JPH0417567A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0417567A JPH0417567A JP2120718A JP12071890A JPH0417567A JP H0417567 A JPH0417567 A JP H0417567A JP 2120718 A JP2120718 A JP 2120718A JP 12071890 A JP12071890 A JP 12071890A JP H0417567 A JPH0417567 A JP H0417567A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 36
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- 230000005415 magnetization Effects 0.000 claims description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はスイッチング電源回路に関し、特に低電圧大電
流を出力する大電力高周波ＤＣ−ＤＣコンバータに適し
たスイッチング電源回路に関するものである。
流を出力する大電力高周波ＤＣ−ＤＣコンバータに適し
たスイッチング電源回路に関するものである。
従来技術
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の代表的な例として、スイッ
チング電源回路があり、この回路にはハフブリッジ型と
フルブリッジ型との２つのタイプがある。
チング電源回路があり、この回路にはハフブリッジ型と
フルブリッジ型との２つのタイプがある。
例えば、第７図及び第８図にこれ等タイプの具体例が示
されており、第７図はフリブリッジ型の回路例であり、
特公昭６２−０３２７０２号公報にその詳細が開示され
ている。第８図はハーフブリッジ型であり、特公昭６２
−０３２７０３号公報に開示されている。
されており、第７図はフリブリッジ型の回路例であり、
特公昭６２−０３２７０２号公報にその詳細が開示され
ている。第８図はハーフブリッジ型であり、特公昭６２
−０３２７０３号公報に開示されている。
先ず、第７図を参照すると、フリブリッジ型のスイッチ
ング電源回路は、入力端子１．２間に設けられたトラン
ジスタＱ１及びＱ２の直列接続回路と、同じくトランジ
スタＱ３及びＱ４の直列接続回路と、これ等直列接続回
路の両直列接続点間に設けられた電力変換トランスＴ１
の一次巻線及びこのトランスの偏磁防止用コンデンサＣ
Ｔの直列接続回路と、トランスＴＩの第１及び第２の二
次巻線の各々の誘起電圧を整流する第１及び第２の半波
整流回路と、これ等整流出力を平滑化するための第１及
び第２のチョークコイルＬ＋及びＬ２と、更には両チョ
ークコイルの出力を共通に充電する平滑用コンデンサＣ
Ｏとを含み、このコンデンサの両端３，４から所望の直
流出力を得る構成である。
ング電源回路は、入力端子１．２間に設けられたトラン
ジスタＱ１及びＱ２の直列接続回路と、同じくトランジ
スタＱ３及びＱ４の直列接続回路と、これ等直列接続回
路の両直列接続点間に設けられた電力変換トランスＴ１
の一次巻線及びこのトランスの偏磁防止用コンデンサＣ
Ｔの直列接続回路と、トランスＴＩの第１及び第２の二
次巻線の各々の誘起電圧を整流する第１及び第２の半波
整流回路と、これ等整流出力を平滑化するための第１及
び第２のチョークコイルＬ＋及びＬ２と、更には両チョ
ークコイルの出力を共通に充電する平滑用コンデンサＣ
Ｏとを含み、このコンデンサの両端３，４から所望の直
流出力を得る構成である。
尚、第１の半波整流回路は第１及び第２の整流用ダイオ
ードＤｌ及びＤ２からなり、第２の半波整流回路は第３
及び第４の整流用ダイオードＤ３及びＤ４からなってい
る。また、入力側にはコンデンサＣ１が挿入されノイズ
防止か図られている。
ードＤｌ及びＤ２からなり、第２の半波整流回路は第３
及び第４の整流用ダイオードＤ３及びＤ４からなってい
る。また、入力側にはコンデンサＣ１が挿入されノイズ
防止か図られている。
かかる構成において、トランジスタＱｌ及びＱ４とトラ
ンジスタＱ２及びＱ３とを互いに相補的にオンオフ制御
