JP3286673B2 - 充電器用のコンバータ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の二次電池を
一括して充電する充電装置、特に電気自動車駆動用の二
次電池の充電に使用する充電器用のコンバータ回路に関
する。
一括して充電する充電装置、特に電気自動車駆動用の二
次電池の充電に使用する充電器用のコンバータ回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】電気自動車駆動用の二次電池を簡単な操
作によって効率よく充電させる充電装置が開発されつつ
あり、高周波トランスを使用した絶縁形の非接触方式の
充電装置が提案されている。
作によって効率よく充電させる充電装置が開発されつつ
あり、高周波トランスを使用した絶縁形の非接触方式の
充電装置が提案されている。
【０００３】図３は、ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコン
バータと昇圧形ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータよ
り成る充電器の回路構成を示すブロック図である。図３
において、交流電源１０７からの交流入力は４つのダイ
オード１０８〜１１１より成る整流回路１３０によって
直流変換される。整流回路１３０のプラス側端子には昇
圧用リアクタ１０６が接続してあり、昇圧用リアクタ１
０６の他端にアノード側を夫々接続した２つのダイオー
ド１０４と１０５のカソード側の両端には第２のスイッ
チング素子１０２のドレイン端子とソース端子が並列接
続してあり、第２のスイッチング素子１０２のソース端
子と整流回路１３０の接地側端子との間には第１のスイ
ッチング素子１０１のドレイン端子とソース端子が夫々
接続してあって第２と第１のスイッチング素子１０２と
１０１より成る直列回路を構成している。また、２つの
コンデンサ１１６と１１７より成る直列回路が、前記２
つのスイッチング素子より成る直列回路の両端に並列接
続してあり、２つのスイッチング素子同士の接続点と２
つのコンデンサ同士の接続点との間には高周波トランス
１１２の１次コイル１１３が接続してあり、その２次コ
イル１１４は充電器を構成する負荷１１５に接続してあ
る。
バータと昇圧形ＰＦＣを組み合わせたワンコンバータよ
り成る充電器の回路構成を示すブロック図である。図３
において、交流電源１０７からの交流入力は４つのダイ
オード１０８〜１１１より成る整流回路１３０によって
直流変換される。整流回路１３０のプラス側端子には昇
圧用リアクタ１０６が接続してあり、昇圧用リアクタ１
０６の他端にアノード側を夫々接続した２つのダイオー
ド１０４と１０５のカソード側の両端には第２のスイッ
チング素子１０２のドレイン端子とソース端子が並列接
続してあり、第２のスイッチング素子１０２のソース端
子と整流回路１３０の接地側端子との間には第１のスイ
ッチング素子１０１のドレイン端子とソース端子が夫々
接続してあって第２と第１のスイッチング素子１０２と
１０１より成る直列回路を構成している。また、２つの
コンデンサ１１６と１１７より成る直列回路が、前記２
つのスイッチング素子より成る直列回路の両端に並列接
続してあり、２つのスイッチング素子同士の接続点と２
つのコンデンサ同士の接続点との間には高周波トランス
１１２の１次コイル１１３が接続してあり、その２次コ
イル１１４は充電器を構成する負荷１１５に接続してあ
る。
【０００４】第１のスイッチング素子１０１と第２のス
イッチング素子１０２の夫々のゲート端子とソース端子
は、制御回路１０３からの制御信号を入力して交互にオ
ン・オフ制御され、トランス１１２を介して負荷１１５
に２つのスイッチング素子によって生成された高周波電
力を供給する。第１のスイッチング素子１０１がオンと
なると、整流回路１３０の出力電圧は昇圧用リアクタ１
０６，ダイオード１０５を介して第１のスイッチング素
子１０１によって短絡され、昇圧用リアクタ１０６にエ
ネルギーが蓄積される。第１のスイッチング素子１０１
がオフとなると、昇圧用リアクタ１０６に蓄積されたエ
ネルギーはダイオード１０４を介して放出され、コンデ
ンサ１１６と１１７を充電する。第１のスイッチング素
子１０１がオンの時に昇圧用リアクタ１０６を流れる電
流の傾きは整流回路１３０の出力電圧に比例するので、
昇圧リアクタ１０６を流れる電流が不連続モード（ＤＣ
Ｍ）であり、第１のスイッチング素子１０１のオン期間
が一定であれば、入力電流の平均値は整流回路１３０の
出力電圧に比例する。従って、時比率制御等しなくても
力率を１にできる。しかし、周波数が一定であるとコン
デンサ１１６と１１７の両端の電圧は負荷電流によって
大幅に変化するので、負荷電圧の制御のために周波数制
御を行う必要がある。
イッチング素子１０２の夫々のゲート端子とソース端子
は、制御回路１０３からの制御信号を入力して交互にオ
ン・オフ制御され、トランス１１２を介して負荷１１５
に２つのスイッチング素子によって生成された高周波電
力を供給する。第１のスイッチング素子１０１がオンと
なると、整流回路１３０の出力電圧は昇圧用リアクタ１
０６，ダイオード１０５を介して第１のスイッチング素
子１０１によって短絡され、昇圧用リアクタ１０６にエ
ネルギーが蓄積される。第１のスイッチング素子１０１
がオフとなると、昇圧用リアクタ１０６に蓄積されたエ
ネルギーはダイオード１０４を介して放出され、コンデ
ンサ１１６と１１７を充電する。第１のスイッチング素
子１０１がオンの時に昇圧用リアクタ１０６を流れる電
