、▲４▼アンテナ選択部15が移動速度の大小を考慮して各受信アンテナあるいは合成アンテナを選択する点、▲５▼アンテナ切替部１３がアンテナ選択部15で選択されたアンテナからの受信信号あるいは合成信号を選択して出力する点である。なお、1800指向性アンテナを2本使用した例を示しているが、９０0指向性アンテナを４本使用するなどアンテナの本数に限定されない。
【００４４】
アンテナ選択部15は、ICI によるエラーフロアが所要BER 以下である場合には、各セクタアンテナ111,112の受信信号を合成し、それ以上の場合には、受信電力が大きいセクタアンテナのみの受信信号を用いる。これにより、全ての状態において最適解を提供する。実際には、移動速度より得られる最大フェージング周波数よりキャリア干渉ICIもしくは受信特性を予め算出し、スレッショルドとなる移動速度を決定し、該移動速度以下では、各セクタアンテナ111,112の受信信号を合成し、且つ、フェージング補償を停止し、それ以上の場合には、受信電力が大きいセクタアンテナの受信信号を用いてフェージング補償の制御を実行する。すなわち、移動速度検出部３１は移動速度を測定し、スレッショルド速度より大きいか小さいかにより合成／選択制御信号CSCを出力する。
【００４５】
アンテナ選択部15は、移動速度が低速で合成が指示されれば、合成アンテナ(合成部31)を選択し、移動速度が高速で選択が指示されれば受信電力が大きい受信アンテナを選択し、選択結果をアンテナ切替部13に通知する。これにより、アンテナ切替部13はアンテナ合成信号あるいは通知されたアンテナの受信信号を選択して出力する。尚、アンテナ切替部13は、合成信号を選択する場合には変動平均シフト量算出部18または変動補償部19にフェージング補正の停止を指示し、アンテナ受信信号を出力する場合にはフェージング補償開始を指示する。
【００４６】
以上では、第1実施例を変形して第4実施例を構成したが、第3実施例を変形して第4実施例とすることができる。この場合、高速移動時における受信アンテナ選択は第3実施例の基準に従って行う。
【００４７】
（Ｇ）第５実施例
第1〜第4実施例においては指向性アンテナを切替えて使用するが、アンテナを切り替えて使用すると特性劣化が予想される。すなわち、アンテナ数より少ない復調部(各実施例における1６〜２０部分)を用いる構成ではアンテナを切り替える必要があり、かかる場合、復調部の伝送路推定において不連続性が発生し、これによる特性劣化が予想される。例えば、2 ブランチダイバーシチ受信する場合において、図17に示すように180 °指向性アンテナ4111,4112,4121,4122を移動体の前後方に配置する構成となる。この構成ではディジタルビーム形成部（Digital Beam Forming：,DBF ）431,432を用いて2 本のアンテナ4111,4112；4121,4122の組で180 °指向性を形成する。つまり、2 本のアンテナ出力にそれぞれ重みを乗じることで前方および後方に指向性を向ける。＃1 および＃2 はブランチ番号であり、441,442は第1〜第4実施例における復調部（DEM）、45は各ブランチ＃１，＃２の復調部出力を合成するダイバーシチ合成部である。本構成ではアンテナ−DBF間までは4 系統必要となるため4つの無線受信部(チューナ) 4211,4212,4221,4222が必要になる。又、各ブランチ＃１，＃２において前後方アンテナを切替受信するため、切替時に受信特性が劣化し、平均的な受信特性にも影響を与える。
【００４８】
そこで、アンテナ部で指向性を生成してしまえばブランチ数分の2 系統で処理ができるようになり、装置規模も半分以下に削減できる。図18はアンテナ部で指向性を生成する第5実施例のOFDM受信部の構成図であり、図17と同一部分には同一符号を付している。第5実施例では、前方アンテナとして前方に指向性を有する１つの180 °指向性アンテナ4111を設け、また、後方アンテナとして後方に指向性を有する１つの180 °指向性アンテナ4122を設け、それぞれ独立のブランチ＃１，＃２のダイバーシチアンテナとしている。
【００４９】
かかる第5実施例の構成によれば、指向方向が異なる複数の指向性アンテナ
4111,4122を移動体に設け、それぞれを独立のブランチ＃１，＃２のアンテナとし、復調部441,442の変動平均シフト量算出部18はブランチ毎にアンテナ受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する。また、復調部441,442の変動補正部19は該平均値に基いてフェージング変動を補正し、FFT演算部20はフェージング補正された信号に対してFFT演算を実行し、FFT演算結果をダイバーシチ合成部45に入力する。これにより、ダイバーシチ合成部45は各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成して出力する。