すれば、トランスＴｌの一次巻線には互いに逆極性の電
圧が交互に印加されることになり、入力端子１，２間に
印加された直流電力が交流電力に変換されてトランスＴ
ｌの一対の二次巻線から夫々出力されるのである。
ンジスタＱ２及びＱ３とを互いに相補的にオンオフ制御
すれば、トランスＴｌの一次巻線には互いに逆極性の電
圧が交互に印加されることになり、入力端子１，２間に
印加された直流電力が交流電力に変換されてトランスＴ
ｌの一対の二次巻線から夫々出力されるのである。
これ等二次誘起電力が第１及び第２の半波整流回路によ
り整流され、第１及び第２のチョークコイルＬ１及びＬ
２を介して共通のコンデンサＣＯに充電されて平滑化さ
れることζくより、直流出力が端子３，４間に導出され
ることになる。
り整流され、第１及び第２のチョークコイルＬ１及びＬ
２を介して共通のコンデンサＣＯに充電されて平滑化さ
れることζくより、直流出力が端子３，４間に導出され
ることになる。
この回路では、２つの半波整流回路がほぼ１／２づつ出
力電流を分担して動作すると共に、フルブリッジ回路を
構成するスイッチングトランジスタＱ１及びＱ４とＱ２
及びＱ３とのオン時間の差に起因して発生するトランス
Ｔｌのコアの偏磁現象を、２つの半波整流回路の直流電
流の差としてコンデンサＣＴにフィードバックして抑制
するようにしている。
力電流を分担して動作すると共に、フルブリッジ回路を
構成するスイッチングトランジスタＱ１及びＱ４とＱ２
及びＱ３とのオン時間の差に起因して発生するトランス
Ｔｌのコアの偏磁現象を、２つの半波整流回路の直流電
流の差としてコンデンサＣＴにフィードバックして抑制
するようにしている。
かかる偏磁現象の抑止原理については、上記の公告公報
に詳記されている。
に詳記されている。
第８図はハーフブリッジ型の回路であり、コンデンサＣ
Ｉと０２との直列回路を入力端７−１．２間に設け、ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２を交互にオンオフ制御して、トラ
ンスＴｌへの電圧印加を交互に逆極性となるようにして
いる。
Ｉと０２との直列回路を入力端７−１．２間に設け、ト
ランジスタＱｌ、Ｑ２を交互にオンオフ制御して、トラ
ンスＴｌへの電圧印加を交互に逆極性となるようにして
いる。
トランスＴＩの二次側は第７図の回路と同一構成であり
、本回路においても、第７図の回路と全く同一の作用を
有するものである。
、本回路においても、第７図の回路と全く同一の作用を
有するものである。
上述した従来のスイッチング電源回路はトランスの二次
巻線を２つ有しており、低電圧大電流を出力する大電力
高周波用ＤＣ−ＤＣコンバータへの応用において、トラ
ンスを小さくすることは困難であるという欠点がある。
巻線を２つ有しており、低電圧大電流を出力する大電力
高周波用ＤＣ−ＤＣコンバータへの応用において、トラ
ンスを小さくすることは困難であるという欠点がある。
また、スイッチングトランジスタの全てがオフの時にお
いて、トランスＴＩの第１の二次巻線とダイオードＤｉ
、Ｄ２とにより形成されるショートループと、第２の二
次巻線とダイオードＤ３゜Ｄ４とにより形成されるショ
ートループとの２つが生じる。この２つのショートルー
プのインピーダンスは等しくすることは困難であり、こ
の２つのインピーダンスの差が、２つの整流回路に印加
される電流のオン時間の差となって表われ、この差をも
った電流パルスがコンデンサＣＴにフィードバックされ
ることになる。よって、たとえトランジスタＱ１及びＱ
４とＱ２及びＱ３とのオン時間に差がなくても、トラン
スＴＩを偏磁させてしまうという欠点がある。
いて、トランスＴＩの第１の二次巻線とダイオードＤｉ
、Ｄ２とにより形成されるショートループと、第２の二
次巻線とダイオードＤ３゜Ｄ４とにより形成されるショ
ートループとの２つが生じる。この２つのショートルー
プのインピーダンスは等しくすることは困難であり、こ
の２つのインピーダンスの差が、２つの整流回路に印加
される電流のオン時間の差となって表われ、この差をも
った電流パルスがコンデンサＣＴにフィードバックされ
ることになる。よって、たとえトランジスタＱ１及びＱ
４とＱ２及びＱ３とのオン時間に差がなくても、トラン
スＴＩを偏磁させてしまうという欠点がある。
