JP3675389B2 - スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 - Google Patents
スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3675389B2 JP3675389B2 JP2001341990A JP2001341990A JP3675389B2 JP 3675389 B2 JP3675389 B2 JP 3675389B2 JP 2001341990 A JP2001341990 A JP 2001341990A JP 2001341990 A JP2001341990 A JP 2001341990A JP 3675389 B2 JP3675389 B2 JP 3675389B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switch element
- circuit
- power supply
- switching power
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えばプリンタやファクシミリなどにおいて、待機時、すなわち印刷動作を行っていない時の消費電力を少なくすることへの要求が増えてきている。その１つとして、プリンタやファクシミリに使用される電源装置自身の待機時、すなわち軽負荷時の消費電力を少なくすることが求められている。
【０００３】
しかしながら、一般的なＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が増加するという性質を持っており、そのままでは軽負荷時の消費電力の低減は望めない。
【０００４】
これに対して、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置における軽負荷時の消費電力を低減するためのスイッチング電源装置が、特開平７−６７３３５号公報に開示されている。特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子の制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を有することによって、第１のスイッチ素子のターンオンを遅らせてスイッチング周波数が一定以上にならないようにして、軽負荷時の消費電力を低減している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置においては、スイッチング周波数が一定以上にならないようにするだけでは、軽負荷時にスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を大幅に削減するということができないという問題がある。
【０００６】
また、スイッチング周波数が負荷の急激な変化に追従できないという問題がある。例えば、軽負荷時と重負荷時でスイッチング周波数が大きく変わるように設定されていると、軽負荷から重負荷に負荷が急変した場合、負荷の変化にスイッチング周波数が追従できずに、出力の低下や電源の停止が起きる可能性がある。このため、軽負荷時においてもスイッチング周波数を大幅に低下させることができないという問題がある。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を削減することのできるスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に設けられた制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバックする出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置において、前記制御回路は、オン状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子のオフ期間が軽負荷になるほど長くなるように制御する制御するオフ期間制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第２のスイッチ素子をＮＰＮ型のトランジスタまたはｎチャンネルＦＥＴとしたことを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のスイッチ素子の制御電圧が所定範囲を超えないようにするリミット回路を有し、該リミット回路は前記第２のスイッチ素子を含んで構成されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に設けられて前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて時定数が制御される時定数回路を有し、前記出力電圧検出回路が前記フィードバック信号を一定もしくはほぼ一定に保つ負帰還回路を有することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記ターンオフ回路が、前記オフ期間制御回路による前記第１のスイッチ素子のターンオンが遅延する期間が短いほど前記第１のスイッチ素子のオン期間を長くするオン期間延長回路を有することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子の制御端子に接続されて、オンすることによって前記第１のスイッチ素子をターンオフさせる第３のスイッチ素子を有し、前記オン期間延長回路が、前記第３のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に逆方向に充電されたあとで前記第１のスイッチ素子のオフ期間の長さに応じて放電され、前記第１のスイッチ素子のオン期間に前記第３のスイッチ素子をオンさせる電圧まで順方向に充電されるコンデンサを有することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記制御回路の有する前記オフ期間制御回路および前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて、前記ターンオフ回路のターンオフを行うタイミングを早めるように構成されたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号を受信して軽負荷であるほど大きな電流を流すフォトトランジスタを有し、前記フォトトランジスタを流れる電流がオン期間遅延回路の前記コンデンサを充電するように前記フォトトランジスタのエミッタが前記オン期間遅延回路に接続されていることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記制御回路が、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に制御電圧を供給する電圧供給回路を有することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２０】
このように構成することにより、本発明のスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置においては、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のスイッチング電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、スイッチング電源装置１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、一次巻線Ｎ１に直列に接続された入力電源である直流電源ＶｃｃおよびＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ素子Ｑ１と、二次巻線Ｎ２と出力端子Ｐｏの間に接続された整流回路２と、出力端子Ｐｏに接続された出力電圧検出回路３と、帰還巻線Ｎ３と第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子であるゲートの間に設けられた制御回路４から構成されている。
【００２２】
整流回路２は二次巻線Ｎ２に直列に接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードとグランドとの間に接続された平滑用のコンデンサＣ１から構成されている。
【００２３】
出力電圧検出回路３は、出力端子Ｐｏとグランドとの間に接続された、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲからなる直列回路および抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３からなる直列回路と、シャントレギュレータＳＲに並列に接続されたフォトダイオードＰＤ１およびツェナーダイオードＤ４の直列回路から構成されている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュレータＳＲの制御端子に接続されている。
【００２４】
制御回路４は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されたターンオフ回路５と、帰還巻線Ｎ３の一端と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートの間に直列に接続されたコンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６と、コンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６の接続点と直流電源Ｖｃｃの一端および他端との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５から構成されている。抵抗Ｒ４は起動抵抗である。
【００２５】
このうち、ターンオフ回路５は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートとソースにコレクタとエミッタがそれぞれ接続された第３のスイッチ素子であるＮＰＮ型のトランジスタＱ２と、帰還巻線Ｎ３の一端とトランジスタＱ２の制御端子であるベースとの間に接続されたダイオードＤ３と抵抗Ｒ６からなる直列回路と、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ３から構成されている。
【００２６】
また、オフ期間制御回路６は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース−コレクタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に接続されたコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３の制御端子であるベースと直流電源Ｖｃｃの他端（グランド）との間に接続された抵抗Ｒ８から構成されている。フォトトランジスタＰＴ１は出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１とともにフォトカプラを構成している。
【００２７】
このように構成されたスイッチング電源装置１において、オン状態にあった第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２から整流回路２を介して出力端子Ｐｏに接続された負荷に電流が流れる。そして、二次巻線Ｎ２から整流回路２に流れる電流がなくなった後、オフ期間制御回路６のトランジスタＱ３がオンするとトランジスタＱ３のエミッタに生じている電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに加えられることによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が閾値を超えて第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。それによって帰還巻線Ｎ３に生じた順方向（ダイオードＤ３が順バイアスとなる方向）の電圧によってダイオードＤ３、抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ３に電流が流れ込み、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電の時定数は抵抗Ｒ６および抵抗Ｒ７の抵抗値とコンデンサＣ３の容量値で決定される。充電によってコンデンサＣ３の両端電圧が所定の値に達すると、トランジスタＱ２がオンして第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間を短絡するため第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。これを繰り返すことによって出力端子Ｐｏから負荷に所定の電圧値で電流を供給することができる。
【００２８】
なお、ターンオフ回路５にはダイオードＤ３が設けられているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフになって帰還巻線Ｎ３に逆方向（ダイオードＤ３が逆バイアスとなる方向）の電圧が発生したときには、コンデンサＣ３にはいずれの方向に充電するような電圧も印加されない。そのためコンデンサＣ３に充電されていた電荷は抵抗Ｒ７を介してのみ放電され、コンデンサＣ３の両端電圧は一定時間後には０Ｖとなる。そして、帰還巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスとなる電圧が発生するときにはコンデンサＣ３の両端電圧の初期値は０Ｖとなっているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンして帰還巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスとなる電圧が発生してからコンデンサＣ３の両端電圧が所定の値に達するまでの時間は常に一定である。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンしてからターンオフするまでの期間（オン期間）も一定となる。
【００２９】
次に、出力電圧検出回路３とオフ期間制御回路６の動作について説明する。出力電圧検出回路３において、フォトダイオードＰＤ１はシャントレギュレータＳＲとツェナーダイオードＤ４の直列接続回路に並列に接続されているために、出力端子Ｐｏの電圧が高くてシャントレギュレータＳＲがオン状態にあるときには発光せず、電圧が低下してシャントレギュレータＳＲがオフ状態になると発光する。フォトダイオードＰＤ１が発光するとオフ期間制御回路６のフォトトランジスタＰＴ１が導通する。フォトトランジスタＰＴ１が導通するとトランジスタＱ３が導通し、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。逆に言えば、トランジスタＱ３が非導通の間は第１のスイッチ素子Ｑ１はターンオンが遅延させられてターンオンできない。そこで、この第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが遅延させられる期間をターンオン遅延期間という。
【００３０】
出力端子Ｐｏの電圧は、二次巻線Ｎ２から電流が流れ始める時が最も高く、電流が流れてトランスＴに蓄えられている磁気エネルギーが減少するにしたがってしだいに低下する。電圧が低下する速さは出力端子Ｐｏに接続される負荷の軽重に依存し、軽負荷時ほど電圧は遅く低下する。出力端子Ｐｏの電圧の低下が遅いとフォトダイオードＰＤ１の発光も遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。
【００３１】
逆に重負荷時には、出力端子Ｐｏの電圧が早く低下するためにフォトダイオードＰＤ１も早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００３２】
図２に、本発明のスイッチング電源装置１における負荷電力とスイッチング周波数との関係を、通常のＲＣＣ方式の場合と比較して示す。負荷電力が大きいということは重負荷であるということを示す。図２に示すように、スイッチング電源装置１においては、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を一定としてオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００３３】
図３に、本発明のスイッチング電源装置の別の実施例の回路図を示す。図３において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００３４】
図３において、スイッチング電源装置１０は、図１のスイッチング電源装置１における制御回路４に代えて制御回路１１を有している。また、制御回路１１においてターンオフ回路５に代えてターンオフ回路１２を有している。ターンオフ回路１２においてはターンオフ回路５におけるダイオードＤ３が省かれている。
【００３５】
ここで、図４に、スイッチング電源装置１０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの時関変化を示し、これを参照してスイッチング電源装置１０の動作について説明する。
【００３６】
スイッチング電源装置１０において、コンデンサＣ３に充電された電圧によってＶｂｅが上昇してトランジスタＱ２がオンすることによって第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフして二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れるようになると、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３が逆方向になる。これによってコンデンサＣ３にはそれまでとは逆方向の電圧が印加され、トランジスタＱ２をオンするために充電された電荷を放電するだけでなく逆方向に充電される。すなわちトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが負になる。なお、トランジスタＱ２は第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるために一瞬オンするだけであり、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの低下とともにすぐにオフになる。
【００３７】
二次巻線Ｎ２から整流回路２への電流がなくなると帰還巻線Ｎ３の電圧は振動しながら０Ｖへと収束していき、それとともにコンデンサＣ３の電荷も抵抗Ｒ７を介して放電され、コンデンサＣ３の負の方向の両端電圧がなだらかに低下する。すなわちトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅがなだらかに０Ｖに近づく。
【００３８】
