JP3432156B2 - 変調された単側波帯信号を生成する方法および装置 - Google Patents
変調された単側波帯信号を生成する方法および装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに係
り、特に四相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、四相振幅変調
（ＱＡＭ）または他の同様の信号伝送技術を使用する通
信システムに関する。
り、特に四相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、四相振幅変調
（ＱＡＭ）または他の同様の信号伝送技術を使用する通
信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＱＰＳＫに基づく変調技術は、一般に、
セルラ，パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）および他の
タイプのワイアレス通信システムにおいて使用される。
例えば、ＱＰＳＫおよびオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳ
Ｋ）は、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５「デュアルモード
広帯域拡散スペクトラムセルラシステムのための移動局
−基地局両立性標準」１９９６年６月に示されたＩＳ−
９５標準に基づいて構成されるデジタルワイアレスシス
テムにおいて使用される。
セルラ，パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）および他の
タイプのワイアレス通信システムにおいて使用される。
例えば、ＱＰＳＫおよびオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳ
Ｋ）は、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５「デュアルモード
広帯域拡散スペクトラムセルラシステムのための移動局
−基地局両立性標準」１９９６年６月に示されたＩＳ−
９５標準に基づいて構成されるデジタルワイアレスシス
テムにおいて使用される。
【０００３】ＩＳ−５４，ＩＳ−１３６およびＧＳＭを
含む他のワイアレスシステム標準も、ＱＰＳＫまたはこ
れの変形を使用する。図１Ａは、従来のＱＰＳＫ変調器
１０を示す。同相（Ｉ）信号ｘ［ｎ］は、パルス整形フ
ィルタ１２を通り、フィルタ１２の出力は、ミキサ１４
において、コサイン搬送波信号ｃｏｓ（ωcｔ） に対し
て変調される。直交位相（Ｑ）信号ｙ［ｎ］は、パルス
整形フィルタ１６を通り、フィルタ１６の出力は、ミキ
サ１８において、サイン搬送波信号ｓｉｎ（ω cｔ）に
対して変調される。
含む他のワイアレスシステム標準も、ＱＰＳＫまたはこ
れの変形を使用する。図１Ａは、従来のＱＰＳＫ変調器
１０を示す。同相（Ｉ）信号ｘ［ｎ］は、パルス整形フ
ィルタ１２を通り、フィルタ１２の出力は、ミキサ１４
において、コサイン搬送波信号ｃｏｓ（ωcｔ） に対し
て変調される。直交位相（Ｑ）信号ｙ［ｎ］は、パルス
整形フィルタ１６を通り、フィルタ１６の出力は、ミキ
サ１８において、サイン搬送波信号ｓｉｎ（ω cｔ）に
対して変調される。
【０００４】ミキサ１４および１８からのＩおよびＱの
無線周波数（ＲＦ）信号は、信号結合器２０へ入力とし
て供給される。信号結合器２０は、ＩおよびＱのＲＦ信
号を結合し、通信チャネルを介して受信機に送信され得
る出力ＱＰＳＫ信号ｚ（ｔ）を形成する。したがって、
ＱＰＳＫ変調は、信号ｚ（ｔ）のＩ成分およびＱ成分で
の独立信号を送信することを意味する。
無線周波数（ＲＦ）信号は、信号結合器２０へ入力とし
て供給される。信号結合器２０は、ＩおよびＱのＲＦ信
号を結合し、通信チャネルを介して受信機に送信され得
る出力ＱＰＳＫ信号ｚ（ｔ）を形成する。したがって、
ＱＰＳＫ変調は、信号ｚ（ｔ）のＩ成分およびＱ成分で
の独立信号を送信することを意味する。
【０００５】単一側端帯（ＳＳＢ）変調は、デジタル伝
送アプリケーションよりもむしろアナログ伝送アプリケ
ーションに、歴史的にかなり大きな注目が成されてきた
変調技術であり、例えば、W. E. Sabin および E. O. S
choenike (Eds.) “Single Sideband Systems & Circui
ts, ”2nd Edition, McGraw-Hill, New York, 1995によ
り詳細に説明されている。
送アプリケーションよりもむしろアナログ伝送アプリケ
ーションに、歴史的にかなり大きな注目が成されてきた
変調技術であり、例えば、W. E. Sabin および E. O. S
choenike (Eds.) “Single Sideband Systems & Circui
ts, ”2nd Edition, McGraw-Hill, New York, 1995によ
り詳細に説明されている。
【０００６】図１Ｂは、従来の離散時間ＳＳＢ変調器３
０を示す。同相信号ｘ［ｎ］は、遅延要素３２およびパ
ルス整形フィルタ３４を通り、フィルタ３４の出力は、
ミキサ３６においてｃｏｓ（ωｃｔ） に対して変調さ
れる。上述したようにそれぞれのＩ成分およびＱ成分に
おいて独立信号ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］を伝送するＱＰ
ＳＫ変調と異なり、ＳＳＢ変調は、Ｉ成分においてｘ
［ｎ］を、Ｑ成分においてｘ［ｎ］のヒルバート（日本
語でヒルベルトと通常称する、以下同じ）変換を送信す
る。
０を示す。同相信号ｘ［ｎ］は、遅延要素３２およびパ
ルス整形フィルタ３４を通り、フィルタ３４の出力は、
ミキサ３６においてｃｏｓ（ωｃｔ） に対して変調さ
れる。上述したようにそれぞれのＩ成分およびＱ成分に
おいて独立信号ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］を伝送するＱＰ
ＳＫ変調と異なり、ＳＳＢ変調は、Ｉ成分においてｘ
［ｎ］を、Ｑ成分においてｘ［ｎ］のヒルバート（日本
語でヒルベルトと通常称する、以下同じ）変換を送信す
る。
【０００７】ＳＳＢ変調器３０中のＱ成分は、したがっ
て、ｘ［ｎ］をヒルバートフィルタ３８およびパルス整
形フィルタ４０を通すことにより、かつミキサ４２にお
いて、フィルタ４０の出力をｓｉｎ（ωcｔ） に対して
変調することにより生成される。信号結合器４４は、ミ
キサ３６および４２からのＩおよびＱのＲＦ信号を結合
し、伝送のためのＳＳＢ信号ｗ（ｔ）を生成する。ＳＳ
Ｂ変調は、ＱＰＳＫ変調の半分の数のビットを伝送する
が、半分の帯域幅を使用するので、ＳＳＢ変調およびＱ
ＰＳＫ変調は、同じスペクトル効率を有する。
て、ｘ［ｎ］をヒルバートフィルタ３８およびパルス整