流の傾きは整流回路１３０の出力電圧に比例するので、
昇圧リアクタ１０６を流れる電流が不連続モード（ＤＣ
Ｍ）であり、第１のスイッチング素子１０１のオン期間
が一定であれば、入力電流の平均値は整流回路１３０の
出力電圧に比例する。従って、時比率制御等しなくても
力率を１にできる。しかし、周波数が一定であるとコン
デンサ１１６と１１７の両端の電圧は負荷電流によって
大幅に変化するので、負荷電圧の制御のために周波数制
御を行う必要がある。
【０００５】上述した問題点を解決するために、ワンコ
ンバータを構成する複数のスイッチング素子を交互にオ
ン・オフ制御する制御回路として可変周波数磁気発振回
路（バンアレン回路）を適用すると、負荷電流によって
出力電圧が変動せず、かつ、回路構成が簡略化された制
御回路が実現できるので、この制御回路を使用したワン
コンバータ方式充電器が提案されている。
ンバータを構成する複数のスイッチング素子を交互にオ
ン・オフ制御する制御回路として可変周波数磁気発振回
路（バンアレン回路）を適用すると、負荷電流によって
出力電圧が変動せず、かつ、回路構成が簡略化された制
御回路が実現できるので、この制御回路を使用したワン
コンバータ方式充電器が提案されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したワンコンバー
タ方式充電器においては、交流電源投入時に昇圧リアク
タとダイオードを介して並列コンデンサに向けて過大電
流が流れる。そのため、スイッチング素子やダイオード
には大きな電流ストレスが加わっていた。交流電源投入
直後における２つの並列コンデンサへの充電電圧は、図
７に示すように充電電圧が大きいばかりでなく、平衡し
ていない。また、昇圧リアクタと高周波トランスの１次
コイルを流れる電流Ｌ1 とＴｒ1 は図８に示す通りであ
り、大きなピーク電流が流れる。
タ方式充電器においては、交流電源投入時に昇圧リアク
タとダイオードを介して並列コンデンサに向けて過大電
流が流れる。そのため、スイッチング素子やダイオード
には大きな電流ストレスが加わっていた。交流電源投入
直後における２つの並列コンデンサへの充電電圧は、図
７に示すように充電電圧が大きいばかりでなく、平衡し
ていない。また、昇圧リアクタと高周波トランスの１次
コイルを流れる電流Ｌ1 とＴｒ1 は図８に示す通りであ
り、大きなピーク電流が流れる。
【０００７】本発明は、上述した従来技術の欠点を解消
するためになされたものであって、昇圧リアクタに２次
コイルを設け、この２次コイルを介して２つの並列コン
デンサへの充電電圧を制限しようとするものである。
するためになされたものであって、昇圧リアクタに２次
コイルを設け、この２次コイルを介して２つの並列コン
デンサへの充電電圧を制限しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明による充電器のコ
ンバータ回路は、従来技術におけるワンコンバータ回路
の昇圧用リアクタに代えて、２次コイルを備えたリアク
タを設け、その１次コイルの一端は整流回路のプラス側
端子に接続すると共に他端はダイオード５を介して第１
のスイッチング素子のドレイン端子に接続し、１次コイ
ルと極性の異なる２次コイルの一端はダイオード４を介
して第２のスイッチング素子のドレイン端子に接続する
と共に他端を整流回路の接地側端子に接続した。また、
第２のスイッチング素子のソース端子をダイオード１９
を介して第１のスイッチング素子のドレイン端子に接続
すると共に、ダイオード１８を介して第１のスイッチン
グ素子のソース端子に接続した。従って、交流電源入力
時に並列コンデンサ１６と１７への充電電圧は阻止さ
れ、また、コンデンサ１７に蓄積された充電エネルギー
はダイオード１８を介して還流するようになる。
ンバータ回路は、従来技術におけるワンコンバータ回路
の昇圧用リアクタに代えて、２次コイルを備えたリアク
タを設け、その１次コイルの一端は整流回路のプラス側
端子に接続すると共に他端はダイオード５を介して第１
のスイッチング素子のドレイン端子に接続し、１次コイ
ルと極性の異なる２次コイルの一端はダイオード４を介
して第２のスイッチング素子のドレイン端子に接続する
と共に他端を整流回路の接地側端子に接続した。また、
第２のスイッチング素子のソース端子をダイオード１９
を介して第１のスイッチング素子のドレイン端子に接続
すると共に、ダイオード１８を介して第１のスイッチン
グ素子のソース端子に接続した。従って、交流電源入力
時に並列コンデンサ１６と１７への充電電圧は阻止さ
れ、また、コンデンサ１７に蓄積された充電エネルギー
はダイオード１８を介して還流するようになる。
【０００９】上述した本発明によるコンバータ回路は、
ハーフブリッジ接続したスイッチング素子によって構成
したものである。スイッチング素子をフルブリッジ接続
したコンバータ回路によると、回路構成は多少複雑にな
るが、電源投入時における突入電流を大幅に抑制できる
ので、抵抗と電磁接触器またはサイリスタやトライアッ
クによる位相制御等による突入電流の抑制手段は不要と
なる。
ハーフブリッジ接続したスイッチング素子によって構成
したものである。スイッチング素子をフルブリッジ接続
したコンバータ回路によると、回路構成は多少複雑にな
るが、電源投入時における突入電流を大幅に抑制できる
ので、抵抗と電磁接触器またはサイリスタやトライアッ
クによる位相制御等による突入電流の抑制手段は不要と
なる。
【００１０】フルブリッジ接続した４つのスイッチング
素子より成る充電器用のコンバータ回路は、ダイオード
を介して第１と第２のスイッチング素子を直列接続した