そして、出力端子Ｐｏの電圧が所定の値以下となって、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３が順方向となって、コンデンサＣ３の順方向の充電が再び始まる。このとき、出力端子Ｐｏに接続された負荷が軽負荷で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅延期間が長い場合は、コンデンサＣ３の放電時間が長いために、コンデンサＣ３の負の方向の両端電圧は小さくなっている。逆に、負荷が重負荷で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅延期間が短い場合は、コンデンサＣ３の放電時間が短いために、コンデンサＣ３の逆方向の両端電圧はあまり小さくなっていない。
【００３９】
この状態からコンデンサＣ３を順方向に充電する場合、初期値としての逆方向の電圧が小さいほど順方向で所定の両端電圧に達するまでの時間が短くなる。そのため、コンデンサＣ３の両端電圧が所定の値になってトランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフするまでの時間は、軽負荷になるほど短くなり、重負荷になるほど長くなる。これは、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が、負荷が軽いほど短くなり、負荷が重いほど長くなることを意味する。すなわち、ターンオフ回路１２自身がオン期間延長回路の機能を備えていることになる。
【００４０】
このように、スイッチング電源装置１０においては、負荷が軽いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなってオン期間が短くなり、負荷が重いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなってオン期間が長くなる。ただ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間はオフ期間に比べて短いため、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなるという点はスイッチング電源装置１の場合と同じである。したがって、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができ、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００４１】
また、スイッチング電源装置１０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７、コンデンサＣ３の時定数に依存する。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフの時期はコンデンサＣ３の電圧がトランジスタＱ２のオン電圧に達する事によって決定される。ところで、負荷が必要以上に大きくなると、出力電圧は低下し始める。出力電圧が低下するとＣ３の放電量が減少するため、オン期間は減少する。従って、過電流が流れる程度以上の重負荷では、負荷が重くなるほどオン期間が縮まり、「フ」の字の過電流保護が働く。
【００４２】
図５に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４３】
図５において、スイッチング電源装置２０は、図３のスイッチング電源装置１０おける制御回路１１に代えて制御回路２１を有している。また、制御回路２１においてオフ期間制御回路６に代えてオフ期間制御回路２２を有している。
【００４４】
オフ期間制御回路２２は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のベースの間に接続された抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１１に並列に接続されたフォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【００４５】
このように構成されたスイッチング電源装置２０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下して出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１が発光すると、オフ期間制御回路２２のフォトトランジスタＰＴ１が導通し、これと抵抗Ｒ１１を介してベースに電流が流れ込むことによってトランジスタＱ４がオンし、それによってトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。なお、Ｒ１０は起動時にトランジスタＱ４をオンするための起動抵抗である。
【００４６】
図３に示したスイッチング電源装置１０の場合と同様に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光が遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短くなり、それ以上にオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が長くなり、それ以上にオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００４７】
このように、スイッチング電源装置２０においては、スイッチング電源装置１や１０の場合と同様に、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００４８】
また、トランジスタＱ３のベースとグランドとの間にトランジスタＱ４を設けることによって、図１や図３のスイッチング電源装置１や１０に比べてトランジスタＱ３のターンオン、ターンオフのスピードアップを図ることができる。
【００４９】
すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンは単位時間当たりにゲートにチャージされる電荷量でスピードが決まるため、トランジスタＱ３のターンオンが速いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。しかしながら、フォトトランジスタＰＴ１の立ち上がり、立ち下がり時間は一般のトランジスタに比べて非常に長いために、スイッチング電源装置１や１０ではトランジスタＱ３が能動領域で動作する期間が長く、Ｑ１のスイッチングロスが大きくなる。これに対して、スイッチング電源装置２０ではトランジスタＱ４は能動領域で動作する時間が長いが、トランジスタＱ３は短くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチング損が低減できる。
【００５０】
図６に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図５と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５１】
図６において、スイッチング電源装置３０は、図５のスイッチング電源装置２０おける出力電圧検出回路３に代えて出力電圧検出回路３１を有している。また、制御回路２１に代えて制御回路３２を有している。さらに、制御回路３２において、制御回路２１では備えていた抵抗Ｒ５が省かれるとともに、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続され、さらにオフ期間制御回路２２に代えてオフ期間制御回路３３を有している。なお、抵抗Ｒ５や抵抗Ｒ２１は、直流電源Ｖｃｃの出力電圧が低下したときに第１のスイッチ素子がスイッチング動作を行わないようにして、第１のスイッチ素子に過大な電流が流れて破損するのを防止するためのものである。
【００５２】
出力電圧検出回路３１は、出力電圧検出回路３におけるダイオードＤ２、ツェナーダイオードＤ４を省き、フォトダイオードＰＤ１を抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲの間に直列に接続して構成されている。
【００５３】
オフ期間制御回路３３は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタ−ベース間に接続されたコンデンサＣ６と、直流電源Ｖｃｃの一端（一次巻線Ｎ１の一端）とトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１３と、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【００５４】
このように構成されたスイッチング電源装置３０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下すると出力電圧検出回路３１のフォトダイオードＰＤ１の発光が停止する。これによって、オフ期間制御回路３３のフォトトランジスタＰＴ１の導通が遮断されるため、抵抗Ｒ１３を介してベースに流れ込む電流によってトランジスタＱ４が導通し、トランジスタＱ３のベース電圧が低下してオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。
【００５５】
一方、トランジスタＱ２がオンすることによって第１のスイッチ素子Ｑ１がオフすると、帰還巻線Ｎ３に逆方向の電圧が発生し、コンデンサＣ６を放電させ、トランジスタＱ３をオフにする。さらに、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフによって二次側への電力供給が始まり、トランスの端子電圧が反転するため、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに正の電圧が供給できず第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできなくなる。
【００５６】
図１、図４および図５に示したスイッチング電源装置１、１０、２０の場合とは逆に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光停止が遅くなる。そのため、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光停止し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。これによって、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００５７】
このように、スイッチング電源装置３０においては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００５８】
図７に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図５と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５９】
図７において、スイッチング電源装置４０は、図５のスイッチング電源装置２０おける制御回路２１に代えて制御回路４１を有している。また、制御回路４１において、制御回路２１では備えていた抵抗Ｒ５が省かれるとともに、図６のスイッチング電源装置３０の場合と同様に第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続され、さらにオフ期間制御回路２２に代えてオフ期間制御回路４２および電圧供給回路４３を有している。
【００６０】
オフ期間制御回路４２は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１１と、フォトトランジスタＰＴ１と、フォトトランジスタＰＴ１のエミッタとトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１２から構成されている。
【００６１】
電圧供給回路４３は、帰還巻線Ｎ３の一端と他端との間に接続されたダイオードＤ６とコンデンサＣ７の直列回路から構成されている。ダイオードＤ６とコンデンサＣ７の接続点は、オフ期間制御回路４２のフォトトランジスタＰＴ１のコレクタに接続されている。すなわち、電圧供給回路４３はオフ期間制御回路４２に制御電圧を供給している。なお、ここでは、電圧供給回路４３から供給される電圧は、オフ期間制御回路４２の全体を駆動するための電圧ではなく、出力電圧検出回路からのフィードバック信号を受けるフォトトランジスタＰＴ１のための駆動電圧であるため、オフ期間制御回路４２のための制御電圧という表現を用いている。
【００６２】
このように構成されたスイッチング電源装置４０において、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンしているときに帰還巻線Ｎ３に発生する順方向の電圧によってコンデンサＣ７が充電される。そして、出力端子Ｐｏの電圧が低下して出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１が発光すると、オフ期間制御回路４２のフォトトランジスタＰＴ１が導通するため、コンデンサＣ７からフォトトランジスタＰＴ１と抵抗Ｒ１２を介してベースに流れ込む電流によってトランジスタＱ４がオンし、それによってトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。
【００６３】
図１、図３、図５に示したスイッチング電源装置１、１０、２０の場合と同様に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光が遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００６４】
また、図５に示したスイッチング電源装置２０の場合とは異なり、フォトダイオードＰＴ１に流す電流を電圧供給回路４３から供給しているため、重負荷時におけるリンギング中（帰還巻線Ｎ３の両端電圧が振動している時）でも安定した電流でトランジスタＱ４をオンすることができ、誤動作を防ぐことができる。
【００６５】
このように、スイッチング電源装置４０においては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００６６】
図８に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６７】
図８において、スイッチング電源装置５０は、図１のスイッチング電源装置１おける出力電圧検出回路３に代えて出力電圧検出回路５１を有している。出力電圧検出回路５１においては、出力電圧検出回路３における抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲの接続点と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点との間に、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ８の直列回路からなる負帰還回路５２が接続されている。コンデンサＣ４とフォトトランジスタＰＴ１によって時定数回路が構成されている。また、オフ期間制御回路６のコンデンサＣ４を時定数のコンデンサとして用いるため、その容量を大きくしている。
【００６８】
このように構成されたスイッチング電源装置５０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すことによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況において、出力電圧検出回路５１に負帰還回路５２があるために、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコンデンサＣ４の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後にトランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
【００６９】
すなわち、スイッチング電源装置１では出力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま依存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイッチング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の値になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なかった）のに対して、スイッチング電源装置５０では負帰還回路５２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１のオン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。そのため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ任意に設定できる。
【００７０】
図９に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００７１】
図９において、スイッチング電源装置６０は、図６のスイッチング電源装置３０おける出力電圧検出回路３１に代えて出力電圧検出回路６１を有している。出力電圧検出回路６１においては、出力電圧検出回路３１におけるフォトダイオードＰＤ１とシャントレギュレータＳＲの接続点と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点との間に、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ９の直列回路からなる負帰還回路６２が接続されている。また、スイッチング電源装置３０における制御回路３２に代えて制御回路６３を有している。また、制御回路６３において、オフ期間制御回路３３に代えてオフ期間制御回路６４を有している。オフ期間制御回路６４においては、抵抗Ｒ１３およびフォトトランジスタＰＴ１とともに時定数回路を構成するためのコンデンサＣ１０がフォトトランジスタＰＴ１に並列に設けられている。
【００７２】
このように構成されたスイッチング電源装置６０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すことによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況において、出力電圧検出回路６１に負帰還回路６２があるために、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコンデンサＣ１０の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後にトランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
【００７３】