形フィルタ４０を通すことにより、かつミキサ４２にお
いて、フィルタ４０の出力をｓｉｎ（ωcｔ） に対して
変調することにより生成される。信号結合器４４は、ミ
キサ３６および４２からのＩおよびＱのＲＦ信号を結合
し、伝送のためのＳＳＢ信号ｗ（ｔ）を生成する。ＳＳ
Ｂ変調は、ＱＰＳＫ変調の半分の数のビットを伝送する
が、半分の帯域幅を使用するので、ＳＳＢ変調およびＱ
ＰＳＫ変調は、同じスペクトル効率を有する。
【０００８】一般に、通常のＱＰＳＫ信号は、ＳＳＢ信
号として送信され得ない。例えばＱＰＳＫ変調器１０に
より生成されたＱＰＳＫ信号ｚ（ｔ）は、次式のように
表される。
号として送信され得ない。例えばＱＰＳＫ変調器１０に
より生成されたＱＰＳＫ信号ｚ（ｔ）は、次式のように
表される。
【数１】
ＱＰＳＫ信号に対して、ｘ［ｎ］，ｙ［ｎ］｛±１｝で
あるとすると、送信される信号ｚ（ｔ）は次式のように
書き表すことができる。
あるとすると、送信される信号ｚ（ｔ）は次式のように
書き表すことができる。
【数２】
【０００９】送信されるＱＰＳＫ信号ｚ（ｔ）の複素数
ベースバンド等価表現は、次式で定義され得る。
ベースバンド等価表現は、次式で定義され得る。
【数３】
同様に、ＳＳＢ信号ｗ（ｔ）の複素数ベースバンド等価
表現は、次式で書き表される。
表現は、次式で書き表される。
【数４】
【００１０】ここで、ｘ＾（ｔ）＝Ｈ｛ｘ（ｔ）｝であ
り、Ｈはヒルバート変換演算子である。式（３）に定義
された通常のＱＰＳＫ信号が、ＳＳＢ信号に変換される
場合、得られる信号は次式で与えられる。
り、Ｈはヒルバート変換演算子である。式（３）に定義
された通常のＱＰＳＫ信号が、ＳＳＢ信号に変換される
場合、得られる信号は次式で与えられる。
【数５】
【００１１】式（５）からＱＰＳＫ信号の通常のＳＳＢ
変換は、受信機において除去することができないＩ成分
とＱ成分との間の激しい干渉となることが分かる。結果
として、ＳＳＢ伝送は、一般に、ＱＰＳＫ通信システム
において使用されない。同様の問題が、４相振幅変調
（ＱＡＭ）を含む他のタイプの類似の変調技術を伴うＳ
ＳＢ伝送の使用を妨げてきた。
変換は、受信機において除去することができないＩ成分
とＱ成分との間の激しい干渉となることが分かる。結果
として、ＳＳＢ伝送は、一般に、ＱＰＳＫ通信システム
において使用されない。同様の問題が、４相振幅変調
（ＱＡＭ）を含む他のタイプの類似の変調技術を伴うＳ
ＳＢ伝送の使用を妨げてきた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭまたはＳＳＢ信号として送信さ
れるべき他の類似の変調フォーマットを使用して、信号
が変調されることを許容する技術を提供する。結果とし
て、本発明は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭおよび他の変調フォー
マットを使用する通信システムにおけるＳＳＢ伝送の利
益を提供することである。
的は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭまたはＳＳＢ信号として送信さ
れるべき他の類似の変調フォーマットを使用して、信号
が変調されることを許容する技術を提供する。結果とし
て、本発明は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭおよび他の変調フォー
マットを使用する通信システムにおけるＳＳＢ伝送の利
益を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施形態にお
いて、同相データ信号ｘ［ｎ］および直交位相データ信
号ｙ［ｎ］のヒルバート変換Ｈy は、コサイン搬送波信
号に対して変調され、直交位相データ信号ｙ［ｎ］およ
び同相データ信号ｘ［ｎ］のヒルバート変換Ｈ x は、サ
イン搬送波信号に対して変調される。このｘ［ｎ］およ
びｙ［ｎ］信号は、交番する時刻におけるゼロ値を含む
ように、変調に先立って挿入された時間的に整列された
信号である。
いて、同相データ信号ｘ［ｎ］および直交位相データ信
号ｙ［ｎ］のヒルバート変換Ｈy は、コサイン搬送波信
号に対して変調され、直交位相データ信号ｙ［ｎ］およ
び同相データ信号ｘ［ｎ］のヒルバート変換Ｈ x は、サ
イン搬送波信号に対して変調される。このｘ［ｎ］およ
びｙ［ｎ］信号は、交番する時刻におけるゼロ値を含む
ように、変調に先立って挿入された時間的に整列された
信号である。
【００１４】したがって、それらの対応するヒルバート
変換Ｈx およびＨy は、交番するゼロ値を示す。この交
番するゼロの配置は、変調プロセスにおいてｘ［ｎ］と
ｙ［ｎ］との間のいかなる干渉も生じることなしに、ｘ
［ｎ］がＨy でインタリーブされることを許容し、かつ
ｙ［ｎ］がＨx でインタリーブされることを許容する。
変調されたコサインおよびサイン搬送波信号は、結合さ
れて、伝送のための変調されたＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号を
生成する。ＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号は、受信機において復
調され得る。受信機は、ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］データ
信号の両者を復元するために、コヒーレント直交検波を
使用する。
変換Ｈx およびＨy は、交番するゼロ値を示す。この交
番するゼロの配置は、変調プロセスにおいてｘ［ｎ］と
ｙ［ｎ］との間のいかなる干渉も生じることなしに、ｘ
［ｎ］がＨy でインタリーブされることを許容し、かつ
ｙ［ｎ］がＨx でインタリーブされることを許容する。
変調されたコサインおよびサイン搬送波信号は、結合さ
れて、伝送のための変調されたＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号を
生成する。ＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号は、受信機において復
調され得る。受信機は、ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］データ
信号の両者を復元するために、コヒーレント直交検波を
使用する。
【００１５】本発明の変調技術は、従来のＳＳＢおよび
ＱＰＳＫ変調と実質的に同じスペクトル効率を提供する
が、特定のアプリケーションにおいて、ＳＳＢおよびＱ
ＰＳＫの両者を上回る利点を提供することができる。例
えば、レイリーフェージングされた移動体無線チャネル
における等価欠陥の存在において、本発明のＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ変調は、従来のＳＳＢまたはＱＰＳＫ変調よりも
よりよいビット誤り率（ＢＥＲ）性能を提供することが
できる。