以上のように第5実施例によればアンテナ数と復調部数を同じにできるため、アンテナ切替を不要に出来、しかも、無線受信部の数を減少でき、更には、DBF部を不用にできる。
【００５０】
図19は図17の切替有りの構成と図18の切替無しの構成におけるBER 特性であり、切替間隔（フレーム単位）を変化させた場合を示している。両特性から切り替え有りにおける特性劣化が認識できる。なお、１フレーム=204 シンボルとし、180 °指向性を有する理想アンテナを用い、2 ブランチダイバーシチ構成で取得した場合を示している。切替時間が１ フレーム以下での劣化が大きく、本発明による効果は大きい。又、特に、図示してないが誤り訂正を付加した場合の特性劣化はさらに大きくなる。
図18の第5実施例では移動方向に対して前後方向の1800指向性アンテナを2本も設けた場合であるが、移動方向に対して前後方向及び左右方向の９00指向性アンテナを４本設けて4ブランチダイバーシチ構成とすることもでき、一般にｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置してnブランチダイバーシチ構成することができる。
【００５１】
(H)第６実施例
第1、第2実施例では受信電力が最大の指向性アンテナで受信した信号を復調部(DEM)に入力し、第3実施例では所要BER を満たす受信電力を超えたアンテナが複数存在する場合、移動方向に指向性を有するアンテナを優先的に選択する。ところで、3600の全方位から電波が到来する環境では受信電力に関係なく、進行方向あるいは進行方向と逆方向に指向性を有するアンテナで受信した信号を復調部DEMに入力すればキャリア干渉ICIを抑圧して良好な通信が可能になる。自動車などの移動体の場合には、アンテナの指向方向が移動体の進行方向と一致するように該アンテナを自動車に取り付ければ良い。しかし、携帯電話機では移動方向を検出する必要がある。
【００５２】
図20は携帯電話機等に適用できる第6実施例のOFDM受信装置の構成図であり、第1実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、移動方向検出部５１を設けている点、DBF(Digital Beam Forming)部52を設け、移動方向にビームフォーミングし、該ビームフォーミングした信号を復調部DEMに入力している点である。移動方向検出部51は移動方向を検出し、DBF部52は該移動方向に指向方向が向くように、すなわち、移動方向に指向性を持たせてビームフォーミングし、得られた信号を復調部DEMに入力する。尚、移動方向検出部51はアンテナのビーム方向を３６０0スイープするようにアンテナを周期的に切り替え、位相変動の平均シフト量を算出し、平均シフト量が最大の方向を移動方向であると判定する。移動方向を検出するには、アンテナ切替部や変動平均シフト量算出部等が必要になるが、DBF52、変動平均シフト量算出部18を兼用することができる。しかし、好ましくはこれらと独立に設けて移動方向検出部51を構成するのがよい。
【００５３】
（I）第７実施例
図21は第1〜第6実施例における変動平均シフト量算出部18の実施例である。この変動平均シフト量算出部18の動作を説明する前に変動平均シフト量補正方式について簡単に説明する。本補正方式の前提条件として図22(a)に示すように送信データシンボルDの前に既知シンボルKを有する送信フレームを仮定する。既知シンボルKはパイロットシンボルあるいはガードインターバルGIのコピーシンボルとすることができる。ただし、時間的に分散された既知信号であれば、本発明はこのフレーム例に制限されるものではない。また、1OFDMシンボルのサンプル数(シンボル数)をNs 、相互相関算出サンプル数をNc とし、それぞれの時間間隔をTs およびTc とする。以降では既知信号としてガードインターバルGIに挿入されたNc個のコピーシンボルであるとする。また、フェージングにより位相だけでなく振幅も変動し、ＱＡＭ変調する場合には振幅方向の補正も必要になる。以下では、位相及び振幅の両方を補正する場合について説明する。
【００５４】
m 番目のOFDM シンボルのn 番目のサンプル点における複素ベースバンド信号をS(m，n)とすると、サンプル間隔Ts のフェージング変動量は相互相関、
【数１】
【００５５】
更にS*=r1(m)exp(−jθ)、S′(m)= r2(m)exp(−jθ′)より、式（2）は
【数２】
【数３】
【００５６】
この相互相関値出力は、マルチパスフェージング時にはその全パスの平均変動値となるため、オムニアンテナを用いた場合は0となる。Δθ(m)は次式、
【数４】
【数５】
【００５７】
また、平均誤差ベクトルの振幅値｜e(m)｜は次式
【数６】
【数７】
【数８】
【００５８】