すなわち、スイッチング電源装置３０では出力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま依存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイッチング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の値になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なかった）のに対して、スイッチング電源装置６０では負帰還回路６２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１のオン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。そのため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ任意に設定できる。
【００７４】
また、フォトダイオードＰＤ１が発光せず、フォトトランジスタＰＴ１が高インピーダンスであるときに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするため、起動回路を容易に構成することができるというメリットもある。
【００７５】
図１０に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００７６】
図１０において、スイッチング電源装置８０は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回路６３に代えて制御回路８１を有している。また、制御回路８１において、オフ期間制御回路６４に代えてオフ期間制御回路８２を有している。そして、抵抗Ｒ４は削除されている。
【００７７】
オフ期間制御回路８２において、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８が設けられている。トランジスタＱ８のコレクタはコンデンサＣ２に接続され、エミッタは第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続され、ベースは抵抗Ｒ２０を介して直流電源Ｖｃｃの一端に接続されている。また、トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ９のベースに接続されており、トランジスタＱ９のコレクタはトランジスタＱ８のベースに接続され、エミッタは直流電源Ｖｃｃの他端に接続されている。トランジスタＱ９のベースは抵抗Ｒ１８を介して直流電源Ｖｃｃの一端に、抵抗Ｒ１９を介して直流電源Ｖｃｃの他端にそれぞれ接続されている。そして、トランジスタＱ８のベースはツェナーダイオードＤ８を介して直流電源Ｖｃｃの他端に接続されている。
【００７８】
以下、第２のスイッチ素子としてＰＮＰ型のトランジスタを用いている図９のスイッチング電源装置６０と比較することによって、スイッチング電源装置８０の作用効果について説明する。
【００７９】
まず、スイッチング電源装置６０においては、起動条件は次の式の通りである。
ｖｃｃ×ｒａ／（ｒ４＋ｒａ）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｖｃｃは直流電源Ｖｃｃの電圧、ｒａは抵抗Ｒ９とＲ２１の並列抵抗値、ｒ４は抵抗Ｒ４の抵抗値、Ｖｔｈ（Ｑ１）は第１のスイッチング素子Ｑ１のしきい値電圧である。なお、トランジスタＱ３、Ｑ４での電圧降下は無視している。
【００８０】
ここで、抵抗Ｒ９の値はトランジスタＱ３のスイッチング速度に影響し、これが大きいほどトランジスタＱ３のベース電流が小さくなり、それによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートへの電流供給量も少なくなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなる。第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなるとスイッチング損失が増大するために、抵抗Ｒ９の値はあまり大きくできない。そして、抵抗Ｒ９の値を大きくできないと、起動条件を満たすために抵抗Ｒ４の値も大きくできない。抵抗Ｒ４は起動抵抗であるため、この値を大きくできないということは、抵抗Ｒ４での損失を小さくすることができないということを意味する。
【００８１】
一方、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８を用いたスイッチング電源装置８０の場合は、起動条件は次の式のようになる。
ｖｃｃ×ｒ２１／（ｒ２０＋ｒ２１）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｒ２１は抵抗Ｒ２１の抵抗値である。
【００８２】
この場合、Ｒ２１は直流電源Ｖｃｃの出力電圧が低下したときに第１のスイッチ素子Ｑ１がスイッチング動作をするのを防止するための抵抗であるため、抵抗値を高くすることができ、それに応じて抵抗Ｒ４の抵抗値も高くすることができる。その結果、抵抗Ｒ４での損失を小さくすることができる。
【００８３】
このように、スイッチング電源装置８０においては、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８を用いることによって、損失の低減を図ることができる。
【００８４】
なお、スイッチング電源装置８０はスイッチング電源装置６０において第２のスイッチ素子にＮＰＮ型のトランジスタを用いたものであるが、図１、図３、図５、図７〜図９に示したスイッチング電源装置１、１０、２０、４０、５０、６０において第２のスイッチ素子にＮＰＮ型のトランジスタを用いたものでも同様の作用効果を奏するものである。
【００８５】
ところで、図１０のスイッチング電源装置８０においては、第２のスイッチ素子であるトランジスタＱ８のベースと直流電源Ｖｃｃの他端との間にツェナーダイオードＤ８が接続されている。このツェナーダイオードＤ８はトランジスタＱ８とともにリミット回路を構成しており、これによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧（制御電圧）が所定範囲を超えないように制限している。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は最大でも
Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ８）−Ｖｂｅ（Ｑ８）
に制限される。ここで、Ｖｇｓ（Ｑ１）は第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｚ（Ｄ８）はツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧、Ｖｂｅ（Ｑ８）はトランジスタＱ８のベース・エミッタ間電圧である。そのため、ワールドワイド入力のような入力電圧の範囲が広い場合においても、第１のスイッチング素子の制御電圧が所定範囲を超えるのを防止することができる。
【００８６】
図１１に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１１において、図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００８７】
図１１において、スイッチング電源装置６５は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回路６３に代えて制御回路６６を有している。そして、制御回路６６において、オフ期間制御回路６４に代えてオフ期間制御回路６７を、ターンオフ回路１２に代えてターンオフ回路６８を備えている。オフ期間制御回路６７およびターンオフ回路６８のオフ期間制御回路６４およびターンオフ回路１２からの変更点は、オフ期間制御回路６７のフォトトランジスタＰＴ１のエミッタがターンオフ回路６８のトランジスタＱ２のベースに接続されていることだけである。
【００８８】
このように構成されたスイッチング電源装置６５の動作について以下に説明する。
【００８９】
まず、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、時定数回路を構成するコンデンサ１０の端子間電圧が徐々に上昇しているときに、フォトトランジスタＰＴ１を流れる電流はトランジスタＱ２のベースに接続されているコンデンサＣ３の順方向の充電電流となる。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間に、出力電圧検出回路６１からのフィードバック信号に基づいて、ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミングを早めるように構成されている。
【００９０】
軽負荷であるほど出力電圧の低下が遅く、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が多いため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が小さく、コンデンサＣ１０の充電電流が少なく、逆にフォトトランジスタＰＴ１を介するコンデンサＣ３の充電電流が多い。そのため、コンデンサＣ３は第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの間にある程度まで充電される。そして、コンデンサＣ１０の充電が進んで端子間電圧が所定の値まで上昇するとトランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。第１のスイッチ素子Ｑ１がオンになると、帰還巻線Ｎ３から抵抗Ｒ６を介して流れ込む電流によってコンデンサＣ３が充電されるが、コンデンサＣ３はすでにある程度まで充電されているために、コンデンサＣ３の端子間電圧はすぐにトランジスタＱ２をオンさせるレベルに達し、トランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。このように、軽負荷時には第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの時にフォトトランジスタＰＴ１を流れる電流によってコンデンサＣ３が充電されるために、ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミングが早められ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短縮される。このように、軽負荷時には第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、逆にオン期間は短くなる。
【００９１】
一方、定格負荷の時には、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が少なくなるため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が少し大きくなり、コンデンサＣ１０の充電電流が増え、逆にフォトトランジスタＰＴ１を介してのコンデンサＣ３の充電電流が少なくなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短縮され、逆にオン期間が長くなる。
【００９２】
そして、重負荷時には、フォトダイオードＰＤ１にはほとんど電流が流れないため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値はかなり大きくなり、その結果としてコンデンサＣ１０はほぼ一定に保たれ、トランジスタＱ４、Ｑ３は常にオン状態となる。また、フォトトランジスタＰＴ１を介してコンデンサＣ３を充電する電流はほとんどなくなる。この状態においては、オフ期間制御回路６７は実質的に動作しないため、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギーが二次巻線Ｎ２から電流として流れ出し終わると、帰還巻線Ｎ３に発生するキック電圧によって第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、一次巻線Ｎ１に電流が流れ始める。すなわち、重負荷時には通常のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置と同様に電流臨界モードで動作するようになる。
【００９３】
以上のように、スイッチング電源装置６５においては、軽負荷時にオフ期間を制御すると同時にオン期間の制御も行うことができる。また、重負荷時には電流臨界モードで動作させることができるために、スイッチング電源装置６０のような常に電流不連続モードで動作するスイッチング電源装置に比べて、電流の休止期間がない分だけ電流が流れる期間における電流ピークを抑制することができる。スイッチング電源装置内部での損失は、重負荷時にはスイッチング損失よりも導通損失の方が支配的になるため、重負荷時ににはスイッチング電源装置６５の方がスイッチング電源装置６０よりも損失が少なくなる。
【００９４】
図１２に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１２において、図１０と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００９５】
図１２において、スイッチング電源装置９０は、定電圧レギュレータ９１と直流電圧源９２を備えている。図１２において、Ａ点は直流電源Ｖｃｃの一端（一次巻線Ｎ１の一端）を、Ｂ点は帰還巻線Ｎ３の一端を、Ｃ点は直流電源Ｖｃｃの他端（帰還巻線Ｎ３の他端、グランド）を、Ｄ点は抵抗Ｒ１３、Ｒ１８およびＲ２０の接続点を意味している。なお、図１０においてはＤ点はＡ点に接続されていたものである。
【００９６】
まず、定電圧レギュレータ９１は、抵抗Ｒ２１およびＲ２２とトランジスタＱ１０とツェナーダイオードＤ９とダイオードＤ１０で構成されている。トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ２１を介してＡ点に接続され、ベースはツェナーダイオードＤ９を介してＣ点に接続され、エミッタはダイオードＤ１０を介してＤ点に接続されている。トランジスタＱ１０のベースは抵抗Ｒ２２を介してＡ点にも接続されている。このように構成することによって、トランジスタＱ１０のベース電圧はツェナーダイオードＤ９のツェナー電圧に定電圧化され、その結果トランジスタＱ１０のエミッタはベースより約０．６Ｖ低い値に定電圧化される。
【００９７】
一方、直流電圧源９２はダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１で構成された整流回路で、ダイオードＤ１１のカソードには帰還巻線Ｎ３に発生する電圧を整流したものが現れる。
【００９８】
そして、定電圧レギュレータ９１のトランジスタＱ１０のエミッタはダイオードＤ１０を介して直流電圧源９２のダイオード１１のカソードに接続されるとともにＤ点に接続されている。
【００９９】
スイッチング電源装置９０において、電源投入時には帰還巻線Ｎ３には電圧が発生していないために直流電圧源９２は機能せず、定電圧レギュレータ９１によって定電圧化された電圧がダイオードＤ１０を介してＤ点に供給される。そして、帰還巻線Ｎ３に電圧が発生して直流電圧源９２が機能し始めると、ダイオードＤ１１のカソード電圧がトランジスタＱ１０のエミッタ電圧よりも高くなるために、直流電圧源９２の出力電圧がＤ点に供給される。定電圧レギュレータ９１からＤ点に供給される電流は遮断される。すなわち、ダイオードＤ１０は直流電圧源９２から定電圧レギュレータ９１に電流が逆流するのを防止する機能を果たす。
【０１００】
このように構成されたスイッチング電源装置９０においては、電源投入時以外には起動抵抗である抵抗Ｒ１８には、直流電源Ｖｃｃより電圧値の低い直流電圧源９２からの電圧が印加される。そのため、直流電源Ｖｃｃから直接電圧が印加される場合に比べて消費電力を低減することができる。
【０１０１】
なお、このような定電圧レギュレータと直流電圧源を用いる構成は、上記のいずれの実施例においても適用可能で、スイッチング電源装置９０の場合と同様の作用効果を奏するものである。
【０１０２】
図１３に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１３において、図６および図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
図１３において、スイッチング電源装置７０は、図６のスイッチング電源装置３０における制御回路３２に代えて制御回路７１を、出力電圧検出回路３１に代えて出力電圧検出回路６１を有している。
【０１０４】
制御回路７１においては、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７と、コンデンサＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３と、電流源Ｉｃと、オペアンプＱ５およびＱ６と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と、トランジスタＱ７と、ＲＳフリップフロップ７２と、ドライブ段７３と、フォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【０１０５】
ここで、抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ１１からなる直列回路は帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接続されている。ダイオードＤ７とコンデンサＣ１２からなる整流回路も同じく帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接続されており、その出力はドライブ段７３を含む制御回路７１の各構成要素の電源となっている。抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ１１の接続点と基準電圧源Ｖｒｅｆ１は、それぞれオペアンプＱ５の非反転入力端子および反転入力端子に接続されている。電流源Ｉｃと基準電圧源Ｖｒｅｆ２は、それぞれオペアンプＱ６の非反転入力端子および反転入力端子に接続されている。オペアンプＱ５とＱ６の出力は、それぞれＲＳフリップフロップ７２のＲ端子とＳ端子に接続されている。ＲＳフリップフロップ７２のＱ端子はドライブ段７３を介して第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されている。トランジスタＱ７のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ１７を介してオペアンプＱ５の出力端子に接続されている。さらに、フォトトランジスタＰＴ１のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接地され、コレクタ・エミッタ間にはコンデンサＣ１３が接続されている。
【０１０６】
なお、抵抗Ｒ１７、コンデンサＣ１３、電流源Ｉｃ、オペアンプＱ５およびＱ６、基準電圧源Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２、トランジスタＱ７、ＲＳフリップフロップ７２、およびドライブ段７３は集積化されてＩＣ７４となっている。
【０１０７】
