JP3502087B2 - ハイブリッド歪補償方法およびハイブリッド歪補償装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル信号に対
するプリディストーション処理を行う方式の歪補償と、
フィードフォワード方式の歪補償とを併用するハイブリ
ッド歪補償方法およびハイブリッド歪補償装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】ＣＤＭＡ方式の移動体通信や、日本にお
いて近々の実施が予定されている地上波デジタルテレビ
ジョン放送では、広帯域に分布した複数のキャリアを用
いて情報を伝達する、いわゆるマルチキャリア通信方式
が用いられる。

【０００３】マルチキャリア送信に際し、高周波電力増
幅器（高周波パワーアンプ）をキャリアの数だけ用意す
るのは、装置サイズやコストの面からみて負担が大き
い。

【０００４】したがって、一つの高周波電力増幅器によ
って、マルチキャリア信号を一括して増幅することが必
要となる。

【０００５】一つの高周波電力増幅器によって広帯域の
高周波信号を増幅する場合、高周波パワー増幅器の非線
形性に起因する各種の歪（非直線歪：例えば、相互変調
歪）が、現われやすくなる。

【０００６】非直線歪を低減する方法としては、大別し
て、プリディストーション方式と、フィードフォワード
方式がある。

【０００７】プリディストーション方式は、電力増幅器
で発生するであろう歪を打ち消すための擬似歪を、予め
増幅器に入力される信号に与えておく方式である。

【０００８】フィードフォワード方式は、電力増幅器の
出力信号に含まれる歪成分を分離し、その歪成分の位相
を反転させ、その反転信号を増幅器の出力信号に帰還さ
せて歪成分を打ち消す方式である。

【０００９】近年、これらの典型的な歪補償技術を組み
合わせた方式も提案されている。適応プリディストーシ
ョン回路とフィードフォワード電力増幅回路を組み合わ
せた、アナログ方式の歪補償回路は、米国特許公報（US
P 5,760,646）に記載されている。

【００１０】この米国特許公報（USP 5,760,646）に記
載の歪補償回路は、この公報の図１に記載される回路図
から明らかなように、典型的なフィードフォワード電力
増幅器のフィードフォワードループに現われる歪成分の
信号（位相を反転させてメインパスに帰還させるための
エラー信号）を、プリディストーション・ファンクショ
ン・ジェネレータ（プリディストーション特性の制御信
号を生成する回路）にも入力し、アナログ方式のプリデ
ィストーション回路を制御して、適応的なプリディスト
ーション処理を行う、という構成を採用している。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】上述の米国特許公報
（USP 5,760,646）に記載の歪補償回路では、電力増幅
器の出力信号に含まれる歪を、高周波アナログ信号（Ｒ
Ｆアナログ信号）の段階で検出し、その歪成分の信号に
基づき、ＲＦプリディストーション処理（高周波アナロ
グ信号に対するプリディストーション処理）を行う。

【００１２】しかし、高周波アナログ信号による歪成分
の信号（ＲＦエラー信号）の検出精度には限界がある
（アナログ信号の検波処理に起因する限界）。

【００１３】また、アナログ回路を用いたプリディスト
ーション処理の精度にも、アナログ信号処理に起因する
限界がある。

【００１４】したがって、この歪補償回路の非線形歪を
補償する能力は、さほど高くない。ＣＤＭＡ方式の移動
体通信や、日本において近々の実施が予定されている地
上波デジタルテレビジョン放送におけるマルチキャリア
送信に関しては、高い通信品質を維持するために従来に
ない厳格な規格を満足することが要求される。

【００１５】すなわち、きわめて広い帯域の送信信号の
歪を高精度に補償し、かつ、その補償が環境に適応して
安定的に行われる必要がある。

【００１６】従来の技術では、このような厳しい要求に
応えることができない。

【００１７】また、移動体通信の分野では、送受信装置
の超小型化、消費電力やコストの削減が極限まで求めら
れ、このことが、広帯域の非直線歪を低減する能力の飛
躍的な向上の実現を、さらに困難なものとしている。

【００１８】本発明は、このような考察に基づいてなさ
れたものであり、その目的の一つは、回路の小型化・簡
素化、低消費電力化、ローコスト化といった要求を満足
させつつ、歪補償回路の広帯域非直線歪に対する補償能
力を飛躍的に向上させることにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明のハイブリッド歪
補償方法は、デジタル信号に対してプリディストーショ
ン処理（好ましくは適応プリディストーション処理）を
行う方式と、フィードフォワード方式を併用し、これら
の２つの方式の歪補償を行うステップの他、高精度のフ
ィードフォワード方式の歪補償を可能とするための、デ
ジタル制御を用いた、フィードフォワードループ特性の
調整ステップを含む。

【００２０】また、本発明のハイブリッド歪補償装置
は、入力デジタル信号に対して、電力増幅器の非線形特
性とは逆特性の歪を予め与える適応プリディストーショ
ン回路と、この適応プリディストーション回路が歪補償
することができない歪成分をフィードフォワードループ
によって補償するフィードフォワード歪補償回路と、を
有し、フィードフォワード歪補償回路には、２つの信号
を個別に入力できるような２つの信号入力点が存在し
て、一方の信号入力点には、前記プリディストーション
回路による適応プリディストーション処理を経た信号を
入力し、他方の信号入力点には、前記適応プリディスト
ーション回路による適応プリディストーション処理を経
る前の前記入力デジタル信号に対応する基準信号を入力
するようにして、両回路を、各々の回路の特性を最大限
に引き出すことができる形態で接続したものである。ま
た、本発明のハイブリッド歪補償回路は、デジタル信号
処理回路と高周波パワーアナログ回路をＤ／Ａ変換器お
よびＡ／Ｄ変換器を含む信号経路を介して接続した回路
構成をもつ、フルデジタル制御方式の新規な歪補償回路
である。

【００２１】本発明のハイブリッド歪補償装置の好まし
い一つの態様では、以下の〜の処理を行い、下記の
効果を得る。

【００２２】適応プリディストーション処理を、デジ
タル信号処理にて行う。

【００２３】デジタル信号処理によって、プリディスト
ーションを実現するため、アナログ方式のプリディスト
ーションに比べて高い精度の処理が可能である。

【００２４】フィードフォワード歪補償回路から高周
波アナログ信号を取り出し、取り出したアナログ信号を
デジタル信号に変換し、周波数スペクトル分析などの高
度なデジタル信号処理を用いて、そのデジタル信号の所
望の特性を極めて高精度に測定し、その測定結果を全体
の回路の制御、監視の基礎とする。

【００２５】つまり、アナログ信号処理とは比較になら
ない、高精度なデータを基礎として制御、監視を行うた
め、適応プリディストーション処理機能およびフィード
フォワード歪補償処理機能のそれぞれが格段に向上し、
歪補償能力が飛躍的に向上する。

【００２６】歪補償処理を複数のステージに分け、各
ステージを、シーケンシャルに制御する。

【００２７】通信環境は刻々と変化するものの、短時間
でみれば、ある期間内では信号の特性は変化しないと見
ることができる。この点に着目し、複数のステージを、
所定の手順に従ってシーケンシャルに実行することで、
歪補償処理を、デジタル制御によって無理なく行えるよ
うになる。

【００２８】複数のステージは、例えば、適応プリデ
ィストーション処理を行う第１のステージと、フィード
フォワード歪補償回路に独立に入力される２つの信号、
すなわち非線形歪を含むメインパスへの入力信号と、非
線形歪を含まない基準信号（フィードフォワードループ
に入力される信号である）の振幅、位相、遅延量といっ
た特性を揃えるべく調整を行う第２のステージと、第２
のステージによる調整の成果を確認する第３のステージ
と、フィードフォワード歪補償後の信号の特性を監視す
る第４のステージを含む。