発明の目的
本発明の目的は、トランスの二次巻線を１つとして、小
型軽量化を図ったスイッチング電源回路を提供すること
である。
型軽量化を図ったスイッチング電源回路を提供すること
である。
本発明の他の目的は、トランスの二次巻線に対するショ
ート回路を１つとして、トランスに対する偏磁抑制作用
を強化したスイッチング電源回路を提供することである
。
ート回路を１つとして、トランスに対する偏磁抑制作用
を強化したスイッチング電源回路を提供することである
。
発明の構成
本発明によるスイッチング電源回路は、電力変換トラン
スと、このトランスの一次巻線に直列接続されこのトラ
ンスの偏磁防止用のコンデンサと、入力直流電圧をスイ
ッチングして、前記トランスと前記コンデンサとの直列
接続回路に対して交互に極性の相違する電圧を印加する
スイッチング手段と、一対の直流出力端子間に接続され
た平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサと夫々直
列接続された第１及び第２のチョークコイルと、前記ト
ランスの二次巻線の両端に誘起される互いに逆極性の電
圧を整流して夫々前記第１及び第２のチョークコイルを
介して前記平滑用コンデンサに対して供給する第１及び
第２の整流手段とを含むことを特徴としている。
スと、このトランスの一次巻線に直列接続されこのトラ
ンスの偏磁防止用のコンデンサと、入力直流電圧をスイ
ッチングして、前記トランスと前記コンデンサとの直列
接続回路に対して交互に極性の相違する電圧を印加する
スイッチング手段と、一対の直流出力端子間に接続され
た平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサと夫々直
列接続された第１及び第２のチョークコイルと、前記ト
ランスの二次巻線の両端に誘起される互いに逆極性の電
圧を整流して夫々前記第１及び第２のチョークコイルを
介して前記平滑用コンデンサに対して供給する第１及び
第２の整流手段とを含むことを特徴としている。
実施例
以下に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。
第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第７図の
フリブリッジ型に対応した回路であって、第７図と同等
部分は同一符号により示している。
フリブリッジ型に対応した回路であって、第７図と同等
部分は同一符号により示している。
トランスＴＩの一次側はスイッチングトランジスタをバ
イポーラトランジスタの代りにＭＯＳ ）ランジスタを
用いている意思外は第７図の例と同一である。二次側は
巻線が１つとなっている点が第７図の例と異なっている
。
イポーラトランジスタの代りにＭＯＳ ）ランジスタを
用いている意思外は第７図の例と同一である。二次側は
巻線が１つとなっている点が第７図の例と異なっている
。
トランスＴ１の二次巻線の一端はダイオードＤｌのアノ
ードと、ダイオードＤ３のカソードに夫々接続され、ト
ランスＴ１の二次巻線の他端はダイオードＤ２のカソー
ドとダイオードＤ４のアノードに夫々接続されている。
ードと、ダイオードＤ３のカソードに夫々接続され、ト
ランスＴ１の二次巻線の他端はダイオードＤ２のカソー
ドとダイオードＤ４のアノードに夫々接続されている。
ダイオードＤＩのカソードはチョークコイルＬ１の一端
に接続され、チョークコイルＬ１の他端は正側出力端子
３に接続されている。
に接続され、チョークコイルＬ１の他端は正側出力端子
３に接続されている。
ダイオードＤ４のカソードはチョークコイルＬ２の一端
に接続され、チョークコイルＬ２の他端は正側出力端子
３に接続されている。ダイオードＤ２のアノードとダイ
オードＤ３のアノードとは負側出力端子４に接続され、
正側出力端子３と負側出力端子４との間にコンデンサｃ
ｏが接続されている。
に接続され、チョークコイルＬ２の他端は正側出力端子
３に接続されている。ダイオードＤ２のアノードとダイ
オードＤ３のアノードとは負側出力端子４に接続され、
正側出力端子３と負側出力端子４との間にコンデンサｃ
ｏが接続されている。
第１図の回路において、入力端子１．２間に適当な直流
電圧源が接続され、出方端子３，４間にも適当な負荷が