ここで、図１４に、スイッチング電源装置７０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、オペアンプＱ５の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｔｒｉｇと、オペアンプＱ６の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｆｂと、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧Ｖｇの時関変化を示し、これを参照してスイッチング電源装置７０の動作について説明する。
【０１０８】
スイッチング電源装置７０において、ＶｆｂがＶｒｅｆ２に達すると、ＲＳフリップフロップ７２がセットされ、ＶｇがＨレベルになり、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする（ｔ０）。
【０１０９】
第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると帰還巻線Ｎ３に順方向の電圧が発生し、それによってコンデンサＣ１１が充電され、Ｖｔｒｉｇが上昇する。ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆ１に達すると、ＲＳフリップフロップ７２がリセットされ、ＶｇがＬレベルになり、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする（ｔ１）。このとき、ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆに達するまでの時間は、ｔ０時点におけるＶｔｒｉｇが低いほど長くなる。また、トランジスタＱ７がオンすることによって、Ｖｆｂは０Ｖとなる。
【０１１０】
第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると二次側に電流が流れ始め、それによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇し、フォトダイオードＰＤ１が発光する。同時に帰還巻線Ｎ３には逆方向の電圧が発生し、コンデンサＣ１１を放電し、さらに逆方向に充電するため、Ｖｔｒｉｇは負の電圧になる。
【０１１１】
また、二次側に流れる電流がなくなる（ｔ２）と、帰還巻線Ｎ３の電圧はリンギングをはじめる。同時にＶｆｂは再び上昇をはじめ、Ｖｒｅｆ２に達した時点でｔ０に戻り、これを繰り返す。このとき、Ｖｆｂの上昇の傾きはフォトトランジスタＰＴ１によって決まる。負荷が軽いと、フォトダイオードＰＤ１が発光量が多くなるためＶｆｂの上昇も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間も長くなり、スイッチング周波数は低下する。
【０１１２】
なお、Ｖｔｒｉｇは図６に示したスイッチング電源装置３０におけるトランジスタＱ２のベース電圧と同様の働きをするため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長いとＶｔｒｉｇが上昇して０Ｖに近づくため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は短くなる。
【０１１３】
図１５に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１５において、電子装置の１つであるプリンタ１００は電源回路の一部として本発明のスイッチング電源装置１を使用している。
【０１１４】
プリンタ１００の印刷動作に関する部分は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時にはほとんど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置１を用いているために、待機時の電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【０１１５】
なお、図１５に示したプリンタ１００においては図１に示したスイッチング電源装置１を使用したが、図３または図５ないし図１３に示したスイッチング電源装置１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、７０、８０、９０を使用しても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【０１１６】
また、本発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置を含むものである。
【０１１７】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、オン状態の第１のスイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて第１のスイッチ素子のターンオンを軽負荷になるほど大きく遅延させるオフ期間制御回路を有する制御回路を備え、しかも、オフ期間制御回路が、帰還巻線と第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数を低下させることができ、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【０１１８】
また、本発明の電子装置によれば、本発明のスイッチング電源装置を用いることによって、効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置における負荷電力とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を示す回路図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置における各部の電圧の時間変化を示す波形図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１３】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１４】図１３のスイッチング電源装置における各部の電圧の時間変化を示す波形図である。
【図１５】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、７０、８０、９０…スイッチング電源装置
２…整流回路
３、３１、５１、６１…出力電圧検出回路
４、１１、２１、３２、４１、６３、６６、７１、８１…制御回路
５、１２、６８…ターンオフ回路
６、２２、３３、４２、６４、６７、８２…オフ期間制御回路
４３…電圧供給回路
５２、６２…負帰還回路
７４…ＩＣ
１００…プリンタ
９１…定電圧レギュレータ
９２…直流電圧源
Ｔ…トランス
Ｎ１…一次巻線
Ｎ２…二次巻線
Ｎ３…帰還巻線
Ｖｃｃ…直流電源
Ｑ１…第１のスイッチ素子
Ｑ２…第３のスイッチ素子
Ｑ３、Ｑ８…第２のスイッチ素子
Ｃ３…コンデンサ
Ｄ８…ツェナーダイオード（リミット回路）
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、例えばプリンタやファクシミリなどにおいて、待機時、すなわち印刷動作を行っていない時の消費電力を少なくすることへの要求が増えてきている。その１つとして、プリンタやファクシミリに使用される電源装置自身の待機時、すなわち軽負荷時の消費電力を少なくすることが求められている。
【０００３】
しかしながら、一般的なＲＣＣ方式のスイッチング電源装置においては、負荷が軽くなるほどスイッチング周波数が高くなり、スイッチング損失が増加するという性質を持っており、そのままでは軽負荷時の消費電力の低減は望めない。
【０００４】
これに対して、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置における軽負荷時の消費電力を低減するためのスイッチング電源装置が、特開平７−６７３３５号公報に開示されている。特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置は、第１のスイッチ素子の制御端子を一定時間強制的に接地させる回路を有することによって、第１のスイッチ素子のターンオンを遅らせてスイッチング周波数が一定以上にならないようにして、軽負荷時の消費電力を低減している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特開平７−６７３３５号公報に開示されたスイッチング電源装置においては、スイッチング周波数が一定以上にならないようにするだけでは、軽負荷時にスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を大幅に削減するということができないという問題がある。
【０００６】
また、スイッチング周波数が負荷の急激な変化に追従できないという問題がある。例えば、軽負荷時と重負荷時でスイッチング周波数が大きく変わるように設定されていると、軽負荷から重負荷に負荷が急変した場合、負荷の変化にスイッチング周波数が追従できずに、出力の低下や電源の停止が起きる可能性がある。このため、軽負荷時においてもスイッチング周波数を大幅に低下させることができないという問題がある。
【０００７】
本発明は上記の問題点を解決することを目的とするもので、軽負荷時のスイッチング周波数を大幅に低下させて消費電力を削減することのできるスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置を提供する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に設けられた制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバックする出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置において、前記制御回路は、オン状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子のオフ期間が軽負荷になるほど長くなるように制御する制御するオフ期間制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有することを特徴とする。
【００１０】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第２のスイッチ素子をＮＰＮ型のトランジスタまたはｎチャンネルＦＥＴとしたことを特徴とする。
【００１１】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のスイッチ素子の制御電圧が所定範囲を超えないようにするリミット回路を有し、該リミット回路は前記第２のスイッチ素子を含んで構成されていることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に設けられて前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて時定数が制御される時定数回路を有し、前記出力電圧検出回路が前記フィードバック信号を一定もしくはほぼ一定に保つ負帰還回路を有することを特徴とする。
【００１３】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記ターンオフ回路が、前記オフ期間制御回路による前記第１のスイッチ素子のターンオンが遅延する期間が短いほど前記第１のスイッチ素子のオン期間を長くするオン期間延長回路を有することを特徴とする。
【００１４】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子の制御端子に接続されて、オンすることによって前記第１のスイッチ素子をターンオフさせる第３のスイッチ素子を有し、前記オン期間延長回路が、前記第３のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に逆方向に充電されたあとで前記第１のスイッチ素子のオフ期間の長さに応じて放電され、前記第１のスイッチ素子のオン期間に前記第３のスイッチ素子をオンさせる電圧まで順方向に充電されるコンデンサを有することを特徴とする。
【００１５】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記制御回路の有する前記オフ期間制御回路および前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて、前記ターンオフ回路のターンオフを行うタイミングを早めるように構成されたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフ期間制御回路が前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号を受信して軽負荷であるほど大きな電流を流すフォトトランジスタを有し、前記フォトトランジスタを流れる電流がオン期間遅延回路の前記コンデンサを充電するように前記フォトトランジスタのエミッタが前記オン期間遅延回路に接続されていることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記制御回路が、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に制御電圧を供給する電圧供給回路を有することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２０】
このように構成することにより、本発明のスイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置においては、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のスイッチング電源装置の一実施例の回路図を示す。図１において、スイッチング電源装置１は、一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および帰還巻線Ｎ３を備えたトランスＴと、一次巻線Ｎ１に直列に接続された入力電源である直流電源ＶｃｃおよびＭＯＳＦＥＴからなる第１のスイッチ素子Ｑ１と、二次巻線Ｎ２と出力端子Ｐｏの間に接続された整流回路２と、出力端子Ｐｏに接続された出力電圧検出回路３と、帰還巻線Ｎ３と第１のスイッチ素子Ｑ１の制御端子であるゲートの間に設けられた制御回路４から構成されている。
【００２２】
整流回路２は二次巻線Ｎ２に直列に接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１のカソードとグランドとの間に接続された平滑用のコンデンサＣ１から構成されている。
【００２３】
出力電圧検出回路３は、出力端子Ｐｏとグランドとの間に接続された、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲからなる直列回路および抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３からなる直列回路と、シャントレギュレータＳＲに並列に接続されたフォトダイオードＰＤ１およびツェナーダイオードＤ４の直列回路から構成されている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュレータＳＲの制御端子に接続されている。
【００２４】
制御回路４は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されたターンオフ回路５と、帰還巻線Ｎ３の一端と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートの間に直列に接続されたコンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６と、コンデンサＣ２およびオフ期間制御回路６の接続点と直流電源Ｖｃｃの一端および他端との間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ４および抵抗Ｒ５から構成されている。抵抗Ｒ４は起動抵抗である。
【００２５】
このうち、ターンオフ回路５は、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートとソースにコレクタとエミッタがそれぞれ接続された第３のスイッチ素子であるＮＰＮ型のトランジスタＱ２と、帰還巻線Ｎ３の一端とトランジスタＱ２の制御端子であるベースとの間に接続されたダイオードＤ３と抵抗Ｒ６からなる直列回路と、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間にそれぞれ接続された抵抗Ｒ７およびコンデンサＣ３から構成されている。
【００２６】
また、オフ期間制御回路６は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のベース−コレクタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１と、トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に接続されたコンデンサＣ４と、トランジスタＱ３の制御端子であるベースと直流電源Ｖｃｃの他端（グランド）との間に接続された抵抗Ｒ８から構成されている。フォトトランジスタＰＴ１は出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１とともにフォトカプラを構成している。
【００２７】
このように構成されたスイッチング電源装置１において、オン状態にあった第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギーによって、二次巻線Ｎ２から整流回路２を介して出力端子Ｐｏに接続された負荷に電流が流れる。そして、二次巻線Ｎ２から整流回路２に流れる電流がなくなった後、オフ期間制御回路６のトランジスタＱ３がオンするとトランジスタＱ３のエミッタに生じている電圧が第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに加えられることによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧が閾値を超えて第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。それによって帰還巻線Ｎ３に生じた順方向（ダイオードＤ３が順バイアスとなる方向）の電圧によってダイオードＤ３、抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ３に電流が流れ込み、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電の時定数は抵抗Ｒ６および抵抗Ｒ７の抵抗値とコンデンサＣ３の容量値で決定される。充電によってコンデンサＣ３の両端電圧が所定の値に達すると、トランジスタＱ２がオンして第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート−ソース間を短絡するため第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。これを繰り返すことによって出力端子Ｐｏから負荷に所定の電圧値で電流を供給することができる。