【００２９】フィードフォワード歪補償回路の２つの独
立した入力信号の特性を厳密に揃える調整を必ず実行す
るため、前段のプリディストーション回路の存在に起因
するフィードフォワード歪補償への悪影響を排除するこ
とができる。よって、適応プリディストーションとフィ
ードフォワード歪補償の各々の精度が確保され、両処理
の相乗効果によって、飛躍的に歪補償性能を向上するこ
とが可能となる。

【００３０】すなわち、ディジタル制御の適応プリディ
ストーション歪補償回路は、Ａ／Ｄ変換器やＤ／Ａ変換
器のサンプリング周波数の帯域の外に広がる低レベルの
高次ＩＭ歪成分（相互変調歪成分）については、取り除
くことはできない。

【００３１】しかし、サンプリング周波数の帯域内であ
れば、高レベルの歪成分である、電力増幅器の低次の歪
成分を高い安定性をもって取り除くことができる。そし
て、残留する低レベルの高次ＩＭ歪成分を、高精度のフ
ィードフォワード歪補償処理にて効果的に取り除けば、
広帯域の信号についての安定した高精度の歪補償が実現
される。

【００３２】また、歪が精度よく抑圧されているため、
フィードフォワード歪補償回路内のフィードフォワード
ループに設けられているエラーアンプの利得を下げるこ
とができ、消費電力の低減に役立つ。

【００３３】上述のような第１〜第３のステージを経
て、歪補償回路の全体の調整が一通り終了すると、監視
ステージ（第４のステージ）に移行するが、歪が所定の
範囲に抑圧されている限り、プリディストーション特性
の適応的な調整やフィードフォワード歪補償回路の入力
信号の特性調整は行われず、この期間では、各回路の特
性が固定である。したがって、常時、適応制御を行うア
ナログ回路と異なり、この点でも、消費電力の削減が可
能である。

【００３４】また、近年の移動体通信機器が、通常備
えているデジタル信号処理機能（相関検出、電力測定と
いった機能）を利用することができるため、本発明の歪
補償方法を実施することは比較的容易であり、実用価値
が高い。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。

【００３６】（実施の形態１）近年のＷ−ＣＤＭＡ方式
のマルチキャリア通信では、他の方式の移動体通信に比
較して高周波電力増幅器（パワーアンプ）に対する線形
性がより高く要求される。このため、適応プリディスト
ーションなどの歪補償技術により、パワーアンプの線形
性を補償しないと電力効率が極端に悪化する。

【００３７】パワーアンプの入力信号は、例えば、１５
〜２０ＭＨｚの帯域幅をもつ。よって、歪成分の帯域
も、１００〜２００ＭＨｚ程度にまで広がる。

【００３８】この歪成分を適応プリディストーションだ
けで補償するためには、プリディストーション処理を施
したデジタル信号を、少なくとも歪成分の帯域と同じ１
００〜２００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数でＤ／Ａ
変換する必要がある。

【００３９】また、適応プリディストーション処理を行
おうとすると、パワーアンプの出力信号をデジタル信号
処理系に帰還させる必要があるため、同様に、少なくと
も歪成分の帯域と同じ１００〜２００ＭＨｚ程度のサン
プリング周波数でＡ／Ｄ変換を行う必要がある。

【００４０】そして、更に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の規格に
よると、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器には、１２ビット
〜１６ビットにも及ぶ分解能が要求される。

【００４１】現在の半導体技術では、高分解能（１２〜
１６ビット）を確保しつつ、１００〜２００ＭＨｚで動
作可能なＤ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器を製造することは
非常に困難である。

【００４２】また、仮に、そのようなＤ／Ａ変換器やＡ
／Ｄ変換器が製造できたとしても、動作時の電源消費量
は莫大なものとなる。このことは、電力効率を向上させ
ようとする歪補償とは逆行することになる。

【００４３】このため、本実施の形態では、適応プリデ
ィストーション処理を適用する信号（ベースバンド入力
信号）の帯域は、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器における
１２〜１６ビットの分解能を達成できる周波数に限定す
る。

【００４４】そして、それ以上の高い周波数の帯域に発
生する歪（高次歪）を、デジタル信号処理により正確に
特性調整をなされたフィードフォワード歪補償回路によ
って、効果的に取り除く。

【００４５】これにより、既存のＬＳＩ技術を用いて、
従来不可能であった極めて高精度の歪補償が可能とな
る。

【００４６】以下、図１〜図７を用いて、実施の形態１
にかかる歪補償回路の特徴、構成および動作を説明す
る。

【００４７】図１は、本発明の実施の形態１にかかるハ
イブリッド歪補償装置の基本的な構成を示す回路図であ
る。

【００４８】図示されるように、このハイブリッド歪補
償装置は、適応プリディストーション部（デジタル信号
処理部）１４と、高周波電力増幅器３２と、２つの入力
端ＴＡ１，ＴＡ２をもつフィードフォワード歪補償回路
（高周波パワーアナログ回路）３０と、このフィードフ
ォワード歪補償回路３０の２つの入力信号、出力信号、
あるいはフィードフォワードループの信号のいずれかを
選択的に取り出すための高周波スイッチ回路（以下、単
にスイッチ回路という）ＳＷと、制御・監視部（デジタ
ル信号処理系に属する）と、フィードフォワード歪補償
回路３０の入力端ＴＡ２に与えられる基準信号（歪補償
回路自体の入力信号（ＩＮ）である）の振幅（利得）・
位相・遅延を調整するための振幅・位相・遅延調整器５
１と、スイッチ回路ＳＷの切替を制御すると共に、各部
をシーケンシャルに動作させるために必要な情報（Ｐ
１，Ｐ２）を各部に与えるシーケンサ８０と、を主要な
構成要素として有する。

【００４９】そして、デジタル信号処理系とアナログ信
号処理系との間で信号の授受を行うための信号経路に
は、Ｄ／Ａ変換器２０，５６と、Ａ／Ｄ変換器２８と、
周波数変換回路（ＲＦキャリア発振器２４、ミキサ２
２，２６，５８を構成要素とする）が介在している。

【００５０】フィードフォワード歪補償回路３０は、図
示されるように、歪成分（プリディストーション歪補償
で除去できずに残留している線形歪成分）を含む信号を
メインパスに入力するための入力端ＴＡ１と、歪を含ま
ない基準信号をフィードフォワードループに入力するた
めの入力端ＴＡ２を有する。なお、メインパスとは、入
力端ＴＡ１と結合器３８とを結ぶ線路のことである。

【００５１】また、フィードフォワードループは、信号
振幅を調整するためのアッテネータ（減衰器）４２と、
メインパスの信号から歪成分を分離するための結合器４
６と、歪成分の信号を増幅するエラーアンプ４８と、エ
ラーアンプ４８の出力信号の位相を反転するための移相
器５０と、移相器５０の出力信号をメインパスに帰還さ
せるための結合器３８と、を具備する。

【００５２】本ハイブリッド歪補償装置は、ベースバン
ドデジタル信号に対して適応プリディストーション処理
を行う適応プリディストーション部１４と、フィードフ
ォワード歪補償回路とを複合したハイブリッド構成を有
する。

【００５３】ただし、これらを単純に組み合わせること
は不可能である。

【００５４】そこで、図１の回路では、フィードフォワ
ード歪補償回路３０に、２つの入力端ＴＡ１，ＴＡ２を
設け、各々に、高周波電力増幅器３２の出力信号（プリ
ディストーション歪補償では除去することができなかっ
た残留歪成分を含む信号）と、歪を含まない基準信号を
それぞれ独立に入力する新規な構成を採用し、タイプの
異なる歪補償回路の複合化を可能とした。