以上では、位相補正及び振幅補正の双方を行う場合であるが、位相、振幅一方のみを補正するように構成することもできる。
図21の実施例において、相互相関算出部61は(1)〜(3)式により平均誤差ベクトルe(m)を演算し、位相シフト算出部62は(6)式によりΔθ(m)を演算し、位相補間値算出部63は(7)式によりｎ番目のサンプル点における位相シフト推定値θ(m,n)を補間演算する。絶対値演算部64は平均誤差ベクトルe(m)の絶対値を演算し、平均振幅算出部65は(4)式及び(10)式により前方既知信号101の平均振幅値r1(m)を算出し、振幅補間値算出部66は(9)式によりｎ番目のサンプル点における振幅変動推定値ｒ(m,n)を補間演算する。補正信号作成部６７はｎ番目のサンプル点における位相シフト推定値θ(m,n)および振幅変動推定値ｒ(m,n)を入力され、フェージング変動(位相、振幅)を補正する為の補正信号CSを作成して出力する。
【００５９】
・付記
（付記１） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信し、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６０】
（付記２） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択し、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６１】
（付記３） 前記平均値を減衰し、減衰により得られた値に基いてマルチパス環境におけるフェージング変動を補正する、
ことを特徴とする付記2記載のOFDM受信方法。
（付記４） 受信電力が設定電力値を超える指向性アンテナのうちドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する、
ことを特徴とする付記1記載のOFDM受信方法。
（付記５） 移動体が設定速度以下の低速移動時に各指向性アンテナの受信信号を合成し、かつ、フェージング補正を停止し、
設定速度以上の高速移動時には受信電力及びまたはドップラ分散に基いて指向性アンテナを選択して前記フェージング補正を行う、
ことを特徴とする付記2乃至４記載のOFDM受信方法。
【００６２】
（付記６） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、それぞれを独立のブランチのアンテナとし、
ブランチ毎にアンテナ受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正し、
各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。
【００６３】
（付記７） 前記受信信号と既知信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記1乃至6記載のOFDM受信方法。
（付記８） 前記受信信号と1OFDMシンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記1乃至6記載のOFDM受信方法。
【００６４】
（付記９） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信するOFDM信号受信部、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６５】
（付記１０） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動体に設けられた指向方向が異なる複数の指向性アンテナ、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択する指向性アンテナ選択部、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６６】
（付記１１） 前記平均値に減衰係数を乗算して減衰する減衰部、
を備え、該減衰された前記平均値に基いてマルチパス環境におけるフェージング変動を補正する、
ことを特徴とする付記１０記載のOFDM受信装置。
（付記１２） 指向性アンテナの受信信号電力を測定する受信電力測定部を備え、
前記指向性アンテナ選択部は、受信電力が設定電力値を超える指向性アンテナのうちドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する、
ことを特徴とする付記1０記載のOFDM受信装置。
【００６７】
（付記１３） 前記ドップラ分散が最小となる指向性アンテナは、指向方向が移動体の移動方向と一致するアンテナである、
ことを特徴とする付記12記載のOFDM受信装置。
（付記１４） 移動体の速度と設定速度を比較する速度比較部を備え、