【００２８】
なお、ターンオフ回路５にはダイオードＤ３が設けられているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がオフになって帰還巻線Ｎ３に逆方向（ダイオードＤ３が逆バイアスとなる方向）の電圧が発生したときには、コンデンサＣ３にはいずれの方向に充電するような電圧も印加されない。そのためコンデンサＣ３に充電されていた電荷は抵抗Ｒ７を介してのみ放電され、コンデンサＣ３の両端電圧は一定時間後には０Ｖとなる。そして、帰還巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスとなる電圧が発生するときにはコンデンサＣ３の両端電圧の初期値は０Ｖとなっているため、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンして帰還巻線Ｎ３にダイオードＤ３が順バイアスとなる電圧が発生してからコンデンサＣ３の両端電圧が所定の値に達するまでの時間は常に一定である。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンしてからターンオフするまでの期間（オン期間）も一定となる。
【００２９】
次に、出力電圧検出回路３とオフ期間制御回路６の動作について説明する。出力電圧検出回路３において、フォトダイオードＰＤ１はシャントレギュレータＳＲとツェナーダイオードＤ４の直列接続回路に並列に接続されているために、出力端子Ｐｏの電圧が高くてシャントレギュレータＳＲがオン状態にあるときには発光せず、電圧が低下してシャントレギュレータＳＲがオフ状態になると発光する。フォトダイオードＰＤ１が発光するとオフ期間制御回路６のフォトトランジスタＰＴ１が導通する。フォトトランジスタＰＴ１が導通するとトランジスタＱ３が導通し、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。逆に言えば、トランジスタＱ３が非導通の間は第１のスイッチ素子Ｑ１はターンオンが遅延させられてターンオンできない。そこで、この第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが遅延させられる期間をターンオン遅延期間という。
【００３０】
出力端子Ｐｏの電圧は、二次巻線Ｎ２から電流が流れ始める時が最も高く、電流が流れてトランスＴに蓄えられている磁気エネルギーが減少するにしたがってしだいに低下する。電圧が低下する速さは出力端子Ｐｏに接続される負荷の軽重に依存し、軽負荷時ほど電圧は遅く低下する。出力端子Ｐｏの電圧の低下が遅いとフォトダイオードＰＤ１の発光も遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。
【００３１】
逆に重負荷時には、出力端子Ｐｏの電圧が早く低下するためにフォトダイオードＰＤ１も早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００３２】
図２に、本発明のスイッチング電源装置１における負荷電力とスイッチング周波数との関係を、通常のＲＣＣ方式の場合と比較して示す。負荷電力が大きいということは重負荷であるということを示す。図２に示すように、スイッチング電源装置１においては、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を一定としてオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００３３】
図３に、本発明のスイッチング電源装置の別の実施例の回路図を示す。図３において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００３４】
図３において、スイッチング電源装置１０は、図１のスイッチング電源装置１における制御回路４に代えて制御回路１１を有している。また、制御回路１１においてターンオフ回路５に代えてターンオフ回路１２を有している。ターンオフ回路１２においてはターンオフ回路５におけるダイオードＤ３が省かれている。
【００３５】
ここで、図４に、スイッチング電源装置１０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの時関変化を示し、これを参照してスイッチング電源装置１０の動作について説明する。
【００３６】
スイッチング電源装置１０において、コンデンサＣ３に充電された電圧によってＶｂｅが上昇してトランジスタＱ２がオンすることによって第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフして二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れるようになると、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３が逆方向になる。これによってコンデンサＣ３にはそれまでとは逆方向の電圧が印加され、トランジスタＱ２をオンするために充電された電荷を放電するだけでなく逆方向に充電される。すなわちトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅが負になる。なお、トランジスタＱ２は第１のスイッチ素子Ｑ１をターンオフさせるために一瞬オンするだけであり、ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの低下とともにすぐにオフになる。
【００３７】
二次巻線Ｎ２から整流回路２への電流がなくなると帰還巻線Ｎ３の電圧は振動しながら０Ｖへと収束していき、それとともにコンデンサＣ３の電荷も抵抗Ｒ７を介して放電され、コンデンサＣ３の負の方向の両端電圧がなだらかに低下する。すなわちトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅがなだらかに０Ｖに近づく。
【００３８】
そして、出力端子Ｐｏの電圧が所定の値以下となって、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３が順方向となって、コンデンサＣ３の順方向の充電が再び始まる。このとき、出力端子Ｐｏに接続された負荷が軽負荷で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅延期間が長い場合は、コンデンサＣ３の放電時間が長いために、コンデンサＣ３の負の方向の両端電圧は小さくなっている。逆に、負荷が重負荷で第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするまでのターンオン遅延期間が短い場合は、コンデンサＣ３の放電時間が短いために、コンデンサＣ３の逆方向の両端電圧はあまり小さくなっていない。
【００３９】
この状態からコンデンサＣ３を順方向に充電する場合、初期値としての逆方向の電圧が小さいほど順方向で所定の両端電圧に達するまでの時間が短くなる。そのため、コンデンサＣ３の両端電圧が所定の値になってトランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフするまでの時間は、軽負荷になるほど短くなり、重負荷になるほど長くなる。これは、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が、負荷が軽いほど短くなり、負荷が重いほど長くなることを意味する。すなわち、ターンオフ回路１２自身がオン期間延長回路の機能を備えていることになる。
【００４０】
このように、スイッチング電源装置１０においては、負荷が軽いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなってオン期間が短くなり、負荷が重いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなってオン期間が長くなる。ただ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間はオフ期間に比べて短いため、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなるという点はスイッチング電源装置１の場合と同じである。したがって、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができ、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００４１】
また、スイッチング電源装置１０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７、コンデンサＣ３の時定数に依存する。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフの時期はコンデンサＣ３の電圧がトランジスタＱ２のオン電圧に達する事によって決定される。ところで、負荷が必要以上に大きくなると、出力電圧は低下し始める。出力電圧が低下するとＣ３の放電量が減少するため、オン期間は減少する。従って、過電流が流れる程度以上の重負荷では、負荷が重くなるほどオン期間が縮まり、「フ」の字の過電流保護が働く。
【００４２】
図５に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図５において、図３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４３】
図５において、スイッチング電源装置２０は、図３のスイッチング電源装置１０おける制御回路１１に代えて制御回路２１を有している。また、制御回路２１においてオフ期間制御回路６に代えてオフ期間制御回路２２を有している。
【００４４】
オフ期間制御回路２２は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のベースの間に接続された抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１の直列回路と、抵抗Ｒ１１に並列に接続されたフォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【００４５】
このように構成されたスイッチング電源装置２０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下して出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１が発光すると、オフ期間制御回路２２のフォトトランジスタＰＴ１が導通し、これと抵抗Ｒ１１を介してベースに電流が流れ込むことによってトランジスタＱ４がオンし、それによってトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。なお、Ｒ１０は起動時にトランジスタＱ４をオンするための起動抵抗である。
【００４６】
図３に示したスイッチング電源装置１０の場合と同様に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光が遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短くなり、それ以上にオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が長くなり、それ以上にオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００４７】
このように、スイッチング電源装置２０においては、スイッチング電源装置１や１０の場合と同様に、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００４８】
また、トランジスタＱ３のベースとグランドとの間にトランジスタＱ４を設けることによって、図１や図３のスイッチング電源装置１や１０に比べてトランジスタＱ３のターンオン、ターンオフのスピードアップを図ることができる。
【００４９】
すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンは単位時間当たりにゲートにチャージされる電荷量でスピードが決まるため、トランジスタＱ３のターンオンが速いほど第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。しかしながら、フォトトランジスタＰＴ１の立ち上がり、立ち下がり時間は一般のトランジスタに比べて非常に長いために、スイッチング電源装置１や１０ではトランジスタＱ３が能動領域で動作する期間が長く、Ｑ１のスイッチングロスが大きくなる。これに対して、スイッチング電源装置２０ではトランジスタＱ４は能動領域で動作する時間が長いが、トランジスタＱ３は短くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチング損が低減できる。
【００５０】
図６に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図６において、図５と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５１】
図６において、スイッチング電源装置３０は、図５のスイッチング電源装置２０おける出力電圧検出回路３に代えて出力電圧検出回路３１を有している。また、制御回路２１に代えて制御回路３２を有している。さらに、制御回路３２において、制御回路２１では備えていた抵抗Ｒ５が省かれるとともに、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続され、さらにオフ期間制御回路２２に代えてオフ期間制御回路３３を有している。なお、抵抗Ｒ５や抵抗Ｒ２１は、直流電源Ｖｃｃの出力電圧が低下したときに第１のスイッチ素子がスイッチング動作を行わないようにして、第１のスイッチ素子に過大な電流が流れて破損するのを防止するためのものである。
【００５２】
出力電圧検出回路３１は、出力電圧検出回路３におけるダイオードＤ２、ツェナーダイオードＤ４を省き、フォトダイオードＰＤ１を抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲの間に直列に接続して構成されている。
【００５３】
オフ期間制御回路３３は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタ−ベース間に接続されたコンデンサＣ６と、直流電源Ｖｃｃの一端（一次巻線Ｎ１の一端）とトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１３と、トランジスタＱ４のベース−エミッタ間に接続されたフォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【００５４】
このように構成されたスイッチング電源装置３０において、出力端子Ｐｏの電圧が低下すると出力電圧検出回路３１のフォトダイオードＰＤ１の発光が停止する。これによって、オフ期間制御回路３３のフォトトランジスタＰＴ１の導通が遮断されるため、抵抗Ｒ１３を介してベースに流れ込む電流によってトランジスタＱ４が導通し、トランジスタＱ３のベース電圧が低下してオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。
【００５５】
一方、トランジスタＱ２がオンすることによって第１のスイッチ素子Ｑ１がオフすると、帰還巻線Ｎ３に逆方向の電圧が発生し、コンデンサＣ６を放電させ、トランジスタＱ３をオフにする。さらに、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオフによって二次側への電力供給が始まり、トランスの端子電圧が反転するため、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに正の電圧が供給できず第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできなくなる。
【００５６】
図１、図４および図５に示したスイッチング電源装置１、１０、２０の場合とは逆に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光停止が遅くなる。そのため、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光停止し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。これによって、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００５７】
このように、スイッチング電源装置３０においては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００５８】
図７に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図７において、図５と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５９】
図７において、スイッチング電源装置４０は、図５のスイッチング電源装置２０おける制御回路２１に代えて制御回路４１を有している。また、制御回路４１において、制御回路２１では備えていた抵抗Ｒ５が省かれるとともに、図６のスイッチング電源装置３０の場合と同様に第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間に抵抗Ｒ２１が接続され、さらにオフ期間制御回路２２に代えてオフ期間制御回路４２および電圧供給回路４３を有している。
【００６０】
オフ期間制御回路４２は、コンデンサＣ２と第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートにエミッタとコレクタがそれぞれ接続された第２のスイッチ素子であるＰＮＰ型のトランジスタＱ３と、エミッタをグランドに接続したＮＰＮ型のトランジスタＱ４と、トランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ４のコレクタの間に接続された抵抗Ｒ９と、トランジスタＱ３のエミッタとトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１１と、フォトトランジスタＰＴ１と、フォトトランジスタＰＴ１のエミッタとトランジスタＱ４のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１２から構成されている。
【００６１】
電圧供給回路４３は、帰還巻線Ｎ３の一端と他端との間に接続されたダイオードＤ６とコンデンサＣ７の直列回路から構成されている。ダイオードＤ６とコンデンサＣ７の接続点は、オフ期間制御回路４２のフォトトランジスタＰＴ１のコレクタに接続されている。すなわち、電圧供給回路４３はオフ期間制御回路４２に制御電圧を供給している。なお、ここでは、電圧供給回路４３から供給される電圧は、オフ期間制御回路４２の全体を駆動するための電圧ではなく、出力電圧検出回路からのフィードバック信号を受けるフォトトランジスタＰＴ１のための駆動電圧であるため、オフ期間制御回路４２のための制御電圧という表現を用いている。