【００５５】ハイブリッド歪補償方法における歪補償処
理は、２つの処理に大別される。

【００５６】つまり、フルデジタル制御の適応プリディ
ストーション歪補償にて、Ｄ／Ａ変換器２０，５６やＡ
／Ｄ変換器２８のサンプリング周波数帯域内の、高レベ
ルの歪成分である高周波電力増幅器の低次の歪成分を高
い安定性を持って取り除く。

【００５７】そして、残留する低レベルの高次ＩＭ歪成
分（サンプリング周波数帯域の外の成分）を、フィード
フォワード歪補償処理で取り除く。これにより、従来に
ない、高精度の広帯域歪補償が実現する。

【００５８】ここで、問題となるのは、アナログ回路を
用いたフィードフォワード歪補償の精度が高くないと、
適応プリディストーション歪補償で取り除くことができ
なかった低レベルの高次ＩＭ歪成分の除去が不十分とな
り、本発明がめざす、歪除去精度の飛躍的な向上を達成
できないことである。

【００５９】フィードフォワード歪補償回路３０におけ
る高精度の歪除去は、２つの入力端ＴＡ１，ＴＡ２に入
力される２つの信号の入力レベル（振幅）、位相、遅延
が完全に一致していることを前提として実現される。

【００６０】そこで、図１の歪補償回路（ハイブリッド
歪補償回路）には、フィードフォワード歪補償回路３０
に入力される２つの信号の振幅等を完全に一致させるた
めの調整を行う調整機構が設けられており、この点は、
本発明の歪補償回路の極めて重要な特徴である。

【００６１】つまり、図１の歪補償回路では、適応プリ
ディストーション処理においては、フィードバックパス
（フィードフォワード歪補償処理後の信号を適応プリデ
ィストーション部１４に戻すための信号経路）が必須で
あることに着目し、このフィードバックパスを活用し
て、フィードフォワード歪補償回路３０の２つの入力信
号（図１の信号Ａ１，Ａ２）や、フィードフォワードル
ープの信号（図１の信号Ａ３）を、デジタル信号処理系
に戻す。

【００６２】そして、制御・監視部６０にて、高精度な
デジタル信号処理を用いて、フィードフォワード歪補償
回路３０の２つの入力信号間の、振幅（利得）、初期位
相、伝送遅延の差分（少なくとも、いずれかの特性につ
いての差分）を厳密に測定する。

【００６３】次に、振幅等の調整器５１にて、測定され
た差分がなくなるように、基準信号（歪補償回路の入力
信号（ＩＮ））の振幅，位相，遅延の少なくとも一つ
（実際には、これらの特性すべてを調整するのが好まし
い）を調整する。

【００６４】これにより、フィードフォワード歪補償回
路３０の２つの入力信号間の、振幅（利得）、初期位
相、伝送遅延といった特性が完全に一致し、高精度のフ
ィードフォワード歪補償を行うための条件が整う。

【００６５】また、フィードフォワード歪補償回路３０
に入力される高周波電力増幅器３２の出力信号は、プリ
ディストーション歪補償によって高レベルの歪が除去さ
れた信号である。

【００６６】したがって、フィードフォワードループ中
に介在するエラーアンプ４８には、高レベルの歪成分が
入力されないことになる。よって、エラーアンプの電力
増幅率を低めに設定することができる。このことは、消
費電力の低減に貢献する。

【００６７】プリディストーション処理およびフィード
フォワード歪補償回路３０の２つの入力信号の特性調整
が終了すると、スイッチ回路ＳＷからは、フィードフォ
ワード歪補償回路３０の出力信号（図１の信号Ａ４）が
出力され、デジタル信号処理系に戻される。

【００６８】そして、制御・監視部６０は、この帰還信
号の特性を監視し、所望の歪補償精度が確保できなくな
ったとき、プリディストーション処理およびフィードフ
ォワード歪補償回路３０の２つの入力信号の特性調整を
再度、順次、実行する。

【００６９】信号処理の順序は、シーケンサ８０により
制御される。

【００７０】以下、図２〜図５を用いて、本実施の形態
における歪補償処理の主要なステージ（処理段階）なら
びに各ステージにおける回路動作を説明する。

【００７１】（適応プリディストーション処理ステー
ジ）図２は、適応プリディストーション処理ステージの
回路動作を説明するための図である。図中、本ステージ
における特徴的な動作を、太い矢印で示している（以下
の説明で使用する図３〜図５でも同様である）。

【００７２】スイッチ回路（ＳＷ）はシーケンサ８０か
らの制御信号（Ｐ２）により、ｄ端子側に切り替えられ
ている。

【００７３】シーケンサ８０は、適応プリディストーシ
ョン処理部１４および制御・監視部６０に、スイッチ回
路（ＳＷ）の状態を伝える信号（スイッチステート信号
Ｐ１）を与える。

【００７４】適応プリディストーション処理部１４は、
現在のスイッチ回路（ＳＷ）がｄ端子側に切り替えられ
ていることから、現在のステージが、適応プリディスト
ーション処理のステージであることを認識する。

【００７５】以下、図１中、太い矢印で示される信号伝
達経路に沿って、回路動作を説明する。

【００７６】入力信号（無線送信の対象となる信号）Ｉ
Ｎは、適応プリディストーション部１４にてプリディス
トーション処理を経た後、Ｄ／Ａ変換器２０にてデジタ
ル信号に変換され、周波数変換回路（２２，２４）でア
ップコンバートされた後、高周波電力増幅器３２にて増
幅され、フィードフォワード歪補償回路３０の入力端Ｔ
Ａ１に入力される。

【００７７】この入力信号には、プリディストーション
歪補償では除去できなかった歪成分が重畳されている。

【００７８】スイッチ回路（ＳＷ）はシーケンサ８０の
制御により、ｄ端子側に切り替えられている。フィード
フォワード歪補償回路３０の入力端ＴＡ１に入力された
信号はスイッチＳＷから選択的に出力される（信号Ａ
１）。

【００７９】この信号Ａ１は、周波数変換器（２６，２
４）、Ａ／Ｄ変換器２８を経由して、デジタル信号処理
系に戻される。

【００８０】この戻された信号（すなわち帰還信号）に
基づき、適応プリディストーション部１４では、プリデ
ィストーションの特性を適応的に更新する（具体的な方
式については図８を用いて、後に具体的に説明する）。

【００８１】また、この帰還信号は、監視・制御部６０
にも与えられる。この監視・制御部６０の測定部７０
は、デジタル信号処理を用いて、帰還信号の信号レベル
（振幅，利得），位相，遅延の各特性を測定し、その測
定結果をメモリ７１に、一時的に記憶する。

【００８２】適応制御（プリディストーション処理の制
御パラメータの更新）が終了すると、適応プリディスト
ーション部１４は、ステート終了を知らせるステートエ
ンド信号（ＳＥ１）をシーケンサ８０に送る。

【００８３】（フィードフォワード歪補償回路の２つの
入力信号の特性を揃えるステージ）図３は、２つの信号
の特性を調整するステージの回路動作を説明するための
図である。

【００８４】本ステージでは、シーケンサ８０からの制
御信号Ｐ２により、スイッチ回路（ＳＷ）は、ａ端子側
に切り替えられる。

【００８５】また、シーケンサ８０は、適応プリディス
トーション処理部１４および制御・監視部６０に、スイ
ッチ回路（ＳＷ）の状態を伝える信号（スイッチステー
ト信号Ｐ１）を与える。