第１のハーフブリッジ回路と、同じくダイオードを介し
て第３と第４のスイッチング素子を直列接続した第２の
ハーフブリッジ回路を並列接続することによってフルブ
リッジ回路を構成した。整流回路からの直流電力を夫々
のスイッチング素子に供給するために、整流回路のプラ
ス側端子に１端を並列接続した２つの１次コイルと、整
流回路のマイナス側端子に１端を並列接続した２つの２
次コイルを有する第１と第２のリアクタを設け、第１の
リアクタの１次コイルの他端をダイオードを介して第１
のスイッチング素子のドレイン端子に接続すると共に第
２のリアクタの１次コイルの他端をダイオードを介して
第３のスイッチング素子のドレイン端子に接続し、さら
に、２次コイルの他端同士は夫々ダイオードを介して第
２のスイッチング素子のドレイン端子に接続した。ま
た、可変周波数発振器を備えた制御回路によって、フル
ブリッジ回路における夫々２組のスイッチング素子を交
互にオン・オフ制御して高周波電力を生成させ、第１の
ハーフブリッジ回路における第２のスイッチング素子の
ソース端子と第２のハーフブリッジ回路における第４の
スイッチング素子のソース端子の間に１次コイルを接続
した高周波トランスを設け、高周波トランスの２次コイ
ルを介して充電器へ高周波電力を供給する。従って、昇
圧型コンバータとして交互にオン・オフ動作する第１の
スイッチング素子と第３のスイッチング素子の時比率を
制御すると、電源投入時における突入電流を大幅に抑制
することが可能となる。
素子より成る充電器用のコンバータ回路は、ダイオード
を介して第１と第２のスイッチング素子を直列接続した
第１のハーフブリッジ回路と、同じくダイオードを介し
て第３と第４のスイッチング素子を直列接続した第２の
ハーフブリッジ回路を並列接続することによってフルブ
リッジ回路を構成した。整流回路からの直流電力を夫々
のスイッチング素子に供給するために、整流回路のプラ
ス側端子に１端を並列接続した２つの１次コイルと、整
流回路のマイナス側端子に１端を並列接続した２つの２
次コイルを有する第１と第２のリアクタを設け、第１の
リアクタの１次コイルの他端をダイオードを介して第１
のスイッチング素子のドレイン端子に接続すると共に第
２のリアクタの１次コイルの他端をダイオードを介して
第３のスイッチング素子のドレイン端子に接続し、さら
に、２次コイルの他端同士は夫々ダイオードを介して第
２のスイッチング素子のドレイン端子に接続した。ま
た、可変周波数発振器を備えた制御回路によって、フル
ブリッジ回路における夫々２組のスイッチング素子を交
互にオン・オフ制御して高周波電力を生成させ、第１の
ハーフブリッジ回路における第２のスイッチング素子の
ソース端子と第２のハーフブリッジ回路における第４の
スイッチング素子のソース端子の間に１次コイルを接続
した高周波トランスを設け、高周波トランスの２次コイ
ルを介して充電器へ高周波電力を供給する。従って、昇
圧型コンバータとして交互にオン・オフ動作する第１の
スイッチング素子と第３のスイッチング素子の時比率を
制御すると、電源投入時における突入電流を大幅に抑制
することが可能となる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明による実施例を図面
を参照しながら説明する。図１と図２は、本発明による
充電器用のコンバータ回路の回路構成を示すブロック図
である。
を参照しながら説明する。図１と図２は、本発明による
充電器用のコンバータ回路の回路構成を示すブロック図
である。
【００１２】図１に、本発明による第１の実施例である
ハーフブリッジ接続したワンコンバータ方式の充電器用
のコンバータ回路を示す。整流回路３０は４つのダイオ
ード８〜１１によって構成しており、整流回路３０のプ
ラス側端子にはリアクタ２１の１次コイル２２の一端が
接続してある。リアクタ２１の１次コイル２２の他端は
ダイオード５を介して第１のスイッチング素子１のドレ
イン端子に接続してあり、また、２次コイル２３の一端
はダイオード４を介して第２のスイッチング素子２のド
レイン端子に接続すると共に２次コイル２３の他端は整
流回路３０の接地側端子と接続してある。
ハーフブリッジ接続したワンコンバータ方式の充電器用
のコンバータ回路を示す。整流回路３０は４つのダイオ
ード８〜１１によって構成しており、整流回路３０のプ
ラス側端子にはリアクタ２１の１次コイル２２の一端が
接続してある。リアクタ２１の１次コイル２２の他端は
ダイオード５を介して第１のスイッチング素子１のドレ
イン端子に接続してあり、また、２次コイル２３の一端
はダイオード４を介して第２のスイッチング素子２のド
レイン端子に接続すると共に２次コイル２３の他端は整
流回路３０の接地側端子と接続してある。
【００１３】第１のスイッチング素子１のドレイン端子
は、カソード側を接続したダイオード１９を介して第２
のスイッチング素子２のソース端子に接続してあるの
で、第２のスイッチング素子２，ダイオード１９，第１
のスイッチング素子１より成るハーフブリッジ回路は、
リアクタ２１の２次コイル２３への並列回路を構成して
いる。また、第１のスイッチング素子１と第２のスイッ
チング素子２の夫々のゲート端子とソース端子は可変周
波数発振回路またはＶＦコンバータより成る制御回路３
に接続してあり、制御回路３の出力する制御信号によ
り、２つのスイッチング素子１と２は交互にオン・オフ
制御される。
は、カソード側を接続したダイオード１９を介して第２
のスイッチング素子２のソース端子に接続してあるの
で、第２のスイッチング素子２，ダイオード１９，第１
のスイッチング素子１より成るハーフブリッジ回路は、
リアクタ２１の２次コイル２３への並列回路を構成して
いる。また、第１のスイッチング素子１と第２のスイッ
チング素子２の夫々のゲート端子とソース端子は可変周
波数発振回路またはＶＦコンバータより成る制御回路３
に接続してあり、制御回路３の出力する制御信号によ
り、２つのスイッチング素子１と２は交互にオン・オフ
制御される。
【００１４】コンデンサ１６と１７より成る直列回路
は、第２のスイッチング素子２のドレイン端子と第１の
スイッチング素子１のソース端子の間に並列接続してあ
る。また、第２のスイッチング素子２のソース端子とコ
ンデンサ１６と１７の中間接続点との間には高周波トラ
ンス１２の１次コイル１３が接続してあり、２次コイル
１４は充電器を構成する負荷１５に接続してあって、２
つのスイッチング素子１と２によって生成された高周波
電力を負荷１５に供給する。なお、第２のスイッチング
素子２のソース端子と第１のスイッチング素子１のソー
ス端子との間にはダイオード１８が並列接続してあっ
て、コンデンサ１７に蓄積された充電エネルギーを還流
させる。
は、第２のスイッチング素子２のドレイン端子と第１の
スイッチング素子１のソース端子の間に並列接続してあ
る。また、第２のスイッチング素子２のソース端子とコ
ンデンサ１６と１７の中間接続点との間には高周波トラ
ンス１２の１次コイル１３が接続してあり、２次コイル
１４は充電器を構成する負荷１５に接続してあって、２
つのスイッチング素子１と２によって生成された高周波
電力を負荷１５に供給する。なお、第２のスイッチング
素子２のソース端子と第１のスイッチング素子１のソー
ス端子との間にはダイオード１８が並列接続してあっ
て、コンデンサ１７に蓄積された充電エネルギーを還流
させる。
【００１５】上述した回路構成によると、交流電源を投
入しても整流回路３０によって生成された直流電圧はダ
イオード１９によって阻止され、並列コンデンサ１６と
１７は充電されない。第１のスイッチング素子１がオン
となると、整流回路３０の出力電圧はリアクタ２１の１
次コイル２２とダイオード５を介して短絡され、リアク
タ２１にエネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッ
チング素子がオフとなり第２のスイッチング素子２がオ
ンとなると、リアクタ２１に蓄積されたエネルギーはリ
アクタ２１の２次コイル２３を介して並列コンデンサ１
６と１７を充電する。第１のスイッチング素子を起動さ
せる場合の入力電圧は投入位相によって変化するので、
入力電圧に対応させて第１のスイッチング素子の時比率
を制御回路３によって制御し、コンデンサへの充電電流
を制御できる。従って、コンデンサ１６と１７への充電
電圧は、図４に示すＣ1 とＣ2 に示すように緩やかに立
上り、コンデンサ間の電圧差が小さいものとなる。２つ
のコンデンサ１６と１７への充電電圧の平衡に伴って、
高周波トランス１２の１次コイル１３を流れる偏磁電流
も小さくなり、この結果、高周波トランス１２の１次コ
イル電流Ｔr1も図５に示すように低減される。また、リ
アクタ２１の２次コイル２２の一端は接地してあるの
で、並列コンデンサ１６と１７への充電電圧も低くな
り、第１のスイッチング素子１がオンとなった時にリア
クタ２１の１次コイル２２を流れる電流Ｌ1 も図５に示
すようにピーク値は低減される。
入しても整流回路３０によって生成された直流電圧はダ
イオード１９によって阻止され、並列コンデンサ１６と
１７は充電されない。第１のスイッチング素子１がオン
となると、整流回路３０の出力電圧はリアクタ２１の１
次コイル２２とダイオード５を介して短絡され、リアク
タ２１にエネルギーが蓄積される。次に、第１のスイッ
チング素子がオフとなり第２のスイッチング素子２がオ
ンとなると、リアクタ２１に蓄積されたエネルギーはリ
アクタ２１の２次コイル２３を介して並列コンデンサ１
６と１７を充電する。第１のスイッチング素子を起動さ
せる場合の入力電圧は投入位相によって変化するので、
入力電圧に対応させて第１のスイッチング素子の時比率
を制御回路３によって制御し、コンデンサへの充電電流
を制御できる。従って、コンデンサ１６と１７への充電
電圧は、図４に示すＣ1 とＣ2 に示すように緩やかに立
上り、コンデンサ間の電圧差が小さいものとなる。２つ
のコンデンサ１６と１７への充電電圧の平衡に伴って、
高周波トランス１２の１次コイル１３を流れる偏磁電流
も小さくなり、この結果、高周波トランス１２の１次コ
イル電流Ｔr1も図５に示すように低減される。また、リ
アクタ２１の２次コイル２２の一端は接地してあるの
で、並列コンデンサ１６と１７への充電電圧も低くな
り、第１のスイッチング素子１がオンとなった時にリア
クタ２１の１次コイル２２を流れる電流Ｌ1 も図５に示
すようにピーク値は低減される。
【００１６】次に、本発明による第２の実施例であるフ
ルブリッジ接続したスイッチング素子より成るワンコン
バータ方式の充電器用のコンバータ回路の回路構成を図
２に示す。図２において、整流回路６０は４つのダイオ
ード４６〜４９によって構成しており、整流回路６０の
プラス側端子は第１のリアクタ５１の１次コイルの１端
および第２のリアクタ５２の１次コイルの１端に接続し
てある。第１のリアクタ５１の１次コイルの他端はダイ
オード４３を介して第１のスイッチング素子３２のドレ
イン端子に、第２のリアクタ５２の１次コイルの他端は
ダイオード４４を介して第３のスイッチング素子３４の
ドレイン端子に接続してある。また、第１リアクタ５１
の２次コイルの１端と第２のリアクタ５２の２次コイル
の１端とは整流回路６０のマイナス側端子に並列接続し
てあり、夫々の２次コイルの他端はダイオード４１と４
２を介して並列接続してある。
ルブリッジ接続したスイッチング素子より成るワンコン
バータ方式の充電器用のコンバータ回路の回路構成を図
２に示す。図２において、整流回路６０は４つのダイオ
ード４６〜４９によって構成しており、整流回路６０の
プラス側端子は第１のリアクタ５１の１次コイルの１端
および第２のリアクタ５２の１次コイルの１端に接続し
てある。第１のリアクタ５１の１次コイルの他端はダイ
オード４３を介して第１のスイッチング素子３２のドレ
イン端子に、第２のリアクタ５２の１次コイルの他端は
ダイオード４４を介して第３のスイッチング素子３４の
ドレイン端子に接続してある。また、第１リアクタ５１
の２次コイルの１端と第２のリアクタ５２の２次コイル
の１端とは整流回路６０のマイナス側端子に並列接続し
てあり、夫々の２次コイルの他端はダイオード４１と４
２を介して並列接続してある。
【００１７】ダイオード４１と４２の接続点と整流回路
６０のマイナス側端子との間に接続してあるコンデンサ
４５の両端には、第２のスイッチング素子３１，ダイオ
ード３９，第１のスイッチング素子３２より成る第１の
ハーフブリッジ回路が並列接続してあり、また、第４の
スイッチング素子３３，ダイオード４０，第３のスイッ
チング素子３４より成る第２のハーフブリッジ回路も並
列接続してあり、２組のハーフブリッジ回路によってフ
ルブリッジ回路を構成している。さらに、ダイオード３
５と３６より成る直列回路が第１のハーフブリッジ回路
に並列接続してあり、２つのダイオード同士の接続点は
第２のスイッチング素子３１のソース端子に接続してあ
る。また、ダイオード３７と３８より成る直列回路が第
２のハーフブリッジ回路に並列接続してあり、２つのダ
イオード同士の接続点は第４のスイッチング素子３３の
ソース端子に接続してある。
６０のマイナス側端子との間に接続してあるコンデンサ
４５の両端には、第２のスイッチング素子３１，ダイオ
ード３９，第１のスイッチング素子３２より成る第１の
ハーフブリッジ回路が並列接続してあり、また、第４の
スイッチング素子３３，ダイオード４０，第３のスイッ
チング素子３４より成る第２のハーフブリッジ回路も並
列接続してあり、２組のハーフブリッジ回路によってフ
ルブリッジ回路を構成している。さらに、ダイオード３
５と３６より成る直列回路が第１のハーフブリッジ回路
に並列接続してあり、２つのダイオード同士の接続点は
第２のスイッチング素子３１のソース端子に接続してあ
る。また、ダイオード３７と３８より成る直列回路が第
２のハーフブリッジ回路に並列接続してあり、２つのダ
イオード同士の接続点は第４のスイッチング素子３３の
ソース端子に接続してある。
【００１８】第２のスイッチング素子３１のソース端子
と第４のスイッチング素子３３のソース端子の間には高
周波トランス５４の１次コイル５６が接続してあり、そ
の２次コイル５７は充電器を構成する負荷５５に接続し
てあって、フルブリッジ回路によって生成された高周波
電力を負荷５５に供給する。フルブリッジ回路を構成す
る４つのスイッチング素子３１〜３４における夫々のゲ
ート端子とソース端子は制御回路５３に接続してあっ
て、４組の駆動回路を構成している。可変周波数発振回
路またはＶＦコンバータより成る制御回路５３は、第１
のスイッチング素子と第４のスイッチング素子より成る
グループと、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ
ング素子より成るグループを交互にオン・オフ制御す
る。
と第４のスイッチング素子３３のソース端子の間には高
周波トランス５４の１次コイル５６が接続してあり、そ
の２次コイル５７は充電器を構成する負荷５５に接続し
てあって、フルブリッジ回路によって生成された高周波
電力を負荷５５に供給する。フルブリッジ回路を構成す
る４つのスイッチング素子３１〜３４における夫々のゲ
ート端子とソース端子は制御回路５３に接続してあっ
て、４組の駆動回路を構成している。可変周波数発振回
路またはＶＦコンバータより成る制御回路５３は、第１
のスイッチング素子と第４のスイッチング素子より成る
グループと、第２のスイッチング素子と第３のスイッチ
ング素子より成るグループを交互にオン・オフ制御す
る。
【００１９】第１のスイッチング素子がオンすると第１
のリアクタ５１の１次コイルを流れる電流は直線的に上
昇し、第１のスイッチング素子がオフとなると第１のリ
アクタ５１に蓄積されたエネルギーは２次コイルを介し
てコンデンサ４５を充電させる。第１のスイッチング素
子と第４のスイッチング素子が同時にオンすると、コン
デンサ４５の充電電圧が高周波トランス５４の１次コイ
ル５６に印加される。次に、第３のスイッチング素子が
オンすると第２のリアクタ５２の１次コイルを流れる電
流は直線的に上昇し、第３のスイッチング素子がオフと
なると第２のリアクタに蓄積されたエネルギーは２次コ
イルを介してコンデンサ４５を充電させる。第３のスイ
ッチング素子と第２のスイッチング素子が同時にオンす
ると、コンデンサ４５の充電電圧が逆極性で高周波トラ
ンス５４の１次コイル５６に印加される。即ち、第１の
スイッチング素子と第３のスイッチング素子は昇圧型コ
ンバータとして動作すると共に、インバータとしても動
作するものである。上述した昇圧型コンバータを不連続
モード（ＤＣＭ）で動作させるので、入力電流の包絡線
や平均値は入力電圧に略比例し、入力力率がよく、高調
波電流も小さくなり、小型のフィルタで対応できる。ま
た、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子
の時比率を制御回路５３によって制御することによっ
て、電源投入時における突入電流（コンデンサ４５への
充電電流）を抑制できるので、突入電流制御回路を設け
る必要はなくなる。
のリアクタ５１の１次コイルを流れる電流は直線的に上
昇し、第１のスイッチング素子がオフとなると第１のリ
アクタ５１に蓄積されたエネルギーは２次コイルを介し
てコンデンサ４５を充電させる。第１のスイッチング素
子と第４のスイッチング素子が同時にオンすると、コン
デンサ４５の充電電圧が高周波トランス５４の１次コイ
ル５６に印加される。次に、第３のスイッチング素子が
オンすると第２のリアクタ５２の１次コイルを流れる電
流は直線的に上昇し、第３のスイッチング素子がオフと
なると第２のリアクタに蓄積されたエネルギーは２次コ
イルを介してコンデンサ４５を充電させる。第３のスイ
ッチング素子と第２のスイッチング素子が同時にオンす
ると、コンデンサ４５の充電電圧が逆極性で高周波トラ
ンス５４の１次コイル５６に印加される。即ち、第１の
スイッチング素子と第３のスイッチング素子は昇圧型コ
ンバータとして動作すると共に、インバータとしても動
作するものである。上述した昇圧型コンバータを不連続
モード（ＤＣＭ）で動作させるので、入力電流の包絡線
や平均値は入力電圧に略比例し、入力力率がよく、高調
波電流も小さくなり、小型のフィルタで対応できる。ま
た、第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子
の時比率を制御回路５３によって制御することによっ
て、電源投入時における突入電流（コンデンサ４５への
充電電流）を抑制できるので、突入電流制御回路を設け
る必要はなくなる。
【００２０】図６は、フルブリッジ回路によって構成し
た充電器用のコンバータ回路における電源投入時の電圧
・電流特性である。昇圧型スイッチング素子の時比率を
０．１，０．２，０．３，０．４および０．５と０．５
ｍｓ毎に切り替えた場合のコンデンサ電圧（高周波トラ
ンスの１次コイル電圧）と１次電流（整流器の出力電
流）を示しており、突入電流は大幅に抑制され、コンデ
ンサへの充電電圧の立上りも緩やかになることが判る。
た充電器用のコンバータ回路における電源投入時の電圧
・電流特性である。昇圧型スイッチング素子の時比率を
０．１，０．２，０．３，０．４および０．５と０．５
ｍｓ毎に切り替えた場合のコンデンサ電圧（高周波トラ
ンスの１次コイル電圧）と１次電流（整流器の出力電
流）を示しており、突入電流は大幅に抑制され、コンデ
ンサへの充電電圧の立上りも緩やかになることが判る。
【００２１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による充電
器用のコンバータ回路は、２次コイルを備えたリアクタ
とハーフブリッジ接続したスイッチング回路、およびハ
ーフブリッジ接続した２つのスイッチング素子を交互に
オン・オフ制御する可変周波数発振回路より成る制御回
路によって構成した第１の実施例と、２次コイルを夫々
備えた２つのリアクタとフルブリッジ接続したスイッチ
ング回路、およびフルブリッジ接続した４つのスイッチ
ング素子を２グループに分割して交互にオン・オフ制御
する可変周波数発振回路より成る制御回路によって構成
した第２の実施例に示すコンバータ回路である。従っ
て、電源投入時における突入電流を昇圧用のスイッチン
グ素子の時比率制御によって大幅に抑制できるので、突
入電流抑制のために設けていた抵抗と電磁接触器、また
はトライアックやサイリスタを付加して行っていた位相
制御等は不要となった。また、ワンコンバータで構成し
ているので、スイッチング素子や制御回路が半分で済
み、入力力率が高く、高周波電流も小さいので小型の入
力フィルタでよい。従って小型で高効率な経済性に優れ
た信頼性の高いコンバータを実現できる。
器用のコンバータ回路は、２次コイルを備えたリアクタ
とハーフブリッジ接続したスイッチング回路、およびハ
ーフブリッジ接続した２つのスイッチング素子を交互に
オン・オフ制御する可変周波数発振回路より成る制御回
路によって構成した第１の実施例と、２次コイルを夫々
備えた２つのリアクタとフルブリッジ接続したスイッチ
ング回路、およびフルブリッジ接続した４つのスイッチ
ング素子を２グループに分割して交互にオン・オフ制御
する可変周波数発振回路より成る制御回路によって構成
した第２の実施例に示すコンバータ回路である。従っ
て、電源投入時における突入電流を昇圧用のスイッチン
グ素子の時比率制御によって大幅に抑制できるので、突
入電流抑制のために設けていた抵抗と電磁接触器、また
はトライアックやサイリスタを付加して行っていた位相
制御等は不要となった。また、ワンコンバータで構成し
ているので、スイッチング素子や制御回路が半分で済
み、入力力率が高く、高周波電流も小さいので小型の入
力フィルタでよい。従って小型で高効率な経済性に優れ
た信頼性の高いコンバータを実現できる。
【図１】本発明による第１の実施例の回路構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図２】本発明による第２の実施例の回路構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図３】従来技術によるワンコンバータ方式充電器の回
路構成を示すブロック図。
路構成を示すブロック図。
【図４】本発明による充電器用のコンバータ回路（ハー
フブリッジ回路）におけるコンデンサへの充電電圧特
性。
フブリッジ回路）におけるコンデンサへの充電電圧特
性。
【図５】本発明による充電器用のコンバータ回路（ハー
フブリッジ回路）におけるリアクタと高周波トランスへ
の充電電流特性。
フブリッジ回路）におけるリアクタと高周波トランスへ
の充電電流特性。
【図６】本発明による充電器用のコンバータ回路（ハー
フブリッジ回路）における電源投入時の電圧・電流特
性。
フブリッジ回路）における電源投入時の電圧・電流特
性。
【図７】従来技術によるワンコンバータ方式充電器のコ
ンデンサへの充電電圧特性。
ンデンサへの充電電圧特性。
【図８】従来技術によるワンコンバータ方式充電器の昇
圧リアクタと高周波トランスへの充電電流特性。
圧リアクタと高周波トランスへの充電電流特性。
１，２，３１〜３４ スイッチング素子 ３，５３ 制御回路 ４，５，８〜１１，１８，１９，３５〜４４，４６〜４
９ ダイオード １６，１７，４５ コンデンサ １２，５４ 高周波トランス １５，５５ 負荷 ２１，５１，５２ リアクタ
９ ダイオード １６，１７，４５ コンデンサ １２，５４ 高周波トランス １５，５５ 負荷 ２１，５１，５２ リアクタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 7/00 - 7/12 H02J 7/34 - 7/36 H02M 3/335
Claims (4)
- 【請求項１】 交流入力を直流変換するダイオードより
成る単相全波整流回路と、 ダイオード（１９）を介して第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子を直列接続して構成したハーフ
ブリッジ回路と、 前記整流回路のプラス側端子に１端を接続すると共に、
他端をダイオード（５）を介して第１のスイッチング素
子のドレイン端子に接続した１次コイルと、ダイオード
（４）を介して第２のスイッチング素子のドレイン端子
に接続すると共に、他端を前記整流回路のマイナス側端
子に接続した２次コイルより成るリアクタと、 前記ハーフブリッジ回路の両端に並列接続した２つのコ
ンデンサより成る直列回路と、 前記第２のスイッチング素子のソース端子と第１のスイ
ッチング素子のソース端子との間に並列接続したダイオ
ード（１８）と、 前記第２のスイッチング素子のソース端子と前記２つの
コンデンサの中間接続点との間に接続した１次コイル
と、充電器を構成する負荷に高周波電力を供給する２次
コイルより成る高周波トランスと、 前記第１のスイッチング素子のゲート端子とソース端、
および第２のスイッチング素子のゲート端子とソース端
子に、夫々接続した２つの駆動回路を有し、第１のスイ
ッチング素子と第２のスイッチング素子を交互にオン・
オフ制御する可変周波数発振回路より成る制御回路と、 によって構成したことを特徴とする充電器用のコンバー
タ回路。 - 【請求項２】 第１のスイッチング素子の時比率を制御
することにより、電源投入時における突入電流を抑制さ
せることを特徴とする請求項１に記載の充電器用のコン
バータ回路。 - 【請求項３】 交流入力を直流変換して出力するダイオ
ードより成る単相全波整流回路と、 ダイオード（３９）を介して第１のスイッチング素子と
第２のスイッチング素子を直列接続して構成した第１の
ハーフブリッジ回路と、ダイオード（４０）を介して第
３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子を直列
接続して構成した第２のハーフブリッジ回路とを並列接
続して構成したフルブリッジ回路と、 前記整流回路のプラス側端子に１端を接続し、他端をダ
イオード（４３）を介して第１のスイッチング素子のド
レイン端子に接続した１次コイルと、前記整流回路のマ
イナス側端子に１端を接続し、他端をダイオード（４
１）を介して第２のスイッチング素子のドレイン端子に
接続した２次コイルより成る第１のリアクタと、 前記整流回路のプラス側端子に１端を接続し、他端をダ
イオード（４４）を介して第３のスイッチング素子のド
レイン端子に接続した１次コイルと、前記整流回路のマ
イナス側端子に１端を接続し、他端をダイオード（４
２）を介して第２のスイッチング素子のドレイン端子と
接続した２次コイルより成る第２のリアクタと、 第１のハーフブリッジ回路の両端に並列接続したコンデ
ンサと、 第２のスイッチング素子のドレイン端子とソース端子と
の間に並列接続したダイオードと、第２のスイッチング
素子のソース端子と第１のスイッチング素子のソース端
子との間に並列接続したダイオードより成る２つのダイ
オードの直列回路と、 第４のスイッチング素子のドレイン端子とソース端子と
の間に並列接続したダイオードと、第４のスイッチング
素子のソース端子と第３のスイッチング素子のソース端
子との間に並列接続したダイオードより成る２つのダイ
オードの直列回路と、 第２のスイッチング素子のソース端子と第４のスイッチ
ング素子のソース端子との間に接続した１次コイルと、
充電器を構成する負荷に高周波電力を供給する２次コイ
ルより成る高周波トランスと、 前記フルブリッジ回路における４つのスイッチング素子
のゲート端子とソース端子に夫々接続した４つの駆動回
路を有し、第１のスイッチング素子と第４のスイッチン
グ素子のグループ、および第２のスイッチング素子と第
３のスイッチング素子のグループを交互にオン・オフ制
御する可変周波数発振器より成る制御回路と、 によって構成したことを特徴とする充電器用のコンバー
タ回路。 - 【請求項４】 交互にオン・オフ動作する第１のスイッ
チング素子と第３のスイッチング素子の時比率を制御す
ることにより、電源投入時における突入電流を制御させ