【００６２】
このように構成されたスイッチング電源装置４０において、第１のスイッチ素子Ｑ１がオンしているときに帰還巻線Ｎ３に発生する順方向の電圧によってコンデンサＣ７が充電される。そして、出力端子Ｐｏの電圧が低下して出力電圧検出回路３のフォトダイオードＰＤ１が発光すると、オフ期間制御回路４２のフォトトランジスタＰＴ１が導通するため、コンデンサＣ７からフォトトランジスタＰＴ１と抵抗Ｒ１２を介してベースに流れ込む電流によってトランジスタＱ４がオンし、それによってトランジスタＱ３がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンできるようになる。
【００６３】
図１、図３、図５に示したスイッチング電源装置１、１０、２０の場合と同様に、軽負荷時にはフォトダイオードＰＤ１の発光が遅く、トランジスタＱ３の導通も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンも遅くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、スイッチング周波数は低下する。逆に重負荷時にはフォトダイオードＰＤ１が早く発光し、トランジスタＱ３が早く導通するために、第１のスイッチ素子Ｑ１のターンオンが早くなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短くなり、スイッチング周波数は上昇する。
【００６４】
また、図５に示したスイッチング電源装置２０の場合とは異なり、フォトダイオードＰＴ１に流す電流を電圧供給回路４３から供給しているため、重負荷時におけるリンギング中（帰還巻線Ｎ３の両端電圧が振動している時）でも安定した電流でトランジスタＱ４をオンすることができ、誤動作を防ぐことができる。
【００６５】
このように、スイッチング電源装置４０においては、スイッチング電源装置１や１０や２０の場合と同様に、第１のスイッチ素子のオフ期間を制御することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数が低くなり、重負荷になるほどスイッチング周波数が高くなっている。そのため、軽負荷時のスイッチング損失を、従来のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置に比べて大幅に低減することができる。これによって、軽負荷時の消費電力や発熱量を低減することができる。
【００６６】
図８に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図８において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００６７】
図８において、スイッチング電源装置５０は、図１のスイッチング電源装置１おける出力電圧検出回路３に代えて出力電圧検出回路５１を有している。出力電圧検出回路５１においては、出力電圧検出回路３における抵抗Ｒ１とシャントレギュレータＳＲの接続点と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点との間に、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ８の直列回路からなる負帰還回路５２が接続されている。コンデンサＣ４とフォトトランジスタＰＴ１によって時定数回路が構成されている。また、オフ期間制御回路６のコンデンサＣ４を時定数のコンデンサとして用いるため、その容量を大きくしている。
【００６８】
このように構成されたスイッチング電源装置５０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すことによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況において、出力電圧検出回路５１に負帰還回路５２があるために、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコンデンサＣ４の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後にトランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
【００６９】
すなわち、スイッチング電源装置１では出力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま依存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイッチング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の値になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なかった）のに対して、スイッチング電源装置５０では負帰還回路５２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１のオン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。そのため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ任意に設定できる。
【００７０】
図９に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図９において、図６と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００７１】
図９において、スイッチング電源装置６０は、図６のスイッチング電源装置３０おける出力電圧検出回路３１に代えて出力電圧検出回路６１を有している。出力電圧検出回路６１においては、出力電圧検出回路３１におけるフォトダイオードＰＤ１とシャントレギュレータＳＲの接続点と抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点との間に、抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ９の直列回路からなる負帰還回路６２が接続されている。また、スイッチング電源装置３０における制御回路３２に代えて制御回路６３を有している。また、制御回路６３において、オフ期間制御回路３３に代えてオフ期間制御回路６４を有している。オフ期間制御回路６４においては、抵抗Ｒ１３およびフォトトランジスタＰＴ１とともに時定数回路を構成するためのコンデンサＣ１０がフォトトランジスタＰＴ１に並列に設けられている。
【００７２】
このように構成されたスイッチング電源装置６０においては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、二次巻線Ｎ２から整流回路２に電流が流れ出すことによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇する状況において、出力電圧検出回路６１に負帰還回路６２があるために、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が急激に減少することがなく、フォトトランジスタＰＴ１は常に能動領域で動作する。そのため、時定数回路を構成するコンデンサＣ１０の端子間電圧は徐々に上昇し、一定時間後にトランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。
【００７３】
すなわち、スイッチング電源装置３０では出力端子Ｐｏの電圧の変化（出力リップル）にそのまま依存してフォトダイオードＰＤ１がオン／オフしてスイッチング周波数が決まっていた（出力リップルが所望の値になるようにスイッチング周波数を決めざるを得なかった）のに対して、スイッチング電源装置６０では負帰還回路６２の時定数によってフォトダイオードＰＤ１のオン／オフ、ひいてはスイッチング周波数が決まる。そのため、出力リップルとスイッチング周波数をそれぞれ任意に設定できる。
【００７４】
また、フォトダイオードＰＤ１が発光せず、フォトトランジスタＰＴ１が高インピーダンスであるときに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンするため、起動回路を容易に構成することができるというメリットもある。
【００７５】
図１０に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１０において、図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００７６】
図１０において、スイッチング電源装置８０は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回路６３に代えて制御回路８１を有している。また、制御回路８１において、オフ期間制御回路６４に代えてオフ期間制御回路８２を有している。そして、抵抗Ｒ４は削除されている。
【００７７】
オフ期間制御回路８２において、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８が設けられている。トランジスタＱ８のコレクタはコンデンサＣ２に接続され、エミッタは第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続され、ベースは抵抗Ｒ２０を介して直流電源Ｖｃｃの一端に接続されている。また、トランジスタＱ４のコレクタはトランジスタＱ９のベースに接続されており、トランジスタＱ９のコレクタはトランジスタＱ８のベースに接続され、エミッタは直流電源Ｖｃｃの他端に接続されている。トランジスタＱ９のベースは抵抗Ｒ１８を介して直流電源Ｖｃｃの一端に、抵抗Ｒ１９を介して直流電源Ｖｃｃの他端にそれぞれ接続されている。そして、トランジスタＱ８のベースはツェナーダイオードＤ８を介して直流電源Ｖｃｃの他端に接続されている。
【００７８】
以下、第２のスイッチ素子としてＰＮＰ型のトランジスタを用いている図９のスイッチング電源装置６０と比較することによって、スイッチング電源装置８０の作用効果について説明する。
【００７９】
まず、スイッチング電源装置６０においては、起動条件は次の式の通りである。
ｖｃｃ×ｒａ／（ｒ４＋ｒａ）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｖｃｃは直流電源Ｖｃｃの電圧、ｒａは抵抗Ｒ９とＲ２１の並列抵抗値、ｒ４は抵抗Ｒ４の抵抗値、Ｖｔｈ（Ｑ１）は第１のスイッチング素子Ｑ１のしきい値電圧である。なお、トランジスタＱ３、Ｑ４での電圧降下は無視している。
【００８０】
ここで、抵抗Ｒ９の値はトランジスタＱ３のスイッチング速度に影響し、これが大きいほどトランジスタＱ３のベース電流が小さくなり、それによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートへの電流供給量も少なくなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなる。第１のスイッチ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅くなるとスイッチング損失が増大するために、抵抗Ｒ９の値はあまり大きくできない。そして、抵抗Ｒ９の値を大きくできないと、起動条件を満たすために抵抗Ｒ４の値も大きくできない。抵抗Ｒ４は起動抵抗であるため、この値を大きくできないということは、抵抗Ｒ４での損失を小さくすることができないということを意味する。
【００８１】
一方、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８を用いたスイッチング電源装置８０の場合は、起動条件は次の式のようになる。
ｖｃｃ×ｒ２１／（ｒ２０＋ｒ２１）＞Ｖｔｈ（Ｑ１）
このうち、ｒ２１は抵抗Ｒ２１の抵抗値である。
【００８２】
この場合、Ｒ２１は直流電源Ｖｃｃの出力電圧が低下したときに第１のスイッチ素子Ｑ１がスイッチング動作をするのを防止するための抵抗であるため、抵抗値を高くすることができ、それに応じて抵抗Ｒ４の抵抗値も高くすることができる。その結果、抵抗Ｒ４での損失を小さくすることができる。
【００８３】
このように、スイッチング電源装置８０においては、第２のスイッチ素子としてＮＰＮ型のトランジスタＱ８を用いることによって、損失の低減を図ることができる。
【００８４】
なお、スイッチング電源装置８０はスイッチング電源装置６０において第２のスイッチ素子にＮＰＮ型のトランジスタを用いたものであるが、図１、図３、図５、図７〜図９に示したスイッチング電源装置１、１０、２０、４０、５０、６０において第２のスイッチ素子にＮＰＮ型のトランジスタを用いたものでも同様の作用効果を奏するものである。
【００８５】
ところで、図１０のスイッチング電源装置８０においては、第２のスイッチ素子であるトランジスタＱ８のベースと直流電源Ｖｃｃの他端との間にツェナーダイオードＤ８が接続されている。このツェナーダイオードＤ８はトランジスタＱ８とともにリミット回路を構成しており、これによって第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧（制御電圧）が所定範囲を超えないように制限している。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧は最大でも
Ｖｇｓ（Ｑ１）＝Ｖｚ（Ｄ８）−Ｖｂｅ（Ｑ８）
に制限される。ここで、Ｖｇｓ（Ｑ１）は第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、Ｖｚ（Ｄ８）はツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧、Ｖｂｅ（Ｑ８）はトランジスタＱ８のベース・エミッタ間電圧である。そのため、ワールドワイド入力のような入力電圧の範囲が広い場合においても、第１のスイッチング素子の制御電圧が所定範囲を超えるのを防止することができる。
【００８６】
図１１に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１１において、図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００８７】
図１１において、スイッチング電源装置６５は、図９のスイッチング電源装置６０における制御回路６３に代えて制御回路６６を有している。そして、制御回路６６において、オフ期間制御回路６４に代えてオフ期間制御回路６７を、ターンオフ回路１２に代えてターンオフ回路６８を備えている。オフ期間制御回路６７およびターンオフ回路６８のオフ期間制御回路６４およびターンオフ回路１２からの変更点は、オフ期間制御回路６７のフォトトランジスタＰＴ１のエミッタがターンオフ回路６８のトランジスタＱ２のベースに接続されていることだけである。
【００８８】
このように構成されたスイッチング電源装置６５の動作について以下に説明する。
【００８９】
まず、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフし、時定数回路を構成するコンデンサ１０の端子間電圧が徐々に上昇しているときに、フォトトランジスタＰＴ１を流れる電流はトランジスタＱ２のベースに接続されているコンデンサＣ３の順方向の充電電流となる。すなわち、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間に、出力電圧検出回路６１からのフィードバック信号に基づいて、ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミングを早めるように構成されている。
【００９０】
軽負荷であるほど出力電圧の低下が遅く、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が多いため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が小さく、コンデンサＣ１０の充電電流が少なく、逆にフォトトランジスタＰＴ１を介するコンデンサＣ３の充電電流が多い。そのため、コンデンサＣ３は第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの間にある程度まで充電される。そして、コンデンサＣ１０の充電が進んで端子間電圧が所定の値まで上昇するとトランジスタＱ４がオンし、トランジスタＱ３がオンし、さらに第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする。第１のスイッチ素子Ｑ１がオンになると、帰還巻線Ｎ３から抵抗Ｒ６を介して流れ込む電流によってコンデンサＣ３が充電されるが、コンデンサＣ３はすでにある程度まで充電されているために、コンデンサＣ３の端子間電圧はすぐにトランジスタＱ２をオンさせるレベルに達し、トランジスタＱ２がオンし、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする。このように、軽負荷時には第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの時にフォトトランジスタＰＴ１を流れる電流によってコンデンサＣ３が充電されるために、ターンオフ回路６８のターンオフを行うタイミングが早められ、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間が短縮される。このように、軽負荷時には第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長くなり、逆にオン期間は短くなる。
【００９１】
一方、定格負荷の時には、フォトダイオードＰＤ１に流れる電流が少なくなるため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値が少し大きくなり、コンデンサＣ１０の充電電流が増え、逆にフォトトランジスタＰＴ１を介してのコンデンサＣ３の充電電流が少なくなる。そのため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が短縮され、逆にオン期間が長くなる。
【００９２】
そして、重負荷時には、フォトダイオードＰＤ１にはほとんど電流が流れないため、フォトトランジスタＰＴ１の抵抗値はかなり大きくなり、その結果としてコンデンサＣ１０はほぼ一定に保たれ、トランジスタＱ４、Ｑ３は常にオン状態となる。また、フォトトランジスタＰＴ１を介してコンデンサＣ３を充電する電流はほとんどなくなる。この状態においては、オフ期間制御回路６７は実質的に動作しないため、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギーが二次巻線Ｎ２から電流として流れ出し終わると、帰還巻線Ｎ３に発生するキック電圧によって第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンし、一次巻線Ｎ１に電流が流れ始める。すなわち、重負荷時には通常のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置と同様に電流臨界モードで動作するようになる。