接続されており、定常動作状態に入っている場合につい
て説明する。
電圧源が接続され、出方端子３，４間にも適当な負荷が
接続されており、定常動作状態に入っている場合につい
て説明する。
まず、トランジスタＱ２．Ｑ３がオンし、トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ４がオフしている期間には、ダイオードＤｉ、
Ｄ２がオンし、チョークコイルＬｌを通して出力端子３
．４から電力が出力される。
Ｑｌ、Ｑ４がオフしている期間には、ダイオードＤｉ、
Ｄ２がオンし、チョークコイルＬｌを通して出力端子３
．４から電力が出力される。
さらに、その前のサイクルにおいてチョークコイルＬ２
に蓄積されたエネルギは、ダイオードＤ２゜Ｄ４を通し
て出力端子３，４から出力される。
に蓄積されたエネルギは、ダイオードＤ２゜Ｄ４を通し
て出力端子３，４から出力される。
次に、トランジスタ”ＱＩＱ４がオンし、トランジスタ
Ｑ２．Ｑ３がオフしている期間においては、ダイオード
Ｄａ、Ｄ４がオンし、チョークコイルＬ２を通して出力
端子３．４から電力が出力される。さらにその前のサイ
クルにおいて、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネル
ギは、ダイオードＤ３．Ｄｉを通して出力端子３，４か
ら出力される。
Ｑ２．Ｑ３がオフしている期間においては、ダイオード
Ｄａ、Ｄ４がオンし、チョークコイルＬ２を通して出力
端子３．４から電力が出力される。さらにその前のサイ
クルにおいて、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネル
ギは、ダイオードＤ３．Ｄｉを通して出力端子３，４か
ら出力される。
トランジスタＱｌ−０４全てがオフしている期間におい
ては、チョークコイルＬＬ及びＬ２に蓄積されたエネル
ギが、前述と同じルートで夫々出力端子３．４から出力
されるとともに、ダイオードＤ２．Ｄ３がオンになって
いることより、トランスＴ１の二次巻線がショートされ
た状態となり、トランスＴＩの励磁電流はこの間保持さ
れる。
ては、チョークコイルＬＬ及びＬ２に蓄積されたエネル
ギが、前述と同じルートで夫々出力端子３．４から出力
されるとともに、ダイオードＤ２．Ｄ３がオンになって
いることより、トランスＴ１の二次巻線がショートされ
た状態となり、トランスＴＩの励磁電流はこの間保持さ
れる。
なお、トランジスタＱＬ、Ｑ４がオンしている期間と、
トランジスタＱ２．Ｑ３がオンしている期間とが等しけ
れば、チョークコイルＬｌ、Ｌ２を流れる平均電流は同
一、すなわち出力電流の夫々１／２となり、コンデンサ
ＣＴの両端平均電圧は０ボルトとなる。
トランジスタＱ２．Ｑ３がオンしている期間とが等しけ
れば、チョークコイルＬｌ、Ｌ２を流れる平均電流は同
一、すなわち出力電流の夫々１／２となり、コンデンサ
ＣＴの両端平均電圧は０ボルトとなる。
もし、トランジスタＱｌ、Ｑ４がオンしている期間より
トランジスタＱ２．Ｑ３がオンしている期間が長く （
短く）なれば、チョークコイルＬｌの平均電流がその割
合だけチョークコイルＬ２の平均電流より大きく （小
さく）なり、コンデンサＣＴの両端平均電圧はトランス
の一次巻線が接続されている側の電圧が正（負）となる
方向に大きくなり、この結果トランスＴ１の一次巻線の
電圧が極性の方向（極性と逆の方向に）小さくなる。
トランジスタＱ２．Ｑ３がオンしている期間が長く （
短く）なれば、チョークコイルＬｌの平均電流がその割
合だけチョークコイルＬ２の平均電流より大きく （小
さく）なり、コンデンサＣＴの両端平均電圧はトランス
の一次巻線が接続されている側の電圧が正（負）となる
方向に大きくなり、この結果トランスＴ１の一次巻線の
電圧が極性の方向（極性と逆の方向に）小さくなる。
第２図は本発明の第２の実施例の回路図である。
本実施例においては、トランジスタＱｌ、Ｑ２、コンデ
ンサＣＩ、ＣＴ及びトランスＴＩはトランジスタがＮＰ
ＮバイポーラトランジスタとＭＯＳ トランジスタ上の
違いかあるものの、第８図に示したハーフブリッジ型の
従来例と同様であるが、トランスＴＩの二次巻線が１つ
となっている点が異っている。なお、トランスＴ１の二
次巻線を含む二次回路の構成及び動作は、前述した第１