【００８６】制御・監視部６０は、現在のスイッチ回路
（ＳＷ）がａ端子側に切り替えられていることから、現
在のステージが、フィードフォワード歪補償回路の２つ
の入力信号の特性を揃えるステージであることを認識す
る。

【００８７】入力信号（ＩＮ）が、調整器５１を経て、
Ｄ／Ａ変換器５６にてアナログ信号に変換され、続い
て、周波数変換回路（２６，５８）にてアップコンバー
トされる。

【００８８】アップコンバートされた信号は、フィード
フォワード歪補償回路３０の入力端ＴＡ２に基準信号と
して入力され、その基準信号（信号Ａ２）は、スイッチ
回路ＳＷから選択的に取り出され、周波数変換器（２
６，２４）、Ａ／Ｄ変換器２８を経由して、デジタル信
号処理系に戻される。

【００８９】制御・監視部６０の測定部７０は、その戻
された信号（帰還信号）の信号レベル（振幅，利得），
位相，遅延の各特性を測定する。

【００９０】次に、比較部７３が、その測定結果を、メ
モリ７１に一時的に記憶されている前ステージにおける
測定結果と比較し、差分を求める。

【００９１】そして、その差分を無くなるように、調整
器５１にて、入力信号（ＩＮ）のレベル，位相，遅延を
調整する。

【００９２】この調整が正確に行われたとすると、フィ
ードフォワード歪補償回路３０の入力端ＴＡ２に与えら
れる基準信号の特性は、高周波電力増幅器３２の出力信
号の特性とほぼ完全に一致する。

【００９３】制御・監視部６０は、この微調整が完了す
ると、シーケンサ８０に、ステートエンド信号ＳＥ２を
送る。

【００９４】（特性調整の効果を確認するステージ）前
ステージにおいて、フィードフォワード歪補償回路３０
の２つの入力信号の特性を揃えるべく、調整器５１によ
り、入力信号（ＩＮ）のレベル，位相，遅延を調整し
た。

【００９５】しかし、その調整の結果、実際に２つの入
力信号の特性が一致したかどうかは明らかではなく、こ
の確認をしないで、最終ステージである監視ステージに
移行するのは、リスクが伴う。よって、本ステージに
て、調整の成果を確認する。

【００９６】図４は、２つの信号の特性を揃えるべく調
整した結果を確認するステージを説明するための図であ
る。

【００９７】本ステージでは、シーケンサ８０からの制
御信号Ｐ２により、スイッチ回路（ＳＷ）は、ｂ端子側
に切り替えられる。また、シーケンサ８０は、適応プリ
ディストーション処理部１４および制御・監視部６０
に、スイッチ回路（ＳＷ）の状態を伝える信号（スイッ
チステート信号Ｐ１）を与える。

【００９８】制御・監視部６０は、現在のスイッチ回路
（ＳＷ）がｂ端子側に切り替えられていることから、現
在のステージが、フィードフォワード歪補償回路の２つ
の入力信号の特性が、実際に、揃っているかを確認する
ステージであることを認識する。

【００９９】フィードフォワード歪補償回路３０の２つ
の入力信号の特性が揃っているのならば、フィードフォ
ワードループには歪成分の信号のみが得られるはずであ
る。すなわち、結合回路４６で、メインパスの信号（基
準信号と等価な信号に非線形歪が混在した信号）から基
準信号を減算した後の信号には、歪成分のみが含まれ、
基準信号が漏れこむ（リークする）ような事態は生じな
いはずである。

【０１００】そして、歪成分のレベルは、適応プリディ
ストーション歪補償の効果により十分に抑圧されている
はずである。

【０１０１】したがって、結合回路４６で、メインパス
の信号から基準信号を減算した後の信号と、基準信号と
の相関値を求め、その相関値の電力を計算し、その電力
値がしきい値を超えているならば、フィードフォワード
歪補償回路３０の結合回路６０の出力信号に、基準信号
の成分が許容値を超えて漏れ込んでいる（つまり、減算
によって除去されずに基準信号の成分が相当量含まれて
いる）ことになる。

【０１０２】つまり、直前のステージにおける２つの信
号の調整ミスによって、歪成分の他、許容値を超える基
準信号の漏れ成分（リーク成分）も含まれているという
ことである。

【０１０３】本ステージでは、このようなチェックを行
い、良好なチェック結果が得られない限り、シーケンサ
８０は、何回でも、直前のステージ（２つの信号の特性
を揃えるための調整ステージ）を繰り返し実行させるこ
とになる。

【０１０４】図４に太い矢印で示される本ステージにお
ける特徴的な動作は、図３に示される動作とほぼ同じで
ある。

【０１０５】すなわち、フィードフォワード歪補償回路
３０の結合回路４６にて、メインパスの信号から基準信
号を減算した後の信号（歪成分の信号Ａ３）が、スイッ
チ回路ＳＷから選択的に出力され、デジタル信号処理系
に帰還される。

【０１０６】そして、制御・監視部６０の調整終了判定
部７４にて、帰還信号と基準信号との相関値を求め、そ
の相関値の電力を計算し、その電力値が所定のしきい値
を超えているかチェックすることにより、基準信号の漏
れ成分の量が、許容範囲内にあるか否かを判定する。

【０１０７】制御・監視部６０は、このチェックが終了
すると、そのチェック結果（ＯＫ／ＮＧ）を示す信号Ｑ
１を、シーケンサ８０に送出する。また、これと並行し
て、制御・監視部６０は、本ステージの終了を示すステ
ートエンド信号ＳＥ３を、シーケンサ８０に送出する。

【０１０８】シーケンサ８０は、制御・監視部８０から
送られてきたチェック結果を示す信号Ｑ１がＯＫである
かＮＧであるかを確認し、ＯＫであれば、最終ステージ
である監視ステージに移行させるべく、スイッチ回路
（ＳＷ）をｃ端子側に切り替えさせる。

【０１０９】一方、ＮＧであれば、スイッチ回路（Ｓ
Ｗ）の切り替えを行わず、図３の調整ステージをもう一
度、実行させ、続いて、再度、図４のチェックを実行さ
せる。

【０１１０】このような極めて念入りな調整を行うの
は、アナログ方式のフィードフォワード歪補償が、Ｄ／
Ａ変換やＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数に起因してデ
ジタル方式の歪補償では取り除くことができない、微小
なレベルの高次の歪を、効果的に除去するという重要な
役割を担うからである。

【０１１１】（監視ステージ）図５は、監視ステージ
（歪補償処理の最終ステージ）を説明するための図であ
る。

【０１１２】本ステージでは、シーケンサ８０からの制
御信号Ｐ２により、スイッチ回路（ＳＷ）は、ｃ端子側
に切り替えられる。

【０１１３】また、シーケンサ８０は、適応プリディス
トーション処理部１４および制御・監視部６０に、スイ
ッチ回路（ＳＷ）の状態を伝える信号（スイッチステー
ト信号Ｐ１）を与える。

【０１１４】制御・監視部６０は、現在のスイッチ回路
（ＳＷ）がｃ端子側に切り替えられていることから、現
在のステージが、フィードフォワード歪補償回路３０の
出力信号に含まれる歪の抑圧状態（周波数スペクトル分
析による歪の分布が、許容される範囲内に収まっている
か否か）を監視するステージであることを認識する。本
ステージでは、本実施の形態の歪補償回路の最終出力信
号（信号Ａ４）をスイッチ回路（ＳＷ）から選択的に取
り出し、デジタル信号処理系に帰還させる。制御・監視
部６０の監視部６２では、帰還信号の周波数スペクトル
情報を得、所定のエミッションマスクと比較することに
より、帰還信号の周波数スペクトルが、所定のエミッシ
ョンマスク内に抑圧されているか否かを監視する。