【００９３】
以上のように、スイッチング電源装置６５においては、軽負荷時にオフ期間を制御すると同時にオン期間の制御も行うことができる。また、重負荷時には電流臨界モードで動作させることができるために、スイッチング電源装置６０のような常に電流不連続モードで動作するスイッチング電源装置に比べて、電流の休止期間がない分だけ電流が流れる期間における電流ピークを抑制することができる。スイッチング電源装置内部での損失は、重負荷時にはスイッチング損失よりも導通損失の方が支配的になるため、重負荷時ににはスイッチング電源装置６５の方がスイッチング電源装置６０よりも損失が少なくなる。
【００９４】
図１２に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１２において、図１０と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００９５】
図１２において、スイッチング電源装置９０は、定電圧レギュレータ９１と直流電圧源９２を備えている。図１２において、Ａ点は直流電源Ｖｃｃの一端（一次巻線Ｎ１の一端）を、Ｂ点は帰還巻線Ｎ３の一端を、Ｃ点は直流電源Ｖｃｃの他端（帰還巻線Ｎ３の他端、グランド）を、Ｄ点は抵抗Ｒ１３、Ｒ１８およびＲ２０の接続点を意味している。なお、図１０においてはＤ点はＡ点に接続されていたものである。
【００９６】
まず、定電圧レギュレータ９１は、抵抗Ｒ２１およびＲ２２とトランジスタＱ１０とツェナーダイオードＤ９とダイオードＤ１０で構成されている。トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗Ｒ２１を介してＡ点に接続され、ベースはツェナーダイオードＤ９を介してＣ点に接続され、エミッタはダイオードＤ１０を介してＤ点に接続されている。トランジスタＱ１０のベースは抵抗Ｒ２２を介してＡ点にも接続されている。このように構成することによって、トランジスタＱ１０のベース電圧はツェナーダイオードＤ９のツェナー電圧に定電圧化され、その結果トランジスタＱ１０のエミッタはベースより約０．６Ｖ低い値に定電圧化される。
【００９７】
一方、直流電圧源９２はダイオードＤ１１とコンデンサＣ１１で構成された整流回路で、ダイオードＤ１１のカソードには帰還巻線Ｎ３に発生する電圧を整流したものが現れる。
【００９８】
そして、定電圧レギュレータ９１のトランジスタＱ１０のエミッタはダイオードＤ１０を介して直流電圧源９２のダイオード１１のカソードに接続されるとともにＤ点に接続されている。
【００９９】
スイッチング電源装置９０において、電源投入時には帰還巻線Ｎ３には電圧が発生していないために直流電圧源９２は機能せず、定電圧レギュレータ９１によって定電圧化された電圧がダイオードＤ１０を介してＤ点に供給される。そして、帰還巻線Ｎ３に電圧が発生して直流電圧源９２が機能し始めると、ダイオードＤ１１のカソード電圧がトランジスタＱ１０のエミッタ電圧よりも高くなるために、直流電圧源９２の出力電圧がＤ点に供給される。定電圧レギュレータ９１からＤ点に供給される電流は遮断される。すなわち、ダイオードＤ１０は直流電圧源９２から定電圧レギュレータ９１に電流が逆流するのを防止する機能を果たす。
【０１００】
このように構成されたスイッチング電源装置９０においては、電源投入時以外には起動抵抗である抵抗Ｒ１８には、直流電源Ｖｃｃより電圧値の低い直流電圧源９２からの電圧が印加される。そのため、直流電源Ｖｃｃから直接電圧が印加される場合に比べて消費電力を低減することができる。
【０１０１】
なお、このような定電圧レギュレータと直流電圧源を用いる構成は、上記のいずれの実施例においても適用可能で、スイッチング電源装置９０の場合と同様の作用効果を奏するものである。
【０１０２】
図１３に、本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図を示す。図１３において、図６および図９と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【０１０３】
図１３において、スイッチング電源装置７０は、図６のスイッチング電源装置３０における制御回路３２に代えて制御回路７１を、出力電圧検出回路３１に代えて出力電圧検出回路６１を有している。
【０１０４】
制御回路７１においては、抵抗Ｒ１６、Ｒ１７と、コンデンサＣ１１、Ｃ１２およびＣ１３と、電流源Ｉｃと、オペアンプＱ５およびＱ６と、基準電圧源Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２と、トランジスタＱ７と、ＲＳフリップフロップ７２と、ドライブ段７３と、フォトトランジスタＰＴ１から構成されている。
【０１０５】
ここで、抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ１１からなる直列回路は帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接続されている。ダイオードＤ７とコンデンサＣ１２からなる整流回路も同じく帰還巻線Ｎ３の一端と他端の間に接続されており、その出力はドライブ段７３を含む制御回路７１の各構成要素の電源となっている。抵抗Ｒ１６とコンデンサＣ１１の接続点と基準電圧源Ｖｒｅｆ１は、それぞれオペアンプＱ５の非反転入力端子および反転入力端子に接続されている。電流源Ｉｃと基準電圧源Ｖｒｅｆ２は、それぞれオペアンプＱ６の非反転入力端子および反転入力端子に接続されている。オペアンプＱ５とＱ６の出力は、それぞれＲＳフリップフロップ７２のＲ端子とＳ端子に接続されている。ＲＳフリップフロップ７２のＱ端子はドライブ段７３を介して第１のスイッチ素子Ｑ１のゲートに接続されている。トランジスタＱ７のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接地され、ベースは抵抗Ｒ１７を介してオペアンプＱ５の出力端子に接続されている。さらに、フォトトランジスタＰＴ１のコレクタは電流源Ｉｃに接続され、エミッタは接地され、コレクタ・エミッタ間にはコンデンサＣ１３が接続されている。
【０１０６】
なお、抵抗Ｒ１７、コンデンサＣ１３、電流源Ｉｃ、オペアンプＱ５およびＱ６、基準電圧源Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ２、トランジスタＱ７、ＲＳフリップフロップ７２、およびドライブ段７３は集積化されてＩＣ７４となっている。
【０１０７】
ここで、図１４に、スイッチング電源装置７０における帰還巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｎ３と、オペアンプＱ５の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｔｒｉｇと、オペアンプＱ６の非反転入力端子に入力される電圧Ｖｆｂと、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧Ｖｇの時関変化を示し、これを参照してスイッチング電源装置７０の動作について説明する。
【０１０８】
スイッチング電源装置７０において、ＶｆｂがＶｒｅｆ２に達すると、ＲＳフリップフロップ７２がセットされ、ＶｇがＨレベルになり、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンする（ｔ０）。
【０１０９】
第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオンすると帰還巻線Ｎ３に順方向の電圧が発生し、それによってコンデンサＣ１１が充電され、Ｖｔｒｉｇが上昇する。ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆ１に達すると、ＲＳフリップフロップ７２がリセットされ、ＶｇがＬレベルになり、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする（ｔ１）。このとき、ＶｔｒｉｇがＶｒｅｆに達するまでの時間は、ｔ０時点におけるＶｔｒｉｇが低いほど長くなる。また、トランジスタＱ７がオンすることによって、Ｖｆｂは０Ｖとなる。
【０１１０】
第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフすると二次側に電流が流れ始め、それによって出力端子Ｐｏの電圧が上昇し、フォトダイオードＰＤ１が発光する。同時に帰還巻線Ｎ３には逆方向の電圧が発生し、コンデンサＣ１１を放電し、さらに逆方向に充電するため、Ｖｔｒｉｇは負の電圧になる。
【０１１１】
また、二次側に流れる電流がなくなる（ｔ２）と、帰還巻線Ｎ３の電圧はリンギングをはじめる。同時にＶｆｂは再び上昇をはじめ、Ｖｒｅｆ２に達した時点でｔ０に戻り、これを繰り返す。このとき、Ｖｆｂの上昇の傾きはフォトトランジスタＰＴ１によって決まる。負荷が軽いと、フォトダイオードＰＤ１が発光量が多くなるためＶｆｂの上昇も遅くなり、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間も長くなり、スイッチング周波数は低下する。
【０１１２】
なお、Ｖｔｒｉｇは図６に示したスイッチング電源装置３０におけるトランジスタＱ２のベース電圧と同様の働きをするため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオフ期間が長いとＶｔｒｉｇが上昇して０Ｖに近づくため、第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間は短くなる。
【０１１３】
図１５に、本発明の電子装置の一実施例の斜視図を示す。図１５において、電子装置の１つであるプリンタ１００は電源回路の一部として本発明のスイッチング電源装置１を使用している。
【０１１４】
プリンタ１００の印刷動作に関する部分は、印刷時には電力を消費するが、印刷動作をしない待機時にはほとんど電力を消費しない。そして、本発明のスイッチング電源装置１を用いているために、待機時の電力損失を低減し、効率の向上を図ることができる。
【０１１５】
なお、図１５に示したプリンタ１００においては図１に示したスイッチング電源装置１を使用したが、図３または図５ないし図１３に示したスイッチング電源装置１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、７０、８０、９０を使用しても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【０１１６】
また、本発明の電子装置はプリンタに限られるものではなく、ノートパソコンや携帯情報機器など、電圧の安定な直流電源の必要なあらゆる電子装置を含むものである。
【０１１７】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源装置によれば、オン状態の第１のスイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて第１のスイッチ素子のターンオンを軽負荷になるほど大きく遅延させるオフ期間制御回路を有する制御回路を備え、しかも、オフ期間制御回路が、帰還巻線と第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有することによって、軽負荷時ほどスイッチング周波数を低下させることができ、軽負荷時の消費電力を低減することができる。
【０１１８】
また、本発明の電子装置によれば、本発明のスイッチング電源装置を用いることによって、効率の向上を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置における負荷電力とスイッチング周波数との関係を示す特性図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の別の実施例を示す回路図である。
【図４】図３のスイッチング電源装置における各部の電圧の時間変化を示す波形図である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図７】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１３】本発明のスイッチング電源装置のさらに別の実施例を示す回路図である。
【図１４】図１３のスイッチング電源装置における各部の電圧の時間変化を示す波形図である。
【図１５】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図である。
【符号の説明】
１、１０、２０、３０、４０、５０、６０、６５、７０、８０、９０…スイッチング電源装置
２…整流回路
３、３１、５１、６１…出力電圧検出回路
４、１１、２１、３２、４１、６３、６６、７１、８１…制御回路
５、１２、６８…ターンオフ回路
６、２２、３３、４２、６４、６７、８２…オフ期間制御回路
４３…電圧供給回路
５２、６２…負帰還回路
７４…ＩＣ
１００…プリンタ
９１…定電圧レギュレータ
９２…直流電圧源
Ｔ…トランス
Ｎ１…一次巻線
Ｎ２…二次巻線
Ｎ３…帰還巻線
Ｖｃｃ…直流電源
Ｑ１…第１のスイッチ素子
Ｑ２…第３のスイッチ素子
Ｑ３、Ｑ８…第２のスイッチ素子
Ｃ３…コンデンサ
Ｄ８…ツェナーダイオード（リミット回路）
Claims (12)
- 一次巻線、二次巻線および帰還巻線を備えたトランスと、前記一次巻線に直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に設けられた制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路から出力される出力電圧を検出して前記制御回路にフィードバックする出力電圧検出回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、オン状態の前記第１のスイッチ素子をターンオフさせるターンオフ回路と、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて前記第１のスイッチ素子のターンオンを遅延させて前記第１のスイッチ素子のオフ期間が軽負荷になるほど長くなるように制御するオフ期間制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられ、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいてオンオフ制御される第２のスイッチ素子を有することを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第２のスイッチ素子をＮＰＮ型のトランジスタまたはｎチャンネルＦＥＴとしたことを特徴とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第１のスイッチ素子の制御電圧が所定範囲を超えないようにするリミット回路を有し、該リミット回路は前記第２のスイッチ素子を含んで構成されていることを特徴とする、請求項２または請求項３に記載のスイッチング電源装置。
- 前記オフ期間制御回路が、前記帰還巻線と前記第１のスイッチ素子の制御端子の間に直列に設けられた第２のスイッチ素子と、該第２のスイッチ素子の制御端子に設けられて前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて時定数が制御される時定数回路を有し、
前記出力電圧検出回路が前記フィードバック信号を一定もしくはほぼ一定に保つ負帰還回路を有することを特徴とする、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記ターンオフ回路が、前記オフ期間制御回路による前記第１のスイッチ素子のターンオンが遅延する期間が短いほど前記第１のスイッチ素子のオン期間を長くするオン期間延長回路を有することを特徴とする、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともにオンすることによって前記第１のスイッチ素子をターンオフさせる第３のスイッチ素子を有し、
前記オン期間延長回路が、前記第３のスイッチ素子の制御端子に接続されるとともに、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に逆方向に充電されたあとで前記第１のスイッチ素子のオフ期間の長さに応じて放電され、前記第１のスイッチ素子のオン期間に前記第３のスイッチ素子をオンさせる電圧まで順方向に充電されるコンデンサを有することを特徴とする、請求項６に記載のスイッチング電源装置。 - 前記制御回路の有する前記オフ期間制御回路および前記ターンオフ回路が、前記第１のスイッチ素子のオフ期間に、前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号に基づいて、前記ターンオフ回路のターンオフを行うタイミングを早めるように構成されたことを特徴とする、請求項１ないし請求項７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記オフ期間制御回路が前記出力電圧検出回路からのフィードバック信号を受信して軽負荷であるほど大きな電流を流すフォトトランジスタを有し、前記フォトトランジスタを流れる電流がオン期間遅延回路の前記コンデンサを充電するように前記フォトトランジスタのエミッタが前記オン期間遅延回路に接続されていることを特徴とする、請求項８に記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路が、前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に制御電圧を供給する電圧供給回路を有することを特徴とする、請求項１ないし請求項９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 前記帰還巻線に発生する電圧を利用して前記オフ期間制御回路に駆動電圧を供給する直流電圧源と、入力電源と前記直流電圧源の出力の間に設けられた電流逆流防止機能を備えた定電圧レギュレータを有することを特徴とする、請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
- 請求項１ないし請求項１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする電子装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001341990A JP3675389B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-11-07 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| US10/090,152 US6577511B2 (en) | 2001-03-26 | 2002-03-05 | Switching power supply unit and electronic apparatus using the same |