前記指向性アンテナ選択部は、設定速度以下の低速移動時、各指向性アンテナの受信信号を合成し、設定速度以上の高速移動時、受信電力及びまたはドップラ分散に基いて指向性アンテナを選択し、
フェージング変動補正部は低速移動時にフェージング補正を停止し、高速移動時に前記フェージング補正を行う、
ことを特徴とする付記１０乃至１３記載のOFDM受信装置。
【００６８】
（付記１５） 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動体に設けられ、それぞれを別のブランチを構成する指向方向が異なる複数の指向性アンテナ、
ブランチ毎にアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成するダイバーシチ合成部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
【００６９】
（付記１６） 前記フェージング変動算出部は、前記受信信号と既知信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記９乃至１５記載のOFDM受信装置。
（付記１７） 前記フェージング変動算出部は、前記受信信号と1OFDMシンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする付記９乃至１５記載のOFDM受信装置。
【００７０】
【発明の効果】
本発明によれば、マルチパス環境（パス数、遅延プロファイル）そのものを推定しないため、簡易な構成でキャリア干渉ICIの抑圧ができ、受信特性を改善することができる。
又、本発明によれば、フェージング変動を補正する手段および受信FFT演算部の間に減衰係数を付加する手段を設けるようにしたから、理想的な指向性を有しないアンテナを用いても相応の効果を奏することができる。
【００７１】
又、本発明によれば、設定電力以上の受信電力を発生する指向性アンテナが複数存在する場合には、ドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択するようにしたから、受信電力を大きく維持しながらキャリア干渉ICI によるエラーフロアを低減させ、特性改善を実現することができる。
又、本発明によれば、移動速度を検出する手段を設け、設定速度より低速移動時には各セクタアンテナ（指向性アンテナ）の受信信号を合成し、一方、高速移動時には受信電力及びまたはドップラ分散を考慮して選択したセクタアンテナ（指向性アンテナ）のみの受信信号を用いてマルチフェージング補正を行うようにしたから、電波到来方向に偏りがない環境下の低速移動時において、電力効率の向上を図ることができる。又、アンテナ切替を有するシステムであっても低速時にアンテナ切替を避けることができ、アンテナ切替にともなう特性劣化を無くすことができる。
【００７２】
又、本発明によれば、3600全方向から電波が到来する環境においてｎ個の（3600/n）指向性アンテナを移動体に配置する場合、例えば、２つの180 °指向性アンテナを移動体の前方、後方に配置する場合、前方アンテナおよび後方アンテナをそれぞれ独立のブランチとして2 ブランチダイバーシチを構成としたから、アンテナ切替を省略し、特性劣化のないダイバーシチ受信を実現できる。
又、本発明によれば、各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値を算出するために、時間的に分散された既知信号あるいはガードインターバルのコピー信号を用いて相互相関値を算出し、得られた相互相関ベクトルの振幅および位相値を各パスのフェージング変動（位相変動、振幅変動）の平均値とし、該平均値を用いてマルチフェージングを補正するようにしたから、マルチパスフェージング環境下であっても簡易な構成でフェージング補正を実現し、かつ特性改善を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】指向性の有無におけるドップラスペクトルある。
【図２】オムニアンテナを使用した場合におけるドップラ変動の影響説明図である。
【図３】フェージング補正説明図ある。
【図４】オムニアンテナを使用した場合におけるマルチパスの位相変動説明図である。
【図５】指向性アンテナを使用した場合におけるマルチパスの位相変動説明図である。
【図６】フェージング補正の効果説明図である。
【図７】第1実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図８】Ｃ／Ｎ対BER特性である。
【図９】指向性アンテナのアンテナ利得パターン例である。
【図１０】 1800指向性アンテナの指向特性が理想的でない場合おけるドップラスペクトルである。
【図１１】第２実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１２】減衰係数対BER特性である。