【０１１５】制御・監視部６０は、周期的に監視を実行
し、１回の監視動作が終了する毎に、その監視の結果
（ＯＫ／ＮＧ）を示す信号Ｑ２をシーケンサ８０に送
る。

【０１１６】シーケンサ８０は、制御・監視部６０から
受け取る信号Ｑ２がＯＫを示している限り、監視動作を
継続する。

【０１１７】この監視動作が継続している状態では、、
プリディストーション歪補償の適応的な制御は停止され
る。適応制御のための回路が動作しない分、消費電力の
削減に役立つ。

【０１１８】一方、シーケンサ８０は、制御・監視部６
０から受け取る信号Ｑ２がＮＧを示している場合には、
図２に示される適応プリディストーションのステージを
再度、実行させ、以降、図３および図４のステージを順
次、実行させる。

【０１１９】以上の各ステージの流れを、時系列的に示
すと図７のようになる。

【０１２０】すなわち、まず、適応プリディストーショ
ン処理を行う（時刻ｔ１）。

【０１２１】次に、フィードフォワード歪補償回路にお
けるフィードフォワードループの調整（基準信号の特性
をメインパスの信号の特性に合わせる調整）を行い（時
刻ｔ２）、その調整の結果の判定処理（基準信号のリー
ク量の測定処理）を行う（時刻ｔ３）。

【０１２２】この判定の結果、基準信号の成分が許容値
を超えて混入している場合には、フィードフォワードル
ープの調整をやり直す。

【０１２３】そして、フィードフォワードループ調整が
完了した後、時刻ｔ４から監視ステップに移行する。監
視ステップでは、歪補償回路の最終出力信号（送信信
号）の周波数スペクトルを解析する。

【０１２４】次に、測定された周波数スペクトルを、所
定の基準マスクパターン（エミッションマスクパター
ン）と比較し、周波数軸上での歪の抑圧状態をチェック
し、周波数スペクトルが許容範囲内に抑圧されているな
らば、そのまま監視を続行する。この間、プリディスト
ーション処理のルックアップテーブル（ＬＵＴ）の適応
更新は行わない。

【０１２５】時刻ｔ５において、監視の結果、ＮＧと判
定されると、時刻ｔ１〜時刻ｔ４までの一連のステップ
（調整ステップ）を再度、シーケンシャルに実行する。

【０１２６】本実施の形態の歪補償方法（適応プリディ
ストーション処理とフィードフォワード歪補償を組み合
わせたハイブリッド方式の歪補償方法）における、主要
な処理状態ならびに主要な動作を図６に示す。

【０１２７】まず、スイッチ回路（ＳＷ）をｄ端子側に
切り替え、適応プリディストーション処理を行う（状態
１，ステップ１００）。

【０１２８】次に、スイッチ回路（ＳＷ）をａ端子側に
切り替える。

【０１２９】そして、フィードフォワード歪補償回路に
おける２つの入力信号（メインパスへの入力信号と基準
信号）間の利得（振幅）、遅延、位相のインバランスを
測定し、そのインバランスを解消するべく、基準信号の
特性の調整を行う（状態２、ステップ１０２）。

【０１３０】次に、スイッチ回路（ＳＷ）をｂ端子側に
切り替え、状態２における調整の結果をチェックするた
めの状態３に移行する。

【０１３１】この状態３では、フィードフォワードルー
プにおける歪信号以外の基準信号の成分の電力値（基準
信号の漏れ（リーク）量）を測定する（ステップ１０
４）。そして、そのリーク量がしきい値を超えているか
否かを判定し（ステップ１０６）、ＮＧならばステップ
１００に戻り、ＯＫならば、状態４に移行する。

【０１３２】状態４では、スイッチ回路（ＳＷ）はｃ端
子側に切り替えられる。そして、歪補償回路の最終出力
信号を周波数スペクトル測定し、所定の基準マスクパタ
ーン（エミッションマスクパターン）と比較し、周波数
軸上での歪の抑圧状態を判定する（ステップ１０８）。

【０１３３】その判定の結果、周波数スペクトルが許容
範囲内に抑圧されているならば（ステップ１１０）、そ
のまま監視を続行し、そうでなければ（ステップ１１
０）、ステップ１００に戻って、上述の処理をシーケン
シャルに実行する。

【０１３４】（実施の形態２）図８〜図１０を用いて、
歪補償回路の、より具体的な構成例、および特徴的な回
路動作を説明する。

【０１３５】図８に示される歪補償回路の基本的な構成
は、図１の歪補償回路の構成と同じである。ただし、図
８では、図１において一つの機能ブロックとして示され
ていた部分について、より細分化された機能ブロックを
示すと共に、各部の回路構成をより具体的に記載してあ
る。

【０１３６】また、図８では、理解の容易のために、信
号の周波数特性の例と、信号の周波数スペクトルの例を
併記している。

【０１３７】なお、図８の回路において、図１の回路と
同じ部分には同じ参照符号を付してある。

【０１３８】適応プリディストーション部１４は、適応
アルゴリズム１８と、制御データを記憶しているルック
アップテーブル（ＬＵＴ）１８と、乗算器１３と、遅延
器１２とを具備する。

【０１３９】適応アルゴリズム１２は、アナログ信号処
理系から帰還された帰還信号と、遅延器１２により、入
力信号（ＩＮ）を、帰還信号が戻ってくるまでに要する
時間だけ遅延させた遅延信号との差分を求めることで、
残留歪成分を検出する。

【０１４０】そして、残留歪成分を低減するべく、ルッ
クアップテーブル（ＬＵＴ）１６を更新し、ＬＵＴ１６
から出力される制御データを、乗算器１３にて入力信号
（ＩＮ）に乗算して、適応プリディストーション処理を
行う。

【０１４１】この結果、高周波電力増幅器３２の周波数
特性とは逆の特性の歪が、意図的に入力信号（ＩＮ）に
与えられる。

【０１４２】高周波電力増幅器３２の非線形特性に起因
する歪に関して、プリディストーション処理の効果で、
広い周波数帯域に渡ってかなり補償される。しかし、高
周波数領域における非線形性は補償できない。

【０１４３】フィードフォワード歪補償回路３０は、プ
リディストーション処理により除去できない高次の歪を
除去するために設けられる。図中、参照符号３４，４０
および４６は分波器であり、また、参照符号３６は、タ
イミング調整のための遅延線である。

【０１４４】フィードフォワード歪補償によって高次の
歪を除去することにより、出力信号（ＯＵＴ）に関して
は、きわめて広い帯域に渡って直線性が保証される。

【０１４５】制御・監視部６０は、制御を担当するブロ
ックとして、利得（振幅）・位相・・遅延インバランス
測定部７０（図２の測定部７０と同じであるため、同じ
参照符号を使用する）と、調整器５１による入力信号
（ＩＮ）に対する調整動作を制御する利得・位相・遅延
制御部７２と、調整器５１による調整の結果を判定する
調整結果判定部７４（図４の調整終了判定部７４と同じ
であるため、同じ符号を使用している）と、を有する。

【０１４６】調整結果判定部７４は、フィードフォワー
ドループに現われる基準信号の漏れ（リーク）成分の量
が、リークしきい値を上回るか否かを判定する。

【０１４７】また、制御・監視部６０は、監視を担当す
るブロックとして監視部６２を有し、この監視部６２
は、ＦＦＴアナライザ６４と、ＦＦＴ演算の結果に基づ
いてパワースペクトル密度（ＰＳＤ）を計算するＰＳＤ
計算部と、スペクトル抑圧判定部６８と、を有する。