| GB0205433A GB2377096B (en) | 2001-03-26 | 2002-03-07 | Switching power supply unit and electronic apparatus using the same |
| CNB021078904A CN1209866C (zh) | 2001-03-26 | 2002-03-26 | 开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001-88334 | 2001-03-26 | ||
| JP2001088334 | 2001-03-26 | ||
| JP2001341990A JP3675389B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-11-07 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002359974A JP2002359974A (ja) | 2002-12-13 |
| JP3675389B2 true JP3675389B2 (ja) | 2005-07-27 |
Family
ID=26612088
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001341990A Expired - Lifetime JP3675389B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-11-07 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6577511B2 (ja) |
| JP (1) | JP3675389B2 (ja) |
| CN (1) | CN1209866C (ja) |
| GB (1) | GB2377096B (ja) |
Families Citing this family (36)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW538589B (en) * | 2001-07-13 | 2003-06-21 | Delta Electronics Inc | Volt-second clamping circuit power supplier |
| JP3707409B2 (ja) * | 2001-09-10 | 2005-10-19 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| US6765809B2 (en) * | 2001-10-09 | 2004-07-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power source circuit having regulated primary current |
| JP3627708B2 (ja) * | 2002-01-25 | 2005-03-09 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
| JP3753112B2 (ja) * | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3094731U (ja) * | 2002-12-17 | 2003-07-04 | 船井電機株式会社 | Ｒｃｃ方式スイッチング電源およびｒｃｃ方式スイッチング電源を有するビデオカセットレコーダ |
| EP1480500B1 (de) * | 2003-05-16 | 2007-05-16 | Friwo Mobile Power GmbH | Leistungsversorgungsschaltung mit dreidimensional angeordneten Schaltungsträgern sowie Herstellungsverfahren |
| JP3691498B2 (ja) * | 2003-06-16 | 2005-09-07 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| DE50310517D1 (de) * | 2003-07-15 | 2008-10-30 | Friwo Mobile Power Gmbh | Freischwingender Sperrwandler mit Strom- und Spannungsbegrenzung |
| US7433208B2 (en) | 2004-07-07 | 2008-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply device and electronic apparatus |
| KR100693528B1 (ko) * | 2004-10-29 | 2007-03-14 | 주식회사 팬택 | 전원 지연 인가 기능을 가지는 무선통신 단말기 |
| JP4980588B2 (ja) * | 2005-06-21 | 2012-07-18 | ローム株式会社 | 降圧型スイッチングレギュレータ、その制御回路、ならびにそれを用いた電子機器 |
| US7164589B1 (en) * | 2005-07-11 | 2007-01-16 | International Rectifier Corporation | Bridgeless bi-directional forward type converter |
| DE102005058284A1 (de) * | 2005-12-06 | 2007-06-14 | Siemens Ag Österreich | Verfahren zum Betreiben eines Schaltnetzteils als Sperrwandler und Schaltnetzteil zur Durchführung des Verfahrens |
| US7738266B2 (en) * | 2006-05-26 | 2010-06-15 | Cambridge Semiconductor Limited | Forward power converter controllers |
| US7554318B2 (en) * | 2007-03-13 | 2009-06-30 | Taipei Multipower Electronics Co., Ltd. | Transient reversing voltage detecting circuit |
| US7884587B2 (en) * | 2007-08-07 | 2011-02-08 | Ricoh Company, Limited | Power supply device and image forming apparatus |
| US8031496B2 (en) * | 2007-11-07 | 2011-10-04 | Panasonic Corporation | Driving circuit for power switching device, driving method thereof, and switching power supply apparatus |
| JP5044448B2 (ja) * | 2008-03-03 | 2012-10-10 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電源スイッチ回路 |
| JP4844653B2 (ja) * | 2009-07-20 | 2011-12-28 | 株式会社デンソー | パワースイッチング素子の駆動装置 |
| KR101585259B1 (ko) | 2009-10-14 | 2016-01-14 | 엘지이노텍 주식회사 | 전원 시동 회로 |
| CN102763315B (zh) * | 2010-02-23 | 2015-01-21 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| JP5683241B2 (ja) * | 2010-12-06 | 2015-03-11 | キヤノン株式会社 | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
| JP5408161B2 (ja) * | 2011-03-11 | 2014-02-05 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| JP5549659B2 (ja) * | 2011-10-28 | 2014-07-16 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| EP2605388B1 (en) * | 2011-12-15 | 2020-12-30 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Switch mode power supply for an image forming apparatus |
| CN104067499B (zh) * | 2012-01-23 | 2017-05-10 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| JP5974549B2 (ja) * | 2012-03-06 | 2016-08-23 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US10389254B2 (en) | 2012-11-27 | 2019-08-20 | Semiconductor Components Industries, Llc | Cable compensation circuit and power supply including the same |
| CN103972736A (zh) * | 2013-02-04 | 2014-08-06 | 上海蔻林半导体照明有限公司 | 电磁感应插头插座 |
| CN103972737A (zh) * | 2013-02-04 | 2014-08-06 | 上海蔻林半导体照明有限公司 | 一种磁感应插头插座 |
| JP6747203B2 (ja) * | 2016-09-15 | 2020-08-26 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN107682955B (zh) * | 2017-09-30 | 2024-03-08 | 上海晶丰明源半导体股份有限公司 | 控制器、退磁检测方法及所适用的led驱动系统 |
| JP7084090B2 (ja) * | 2017-12-07 | 2022-06-14 | Fdk株式会社 | スイッチング電源 |
| JP2019193412A (ja) * | 2018-04-24 | 2019-10-31 | ミツミ電機株式会社 | 直流電源装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| JP3223695B2 (ja) | 1993-06-18 | 2001-10-29 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3219145B2 (ja) * | 1998-05-13 | 2001-10-15 | 船井電機株式会社 | スイッチング電源 |
| JPH11235036A (ja) | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3216598B2 (ja) | 1998-02-09 | 2001-10-09 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3351464B2 (ja) * | 1998-02-13 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3351400B2 (ja) | 1999-01-18 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3465673B2 (ja) | 2000-09-06 | 2003-11-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
-
2001
- 2001-11-07 JP JP2001341990A patent/JP3675389B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-03-05 US US10/090,152 patent/US6577511B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-07 GB GB0205433A patent/GB2377096B/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-26 CN CNB021078904A patent/CN1209866C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1209866C (zh) | 2005-07-06 |
| GB0205433D0 (en) | 2002-04-24 |
| US6577511B2 (en) | 2003-06-10 |
| GB2377096A (en) | 2002-12-31 |
| JP2002359974A (ja) | 2002-12-13 |
| CN1378331A (zh) | 2002-11-06 |
| GB2377096B (en) | 2003-05-07 |
| US20020136031A1 (en) | 2002-09-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3675389B2 (ja) | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 | |
| JP3753112B2 (ja) | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 | |
| US7339804B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP3465673B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4315097B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6525948B2 (en) | Apparatus and method for the detection of circuit irregularities and for circuit protection of a power supply | |
| US7433208B2 (en) | Switching power supply device and electronic apparatus | |
| EP0806078B1 (en) | Power-supply circuit | |
| US6912140B2 (en) | Switching power supply | |
| JP3691498B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
| JP3273598B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US6081433A (en) | Switching power supply apparatus | |
| WO2003043166A1 (en) | Leading edge modulator for post regulation of multiple output voltage power supplies | |
| EP0824781B1 (en) | Power-supply circuit | |
| US6233164B1 (en) | Protection circuit for a switched-mode power supply | |
| JP2776152B2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
| JP3339955B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003111397A (ja) | スイッチング電源装置の制御方法およびスイッチング電源装置 | |
| JPH1146480A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR0119799B1 (ko) | 모스 트랜지스터를 이용한 링잉 쵸크 콘버터 | |
| JP2001128454A (ja) | フライバック型コンバータ | |
| JP2003304686A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH0614541A (ja) | 多出力スイッチングレギュレータ | |
| JPH0468864B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050118 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050412 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050425 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 3675389 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090513 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100513 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110513 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120513 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130513 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130513 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140513 Year of fee payment: 9 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |