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JP3293610B2 - 電磁トランスポンダ及び端末間の距離の検出 - Google Patents

電磁トランスポンダ及び端末間の距離の検出

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JP3293610B2
JP3293610B2 JP2000106524A JP2000106524A JP3293610B2 JP 3293610 B2 JP3293610 B2 JP 3293610B2 JP 2000106524 A JP2000106524 A JP 2000106524A JP 2000106524 A JP2000106524 A JP 2000106524A JP 3293610 B2 JP3293610 B2 JP 3293610B2
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ヴィダール リュク
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    • G06K7/0008—General problems related to the reading of electronic memory record carriers, independent of its reading method, e.g. power transfer
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
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    • G06K19/00—Record carriers for use with machines and with at least a part designed to carry digital markings
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    • G06K19/067—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components
    • G06K19/07—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips
    • G06K19/0723—Record carriers with conductive marks, printed circuits or semiconductor circuit elements, e.g. credit or identity cards also with resonating or responding marks without active components with integrated circuit chips the record carrier comprising an arrangement for non-contact communication, e.g. wireless communication circuits on transponder cards, non-contact smart cards or RFIDs

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  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁トランスポン
ダを使用したシステムに関する。電磁トランスポンダ
は、読取り／書込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）
装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることがで
きる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細
には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダ
に関する。このようなトランスポンダは、自体に含まれ
る電子回路が必要とする電源を、読取り／書込み端末の
アンテナから放射された高周波電磁界から取り出す。本
発明は、トランスポンダ・データの読取りだけをおこな
う端末とともに動作するように適合された読取り専用ト
ランスポンダ、または端末によって修正可能なデータを
含む読取り／書込みトランスポンダに適用される。
【０００２】本発明は、さらに具体的には、トランスポ
ンダによるトランスポンダと端末を隔てる距離の検出に
関し、さらに具体的には、装置動作を条件付ける端末の
距離スレッシュホールドに対するトランスポンダの位置
の検出に関する。
【０００３】
【従来の技術】電磁トランスポンダは、トランスポンダ
側および読取り／書込み端末側にあって、アンテナを形
成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの回
路は、トランスポンダが読取り／書込み端末の磁界の中
に入ったときに、密な磁界によって結合される。トラン
スポンダ・システムの範囲、すなわち、トランスポンダ
が活動化される端末から最も遠い地点までの距離は、特
に、トランスポンダのアンテナ・サイズ、磁界を発生さ
せている発振回路のコイルの励磁周波数、励磁の強さ、
およびトランスポンダの電力消費によって決まる。
【０００４】図１に、読取り／書込み装置１（ＳＴＡ）
とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）の間でデータを交換す
る従来型のデータ交換システムの一例を、機能的かつ極
めて概略的に示す。
【０００５】一般に端末１は、実質的に、増幅器すなわ
ちアンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準
電位（一般に大地電位）にある端子２ｍとの間にあっ
て、コンデンサＣ１および抵抗器Ｒ１と直列に接続され
たインダクタンスＬ１から成る発振回路から構成され
る。増幅器３は、変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波
伝送信号Ｔｘを受け取る。この変調器は、例えば水晶発
振器５からの基準周波を受け取り、さらに、必要に応じ
て送信データ信号を受け取る。端末１からトランスポン
ダ１０へのデータ伝送が実施されない場合、信号Ｔｘは
単に、トランスポンダが電磁界の中に入った場合にトラ
ンスポンダを活動化させる電源として使用される。送信
データは、一般にディジタル方式の電子システム、例え
ばマイクロプロセッサ６（μＰ）から供給される。
【０００６】図１に示した例では、コンデンサＣ１とイ
ンダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から
受信し、復調器７（ＤＥＭ）に送るデータ信号Ｒｘをサ
ンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、トラ
ンスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば復
号器（ＤＥＣ）８を介して）読取り／書込み端末１のマ
イクロプロセッサ６に伝達する。復調器７は、一般に発
振器５から、位相復調用のクロックすなわち基準信号を
受け取る。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではな
く、コンデンサＣ１と抵抗器Ｒ１の間でサンプリングし
た信号を基に実行してもよい。マイクロプロセッサ６
は、（バスＥＸＴを介して）さまざまな入出力回路（キ
ーボード、スクリーン、プロバイダへの送信手段な
ど）、および／または処理回路と通信する。読取り／書
込み端末の回路は、動作に必要な電力を、例えば給電シ
ステムに接続された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出
す。
【０００７】トランスポンダ１０側では、コンデンサＣ
２と並列のインダクタンスＬ２が、端末１の直列発振回
路Ｌ１とＣ１によって生成された電磁界を捕捉するため
の並列発振回路（受信共振回路と呼ばれる）を形成す
る。トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、
端末１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数と同調され
る。
【０００８】コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路
Ｌ２、Ｃ２の端子１１、１２は、例えば４つのダイオー
ドＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４から形成された整流ブリッジ
１３の２つの交流入力端子に接続される。図１の表示で
は、ダイオードＤ１の陽極およびダイオードＤ３の陰極
が、端子１１に接続されている。ダイオードＤ２の陽極
およびダイオードＤ４の陰極は、端子１２に接続され
る。ダイオードＤ１、Ｄ２の陰極は、正の整流出力端子
１４を形成する。ダイオードＤ３およびＤ４の陽極は、
整流電圧の基準端子１５を形成する。コンデンサＣａ
が、ブリッジ１３の整流出力端子１４、１５に接続さ
れ、ブリッジによって供給された電力を蓄積し、整流さ
れた電圧を平滑化する。このダイオード・ブリッジの代
わりに、単一の半波整流アセンブリを使用してもよい。
【０００９】トランスポンダ１０が端末１の電磁界の中
にあるとき、共振回路Ｌ２、Ｃ２の両端に高周波電圧が
発生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流さ
れ、コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器
１６（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電
源電圧を供給する。一般にこのような回路には、実質
上、（図示されていないメモリに結合された）マイクロ
プロセッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復
調器１８（ＤＥＭ）、および端末１に情報を送信する変
調器１９（ＭＯＤ）などが含まれる。トランスポンダは
一般に、コンデンサＣ２の両端で整流前に再生された高
周波信号からブロック２０によって取り出されたクロッ
ク（ＣＬＫ）によって同期がとられる。多くの場合、ト
ランスポンダ１０の全ての電子回路は同じチップに集積
化される。
【００１０】トランスポンダ１０から装置１にデータを
送信するためには、変調器１９が、共振回路Ｌ２、Ｃ２
の変調（戻し変調（ｂａｃｋ ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ））段を制御する。この変調段は一般に、端子１４と
１５の間で直列な電子スイッチ（例えばトランジスタ
Ｔ）と抵抗器Ｒから成る。トランジスタＴは、端末１の
発振回路の励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨ
ｚ）よりもはるかに低い（一般に少なくとも１／１
０）、いわゆるサブキャリア周波数（例えば８４７．５
ｋＨｚ）で制御される。スイッチＴが閉じているとき、
トランスポンダの発振回路には、回路１６、１７、１
８、１９および２０から成る負荷に加えて追加の制動
（ｄａｍｐｉｎｇ）が加えられ、そのため、トランスポ
ンダは、高周波電磁界からより多くの電力を引き出す。
端末１側では、増幅器３が、高周波励振信号の振幅を一
定に維持している。したがってトランスポンダの電力変
動は、アンテナＬ１を流れる電流の振幅および位相変動
に変換される。この変化は、位相復調器または振幅復調
器である端末１の復調器７によって検出される。例えば
位相復調の場合、トランスポンダのスイッチＴが閉じて
いるサブキャリアの半周期の間に、復調器が、基準信号
に対する信号Ｒｘのキャリアのわずかな移相（数度、ま
たは１度未満）を検出する。復調器７の出力（一般にサ
ブキャリア周波数を中心周波数とする帯域フィルタの出
力）は、スイッチＴの制御信号の影像信号を供給する。
この信号を（復号器８によって、または直接にマイクロ
プロセッサ６によって）復号して元の２進データを復元
することができる。
【００１１】データ伝送は、一方から他方へ、次いで他
方から一方へと交互に実施され（半二重）、トランスポ
ンダからデータを受信している間は、端末はデータを送
信しない。
【００１２】図２は、端末１からトランスポンダ１０へ
のデータ伝送の従来例を示している。この図は、コード
１０１１を伝送するアンテナＬ１の励振信号の形状例を
示している。現在使用されている変調は、速度１０６ｋ
ｂｉｔ／ｓ（１ビットはおよそ９．５μｓで伝送され
る）の振幅変調で、発振器５からくるキャリア（およそ
７４ｎｓの周期）の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）
よりもかなり低い。この振幅変調は、全か無かの法則又
は変調比（２つの状態（０及び１）間の頂点の振幅の差
をこれらの振幅の総計で除算された値として定義され
る）で行われ、トランスポンダ１０への電力供給の必要
性により１より小さい。図２の例において、１３．５６
ＭＨｚのキャリアは、１０６ｋｂｉｔｓ／ｓの速度、１
０％の変調比ｔｍで振幅変調される。
【００１３】図３は、トランスポンダ１０から端末１へ
のデータ伝送の従来例を示している。この図は、変調器
１９から提供され、コード１０１１を伝送するトランジ
スタＴの制御信号の形状例を示している。トランスポン
ダ側の戻し変調は一般に、例えば８４７．５ｋＨｚ（お
よそ１．１８μｓの周期）のキャリアを有する抵抗型
（サブキャリアと呼ばれる）である。戻し変調は、例え
ば、速度１０６ｋｂｉｔｓ／ｓ程度のＢＰＳＫ型（二相
偏移キーイング；binary phase-shift keying）の符号
化に基づき、サブキャリア周波数よりかなり低い。
【００１４】どの種類の変調または戻し変調（例えば振
幅、位相、周波数）を使用するとしても、また、どの種
類のデータ符号化（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ
ー、ＡＳＫ、ＢＰＳＫなど）を使用するとしても、この
変調または戻し変調は、２つの２値レベルの間をジャン
プする、ディジタル方式で実行される。
【００１５】端末およびトランスポンダの発振回路は一
般に、キャリア波数に同調される。すなわち、発振回路
の共振周波数が１３．５６ＭＨｚ周波数にセットされ
る。この同調の目的は、一般にさまざまなトランスポン
ダ構成部品を集積化したクレジット・カード・サイズの
カードであるトランスポンダへの電力伝播を最大にする
ことにある。
【００１６】いくつかの応用において、トランスポンダ
と端末を隔てる距離、又は距離スレッシュホールドに対
するトランスポンダの位置を知ることが望まれる。こう
した距離検出は、例えば、トランスポンダが読取り器に
近い（２から１０ｃｍ程度）又は非常に近い（およそ２
ｃｍ以下）かどうかに応じて、装置を動作モード又は別
のものに切替えるのに使用される。近接の概念は、アン
テナＬ１及びＬ２が互いに離れている距離を包含する。
【００１７】ＷＯ−Ａ−９７／３４２５０は、電子ラベ
ルと互いに接触しないで情報交換する装置を提供し、こ
の装置は、ラベルと装置間の距離を表す信号を、ラベル
が送信する信号に基づき予備的処理する手段を有する。
これらの手段は、情報交換装置に対して、ラベルからく
る情報が所定の値のウィンドウ内に含まれることを判定
し、伝送するために使用される。この文書で記述される
装置は、ラベルにより提供される低周波数変調の振幅測
定を使用し、ラベルは装置から送られた読取り制御信号
に応答する。この文書によれば、この変調振幅はラベル
と情報交換装置を隔てる距離を表している。
【００１８】この文書の距離検出が端末側で行われると
いう事実に加え、この検出はトランスポンダから送信さ
れた戻し変調信号の復調を必要とし、同様に復調信号の
予備的処理も必要となる。それはそこから距離情報を抽
出するためである。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、トラ
ンスポンダ及び読取り器間の距離測定に関する新規の解
決策を提供することにある。特に、本発明の目的は、ト
ランスポンダ側で実施され、読取り／書込み端末側では
実施されない解決策を提供することにある。
【００２０】本発明のさらなる目的は、トランスポンダ
と端末を隔てる距離スレッシュホールドに対するトラン
スポンダの位置を容易に検出できる解決策を提供するこ
とにある。
【００２１】本発明のさらなる目的は、装置環境に応じ
て自己適合する距離スレッシュホールドを提供すること
にある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】これら及び他の目的を達
成するために、本発明は、電磁トランスポンダと第１の
発振回路を使って磁界を作り出す端末を隔てる距離を測
定する方法を提供する。トランスポンダは、第２の発振
回路をＤ．Ｃ．電圧を供給するよう適合された整流手段
の上流に有する。距離を測定する方法は、第２の発振回
路が定められた周波数に同調される時の、Ｄ．Ｃ．電圧
のレベルに対する第１の情報を記憶し、第２の発振回路
の周波数離調を引き起こした後の、Ｄ．Ｃ．電圧のレベ
ルに対する第２の情報を記憶し、２つの記憶情報を比較
するという行程を有する。
【００２３】本発明の実施形態によれば、測定は周期的
に行われ、記憶された情報の変動が、同じ同調条件にお
ける２つの連続する測定値で比較される。
【００２４】本発明の実施形態によれば、前記情報は
Ｄ．Ｃ．電圧のそれぞれの値に相当する。
【００２５】本発明の実施形態によれば、第１及び第２
の情報の比較は、トランスポンダ及び端末のそれぞれの
発振回路の臨界結合位置に対するトランスポンダの位置
を測定するのに使用される。
【００２６】本発明の実施形態によれば、定められた周
波数は、トランスポンダの遠隔電力供給用の端末の発振
回路の励振周波数に相当する。
【００２７】本発明の実施形態によれば、測定方法は、
それぞれ堅固な結合状態または緩い結合状態に相当する
２つのモード間でトランスポンダの動作モードを測定す
るために適用される。
【００２８】本発明はまた、電磁トランスポンダに関
し、それは本発明の方法を実施するために少なくとも１
つの切替えコンデンサを有する。
【００２９】本発明の実施形態によれば、トランスポン
ダはコンデンサを第２の発振回路の誘導要素と並列し、
かつ切替え手段と直列して有し、整流手段は一方向にだ
け働く誘導する要素で形成される。
【００３０】本発明の実施形態によれば、トランスポン
ダは２つのコンデンサを有し、それぞれが第２の発振回
路の誘導要素の各最終端子に接続し、切替え手段と直列
接続している。切替え手段の基準端子は、電子回路の基
準供給電圧に接続し、整流手段の下流にある。
【００３１】本発明の実施形態によれば、トランスポン
ダはさらに２つの抵抗性変調手段を有し、それらは整流
手段により提供される整流電圧を平滑化するコンデンサ
と並列である。
【００３２】本発明の更なる目的、特徴及び利点は、添
付の図面に関連し、以下の具体的な実施形態の非限定的
な記述で詳細に論じられる。
【００３３】
【発明の実施の形態】同じ要素は異なる図面にも同じ符
号で参照され、図面は規格外である。わかりやすくする
ために、本発明の理解に必要なこれらの要素だけが図に
示され、以後記述される。
【００３４】本発明の特徴は、トランスポンダと読取り
／書込み端末を隔てる距離を測定するために、トランス
ポンダの発振回路が装置の遠隔電力供給キャリア周波数
に同調されるかどうかに従ってトランスポンダの動作を
検査することである。従って、本発明による距離測定方
法の特徴は、トランスポンダの発振信号が遠隔供給周波
数に同調されるかどうかに応じて、トランスポンダアン
テナにより受信された信号のそれぞれの変動を比較する
ことである。好ましくは、この検出はトランスポンダに
より回復される遠隔供給電圧を調整することにより行わ
れ、遠隔供給電圧はトランスポンダのディジタル部分に
Ｄ．Ｃ．供給電圧を提供する整流手段の下流にある。従
って本発明の好適な実施形態によれば、整流電圧を平滑
化するコンデンサ（例えば図１のＣａ）を横切って再生
される電圧が調整される。
【００３５】さらなる好適な実施形態によれば、整流手
段の出力で回復された電圧の調整は、スレッシュホール
ドに対して行われないが、得られた電圧値は発振回路が
キャリア周波数に同調されるかどうかに応じて比較され
る。これは、臨界結合位置に対するトランスポンダの位
置を検出することに相当する。
【００３６】この臨界結合位置は、端末の発振回路とト
ランスポンダの発振回路がともに遠隔電力供給キャリア
周波数と同調しているときに、トランスポンダが受信す
る遠隔電力供給振幅が最大となり、トランスポンダと端
末の間の結合が最適化される距離に相当する。言い換え
ると臨界結合周波数は、最小の結合係数に対して遠隔電
力供給電力が最大となる距離に相当する。結合係数は、
相互インダクタンスと発振回路のインダクタンスの積の
平方根の比である。
【００３７】本実施形態によれば、本発明は発振回路が
同調されるかどうかに従って、関連するスレッシュホー
ルドに対するトランスポンダのディジタル回路の供給電
圧レベルを比較すると想定される。
【００３８】しかし、本発明もまたトランスポンダと端
末を隔てる距離を、例えば、電圧レベルと記憶させた対
応表を比較することによって測定できることに留意すべ
きである。
【００３９】本発明の距離測定方法は、通信中、つまり
各情報がトランスポンダから端末へ伝送される前に有利
に実施されうる。本発明による距離測定を実行するのに
必要な作用時間は、読取り器側の界にトランスポンダが
存在する時間（数百ミリ秒）と完全に適合する。
【００４０】トランスポンダ側の発振回路の同調又は離
調を制御できる方法で行うために、この発振回路の容量
が、好ましくは改変され、それにより共振周波数を変動
させ、従って同調周波数を遠隔供給キャリア周波数から
離調する。
【００４１】第１の解決策は、２つのコンデンサをトラ
ンスポンダアンテナと並列に接続し、その１つは制御で
きるようにスイッチと直列に接続する。本解決策は、他
の目的のためにＷＯ−Ａ−９８／２９７６０に記載され
ている型のアセンブリを使用することを含み、それは発
振回路内で変更できる容量を使ってトランスポンダの周
波数離調を提供する。
【００４２】図４は、この第１の解決策を実施する本発
明によるトランスポンダ３０の第１の実施形態を示して
いる。従来通り、本トランスポンダは並列の発振回路か
ら形成され、発振回路はインダクタンスすなわちアンテ
ナＬ２及びコンデンサＣ２′を回路の２つの端子１
１′、１２′の間に有する。
【００４３】図４に示される実施形態において、コンデ
ンサＣａにより平滑化されるＤ．Ｃ．供給電圧Ｖａを抽
出するために行われる整流は、ダイオードＤによる単一
の半波整流であり、ダイオードＤの陽極は端子１１′に
接続され、陰極はコンデンサＣａの正の端子１４に接続
される。基準電圧１５は、端子１２′に直接接続するコ
ンデンサＣａの負の端子に相当する。電圧Ｖａは、例え
ば図１の回路１６から２０を有する電子ブロック３１に
対するものを意味する。コンデンサＣ３は、スイッチＫ
１（例えばＭＯＳトランジスタ）と直列接続し、端子１
１及び１２の間にある。
【００４４】本発明の好適な実施形態によれば、電子回
路には局部供給電圧Ｖａを受け取る入力ＤＥＴが提供さ
れる。入力ＤＥＴは、電圧Ｖａを測定するための回路
（図示せず）及びその測定値を記憶する少なくとも１つ
の部品と結合する。実施形態の具体的な例において、前
記部品はマイクロプロセッサ（図１の６）でありうる。
【００４５】測定された電圧値は、アナログ式に記憶さ
れるか、又は好ましくはいくつかのビットを使用したデ
ィジタル式に記憶される。ビットの数は所要の分析精度
による。
【００４６】簡略化された実施形態として、専用距離測
定入力（ＤＥＴ）の使用は、トランスポンダのマイクロ
プロセッサ（ブロック３１に含まれる）の既存の入力を
使うことにより避けられる。この従来の入力は、所定の
スレッシュホールドに対するコンデンサＣａを横切る有
効局部供給電圧を制御する。マイクロプロセッサは（ビ
ット形式で）スレッシュホールドに対するこの電圧の状
態を記憶する。ビットは従来、例えば発振回路により再
生された電圧が、トランスポンダ供給に対して充分であ
るかどうかを検出するために使用され、従ってトランス
ポンダが読取り器側の界に入ると前記トランスポンダを
活動させる。この機能は、例えば、トランスポンダのマ
イクロプロセッサ内部、例えばSTMicroelectronicsの回
路ＳＴ１６及びＳＴ１９に存在し、従ってトランスポン
ダを有意に改変せずに使用できる。
【００４７】本発明の好適な実施形態によれば、トラン
スポンダが端末領域にある時、好ましくはトランスポン
ダが読取り器側の界に入ることにより活動する（電力供
給される）とすぐ、以下の測定サイクルが周期的に行わ
れる。トランジスタＫ１が最初にオンになり、発振回路
が同調される。端末ＤＥＴにある電圧が蓄えられる。そ
の後トランジスタＫ１をオフにする。回路は従って離調
され、コンデンサＣ２′及びＣ３が同じ値を有する場
合、その共振周波数は例えば同調周波数の２倍以上に移
行させる。端末ＤＥＴ上にある電圧が再び蓄えられる。
代案として、第１の測定が離調された回路で行われる。
２つの得られた値が比較され、この比較の結果が、例え
ば単一のビットに記憶される。
【００４８】「同調」および「離調」の２つの測定を実
行するのに要する時間（例えば数百ミリ秒程度）は、ほ
とんどの適用業務では手の変位速度に対応するトランス
ポンダの変位速度と比較して短い。
【００４９】さらに、測定を実行するために発振回路を
離調させておく時間が、サブキャリアの半周期とは実質
的に異なるように選択され、そのため、端末がこの測定
を戻し変調と解釈しないことが好ましい。事実、トラン
スポンダの発振回路の離調は、端末の発振回路Ｌ１、Ｃ
１（図１）の移相と解釈され、これを距離判定中にデー
タ伝送と間違えてはならない。
【００５０】端末の前のトランスポンダの通過時間（数
百ミリ秒）と比較しても依然として高速な短い時間間隔
（例えば１ミリ秒程度）の後に、上記の測定サイクルを
繰り返す。
【００５１】比較ビット値の変動により、トランスポン
ダが臨界結合位置と比較して端末の近くにいるか、遠く
に離れているかを知ることができる。
【００５２】逆に既知の距離測定装置（例えばＷＯ−Ａ
−９７／３４２５０）に対して、本発明はトランスポン
ダ側で再生される遠隔供給電圧がトランスポンダと読取
り器を隔てる距離の単調な関数ではないという事実を考
慮している。
【００５３】実際、発振回路が遠隔電力供給キャリア周
波数に同調される時、トランスポンダが端末の近くにあ
ると、遠隔供給の振幅が装置領域の限界から増大し始め
る（数１０ｃｍ程度）。この振幅は、最大値（臨界結合
位置）を通過し、その後トランスポンダが非常に近くに
くると（およそ２ｃｍ以下）、再び減少し始める。
【００５４】しかし、トランスポンダの発振回路が遠隔
供給キャリア周波数から離調されると、トランスポンダ
が受け取る電力が、端末からの距離が短くなるにつれて
増大する。しかし領域は縮小される。この場合、受けと
る電力が与えられた離調条件に対して最大である距離が
存在する。これが最適な結合であり、両方の発振回路が
キャリア周波数に同調される時、臨界結合位置が最適結
合状態である。２つの発振回路間の最適結合係数は、イ
ンダクタンスＬ１及びＬ２、コンデンサＣ１及びＣ２及
び周波数（ここでは固定周波数であり、キャリア周波数
に相当する）だけでなく、端末の直列抵抗器Ｒ１及びト
ランスポンダの発振回路の負荷によって決まる。ここで
いうトランスポンダの発振回路の負荷とは、回路（マイ
クロプロセッサなど）の等価抵抗及びコンデンサＣ２及
びインダクタンスＬ２と並列に加えられる戻し変調手段
（例えば、抵抗器Ｒ３又はＲ４が以下に示される）であ
る。
【００５５】従って、比較ビットの状態に基づき、臨界
結合に対するトランスポンダの位置は、正確な距離を測
定しなくても知ることができる。もし、ビットが離調状
態において同調状態よりも高いレベルを示したら、これ
はトランスポンダが端末に非常に近い（堅固な結合）こ
とを意味する。逆の場合、トランスポンダは臨界結合に
近い、すなわち臨界結合位置と装置領域の限界の間にあ
る。
【００５６】他の実施形態によれば、電圧のそれぞれ連
続する値は、その変動を調査するために記憶される。そ
の後測定値はトランスポンダが動く可能性のある方向を
判定することによりさらに正確になる。同調及び離調さ
れたそれぞれの電力レベルが、２つの測定値間で同じ方
向に変動する場合、これはトランスポンダが臨界結合位
置と操作領域限度の間にあることを意味する。この変動
の方向に応じて、トランスポンダが端末から離れている
のか又は近づいているのかが判定でき、トランスポンダ
に記憶された対応表から距離さえ知ることが出来る。
【００５７】それぞれ同調及び離調された電力レベルが
２つの測定値間で逆の方向に変動する場合、これはトラ
ンスポンダが端末と臨界結合位置の間にあることを意味
する。同調されたレベルが増大し、一方で離調レベルは
減少する場合、これはトランスポンダが端末から離れ、
臨界結合位置に近づいていることを意味する。同調レベ
ルが減少し、離調レベルが増大する場合、これはトラン
スポンダが端末に近づいていることを意味する。
【００５８】代案の実施形態として、例えばマイクロプ
ロセッサ電力供給レベルを検出する従来のビットを使用
すると、同調及び離調された回路のそれぞれの電圧レベ
ルが所定のスレッシュホールドと比較されうる。この場
合、臨界結合に相当する距離スレッシュホールドに対す
るトランスポンダの位置に関する情報は依然利用でき
る。離調レベルがスレッシュホールド以下で、同調レベ
ルがスレッシュホールドより高い場合、トランスポンダ
は比較的端末から離れている（臨界結合位置と領域限界
の間にいる）。離調レベルがスレッシュホールドより上
で、同調レベルがスレッシュホールドより下にある場
合、トランスポンダは端末に非常に近い。２つのレベル
がスレッシュホールドより上にある場合、トランスポン
ダは臨界結合位置の付近にある。２つのレベルがスレッ
シュホールドの下にある場合、トランスポンダは装置領
域外にある。
【００５９】簡略化された実施形態において、トランス
ポンダから端末へのデータ伝送が始まる前に、臨界結合
に対するトランスポンダの位置を十分測定できる。
【００６０】発振回路の離調は両方向で、つまり、遠隔
供給キャリア周波数に対する発振回路の共振周波数を増
大する又は減少することにより行われる。しかし、離調
の効果は対称ではないと認められている。特に、Ｑの変
更と解釈する容量変化の効果は、与えられた変化値にと
って、容量の増大に対してよりも減少に対して強い。さ
らに、容量が減少すればするほど最適な結合位置は端末
に近づく。容量が増大すればするほど、この最適な結合
位置は端末から離れる。本発明によれば、遠隔供給キャ
リア周波数に対して発振回路に強い離調を引き起こすこ
とが好ましいということは留意すべきである。従って離
調はトランスポンダの発振回路の容量を減少させること
によって、従ってその共振周波数をより高い周波数へ移
行させることによって行われる。従って、スイッチＫ１
は同調動作に対して閉じる。
【００６１】図４に関連して記載された第１の実施形態
の解決策は、実地面で実行可能な単一の半波整流を必要
とする。
【００６２】実際、例えばダイオードブリッジによる全
波整流において、この解決策には実地面において重大な
課題が存在する。それは、整流電圧から供給された電子
回路からのスイッチを制御する必要があることによる。
実際、トランスポンダ側では、発振回路と整流電圧間の
共通の基準電圧が利用できない。そのため、トランスポ
ンダの電子回路により制御される簡易なＭＯＳトランジ
スタを使ってアンテナ上で並列であるコンデンサを制御
することは実際不可能である。事実、この電子回路は整
流手段の下流で供給され、一方発振回路のコンデンサは
この整流回路の上流に配置される。この課題は、トラン
スポンダの発振回路を横切って抽出される電圧の全波整
流に対して特に深刻であり、遠隔供給を最適化すること
が望ましい。
【００６３】従って本発明は、等価容量を有する発振回
路の変型が単純な手段で行われるトランスポンダの他の
実施形態を提供する。特に本発明は、簡易なＭＯＳトラ
ンジスタを使って、トランスポンダ側発振回路の容量変
調手段を制御できる方法を提供する。
【００６４】図５は、本発明によるトランスポンダ３
０′の第２の実施形態を示している。本実施形態によれ
ば、発振回路の端子１１、１２は、例えば図１のダイオ
ードＤ１からＤ４で形成されたブリッジ１３のＡ．Ｃ．
入力端子に接続される。ブリッジ１３の２つの整流され
た出力端子１４、１５は平滑コンデンサＣａを介して電
子ブロック３１を供給する電圧Ｖａを提供する。
【００６５】本実施形態によれば、２つのコンデンサＣ
３及びＣ４はそれぞれスイッチＫ１、Ｋ２（例えばＭＯ
Ｓトランジスタ）と直列接続し、それぞれ端子１１と端
子１５の間及び端子１２と端子１５の間にある。従っ
て、コンデンサＣ３の第１の端子は端子１１に接続し、
第２の端子はトランジスタＫ１を介し、端子１５に接続
している。コンデンサＣ４の第１の端子は端子１２に接
続し、一方他の端子はトランジスタＫ２を介して端子１
５に接続する。コンデンサＣ３及びＣ４はそれぞれアン
テナＬ２を横切る高周波数Ａ．Ｃ．電圧Ｖ２の符号に結
合している。コンデンサＣ３及びＣ４は従って同じ電圧
である。トランジスタＫ１及びＫ２は、回路が遠隔供給
キャリア周波数に同調されなければならない時、好まし
くは同じ信号から、ブロック３１によってオンになるよ
うに制御される。
【００６６】コンデンサの倍加により基準ノード（線１
５）がスイッチＫ１及びＫ２の制御のために利用でき
る。従ってスイッチＫ１及びＫ２が、Ｎ−チャネルＭＯ
Ｓトランジスタで形成される場合、ブロック３１からの
論理信号によりこれらのスイッチを全か無かの法則で制
御することが可能である。それは、ＷＯ−Ａ−９８／２
９７６０で論じられた解決策では不可能である。
【００６７】例えば、コンデンサＣ２′、Ｃ３及びＣ４
は各々、発振回路を読取り器のキャリア周波数に同調さ
せるのに必要な容量（図１のＣ２）の半分に相当する容
量を有する。
【００６８】図６は本発明によるトランスポンダ３０″
の第３の実施形態を示している。トランスポンダ３０″
は基本的に図５と同じ部品を有する。
【００６９】第３の実施形態の特徴は、インダクタンス
Ｌ２′を中間点に提供することである。この中間点はそ
の後トランスポンダの電子回路３１のＤ．Ｃ．電圧供給
用の基準１５として使用される。従って、巻線Ｌ２′の
第１の端子１１は、整流ダイオードＤ１′の陽極に接続
し、ダイオードＤ１′の陰極はトランスポンダの正の局
部供給端子１４を形成する。巻線Ｌ２′の第２の端子
は、第２の整流ダイオードＤ４′の陽極に接続し、ダイ
オードＤ４′の陰極は端子１４に接続する。従来通り、
コンデンサＣａは端子１４と基準線１５の間に接続され
電子回路３１の供給電圧を平滑化する。各端子１１、１
２と基準線１５の間には本発明による切替えコンデンサ
が接続され、それは例えば図５のような、スイッチＫ
１、Ｋ２と直列のコンデンサＣ３、Ｃ４で形成される。
【００７０】スイッチＫ１、Ｋ２の制御は、図６に示さ
れるようなブロック３１から提供される同じ制御信号又
は別の制御信号（図５）によって行われることに留意す
べきである。
【００７１】図５及び図６の実施形態において、発振回
路が同調される時、トランジスタＫ１及びＫ２は、好ま
しくはオンになっている。特に図６の回路において、コ
ンデンサＣ３及びＣ４が各々コンデンサＣ２′の２倍の
値を有している場合、トランジスタＫ１及びＫ２がオフ
の時、共振周波数はおよそ２倍のキャリア周波数に押し
戻される。
【００７２】臨界結合に相当する距離に対するトランス
ポンダの位置を検出することは、本発明の好ましい実施
形態である。それは、その適用に堅固な結合動作を提供
するという利点によるものである。しかし、本発明はま
た、どんな距離スレッシュホールドに対してもトランス
ポンダの位置を検出するために実行され、その後距離ス
レッシュホールドがトランスポンダの電子回路内に記憶
される。
【００７３】臨界結合に対する距離の測定において、本
発明は行われた距離測定又は領域検出（堅固な結合又は
緩い結合）が差動測定に近いという利点を有する。実
際、検出は装置及びその環境により左右される臨界結合
に対して行われる。回路が同調される時、臨界結合での
み、回収された電圧スレッシュホールドが最大となる。
従って、具体的な基準又は距離スレッシュホールドを提
供する必要はない。言い換えると、２つの同調及び離調
された動作モード間の距離スレッシュホールドはその後
自己適合する。
【００７４】本発明の適用の実施例は、トランスポンダ
と読取り器を隔てる距離に応じて、同調又は離調された
トランスポンダを動作させることである。こうしたトラ
ンスポンダと端末との間の情報交換のための離調は、ト
ランスポンダが読取り器の非常に近くにある時、特に有
利である。こうした場合に、もし発振回路が同調される
と、端末からトランスポンダへ伝送された電力は後者が
熱くなるようなものである。この熱効果はトランスポン
ダがクレジットカード型のプラスチックカードで形成さ
れる場合、特に妨害するものとなる。実際、この場合、
カードが端末に非常に近い時、熱効果はカードを歪曲さ
せる結果となる。
【００７５】本適用において、トランスポンダが読取り
器に非常に近い場合、本発明を実施することで、トラン
スポンダ動作を離調動作へ切替えることができる。こう
した離調を連続して行うことによって動作が変圧器の動
作に類似する、すなわちＱが伴わなくなる。従来の同調
動作においては、出来るだけ高いＱが望まれるが、それ
はトランスポンダ遠隔供給に関連する電力の伝達を最適
化するためである。従来の離調動作において、端末電
力、すなわちアンテナ（図１のＬ１）を通る電流は、充
分な電力をカードの電力供給に送る間に減少する。実際
には、トランスポンダが端末に非常に近いため、遠隔供
給領域の課題は解消される。
【００７６】端末アンテナに必要な電流の減少は、トラ
ンスポンダ側の熱効果を抑制する。その後必要な電力は
基本的にインダクタンスＬ１及びＬ２の伝送率（渦巻き
の数の比率）に左右される。
【００７７】回路が離調されるので、帯域がより高くな
るということも注目すべき点である。実際、回路が同調
されると、端末側で再生された信号エンベロープ（図１
のＲｘ）が各ビットごとの伝送可能時間を示す。この可
能な時間は、発振回路が同調されるという事実に正確に
起因する。こうした可能な時間はデータ伝送率に不利に
なる。
【００７８】データ伝送のための発振回路の離調は、非
常に密な結合の時のみ望ましい。従って、本発明を実施
することにより、装置の２つの動作モードをトランスポ
ンダが読取り器に近いかどうかに応じて容易に分離する
ことができる。
【００７９】本発明のトランスポンダ３０（図４）、３
０′（図５）又は３０″（図６）はまた、抵抗性の戻し
変調回路を有し、それは好ましくはそれぞれ端子１４及
び１５の間にあるスイッチＫ３、Ｋ４と直列の２つの抵
抗器Ｒ３、Ｒ４で形成される。抵抗器Ｒ３及びＲ４は、
それぞれ高い値と低い値の異なる値を有する。抵抗器Ｒ
３及びＲ４の機能は、トランスポンダと読取り器の結合
が非常に緊密な時の動作に対する本発明の適用例に関連
し、よりよく理解される。
【００８０】臨界結合位置と端末の間について考える
と、高い値の抵抗器Ｒ３戻し変調を行うために使用さ
れ、トランジスタＫ１（又はトランジスタＫ１及びＫ
２）はオフになる。その後装置は変圧器動作に近い離調
動作を有する。
【００８１】臨界結合位置から離れ、一方でその位置よ
り端末からも離れている、すなわち緩い結合について考
えてみる。トランジスタＫ１（又はトランジスタＫ１及
びＫ２）はその後オンになり、抵抗性の戻し変調が小さ
い値を有する抵抗器Ｒ４を使って行われる。これは従来
の動作モードである。
【００８２】本発明が、端末から離れている時に小さい
値の抵抗器を使用することにより、装置領域を最適化す
ることに留意すべきである。抵抗器Ｒ３及びＲ４それぞ
れの値の比率は、例えば、４〜１０の間（Ｒ３は０．４
〜５ｋΩで、Ｒ４は１００〜５００ｋΩ）に含まれ、好
ましくは６程度（例えば約１５００と２５０Ω）であ
る。
【００８３】代案として、抵抗器Ｒ３がスイッチ動作さ
れた時、高い値の抵抗器（Ｒ４）を（スイッチＫ４をオ
ンとすることにより）恒久的に回路に残される。この場
合、静的負荷が減少し、それによりＱが減少し、従って
可能な伝送速度の最大値が上がる。この改良は、他の手
段（例えば第３の切替え抵抗器）によっても得られるこ
とに留意すべきである。
【００８４】本発明が、読取り器からトランスポンダへ
又はトランスポンダから読取り器への距離測定に関する
（変調）情報伝送を必要としないことにも注目すべきで
ある。従って本発明のトランスポンダは、読取り器の干
渉なしに自身の位置を検出する。その後トランスポンダ
は、例えば自身の位置に応じて異なるメッセージを戻し
変調で伝送し、このメッセージの性質は装置を１つの動
作モード又は別のものに配置する。
【００８５】距離の測定は、好ましくは、通信中周期的
に行われることにも留意すべきである。これにより、例
えば、トランスポンダが通信中動作領域を変えないこと
をチェックしたり、装置が異なる通信モードを提供し、
同じ通信内でそれらを認める場合にこの変更を検出する
ことができる。
【００８６】代案として、コンデンサＣ２′は除去さ
れ、コンデンサＣ３（図４）又は２つのコンデンサＣ３
及びＣ４（図５及び図６）が使用され、それぞれが同調
に必要な値に相当する容量を有する。この場合、スイッ
チＫ１（図４）又はスイッチＫ１及びＫ２（図５及び図
６）が切れている時、回路漂遊容量は、発振回路の補完
コンデンサとしてふるまう。
【００８７】他の代案によれば、回路を離調させるため
に使用されるコンデンサは、戻し変調手段としても使用
される。この場合、切替え抵抗器Ｒ３、Ｋ３、及びＲ
４、Ｋ４は削除され、コンデンサＣ２′、Ｃ３（及び図
５と図６の実施形態のＣ４）が選択される。それにより
容量型変調の場合、離調の重要性が端末により検出され
る移相と両立する。容量型変調は端末のインダクタンス
Ｌ１を横切る電圧の位相に直接影響を与え、その振幅に
は作用しない。これは端末による位相検出を容易にす
る。この種の戻し変調は符号化を改変しない、すなわち
戻し変調スイッチのキャリア周波数の制御信号を改変し
ないということに留意すべきである。
【００８８】もちろん、本発明は当業者が容易に思い浮
かぶ様々な代案、変型及び改良を有する。特に、適用及
び特に使用される周波数及び装置領域に対する、異なる
コンデンサ及び抵抗器のそれぞれの選別は当業者の能力
の範囲内である。発振回路コンデンサの選別において、
使用される整流手段及び平滑コンデンサＣａの値を考慮
に入れる。実際、ダイオードブリッジ（図５）の導電期
間は一般に、遠隔供給キャリア期間と比較して、単一の
半波整流ダイオード（図４）の導電期間より短い。従っ
て、戻し変調手段を作用させる仕事率は、行われる整流
の型に応じて異なる。この仕事率は端末側において検出
される移相の値に影響を及ぼす。
【００８９】さらに本発明は、それぞれ同調及び離調さ
れた２つの動作モードを可能にする適用に関連して記述
されてきたが、本発明はまた、臨界結合位置（又は別の
距離位置）に対するトランスポンダの位置を検出するた
めに使用されることにも注目すべきである。これは、例
えば上記の具体的な適用に関連して記載された２つの動
作モードのうちの１つに認められるものである。
【００９０】本発明は、とりわけ、非接触型のチップ・
カード（例えばアクセス制御のためのＩＤカード、電子
財布カード、カード保有者に関する情報を記憶するため
のカード、コンシューマ・フィデリティ・カード、加入
テレビジョン・カードなど）、およびこれらのカードの
読取りまたは読取り／書込みシステム（例えば、ポルチ
コ（ｐｏｒｔｉｃｏ）すなわちアクセス制御端末、自動
支払機、コンピュータ端末、電話端末、テレビジョンま
たはサテライト・デコーダなど）に適用可能である。
【００９１】こうした改変、変型及び改良は本発明の一
部であり、本発明の精神および範囲内にあることを意図
している。従って、前述の説明は例示的なものであっ
て、限定的に示すものではない。本発明は前述の特許請
求の範囲及びその均等範囲に定義されるもののみ限定さ
れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の技術及び解決すべき課題を示している。
【図２】従来の技術及び解決すべき課題を示している。
【図３】従来の技術及び解決すべき課題を示している。
【図４】本発明による電磁トランスポンダの第１の実施
形態を示している。
【図５】本発明による電磁トランスポンダの第２の実施
形態を示している。
【図６】本発明による電磁トランスポンダの第３の実施
形態を示している。
【符号の説明】
１ 端末 ２ｍ 端子 ２ｐ 出力端子 ３ 増幅器 ４ 変調器 ５ 水晶発振器 ６ マイクロプロセッサ ７ 復調器 ８ 復号器 ９ 電源回路 １０ トランスポンダ １１、１１′ 端子 １２、１２′ 端子 １３ ブリッジ １４ 端子 １５、１５′ 端子 １６ 電圧調整器 １７ マイクロプロセッサ １８ 復調器 １９ 変調器 ２０ クロック ３０、３０′、３０″ トランスポンダ ３１ ブロック Ｃａ、Ｃ１、Ｃ１′、Ｃ２、Ｃ２′、Ｃ３、Ｃ４ コン
デンサ Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ１′、Ｄ４′ ダイオード Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３、Ｋ４ トランジスタ Ｌ１、Ｌ２、Ｌ２′ インダクタンス Ｒ、Ｒ１、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗器 Ｔ トランジスタ Ｒｘ データ信号 Ｔｘ 高周波伝送信号 Ｖａ Ｄ．Ｃ．供給電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｇ０６Ｋ 19/07 Ｇ０６Ｋ 19/00 Ｑ (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 G06K 7/08 G06K 17/00 G06K 19/00 B42D 15/10

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電磁トランスポンダ（３０；３０′；３
    ０″）と、第１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）を使って磁界
    を生み出す端末（１）を隔てる距離を測定する方法にお
    いて、 前記トランスポンダが第２の発振回路（Ｌ２、Ｃ２）
    を、Ｄ．Ｃ．電圧を供給するよう適合された整流手段
    （Ｄ；１３；Ｄ１′、Ｄ４′）の上流に有し、 第２の発振回路が定められた周波数に同調される時の、
    Ｄ．Ｃ．電圧のレベルに対する第１の情報を記憶し、 第２の発振回路の周波数離調を引き起こした後の、Ｄ．
    Ｃ．電圧のレベルに対する第２の情報を記憶し、 第１及び第２の情報を比較する行程を有することを特徴
    とする方法。
  2. 【請求項２】 周期的に前記レベルを測定し、同じ同調
    条件における２つの連続する測定値に対する記憶情報の
    変動を比較する行程を有することを特徴とする、請求項
    １に記載の方法。
  3. 【請求項３】 第１及び第２の情報がＤ．Ｃ．電圧のそ
    れぞれの値を表すことを特徴とする、請求項１に記載の
    方法。
  4. 【請求項４】 第１及び第２の情報の比較が、トランス
    ポンダ（３０）及び端末（１）のそれぞれの発振回路の
    臨界結合位置に対するトランスポンダの位置を測定する
    ために使用されることを特徴とする、請求項１に記載の
    方法。
  5. 【請求項５】 定められた周波数が、トランスポンダ
    （３０）の遠隔電力供給用の、端末（１）の発振回路の
    励振周波数に相当することを特徴とする、請求項１に記
    載の方法。
  6. 【請求項６】 それぞれが堅固な結合状態又は緩い結合
    状態に相当する２つのモード間で、トランスポンダの動
    作モードを判定するように適応していることを特徴とす
    る、請求項１に記載の方法。
  7. 【請求項７】 請求項１から請求項６のいずれかに記載
    の方法を実施できるよう適合された電磁トランスポンダ
    であって、少なくとも１つの切替コンデンサ（Ｃ３；Ｃ
    ３、Ｃ４）を有することを特徴とする電磁トランスポン
    ダ。
  8. 【請求項８】 第２の発振回路の誘導要素（Ｌ２）と並
    列で、かつ切替手段（Ｋ１）と直列であるコンデンサ
    （Ｃ３）を有し、整流手段が一方向に導通する要素
    （Ｄ）で形成されることを特徴とする、請求項７に記載
    のトランスポンダ。
  9. 【請求項９】 第２の発振回路の誘導要素（Ｌ２；Ｃ
    ２′）の各端子（１１、１２）にそれぞれ接続するコン
    デンサ（Ｃ３、Ｃ４）を有し、各コンデンサが切替手段
    （Ｋ１、Ｋ２）と直列接続し、その基準端子が電子回路
    の基準供給電圧（１５）に接続し、それが整流手段（１
    ３；Ｄ１′、Ｄ４′）の下流にあることを特徴とする、
    請求項７に記載のトランスポンダ。
  10. 【請求項１０】 さらに２つの抵抗性変調手段（Ｒ３、
    Ｋ３；Ｒ４、Ｋ４）を有し、整流手段（Ｄ；１３；Ｄ
    １′、Ｄ２′）により提供される整流電圧を平滑化する
    ためのコンデンサ（Ｃａ）と並列であることを特徴とす
    る、請求項９に記載のトランスポンダ。
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