ＱＰＳＫ変調と実質的に同じスペクトル効率を提供する
が、特定のアプリケーションにおいて、ＳＳＢおよびＱ
ＰＳＫの両者を上回る利点を提供することができる。例
えば、レイリーフェージングされた移動体無線チャネル
における等価欠陥の存在において、本発明のＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ変調は、従来のＳＳＢまたはＱＰＳＫ変調よりも
よりよいビット誤り率（ＢＥＲ）性能を提供することが
できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明は、以下に、単側波帯（Ｓ
ＳＢ）四相位相偏移（ＱＰＳＫ）変調を使用する例示的
な通信システムとの関係で示される。しかし、本発明
は、いかなる特定のタイプの通信システムまたは変調フ
ォーマットと共に使用することに限定されるものではな
く、ＱＰＳＫ４相振幅変調（ＱＡＭ）またはＳＳＢフォ
ーマットにおける他の類似の変調技術を使用して変調さ
れた信号を送信するために望ましいいかなるシステムに
もより広範に適用可能であることに留意されなければな
らない。
ＳＢ）四相位相偏移（ＱＰＳＫ）変調を使用する例示的
な通信システムとの関係で示される。しかし、本発明
は、いかなる特定のタイプの通信システムまたは変調フ
ォーマットと共に使用することに限定されるものではな
く、ＱＰＳＫ４相振幅変調（ＱＡＭ）またはＳＳＢフォ
ーマットにおける他の類似の変調技術を使用して変調さ
れた信号を送信するために望ましいいかなるシステムに
もより広範に適用可能であることに留意されなければな
らない。
【００１７】例えば、本発明は、ＩＳ−５４，ＩＳ−９
５，ＩＳ−１３６およびＧＳＭ標準に従って構成される
システムを含む多様なワイレス通信システムにおいて使
用され得る。本発明が使用され得るこれらおよび他の通
信システムに関する更なる詳細は、例えば、T. S. Rapp
aport,“Wireless Communications: Principles andPra
ctice,”Prentice-Hall, NJ, 1996 に示されている。
５，ＩＳ−１３６およびＧＳＭ標準に従って構成される
システムを含む多様なワイレス通信システムにおいて使
用され得る。本発明が使用され得るこれらおよび他の通
信システムに関する更なる詳細は、例えば、T. S. Rapp
aport,“Wireless Communications: Principles andPra
ctice,”Prentice-Hall, NJ, 1996 に示されている。
【００１８】本発明は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭおよび他の類
似の変調フォーマットにおいて変調された信号をＳＳＢ
信号として送信されることを可能にする技術を提供す
る。結果として、本発明は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭおよび他
の類似の変調フォーマットを使用する通信システムにお
けるＳＳＢ伝送の利益を提供する。本発明の作用を説明
するために、まず、離散ヒルバート変換が詳細に説明さ
れる。
似の変調フォーマットにおいて変調された信号をＳＳＢ
信号として送信されることを可能にする技術を提供す
る。結果として、本発明は、ＱＰＳＫ，ＱＡＭおよび他
の類似の変調フォーマットを使用する通信システムにお
けるＳＳＢ伝送の利益を提供する。本発明の作用を説明
するために、まず、離散ヒルバート変換が詳細に説明さ
れる。
【００１９】理想的なヒルバート変換器は、入力信号を
９０度回転させる全通過フィルタと考えられる。理想的
なヒルバート変換器の周波数特性は、したがって次式で
与えられる。
９０度回転させる全通過フィルタと考えられる。理想的
なヒルバート変換器の周波数特性は、したがって次式で
与えられる。
【数６】
理想的なヒルバート変換器の結果としてのインパルス応
答は、次式で与えられる。
答は、次式で与えられる。
【数７】
【００２０】式（７）から分かるように、ヒルバート変
換器のインパルス応答は、因果関係がなくかつ期間にお
いて無限である。特定のアプリケーションにおいて、こ
のヒルバート変換器は、有限個数Ｎのフィルタタップを
含み、ここでＮは、そのアプリケーションにおいて達成
されることが必要とされるＳＳＢ抑制の程度に基づいて
選択される。またあるウィンドウイング技術が、タップ
数をさらに減少させるために使用される。ヒルバート変
換器に関するこれらのおよび他の詳細は、例えば、A.
V. Oppenheim and R. W. Schafer, "Discrete-Time Sig
nal Processing," Prentice-Hall, NJ, 1989,に示され
ている。
換器のインパルス応答は、因果関係がなくかつ期間にお
いて無限である。特定のアプリケーションにおいて、こ
のヒルバート変換器は、有限個数Ｎのフィルタタップを
含み、ここでＮは、そのアプリケーションにおいて達成
されることが必要とされるＳＳＢ抑制の程度に基づいて
選択される。またあるウィンドウイング技術が、タップ
数をさらに減少させるために使用される。ヒルバート変
換器に関するこれらのおよび他の詳細は、例えば、A.
V. Oppenheim and R. W. Schafer, "Discrete-Time Sig
nal Processing," Prentice-Hall, NJ, 1989,に示され
ている。
【００２１】上述した理想的なヒルバート変換器は、ｎ
d ＝（Ｎ−１）／２の遅れを導入することにより因果関
係を持つものとすることができる。ここで、Ｎは奇数と
仮定されている。結果としてのインパルス応答は、次式
で与えられる。
d ＝（Ｎ−１）／２の遅れを導入することにより因果関
係を持つものとすることができる。ここで、Ｎは奇数と
仮定されている。結果としてのインパルス応答は、次式
で与えられる。
【数８】
式（８）中のサイン関数の引き数中に現れるπ／２項の
ために、インパルス応答ｈ［ｎ］は、全ての他の時刻に
おいてゼロになる。
ために、インパルス応答ｈ［ｎ］は、全ての他の時刻に
おいてゼロになる。
【００２２】即ち、ｈ［ｎ］は、ｎ＝ｎd ，ｎ＝ｎd ±
２，ｎ＝ｎd ±４などにおいてゼロである。例として、
図２Ａは、インパルス関数ｘ［ｎ］を示し、図２Ｂは、
ｎd＝９に対するヒルバート変換器の対応するインパル
ス応答ｈ［ｎ］＝Ｈ｛ｘ［ｎ］｝を示す。図２Ｂから、
インパルス応答ｈ［ｎ］は、ｎ＝１，３，５，７，９，
１１などの値に対してゼロとなることが分かる。
２，ｎ＝ｎd ±４などにおいてゼロである。例として、
図２Ａは、インパルス関数ｘ［ｎ］を示し、図２Ｂは、
ｎd＝９に対するヒルバート変換器の対応するインパル
ス応答ｈ［ｎ］＝Ｈ｛ｘ［ｎ］｝を示す。図２Ｂから、
インパルス応答ｈ［ｎ］は、ｎ＝１，３，５，７，９，
１１などの値に対してゼロとなることが分かる。