【図１３】指向性アンテナのドップラ分散Δ説明図である。
【図１４】第３実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１５】移動速度とドップラ分散の関係である。
【図１６】第４実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図１７】ダイバーシチ構成の一例である。
【図１８】第5実施例のダイバーシチ構成を有するOFDM装置の構成図である。
【図１９】アンテナ切替による特性劣化説明図である。
【図２０】第６実施例のOFDM受信装置の構成図である。
【図２１】変動平均シフト量算出部の構成図である。
【図２２】変動平均シフト量算出部の動作説明図である。
【図２３】マルチキャリア伝送方式の説明図である。
【図２４】直交周波数分割多重方式の説明図である。
【図２５】ガードインターバル説明図である。
【符号の説明】
111〜114 指向性アンテナ
121〜124 無線受信部
13 アンテナ切替部
14 受信電力測定部
15 アンテナ選択部
16 直交復調部
17 ガードインターバル除去部
18 ガードインターバル除去部
19 フェージング補償部
20 FFT演算部
Claims (10)
- 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信し、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。 - 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択し、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。 - 前記平均値を減衰し、減衰により得られた値に基いてマルチパス環境におけるフェージング変動を補正する、
ことを特徴とする請求項2記載のOFDM受信方法。 - 受信電力が設定電力値を超える指向性アンテナのうちドップラ分散が最小となる指向性アンテナを選択する、
ことを特徴とする請求項1記載のOFDM受信方法。 - 移動体が設定速度以下の低速移動時に各指向性アンテナの受信信号を合成し、かつ、フェージング補正を停止し、
設定速度以上の高速移動時には受信電力及びまたはドップラ分散に基いて指向性アンテナを選択して前記フェージング補正を行う、
ことを特徴とする請求項2乃至４記載のOFDM受信方法。 - 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信方法において、
指向方向が異なる複数の指向性アンテナを移動体に設け、それぞれを独立のブランチのアンテナとし、
ブランチ毎にアンテナ受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出し、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正し、
各ブランチのFFT処理結果をダイバーシチ合成する、
ことを特徴とするOFDM受信方法。 - 前記受信信号と既知信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする請求項1乃至6記載のOFDM受信方法。 - 前記受信信号と1OFDMシンボル時間前の受信信号との相関を演算し、得られた相関ベクトルに基づいてマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出する、
ことを特徴とする請求項1乃至6記載のOFDM受信方法。 - 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動方向あるいは移動方向と逆方向に指向性を持たせてOFDM信号を受信するOFDM信号受信部、
該受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。 - 直交周波数分割多重(OFDM)された信号を受信し、該受信信号にFFT処理を施して送信データを復調するOFDM受信装置において、
移動体に設けられた指向方向が異なる複数の指向性アンテナ、
該移動体の移動に伴って発生するドップラ変動が正または負の一定方向となるように指向性アンテナを選択する指向性アンテナ選択部、
該選択したアンテナの受信信号を用いてFFT処理前にマルチパス環境におけるフェージング変動の平均値を算出するフェージング変動算出部、
該平均値に基いて該フェージング変動を補正するフェージング変動補正部、
フェージング補正された信号にFFT処理を施すFFT演算部、
を備えたことを特徴とするOFDM受信装置。
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