ることを特徴とする請求項３に記載の充電器用のコンバ
ータ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04716397A JP3286673B2 (ja) | 1997-01-24 | 1997-02-13 | 充電器用のコンバータ回路 |
| US08/844,816 US5798630A (en) | 1997-01-24 | 1997-04-22 | Switching power circuit to supply electric-vehicle battery charger with high-frequency power |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2617097 | 1997-01-24 | ||
| JP9-26170 | 1997-01-24 | ||
| JP04716397A JP3286673B2 (ja) | 1997-01-24 | 1997-02-13 | 充電器用のコンバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271703A JPH10271703A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3286673B2 true JP3286673B2 (ja) | 2002-05-27 |
Family
ID=26363919
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04716397A Expired - Fee Related JP3286673B2 (ja) | 1997-01-24 | 1997-02-13 | 充電器用のコンバータ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5798630A (ja) |
| JP (1) | JP3286673B2 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1017146B1 (en) * | 1998-05-18 | 2005-10-19 | Seiko Epson Corporation | Overcharge protection, charger, electronic device and timepiece |
| DE19824409A1 (de) * | 1998-05-30 | 1999-12-02 | Philips Patentverwaltung | AC-DC-Wandler |
| WO2000067534A1 (en) * | 1999-04-28 | 2000-11-09 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| KR20010085950A (ko) * | 1999-08-25 | 2001-09-07 | 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 | 배터리 충전기 |
| US6822425B2 (en) * | 2002-01-25 | 2004-11-23 | Vector Products, Inc. | High frequency battery charger and method of operating same |
| US7528579B2 (en) | 2003-10-23 | 2009-05-05 | Schumacher Electric Corporation | System and method for charging batteries |
| US7282867B2 (en) * | 2004-03-01 | 2007-10-16 | Harison Toshiba Lighting Corporation | Lighting device for discharge lamp |
| US7372213B2 (en) * | 2005-10-19 | 2008-05-13 | O2Micro International Limited | Lamp current balancing topologies |
| JP5050874B2 (ja) * | 2008-01-22 | 2012-10-17 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP5146239B2 (ja) * | 2008-10-02 | 2013-02-20 | 富士通株式会社 | 電源装置及び出力電圧安定化方法 |
| US8310109B2 (en) * | 2010-01-28 | 2012-11-13 | Texas Instruments Incorporated | Power management DC-DC converter and method for induction energy harvester |
| KR101131664B1 (ko) * | 2010-01-28 | 2012-03-28 | 장석호 | 스위칭 배열과 충방전을 이용한 고효율 충전장치 |
| KR20130033867A (ko) * | 2011-09-27 | 2013-04-04 | 삼성전기주식회사 | 무선 전력 전송 시스템 |
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