【００２３】因果関係のあるシルバート変換器への入力
が、図３Ａに示されているようなインパルス関数の列で
ある場合、図３Ｂに示されているような対応するヒルバ
ート変換Ｈ｛ｘ［ｎ］｝に交番するゼロは現れない。図
３Ａ中のインパルス関数の列は、Σkδ（ｎ−ｋ） と表
現される。図３Ｂ中の対応するヒルバート変換は、次式
で与えられる。
が、図３Ａに示されているようなインパルス関数の列で
ある場合、図３Ｂに示されているような対応するヒルバ
ート変換Ｈ｛ｘ［ｎ］｝に交番するゼロは現れない。図
３Ａ中のインパルス関数の列は、Σkδ（ｎ−ｋ） と表
現される。図３Ｂ中の対応するヒルバート変換は、次式
で与えられる。
【数９】
【００２４】式（９）から、指数ｋは加算プロセスの間
１づつ増加するので、最終的な和に貢献する項の半分の
みがゼロになることが分かる。したがって、如何なるｎ
の値に対しても、和はゼロにはならず、図２Ｂとの関係
で示された交番するゼロは、ヒルバート変換中に現れる
ことはない。これは、何故ＱＰＳＫ信号が、従来の技術
を使用してＳＳＢ信号に変換されないかを示す。特に、
図１Ｂの従来のＳＳＢ変調器３０におけるように、信号
ｘ［ｎ］がコサイン搬送波を変調し、かつそのヒルバー
ト変換がサイン搬送波を変調する場合、ＱＰＳＫ直交位
相信号ｙ［ｎ］のサイン搬送波への変調は、前述したよ
うに、ヒルバート変換との激しい干渉をもたらすことに
なる。
１づつ増加するので、最終的な和に貢献する項の半分の
みがゼロになることが分かる。したがって、如何なるｎ
の値に対しても、和はゼロにはならず、図２Ｂとの関係
で示された交番するゼロは、ヒルバート変換中に現れる
ことはない。これは、何故ＱＰＳＫ信号が、従来の技術
を使用してＳＳＢ信号に変換されないかを示す。特に、
図１Ｂの従来のＳＳＢ変調器３０におけるように、信号
ｘ［ｎ］がコサイン搬送波を変調し、かつそのヒルバー
ト変換がサイン搬送波を変調する場合、ＱＰＳＫ直交位
相信号ｙ［ｎ］のサイン搬送波への変調は、前述したよ
うに、ヒルバート変換との激しい干渉をもたらすことに
なる。
【００２５】本発明は、同相信号ｘ［ｎ］のヒルバート
変換中の交番するゼロを復元し、交番するゼロの位置に
おいて直交位相信号ｙ［ｎ］をヒルバート変換にインタ
リーブすることにより、ＱＰＳＫ信号をＳＳＢ信号とし
て伝送することを可能にする。即ち、本発明によれば、
直交位相信号ｙ［ｎ］は、ｘ［ｎ］のヒルバート変換が
ゼロである位置に挿入され得る。例えば、ｘ［ｎ］が、
図４Ａに示されているように交番するゼロを含むインパ
ルス列である場合、ｘ［ｎ］は、Σk δ（ｎ−２ｋ）と
して表現的、かつ図４Ｂ中に示された対応するヒルバー
ト変換は、次式で与えられる。
変換中の交番するゼロを復元し、交番するゼロの位置に
おいて直交位相信号ｙ［ｎ］をヒルバート変換にインタ
リーブすることにより、ＱＰＳＫ信号をＳＳＢ信号とし
て伝送することを可能にする。即ち、本発明によれば、
直交位相信号ｙ［ｎ］は、ｘ［ｎ］のヒルバート変換が
ゼロである位置に挿入され得る。例えば、ｘ［ｎ］が、
図４Ａに示されているように交番するゼロを含むインパ
ルス列である場合、ｘ［ｎ］は、Σk δ（ｎ−２ｋ）と
して表現的、かつ図４Ｂ中に示された対応するヒルバー
ト変換は、次式で与えられる。
【数１０】
【００２６】式（１０）の和において、ｎ−ｎｄ が偶
数である場合、サイン関数の引き数は、加算プロセス全
体について偶数のままであり、図４Ｂから分かるよう
に、ゼロの和が得られることになる。信号ｘ［ｎ］がｎ
ｄ におけるデルタ関数として現れる場合、即ちｘ
［ｎ］＝δ（ｎ−ｎｄ ）である場合、ｎ＝ｎｄ におけ
るヒルバート変換の値は、ゼロとなる。同様に、ｘ
［ｎ］＝δ（ｎ−ｎｄ −２）であるとき、ｎ＝ｎｄ ＋
２におけるヒルバート変換の値はゼロとなる。したがっ
て、ｘ［ｎ］がゼロでないときは、その対応する時刻に
おけるヒルバート変換は、ゼロであり、またその逆も成
り立つ。ｙ［ｎ］が、交番する時刻においてゼロである
ように生成され得る場合、そのヒルバート変換を交番す
るゼロを示すことになる。
数である場合、サイン関数の引き数は、加算プロセス全
体について偶数のままであり、図４Ｂから分かるよう
に、ゼロの和が得られることになる。信号ｘ［ｎ］がｎ
ｄ におけるデルタ関数として現れる場合、即ちｘ
［ｎ］＝δ（ｎ−ｎｄ ）である場合、ｎ＝ｎｄ におけ
るヒルバート変換の値は、ゼロとなる。同様に、ｘ
［ｎ］＝δ（ｎ−ｎｄ −２）であるとき、ｎ＝ｎｄ ＋
２におけるヒルバート変換の値はゼロとなる。したがっ
て、ｘ［ｎ］がゼロでないときは、その対応する時刻に
おけるヒルバート変換は、ゼロであり、またその逆も成
り立つ。ｙ［ｎ］が、交番する時刻においてゼロである
ように生成され得る場合、そのヒルバート変換を交番す
るゼロを示すことになる。
【００２７】したがって、本発明の例示的な実施形態
は、交番する時刻においてゼロの値を有する２つの信号
ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］を生成するので、それらのヒル
バート変換も、交番するゼロを示す。非ゼロ値のｘ
［ｎ］およびｙ［ｎ］が時間的に整列されている場合、
そのそれぞれのヒルバート変換の非ゼロ値もまた時間的
に整列されている。図１Ａとの関係で、説明したよう
に、従来のＱＰＳＫ変調は、一般に、コサイン搬送波上
でｘ［ｎ］を伝送し、サイン搬送波上でｙ［ｎ］を伝送
する。
は、交番する時刻においてゼロの値を有する２つの信号
ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］を生成するので、それらのヒル
バート変換も、交番するゼロを示す。非ゼロ値のｘ
［ｎ］およびｙ［ｎ］が時間的に整列されている場合、
そのそれぞれのヒルバート変換の非ゼロ値もまた時間的
に整列されている。図１Ａとの関係で、説明したよう
に、従来のＱＰＳＫ変調は、一般に、コサイン搬送波上
でｘ［ｎ］を伝送し、サイン搬送波上でｙ［ｎ］を伝送
する。
【００２８】ＱＰＳＫ信号は、ｘ［ｎ］のヒルバート変
換、即ちＨx をサイン搬送波上で送信し、かつｙ［ｎ］
のヒルバート変換、即ちＨy をコサイン搬送波上で送信
することにより、本発明の例示的な実施形態により、Ｓ
ＳＢ信号として送信され得る。したがって、ｘ［ｎ］お
よびｙ［ｎ］が時間的に整列されている場合、Ｈy は、
如何なる干渉もなしにｘ［ｎ］でインタリーブし、同様
にＨx は、如何なる干渉もなしに、ｙ［ｎ］でインタリ
ーブすることになる。本発明によるＳＳＢフォーマット
におけるＱＰＳＫ信号の送信のこれらおよび他の技術
は、一般に、ここではＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調と呼ばれ
る。
換、即ちＨx をサイン搬送波上で送信し、かつｙ［ｎ］
のヒルバート変換、即ちＨy をコサイン搬送波上で送信
することにより、本発明の例示的な実施形態により、Ｓ
ＳＢ信号として送信され得る。したがって、ｘ［ｎ］お