【０１４８】スペクトル抑圧判定部６８は、例えば、Ｗ
−ＣＤＭＡ通信の規格で定められている各種のエミッシ
ョンマスクパターンを用いて、パワースペクトル密度の
分布が、そのエミッションマスクパターン内に抑圧され
ているか否かを判定する。

【０１４９】また、入力信号（ＩＮ）の振幅・位相・遅
延を調整する調整器５１は、可変遅延回路５２と、係数
を乗算することにより入力信号（ＩＮ）の位相・振幅を
調整する回路５４と、を有する。

【０１５０】可変遅延回路５２と位相・振幅調整回路５
４の特性は、それぞれ、利得・位相・遅延制御部７２か
ら出力される制御信号Ｃ１，Ｃ２によって制御される。

【０１５１】シーケンサ８０には、一つの処理ステージ
の終了を示すステートエンド信号ＳＥ１〜ＳＥ３と、判
定の結果（ＯＫ／ＮＧ）を示す信号Ｑ１，Ｑ２とが入力
される。

【０１５２】シーケンサ８０は、こららの入力信号に基
づいて、次に行うべき処理を認識し、スイッチ制御信号
Ｐ２をスイッチ回路（ＳＷ）に送出してスイッチの切り
替えを制御する。また、スイッチ状態情報（Ｐ２）を各
部に送り、スイッチ回路（ＳＷ）の現在の切り替え状態
を通知する。これにより、各部は現在の処理ステージを
知ることができる。

【０１５３】図９に、利得・位相・遅延インバランス測
定部７０の内部の具体的な構成例を示す。

【０１５４】帰還信号の利得（振幅）は、Ａ／Ｄ変換器
２８の変換出力信号（帰還信号）の２乗を２乗計算部２
００で計算し、積分器２０８で積分することにより求め
る。図９中、求められた利得は、参照符号Ｙ１で示され
る。

【０１５５】求められた利得（フィードフォワード歪補
償回路３０のメインパスの信号の利得）Ｙ１は、一旦、
メモリ７１に保存される。

【０１５６】そして、次の処理ステージにおいて、基準
信号についての利得が求められた時点で、加算器２７２
において、減算処理を行い、先に求められた利得と今回
の利得との差分（利得差）が求められる。

【０１５７】帰還信号の位相は、入力信号ＩＮ（基準信
号）との相対的な位相差の情報として求められる。

【０１５８】すなわち、相関器２３０により、入力信号
ＩＮ（基準信号）と帰還信号との複素相関を求め、計算
部２１０にて、相関値の直交成分と同相成分の比のアー
クタンジェントを計算することで位相Ｙ２が求まる。

【０１５９】求められた位相（フィードフォワード歪補
償回路３０のメインパスの信号の利得）Ｙ２は、一旦、
メモリ７１に保存される。

【０１６０】そして、次の処理ステージにおいて、基準
信号についての利得が求められた時点で、加算器２７４
において、減算処理を行い、先に求められた位相と今回
の位相との差分（位相差）が求められる。

【０１６１】また、帰還信号の遅延は、例えば、ＣＤＭ
Ａ方式の送信信号の特有の性質を利用して測定すること
ができる。例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の移動体通信のデ
ジタル変調信号では、シンボルレート(チップレート)の
１／２の周波数成分の付近に、シンボル（チップ）タイ
ミング情報を持った正弦波成分が存在する。

【０１６２】そこで、帰還信号の２乗を２乗計算部２０
０で求め、その２乗値に対して、検波部２１２にて、ス
ーパーヘテロダイン検波を行って正弦波成分を抽出し、
積分器２１４で積分した後、計算部２１６にて、直交成
分と同相成分の比のアークタンジェントを計算すること
で遅延が求められる。求められた遅延（フィードフォワ
ード歪補償回路３０のメインパスの信号の利得）Ｙ３
は、一旦、メモリ７に保存される。

【０１６３】そして、次の処理ステージにおいて、基準
信号についての利得が求められた時点で、加算器２７６
において、減算処理を行い、先に求められた遅延と今回
の遅延との差分（遅延差）が求められる。

【０１６４】また、基準信号の特性の調整の結果を判定
するステージにて、帰還信号に含まれる基準信号成分の
リーク量は、相関器２３０で求められた相関値の２乗
を、２乗計算部２０２で求め、積分器２０４で積分する
ことにより測定される。

【０１６５】そして、スペクトル抑圧判定部２０６は、
求められたリーク量が、リークしきい値を上回っている
か否かを判定する。

【０１６６】図１０に、状態１（ステージ１）および状
態４（ステージ４）における、最終出力信号（ＯＵＴ）
の周波数特性（図中、（ａ）で示される）と、周波数ス
ペクトル（図中、（ｂ）で示される）を示す。

【０１６７】状態１（適応プリディストーション処理の
ステージ）では、高次の歪は、完全には除去できない。

【０１６８】しかし、状態２，３を経て、状態４（監視
ステージ）に移行し、フィードフォワード歪補償を併用
した歪補償が行われると、監視状態３５０のように、広
い帯域に渡って、ほぼ完全に歪を除去することが可能で
ある。

【０１６９】監視状態３５１は、エミッションマスク
（Ｍ）による周波数スペクトル抑圧判定の結果が良好な
場合を示している。

【０１７０】そして、監視状態３５２のように、周波数
スペクトルの一部が、エミッションマスク（Ｍ）からは
み出し（はみ出し部分にＥＲという参照符号を付してい
る）、周波数スペクトル抑圧判定の結果がＮＧとなる
と、状態１に戻って、各ステージの処理を再度、シーケ
ンシャルに実行する。

【０１７１】（実施の形態３）図１１は、本発明の歪補
償装置を備える、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のマルチキャリア送
信装置の構成を示すブロック図である。図１１では、説
明の便宜上、前掲の図面と同じ部分には、同じ参照符号
を付してある。

【０１７２】図示されるように、マルチキャリア送信装
置は、マルチキャリア・ベースバンド・プロセッサ３０
０と、本発明の歪補償装置４００と、を具備する。

【０１７３】マルチキャリア・ベースバンド・プロセッ
サ３００は、ＦＩＲローパスフィルタ３０１〜３０３
と、係数乗算器３０４，３０５と、合成器３０６と、を
具備する。

【０１７４】歪補償装置４００は、デジタル信号処理系
３１０と、デジタル／アナログインタフェース系３１８
と、本発明のフィードフォワード歪補償装置３０（フィ
ードフォワードアンプ３２０とスイッチ回路ＳＷとを構
成要素として含む）と、を有する。

【０１７５】デジタル信号処理系３１０は、適応プリデ
ィストーション部１４と、制御・監視部６０と、シーケ
ンサ８０と、周波数変換器３１１，３１４，３１５と、
遅延器３１２，３１６と、ＦＩＲローパスフィルタ３１
３と、を具備する。

【０１７６】また、デジタル／アナログインタフェース
系３１８は、Ｄ／Ａ変換器２０，５６と、Ａ／Ｄ変換器
２８と、周波数変換器（２２，２６，５８，２４）と、
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２７，２９と、を具備す
る。

【０１７７】図１２（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、図１１
の回路における入力信号（キャリア数３）、プリディス
トーション信号、フィードフォワード歪補償における基
準信号、出力信号の周波数スペクトルを示している。

【０１７８】この図から明らかなように、本発明による
と、広い帯域に渡って、精度の高い歪補償を行うことが
できる。

【０１７９】近年のＷ−ＣＤＭＡ方式のマルチキャリア
通信では、他の方式の移動体通信に比較して高周波電力
増幅器（パワーアンプ）に対する線形性がより高く要求
される。このため、適応プリディストーションなどの歪
補償技術により、パワーアンプの線形性を補償しないと
電力効率が極端に悪化する。