よびｙ［ｎ］が時間的に整列されている場合、Ｈy は、
如何なる干渉もなしにｘ［ｎ］でインタリーブし、同様
にＨx は、如何なる干渉もなしに、ｙ［ｎ］でインタリ
ーブすることになる。本発明によるＳＳＢフォーマット
におけるＱＰＳＫ信号の送信のこれらおよび他の技術
は、一般に、ここではＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調と呼ばれ
る。
【００２９】図５Ａ，５Ｂおよび５Ｃは、従来のＱＰＳ
Ｋ変調（図５Ａ）および従来のＳＳＢ変調（図５Ｂ）の
ための送信フォーマット、および本発明によるＳＳＢ−
ＱＰＳＫ変調（図５Ｃ）を比較する。伝送帯域幅は、３
つの伝送フォーマットのそれぞれに対して同じであるこ
とが仮定されている。従来のＱＰＳＫ伝送の場合におい
て、Ｉチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，…）
にもたらされる信号データおよびＱチャネル（即ち、ｙ
［ｎ］，ｙ［ｎ＋１］，…）にもたらされる信号データ
は、図５Ａに示されているように、パルス整形の後に、
それぞれのコサイン搬送波およびサイン搬送波に対して
ＱＰＳＫ変調器により変調される。
Ｋ変調（図５Ａ）および従来のＳＳＢ変調（図５Ｂ）の
ための送信フォーマット、および本発明によるＳＳＢ−
ＱＰＳＫ変調（図５Ｃ）を比較する。伝送帯域幅は、３
つの伝送フォーマットのそれぞれに対して同じであるこ
とが仮定されている。従来のＱＰＳＫ伝送の場合におい
て、Ｉチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，…）
にもたらされる信号データおよびＱチャネル（即ち、ｙ
［ｎ］，ｙ［ｎ＋１］，…）にもたらされる信号データ
は、図５Ａに示されているように、パルス整形の後に、
それぞれのコサイン搬送波およびサイン搬送波に対して
ＱＰＳＫ変調器により変調される。
【００３０】従来のＳＳＢ伝送の場合において、信号デ
ータは、Ｉチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，
…）にのみもたらされ、ＳＳＢ変調器は、図５Ｂに示さ
れているように、Ｉチャネルデータのヒルバート変換
（即ち、Ｈx［ｎ］，Ｈx［ｎ＋１］，…）を生成するこ
とにより、Ｑチャネルのための信号データを引き出す。
ータは、Ｉチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，
…）にのみもたらされ、ＳＳＢ変調器は、図５Ｂに示さ
れているように、Ｉチャネルデータのヒルバート変換
（即ち、Ｈx［ｎ］，Ｈx［ｎ＋１］，…）を生成するこ
とにより、Ｑチャネルのための信号データを引き出す。
【００３１】ＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調の場合において、信
号データは、図５Ｃに示されているように、Ｉチャネル
およびＱチャネルの両方にもたらされる。以下により詳
細に説明されるＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調器は、もたらされ
たデータの間をゼロで補間し、かつヒルバート変換を引
き出すので、もたらされるデータおよび対応するヒルバ
ート変換は、図示のように送信のために配列される。
号データは、図５Ｃに示されているように、Ｉチャネル
およびＱチャネルの両方にもたらされる。以下により詳
細に説明されるＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調器は、もたらされ
たデータの間をゼロで補間し、かつヒルバート変換を引
き出すので、もたらされるデータおよび対応するヒルバ
ート変換は、図示のように送信のために配列される。
【００３２】ＳＳＢ−ＱＰＳＫ伝送フォーマットにおけ
るＩチャネルは、Ｑチャネル（即ち、ｙ［ｎ］，ｙ［ｎ
＋１］，…）にもたらされたデータのヒルバート変換
（即ち、Ｈy［ｎ］，Ｈy［ｎ＋１］，…）でインタリー
ブされたＩチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，
…）にもたらされたデータを含む。同様に、ＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ伝送フォーマット中のＱチャネルは、Ｉチャネル
データのヒルバート変換（即ち、Ｈx［ｎ］，Ｈx［ｎ＋
１］，…）でインタリーブされたＱチャネル中にもたら
されたデータを含む。
るＩチャネルは、Ｑチャネル（即ち、ｙ［ｎ］，ｙ［ｎ
＋１］，…）にもたらされたデータのヒルバート変換
（即ち、Ｈy［ｎ］，Ｈy［ｎ＋１］，…）でインタリー
ブされたＩチャネル（即ち、ｘ［ｎ］，ｘ［ｎ＋１］，
…）にもたらされたデータを含む。同様に、ＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ伝送フォーマット中のＱチャネルは、Ｉチャネル
データのヒルバート変換（即ち、Ｈx［ｎ］，Ｈx［ｎ＋
１］，…）でインタリーブされたＱチャネル中にもたら
されたデータを含む。
【００３３】図６は、上述した本発明の例示的な実施形
態を具現化する例示的なＳＳＢ−ＱＰＳＫ送信機６０を
示す。送信機６０は、入力信号ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］
のもたらされたデータのそれぞれの間をゼロで補間する
ための補間デバイス６２および６４を含む。補間された
信号ｘ［ｎ］は、２つの部分に分離される。１つの部分
は、遅延要素６６により遅延させられ、他の部分は、ヒ
ルバートフィルタ６８においてヒルバート変換される。
遅延要素６６からのｘ［ｎ］の遅延されたバージョン
は、信号結合器７０に与えられ、ｘ［ｎ］のヒルバート
変換は、別の信号結合器７２に与えられる。遅延要素６
６の遅れは、ヒルバートフィルタ６８によりもたらされ
る遅れと、整合するように選択される。
態を具現化する例示的なＳＳＢ−ＱＰＳＫ送信機６０を
示す。送信機６０は、入力信号ｘ［ｎ］およびｙ［ｎ］
のもたらされたデータのそれぞれの間をゼロで補間する
ための補間デバイス６２および６４を含む。補間された
信号ｘ［ｎ］は、２つの部分に分離される。１つの部分
は、遅延要素６６により遅延させられ、他の部分は、ヒ
ルバートフィルタ６８においてヒルバート変換される。
遅延要素６６からのｘ［ｎ］の遅延されたバージョン
は、信号結合器７０に与えられ、ｘ［ｎ］のヒルバート
変換は、別の信号結合器７２に与えられる。遅延要素６
６の遅れは、ヒルバートフィルタ６８によりもたらされ
る遅れと、整合するように選択される。
【００３４】補間された信号ｙ［ｎ］は、同様に、ヒル
バートフィルタ７４および遅延要素７６を使用して、ｙ
［ｎ］のヒルバート変換を信号結合器７０に与え、かつ
ｙ［ｎ］の遅延されたバージョンを信号結合器７０に与
えて処理される。遅延要素７６の遅れは、ヒルバートフ
ィルタ７４によりもたらされる遅れに整合するように選
択される。したがって、信号結合器７０は、ｙ［ｎ］の
ヒルバート変換をｘ［ｎ］の遅延されたバージョンと加
算し、かつ信号結合器７２は、ｘ［ｎ］のヒルバート変
換をｙ［ｎ］の遅延されたバージョンと加算して、図５
Ｃに示されたものと同様のＩチャネルおよびＱチャネル
データ信号を生成する。
バートフィルタ７４および遅延要素７６を使用して、ｙ
［ｎ］のヒルバート変換を信号結合器７０に与え、かつ
ｙ［ｎ］の遅延されたバージョンを信号結合器７０に与
えて処理される。遅延要素７６の遅れは、ヒルバートフ
ィルタ７４によりもたらされる遅れに整合するように選
択される。したがって、信号結合器７０は、ｙ［ｎ］の
ヒルバート変換をｘ［ｎ］の遅延されたバージョンと加
算し、かつ信号結合器７２は、ｘ［ｎ］のヒルバート変
換をｙ［ｎ］の遅延されたバージョンと加算して、図５
Ｃに示されたものと同様のＩチャネルおよびＱチャネル
データ信号を生成する。
【００３５】図６中の信号結合器７０および７２により
実行される加算動作は、時間インタリービング動作とし
て見ることができる。そして、Ｉチャネルデータ信号
は、フィルタ７８においてパルス整形され、このパルス
整形された信号は、ミキサ８０において、コサイン搬送
波信号ｃｏｓ（ωcｔ） に対して変調される。同様にＱ
チャネルデータ信号は、フィルタ８２においてパルス整
形され、ミキサ８４において、サイン搬送波信号ｓｉｎ
（ωcｔ） に対して変調される。ミキサ８０および８４
からのＩチャネルおよびＱチャネルＲＦ信号は、信号結
合器８６において結合されて、本発明によるＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ信号ｚ（ｔ）を生成する。
実行される加算動作は、時間インタリービング動作とし
て見ることができる。そして、Ｉチャネルデータ信号
は、フィルタ７８においてパルス整形され、このパルス
整形された信号は、ミキサ８０において、コサイン搬送
波信号ｃｏｓ（ωcｔ） に対して変調される。同様にＱ
チャネルデータ信号は、フィルタ８２においてパルス整
形され、ミキサ８４において、サイン搬送波信号ｓｉｎ
（ωcｔ） に対して変調される。ミキサ８０および８４
からのＩチャネルおよびＱチャネルＲＦ信号は、信号結
合器８６において結合されて、本発明によるＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ信号ｚ（ｔ）を生成する。
【００３６】本発明によるＳＳＢ−ＱＰＳＫ受信機の動
作は、図７および８との関係で以下に説明される。コヒ
ーレントアナログ復調プロセスを具現化する通常の単一
分岐ＳＳＢ受信機は、受信されたＳＳＢ信号を局所的に
生成されたコサイン搬送波と混合し、その結果を低域通
過フィルタしてｘ（ｔ）を復元する。ＳＳＢ信号のサイ
ン項に到着する情報は、通常無視される。
作は、図７および８との関係で以下に説明される。コヒ
ーレントアナログ復調プロセスを具現化する通常の単一
分岐ＳＳＢ受信機は、受信されたＳＳＢ信号を局所的に
生成されたコサイン搬送波と混合し、その結果を低域通
過フィルタしてｘ（ｔ）を復元する。ＳＳＢ信号のサイ
ン項に到着する情報は、通常無視される。
【００３７】図７は、ＳＳＢ信号のコサイン項およびサ
イン項の両者から情報を復元するために、本発明により
受信されたＳＳＢ信号ｗ（ｔ）が直交復調されるデュア
ルブランチＳＳＢ受信機９０を示す。ＳＳＢ信号ｗ
（ｔ）のコサイン項に到着するＩチャネル情報は、ミキ
サ９２においてｗ（ｔ）をｃｏｓ（ωcｔ） と混合し、
かつローパスフィルタ（ＬＰＦ）９４においてその結果
をローパスフィルタリングすることにより、コヒーレン
ト復調される。
イン項の両者から情報を復元するために、本発明により
受信されたＳＳＢ信号ｗ（ｔ）が直交復調されるデュア
ルブランチＳＳＢ受信機９０を示す。ＳＳＢ信号ｗ
（ｔ）のコサイン項に到着するＩチャネル情報は、ミキ
サ９２においてｗ（ｔ）をｃｏｓ（ωcｔ） と混合し、
かつローパスフィルタ（ＬＰＦ）９４においてその結果
をローパスフィルタリングすることにより、コヒーレン
ト復調される。
【００３８】ＬＰＦ９４の出力は、アナログ−デジタル
（Ａ／Ｄ）コンバータ９６においてデジタル信号に変換
されて、このデジタル信号はマッチドフィルタ（ＭＦ）
９８を通されて、信号結合器１００の入力に与えられ
る。ＳＳＢ信号ｗ（ｔ）のサイン項に到着するＱチャネ
ル情報は、ミキサ１０２においてｗ（ｔ）をｓｉｎ（ω
cｔ） と混合し、かつその結果をＬＰＦ１０４において
ローパスフィルタリングすることにより、コヒーレント
復調される。ＬＰＦ１０４の出力は、Ａ／Ｄコンバータ
１０６においてデジタル信号に変換されて、このデジタ
ル信号は、ＭＦ１０８を通される。ＭＦ１０８の出力
は、ヒルバートフィルタ（ＨＦ）１１０においてヒルバ
ート変換される。
（Ａ／Ｄ）コンバータ９６においてデジタル信号に変換
されて、このデジタル信号はマッチドフィルタ（ＭＦ）
９８を通されて、信号結合器１００の入力に与えられ
る。ＳＳＢ信号ｗ（ｔ）のサイン項に到着するＱチャネ
ル情報は、ミキサ１０２においてｗ（ｔ）をｓｉｎ（ω
cｔ） と混合し、かつその結果をＬＰＦ１０４において
ローパスフィルタリングすることにより、コヒーレント
復調される。ＬＰＦ１０４の出力は、Ａ／Ｄコンバータ
１０６においてデジタル信号に変換されて、このデジタ
ル信号は、ＭＦ１０８を通される。ＭＦ１０８の出力
は、ヒルバートフィルタ（ＨＦ）１１０においてヒルバ
ート変換される。
【００３９】上記の式（４）から、ＳＳＢ信号のサイン
項上のＱチャネル情報は、一般に、ｘ＾＝Ｈ｛ｘ｝に対
応する。Ｈ｛ｘ｝からｘを得るために、受信機９０は、
Ｈ｛Ｈ｛ｘ｝｝＝−ｘというヒルバート変換の特性を使
用する。したがって、Ｈ｛Ｈ｛ｘ｝｝即ち−ｘに対応す
るＨＦ１１０の出力は、ｘを得るために、マルチプライ
ヤ１１２においてそれを−１とかけ算することにより反
転される。マルチプライヤ１１２の出力は、信号結合器
１００においてＭＦ９８の出力と加算され、その結果
は、ｘ［ｎ］を復元するために、スレッシュホールド装
置１１４においてスレッシュホールドされる。
項上のＱチャネル情報は、一般に、ｘ＾＝Ｈ｛ｘ｝に対
応する。Ｈ｛ｘ｝からｘを得るために、受信機９０は、
Ｈ｛Ｈ｛ｘ｝｝＝−ｘというヒルバート変換の特性を使
用する。したがって、Ｈ｛Ｈ｛ｘ｝｝即ち−ｘに対応す
るＨＦ１１０の出力は、ｘを得るために、マルチプライ
ヤ１１２においてそれを−１とかけ算することにより反
転される。マルチプライヤ１１２の出力は、信号結合器
１００においてＭＦ９８の出力と加算され、その結果
は、ｘ［ｎ］を復元するために、スレッシュホールド装
置１１４においてスレッシュホールドされる。
【００４０】信号結合器１００に与えられる信号は、コ
ヒーレントに加算され、雑音は非コヒーレントに加算さ
れるので、信号対雑音比は、信号結合器１００における
加算の後に有効に二倍になる。そして、受信機９０は、
従来のＱＰＳＫ受信機と実質的に同じビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）性能を得る。これと対称的に、上述した従来のシ
ングルブランチＳＳＢ受信機のＢＥＲ性能は、デュアル
ブランチＳＳＢ受信機９０または従来のＱＰＳＫ受信機
のいずれかよりも約３ｄＢ悪くなる。
ヒーレントに加算され、雑音は非コヒーレントに加算さ
れるので、信号対雑音比は、信号結合器１００における
加算の後に有効に二倍になる。そして、受信機９０は、
従来のＱＰＳＫ受信機と実質的に同じビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）性能を得る。これと対称的に、上述した従来のシ
ングルブランチＳＳＢ受信機のＢＥＲ性能は、デュアル
ブランチＳＳＢ受信機９０または従来のＱＰＳＫ受信機
のいずれかよりも約３ｄＢ悪くなる。
【００４１】図８は、本発明の例示的な実施形態による
ＳＳＢ−ＱＰＳＫ受信機１２０を示す。ＳＳＢ−ＱＰＳ
Ｋ受信機１２０は、図２に示されたデュアルブランチ直
交復調技術を使用して、上述したＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号
を復調する。到来するＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号は、ミキサ
１２２，ＬＰＦ１２４，Ａ／Ｄコンバータ１２６および
ＭＦ１２８をコサイン搬送波上のＩチャネル情報を復元
するために使用し、かつミキサ１３２，ＬＰＦ１３４，
Ａ／Ｄコンバータ１３６およびＭＦ１３８をサイン搬送
波上のＱチャネル情報を復元するために使用して直交復
調される。
ＳＳＢ−ＱＰＳＫ受信機１２０を示す。ＳＳＢ−ＱＰＳ
Ｋ受信機１２０は、図２に示されたデュアルブランチ直
交復調技術を使用して、上述したＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号
を復調する。到来するＳＳＢ−ＱＰＳＫ信号は、ミキサ
１２２，ＬＰＦ１２４，Ａ／Ｄコンバータ１２６および
ＭＦ１２８をコサイン搬送波上のＩチャネル情報を復元
するために使用し、かつミキサ１３２，ＬＰＦ１３４，
Ａ／Ｄコンバータ１３６およびＭＦ１３８をサイン搬送
波上のＱチャネル情報を復元するために使用して直交復
調される。
【００４２】ＭＦ１２８および１３８の出力は、伝送チ
ャネル中にもたらされた可能性のあるシンボル間干渉
（ＩＳＩ）を除去するイコライザ１３０に与えられる。
得られた出力信号は、直列並列（Ｓ／Ｐ）コンバータ１
４０および１５０において直列形式から並列形式に変換
される。Ｓ／Ｐコンバータ１４０の出力におけるコサイ
ン復調されたＩチャネル信号は、実信号に対応し、Ｓ／
Ｐコンバータ１５０の出力におけるサイン復調されたＱ
チャネル信号は、虚信号に対応する。
ャネル中にもたらされた可能性のあるシンボル間干渉
（ＩＳＩ）を除去するイコライザ１３０に与えられる。
得られた出力信号は、直列並列（Ｓ／Ｐ）コンバータ１
４０および１５０において直列形式から並列形式に変換
される。Ｓ／Ｐコンバータ１４０の出力におけるコサイ
ン復調されたＩチャネル信号は、実信号に対応し、Ｓ／
Ｐコンバータ１５０の出力におけるサイン復調されたＱ
チャネル信号は、虚信号に対応する。
【００４３】Ｓ／Ｐコンバータ１４０からの実信号は、
ｘ［ｎ］データ部分およびＨy ヒルバート変換部分に分
割される。同様に、Ｓ／Ｐコンバータ１５０からの虚信
号は、ｙ［ｎ］データ部分とＨx ヒルバート変換部分に
分割される。ＩチャネルおよびＱチャネル信号の合成
は、図５Ｃとの関連で上述された。Ｓ／Ｐコンバータ１
４０からのＨy ヒルバート変換部分は、図７との関連で
示された方法で、ヒルバートフィルタ１４２およびマル
チプライヤ１４４により処理され、そして信号結合器１
４６において、Ｓ／Ｐコンバータ１５０からのｙ［ｎ］
データ部分と結合される。
ｘ［ｎ］データ部分およびＨy ヒルバート変換部分に分
割される。同様に、Ｓ／Ｐコンバータ１５０からの虚信
号は、ｙ［ｎ］データ部分とＨx ヒルバート変換部分に
分割される。ＩチャネルおよびＱチャネル信号の合成
は、図５Ｃとの関連で上述された。Ｓ／Ｐコンバータ１
４０からのＨy ヒルバート変換部分は、図７との関連で
示された方法で、ヒルバートフィルタ１４２およびマル
チプライヤ１４４により処理され、そして信号結合器１
４６において、Ｓ／Ｐコンバータ１５０からのｙ［ｎ］
データ部分と結合される。
【００４４】得られる結合された信号は、スレッシュホ
ールド装置１４８においてシュレッシュホールドされ
て、出力信号ｙ［ｎ］が得られる。同様に、Ｓ／Ｐコン
バータ１５０からのＨx ヒルバート変換部分は、ヒルバ
ートフィルタ１５２およびマルチプライヤ１５４により
処理され、Ｓ／Ｐコンバータ１４０からのｘ［ｎ］デー
タ部分と、信号結合器１５６において結合されて、結果
として得られる結合された信号は、スレッシュホールド
装置１６０においてスレッシュホールドされて、出力信
号ｘ［ｎ］が得られる。
ールド装置１４８においてシュレッシュホールドされ
て、出力信号ｙ［ｎ］が得られる。同様に、Ｓ／Ｐコン
バータ１５０からのＨx ヒルバート変換部分は、ヒルバ
ートフィルタ１５２およびマルチプライヤ１５４により
処理され、Ｓ／Ｐコンバータ１４０からのｘ［ｎ］デー
タ部分と、信号結合器１５６において結合されて、結果
として得られる結合された信号は、スレッシュホールド
装置１６０においてスレッシュホールドされて、出力信
号ｘ［ｎ］が得られる。
【００４５】本発明のＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調技術は、従
来のＳＳＢおよびＱＰＳＫ変調と実質的に同じスペクト
ル効率を提供するが、特定のアプリケーションにおい
て、ＳＳＢおよびＱＰＳＫの両者を越える利点を提供す
ることができる。例えば、レイリーフェージングされた
移動体無線チャネルにおける等価欠陥がある場合、本発
明のＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調は、従来のＳＳＢまたはＱＰ
ＳＫ変調よりもよりよいＢＥＲ性能を提供することがで
きる。
来のＳＳＢおよびＱＰＳＫ変調と実質的に同じスペクト
ル効率を提供するが、特定のアプリケーションにおい
て、ＳＳＢおよびＱＰＳＫの両者を越える利点を提供す
ることができる。例えば、レイリーフェージングされた
移動体無線チャネルにおける等価欠陥がある場合、本発
明のＳＳＢ−ＱＰＳＫ変調は、従来のＳＳＢまたはＱＰ
ＳＫ変調よりもよりよいＢＥＲ性能を提供することがで
きる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ビット誤り率性能を向上させることが可能なＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ変調を提供することができる。
ビット誤り率性能を向上させることが可能なＳＳＢ−Ｑ
ＰＳＫ変調を提供することができる。
【図１】Ａ 従来のＱＰＳＫ変調器の構成を示す図。
Ｂ 従来の離散時間ＳＳＢ変調器の構成を示す図。
【図２】Ａ インパルス関数を示す図。
Ｂ インパルス関数のヒルバート変換を示す図。
【図３】Ａ インパルス列を示す図。
Ｂ インパルス列のヒルバート変換を示す図。
【図４】Ａ ゼロ補間されたインパルス列を示す図。
Ｂ ゼロ補間されたインパルス列のヒルバート変換を示
す図。
す図。
【図５】従来のＱＰＳＫ、従来のＳＳＢ、および本発明
の一実施形態よるＳＳＢ−ＱＰＳＫの変調フォーマット
を比較する図。
の一実施形態よるＳＳＢ−ＱＰＳＫの変調フォーマット
を比較する図。
【図６】本発明の一実施形態によるＳＳＢ−ＱＰＳＫ送
信機の構成を示す図。
信機の構成を示す図。
【図７】本発明の一実施形態によるデュアルブランチＳ
ＳＢ受信機の構成を示す図。
ＳＢ受信機の構成を示す図。
【図８】本発明の一実施形態によるＳＳＢ−ＱＰＳＫ受
信機の構成を示す図。
信機の構成を示す図。
６０ ＳＳＢ−ＱＰＳＫ送信機
６２，６４ 補間装置
６６，７６ 遅延要素
６８，７４ ヒルバートフィルタ
７０，７２，８６ 信号結合器
８０，８４ ミキサ
８２ パルス整形フィルタ
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭57−141165（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−288604（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−210760（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−326951（ＪＰ，Ａ)
特表2001−506096（ＪＰ，Ａ)
米国特許5699404（ＵＳ，Ａ)
米国特許5729575（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (10)
- 【請求項１】 （Ａ）同相データ信号（ｘ［ｎ］）と、
直交位相データ信号のヒルベルト変換されたものとを第
１の搬送波信号に変調するステップと、（Ｂ） 直交位相データ信号（ｙ［ｎ］）と、同相データ
信号のヒルベルト変換されたものとで第２の搬送波信号
を変調するステップとを有し、 前記変調された第１および第２の搬送波信号は、結合さ
れたときに、変調された単側波帯信号を提供することを
特徴とする通信システムにおける伝送のための変調され
た単側波帯信号を生成する方法。 - 【請求項２】 前記（Ａ）ステップが、（Ｃ） 補間された同相データ信号と、補間された直交位
相データ信号のヒルベルト変換されたものとをコサイン
搬送波信号に変調するステップをさらに含むことを特徴
とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 前記（Ｂ）ステップが、（Ｄ） 補間された直交位相データ信号と、補間された同
相データ信号のヒルベルト変換されたものとをサイン搬
送波信号に変調するステップをさらに含むことを特徴と
する請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 前記（Ａ）ステップが、（Ｅ） 直交位相データ信号の部分のヒルベルト変換され
たもので前記同相データ信号の部分を時間インタリーブ
するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１記
載の方法。 - 【請求項５】 前記（Ｂ）ステップが、（Ｆ） 同相データ信号の部分のヒルベルト変換で直交位
相データ信号の部分を時間インタリーブするステップを
さらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項６】 前記同相および直交位相信号は、交番す
る時刻においてゼロ値を含むように補間されて、それら
の対応するヒルベルト変換されたものも、交番するゼロ
値を示すことを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項７】 同相データ信号と、直交位相データ信号
のヒルベルト変換されたものとを第１の搬送波信号に変
調するように動作可能な同相チャネルと、 前記直交位相データ信号と、前記同相データ信号のヒル
ベルト変換されたものとを第２の搬送波信号に変調する
ように動作可能な直交位相チャネルとを有し、 前記変調された第１および第２の搬送波信号は、結合さ
れたときに、変調された単側波帯信号を提供することを
特徴とする通信システムにおける伝送のための変調され
た単側波帯信号を生成する装置。 - 【請求項８】 同相データ信号と、直交位相データ信号
のヒルベルト変換されたものとを復元するために、第１
の搬送波信号を復調するステップと、 前記直交位相データ信号と、前記同相データ信号のヒル
ベルト変換されたものとを復元するために、第２の搬送
波信号を復調するステップとを有し、 前記同相データ信号のヒルベルト変換されたものは、前
記同相データ信号の検波を改善するために使用され、前
記直交位相データ信号の変換されたものは、前記直交位
相データ信号の検波を改善するために使用されることを
特徴とする通信システムにおいて受信された単側波帯信
号を復調する方法。 - 【請求項９】 同相データ信号と、直交位相データ信号
のヒルベルト変換されたものを復元するために、第１の
搬送波信号を復調するための同相チャネルと、 直交位相データ信号と、同相データ信号のヒルベルト変
換されたものを復元するために、第２の搬送波信号を復
調するための直交位相チャネルとを有し、 前記同相データ信号のヒルベルト変換されたものは、同
相データ信号の検波を改善するために使用され、前記直
交位相データ信号のヒルベルト変換されたものは、前記
直交位相データ信号の検波を改善するために使用される
ことを特徴とする通信システムにおいて受信された単側
波帯信号を復調するための装置。 - 【請求項１０】 同相データ信号と、直交位相データ信
号のヒルベルト変換されたものとを第１の搬送波信号に
変調するように動作可能な同相チャネルと、 直交位相データ信号と、同相データ信号のヒルベルト変
換されたものとを第２の搬送波信号に変調するように動
作可能な直交位相チャネルとを含む変調された送信信号
を生成するための送信機と、 同相および直交位相データ信号を復元するために、前記
送信信号を処理する前記変調された送信信号を受信する
ための受信機とを有し、 前記変調された第１および第２の搬送波信号は、結合さ
れたときに、変調された送信信号を提供することを特徴
とする通信システム。
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