【０１８０】パワーアンプの入力信号は、例えば、１５
〜２０ＭＨｚの帯域幅を持つ。よって、歪成分の帯域
も、１００〜２００ＭＨｚ程度にまで広がる。

【０１８１】この歪成分を適応プリディストーションだ
けで補償するためには、プリディストーション処理を施
したデジタル信号を、少なくとも歪成分の帯域と同じ１
００〜２００ＭＨｚ程度のサンプリング周波数でＤ／Ａ
変換する必要がある。

【０１８２】また、適応プリディストーション処理を行
おうとすると、パワーアンプの出力信号をデジタル信号
処理系に帰還させる必要があるため、同様に、少なくと
も歪成分の帯域と同じ１００〜２００ＭＨｚ程度のサン
プリング周波数でＡ／Ｄ変換を行う必要がある。

【０１８３】そして、更に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式の規格に
よると、Ｄ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器には、１２ビット
〜１６ビットにも及ぶ分解能が要求される。

【０１８４】現在の半導体技術では、高分解能（１２〜
１６ビット）を確保しつつ、１００〜２００ＭＨｚで動
作可能なＤ／Ａ変換器やＡ／Ｄ変換器を製造することは
非常に困難である。

【０１８５】また、仮に、そのようなＤ／Ａ変換器やＡ
／Ｄ変換器が製造できたとしても、動作時の電源消費量
は莫大なものとなる。このことは、電力効率を向上させ
ようとする歪補償とは逆行することになる。

【０１８６】このため、本実施の形態では、適応プリデ
ィストーション処理を適用する信号の帯域は、Ｄ／Ａ変
換器２０，５６やＡ／Ｄ変換器２８における１２〜１６
ビットの分解能を達成できる周波数に限定する。

【０１８７】そして、それ以上の高い周波数の帯域に発
生する歪（高次歪）を、デジタル信号処理により特性調
整を行なったフィードフォワード歪補償回路３０によっ
て、取り除く。

【０１８８】これにより、本発明によれば、既存のＬＳ
Ｉ技術を用いて、従来不可能であった極めて高精度の歪
補償が可能となる。

【０１８９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
既存のＬＳＩ技術を用いて、回路の小型化・簡素化、低
消費電力化、ローコスト化といった要求を満足させつ
つ、無理なく、歪補償回路の広帯域非直線歪に対する補
償能力を、飛躍的に向上させることができる。

【０１９０】Ｗ−ＣＤＭＡの規格である3GPP TS 25.104
に規定されるカテゴリーＡ/Ｂのエミッションマスクの
帯域は、信号帯域を中心として、その上側および下側に
約１ＧＨｚまでカバーする極めて広い帯域となってい
る。このような広い帯域において発生する高次の歪成分
は、通常の適応プリディストーション回路では取り除く
ことは全く不可能であった。しかし、本発明を用いるこ
とで、このような厳しい要求にも応えることができるよ
うになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１にかかる歪補償回路の基
本的な構成を示す回路図

【図２】適応プリディストーション処理ステージにおけ
る、図１の歪補償回路の特徴的な動作（信号の流れ）を
説明するための図

【図３】フィードフォワード歪補償回路の２つの入力信
号の特性を揃える調整を行うステージにおける、図１の
歪補償回路の特徴的な動作（信号の流れ）を説明するた
めの図

【図４】図３の調整の結果を確認するステージにおけ
る、図１の歪補償回路の特徴的な動作（信号の流れ）を
説明するための図

【図５】監視ステージにおける、図１の歪補償回路の特
徴的な動作（信号の流れ）を説明するための図

【図６】本発明のハイブリッド歪補償方法（プリディス
トーション歪補償とフィードフォワード歪補償を併用し
たフルデジタル制御の歪補償方法）における、主要な手
順を示すフロー図

【図７】本発明のハイブリッド歪補償方法の主要な動作
手順を時間軸上で示す図

【図８】本発明の実施の形態２にかかる歪補償回路の基
本的な構成を示す回路図

【図９】図８の回路における、利得・位相・遅延インバ
ランス測定部の具体的な構成の一例を示すブロック図

【図１０】図８の回路の、状態１（ステージ１）および
状態４（ステージ４）における、最終出力信号（ＯＵ
Ｔ）の周波数特性と、周波数スペクトルを示す図

【図１１】本発明の歪補償装置を備える、Ｗ−ＣＤＭＡ
方式のマルチキャリア送信装置の構成の一例を示すブロ
ック図

【図１２】（ａ）図１１の回路における、入力信号の周
波数スペクトルを示す図 （ｂ）図１１の回路における、プリディストーション信
号の周波数スペクトルを示す図 （ｃ）図１１の回路における、フィードフォワード歪補
償における基準信号の周波数スペクトルを示す図 （ｄ）図１１の回路における、出力信号の周波数スペク
トルを示す図

【符号の説明】

１４ 適応プリディストーション部 ２０，５６ Ｄ／Ａ変換部 ２２，２４，２６，５８ 周波数変換部 ３２ 高周波電力増幅器（パワーアンプ） ３０ フィードフォワード歪補償回路 ３８，４６ 結合器 ４２ アッテネータ ４８ エラーアンプ ５０ １８０°移相器 ５１ 振幅・位相・遅延・調整器 ６０ 制御・監視部 ８０ シーケンサ ＳＷ 高周波スイッチ回路 ＡＮＴ アンテナ ＩＮ 入力信号 Ｐ１ 高周波スイッチ回路の切替情報 Ｐ２ 高周波スイッチ回路の切替制御信号 Ａ１ フィードフォワード歪補償回路のメインパスへの
入力信号 Ａ２ フィードフォワード歪補償回路のフィードフォワ
ードループに入力される基準信号 Ａ３ フィードフォワード歪補償回路の２つの入力信号
の特性調整の結果を判定するための信号 Ａ４ 歪補償回路の最終出力信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/32 H04B 1/04

Claims (15)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デジタル信号に対するプリディストーシ
   ョン処理と、フィードフォワード方式の歪キャンセル処
   理とを併用する、デジタル制御によるハイブリッド歪補
   償方法であって、 入力デジタル信号に、プリディスト−ション回路を用い
   てプリディストーション処理を行い、そのプリディスト
   ーション処理後のデジタル信号をアナログ信号に変換
   し、変換後のアナログ信号を電力増幅器で増幅し、その
   増幅信号をデジタル信号に変換し、その変換後の信号に
   基づき、前記プリディスト−ション回路のプリディスト
   ーション特性を適応的に制御する第１のステップと、 前記フィードフォワード方式の歪キャンセル処理を行う
   回路のメインパスに入力される前記電力増幅器の出力信
   号と、フィードフォワードループに入力される基準信号
   の各々をデジタル信号に変換し、変換後の各々の信号の
   特性をデジタル信号処理を用いて測定し、その測定結果
   に基づき、前記各変換後の信号の特性が同じになるよう
   に、前記基準信号の利得、位相および遅延の少なくとも
   一つを調整する第２のステップと、 前記フィードフォワード方式の歪キャンセル処理を行う
   回路における、前記フィードフォワードループの信号を
   デジタル信号に変換し、このデジタル信号と前記基準信
   号との相関検出を行って前記フィードフォワードループ
   の信号に含まれる基準信号の漏れ量を測定し、その測定
   結果に基づき、前記第２のステップにおける調整の結果
   を判定する第３のステップと、 前記フィードフォワード方式の歪キャンセルを行う回路
   の出力信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル
   信号の所定の特性が、許容される範囲内にあるか否かを
   デジタル信号処理を用いて監視する第４のステップと、 を含むことを特徴とするハイブリッド歪補償方法。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記第２のステップにおける、変換後の各々の信号の特
   性をデジタル信号処理を用いて測定する処理は、 前記変換後の各々の信号と前記基準信号との相互相関を
   検出し、検出された相互相関値の振幅の平均値を測定
   し、その測定結果を用いて、前記変換後の各々の信号に
   ついての位相情報を得る処理、あるいは、 前記変換後の各々の信号の二乗値を求め、求められた二
   乗値に基づき、各信号の利得情報および遅延情報を得る
   処理の、少なくとも一つを含むことを特徴とするハイブ
   リッド歪補償方法。
3. 【請求項３】 請求項１において、 前記第４のステップにおける前記監視は、 前記変換後のデジタル信号の周波数スペクトルを測定
   し、その周波数スペクトルが所定のエミッションマスク
   内に抑圧されているか否かを判定する処理を含むことを
   特徴とするハイブリッド歪補償方法。
4. 【請求項４】 請求項１において、 前記第４のステップの前記監視は、 前記変換後のデジタル信号を離散フーリエ変換し、その
   離散フーリエ変換の結果からパワースペクトル密度関数
   を算出し、算出されたパワースペクトル密度関数と所定
   のエンベロープ閾値との比較を行ない、これにより歪補
   償の良／不良を判定する処理を含むことを特徴とするハ
   イブリッド歪補償方法。
5. 【請求項５】 請求項１において、 前記第４のステップにおける前記監視を行っている期間
   では、前記第１のステップにおける前記適応的なプリデ
   ィストーション特性の調整動作、ならびに前記第２のス
   テップにおける前記基準信号の利得、位相および遅延の
   少なくとも一つを調整する動作が停止されることを特徴
   とするハイブリッド歪補償方法。
6. 【請求項６】 請求項１において、 前記第１のステップにおける前記プリディスト−ション
   回路の前記プリディストーション特性を適応的に調整す
   る処理は、前記プリディストーション回路に含まれるル
   ックアップテーブルの出力データを更新する処理である
   ことを特徴とするハイブリッド歪補償方法。
7. 【請求項７】 請求項１において、 前記第２のステップにおける前記調整が正確に行われて
   いないと判定されたときには、所望の調整がなされたと
   判定されるまで、前記基準信号の調整を続行することを
   特徴とするハイブリッド歪補償方法。
8. 【請求項８】 請求項１において、 前記第３のステップにおける、前記第２のステップにお
   ける調整の結果の判定は、前記フィードフォワードルー
   プの信号をデジタル信号に変換した後の信号と前記基準
   信号との相互相関を求め、前記相互相関値の電力を算出
   し、算出された電力値を閾値と比較することにより行わ
   れることを特徴とするハイブリッド歪補償方法。
9. 【請求項９】 請求項１において、 前記第４のステップにおける監視の結果、前記変換後の
   デジタル信号の所定の特性が、前記許容される範囲内に
   ないと判定された場合には、前記第１のステップから前
   記第３のステップを、順次、再実行することを特徴とす
   るハイブリッド歪補償方法。
10. 【請求項１０】 請求項１〜請求項９のいずれかに記載
    の歪補償方法を実行するハイブリッド歪補償装置。
11. 【請求項１１】 高周波パワー増幅器と、この高周波パ
    ワー増幅器の非線形特性の逆の特性を入力デジタル信号
    に付与するプリディストーション部と、このプリディス
    トーション部の出力信号を前記高周波パワー増幅器に伝
    達するための、第１のＤ／Ａ変換器を含む第１の信号経
    路と、前記高周波パワー増幅器の出力信号に対してフィ
    ードフォワード歪補償を行うフィードフォワード歪補償
    回路と、を具備するデジタル制御方式のハイブリッド歪
    補償装置であって、 前記プリディストーション部を経由しない前記入力デジ
    タル信号の特性を調整するための調整器と、 前記調整器の出力信号を、前記フィードフォワード歪補
    償回路に、フィードフォワード歪補償の基準信号として
    与えるための、第２のＤ／Ａ変換器を含む第２の信号経
    路と、 前記フィードフォワード歪補償回路に与えられる前記高
    周波パワー増幅器の出力信号、前記第２の信号経路を介
    して前記フィードフォワード歪補償回路に与えられる前
    記基準信号、前記フィードフォワード歪補償回路のフィ
    ードフォワードループの信号、あるいは前記フィードフ
    ォワード歪補償回路の出力信号のいずれかを選択的に取
    り出すためのスイッチ回路と、 前記スイッチ回路から出力される信号を、前記プリディ
    ストーション部の側に帰還させるための、Ａ／Ｄ変換器
    を含む第３の信号経路と、 この第３の信号経路を経て帰還される、前記高周波パワ
    ー増幅器の出力信号および前記基準信号の各々の特性を
    測定し、その測定結果に基づいて双方の信号の特性が同
    じになるように、前記調整器の特性を適応的に変化させ
    て前記入力デジタル信号の特性を調整すると共に、その
    調整が完了した場合に、調整完了を示す信号を出力する
    制御部と、 前記第３の信号経路を経て帰還される、前記フィードフ
    ォワード歪補償回路の出力信号の特性を測定し、その測
    定結果に基づいて歪補償の良否を判定し、その判定結果
    を示す信号を出力する監視部と、 前記制御部から出力される前記調整完了を示す信号、お
    よび前記監視部から出力される前記判定結果を示す信号
    を受信し、受信した前記信号に基づいて前記スイッチ回
    路を切り替えると共に、前記スイッチ回路の切替状態を
    示す信号を、前記制御部ならびに前記監視部に、各部の
    動作をシーケンシャルに制御するための信号として与え
    るシーケンサと、 を、有することを特徴とするハイブリッド歪補償装置。
12. 【請求項１２】 請求項１１において、 前記プリディストーション部は、プリディストーション
    特性を適応的に変化させることができる適応プリディス
    トーション部であり、 この適応プリディストーション部は、前記第３の信号経
    路を経て帰還される前記高周波パワー増幅器の出力信号
    に基づき、プリディストーション特性を適応的に制御す
    ると共に、この制御の終了を示す信号を前記シーケンサ
    に送出し、 前記シーケンサは、前記制御の終了を示す信号、前記制
    御部から出力される前記調整完了を示す信号、および前
    記監視部から出力される前記判定結果を示す信号に基づ
    いて前記スイッチ回路を切り替えると共に、前記スイッ
    チ回路の切替状態を示す信号を、前記プリディストーシ
    ョン部、前記制御部および前記監視部に、各部の動作を
    シーケンシャルに制御するための信号として与えること
    を特徴とするハイブリッド歪補償装置。
13. 【請求項１３】 請求項１１において、 前記制御部は、前記調整器による前記入力デジタル信号
    の特性の調整の結果、前記高周波パワー増幅器の出力信
    号および前記基準信号の各々の特性の差が、許容範囲内
    にあるか否かを、前記第３の信号経路を経て帰還される
    前記フィードフォワード歪補償回路の前記フィードフォ
    ワードループの信号に基づいて判定し、その判定の結果
    を前記シーケンサに送出し、 前記シーケンサは、前記判定結果が否である場合、良好
    な判定結果が受信されるまで、前記スイッチ回路の切り
    替えを行わないことを特徴とするハイブリッド歪補償装
    置。
14. 【請求項１４】 請求項１０〜請求項１３のいずれかに
    記載のハイブリッド歪補償装置を具備する移動通信用基
    地局装置。
15. 【請求項１５】 請求項１０〜請求項１３のいずれかに
    記載のハイブリッド歪補償装置を具備する移動通信端
    末。