の実施例と全く同じである。
ンサＣＩ、ＣＴ及びトランスＴＩはトランジスタがＮＰ
ＮバイポーラトランジスタとＭＯＳ トランジスタ上の
違いかあるものの、第８図に示したハーフブリッジ型の
従来例と同様であるが、トランスＴＩの二次巻線が１つ
となっている点が異っている。なお、トランスＴ１の二
次巻線を含む二次回路の構成及び動作は、前述した第１
の実施例と全く同じである。
第３図は本発明の第３の実施例の回路図である。
本実施例では、第１図の回路にダイオードＤ５及びＤＢ
を追加接続した構成である。
を追加接続した構成である。
すなわち、ダイオードＤＩのカソードとダイオードＤ３
のアノードとの間に、ダイオードＤ５を、チョークコイ
ルＬｌの蓄積エネルギが放出可能な様に接続している。
のアノードとの間に、ダイオードＤ５を、チョークコイ
ルＬｌの蓄積エネルギが放出可能な様に接続している。
また、ダイオードＤ４のカソードとダイオードＤ２のア
ノードとの間に、これまたチョークコイルＬ２の蓄積エ
ネルギか放出可能な様にダイオードＤ６を接続している
。
ノードとの間に、これまたチョークコイルＬ２の蓄積エ
ネルギか放出可能な様にダイオードＤ６を接続している
。
定常動作時において、トランジスタＱ３．Ｑ２がオンし
、トランジスタＱｌ、Ｑ４がオフしている期間には、ダ
イオードＤｉ、Ｄ２がオンし、チョークコイルＬ１を通
して出力端子３．４から電力が出力される。さらに、そ
の前のサイクルにおいてチョークコイルＬ２に蓄積され
たエネルギはダイオードＤ６を通して出力端子３，４か
ら出力される。
、トランジスタＱｌ、Ｑ４がオフしている期間には、ダ
イオードＤｉ、Ｄ２がオンし、チョークコイルＬ１を通
して出力端子３．４から電力が出力される。さらに、そ
の前のサイクルにおいてチョークコイルＬ２に蓄積され
たエネルギはダイオードＤ６を通して出力端子３，４か
ら出力される。
次に、トランジスタＱＬ、Ｑ４がオンし、トランジスタ
Ｑ３．Ｑ２がオフしている期間においては、ダイオード
Ｄ３．Ｄ４がオンし、チョークコイルＬ２を通して出力
端子３．４から電力が出力される。さらに、その前のサ
イクルにおいて、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネ
ルギはダイオードＤ５を通して出力端子３．４から出力
される。
Ｑ３．Ｑ２がオフしている期間においては、ダイオード
Ｄ３．Ｄ４がオンし、チョークコイルＬ２を通して出力
端子３．４から電力が出力される。さらに、その前のサ
イクルにおいて、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネ
ルギはダイオードＤ５を通して出力端子３．４から出力
される。
トランジスタＱｌ−０４全てがオフしている期間におい
ては、チョークコイルＬ１及びＬ２に蓄積されたエネル
ギが前述と同じルートで夫々出力端子３，４から出力さ
れるとともに、ダイオードＤ５．Ｄ６かオンになってい
ることより、トランスＴ１の二次巻線は、ダイオードＤ
ｉ、Ｄ５．Ｄ２、またはダイオードＤ４．ＤＢ、Ｄ３の
二つのループにより、ダイオード−個分の電圧トロツブ
で両端がショートされた状態となり、トランスＴ１の励
磁電流はほぼ保持される。
ては、チョークコイルＬ１及びＬ２に蓄積されたエネル
ギが前述と同じルートで夫々出力端子３，４から出力さ
れるとともに、ダイオードＤ５．Ｄ６かオンになってい
ることより、トランスＴ１の二次巻線は、ダイオードＤ
ｉ、Ｄ５．Ｄ２、またはダイオードＤ４．ＤＢ、Ｄ３の
二つのループにより、ダイオード−個分の電圧トロツブ
で両端がショートされた状態となり、トランスＴ１の励
磁電流はほぼ保持される。
なお、トランジスタＱｌ、Ｑ４がオンしている期間と、
トランジスタＱ３．Ｑ２がオンしている期間とが等しけ
れば、チョークコイルＬ１とＬｌを流れる平均電流は同
一、すなわち出力電流の夫々１／２となり、コンデンサ
ＣＴの両端平均電圧はＯボルトとなる。
トランジスタＱ３．Ｑ２がオンしている期間とが等しけ
れば、チョークコイルＬ１とＬｌを流れる平均電流は同
一、すなわち出力電流の夫々１／２となり、コンデンサ
ＣＴの両端平均電圧はＯボルトとなる。
もし、トランジスタＱｌ、Ｑ４がオンしている期間より
、トランジスタＱ３．Ｑ２がオンしている期間が長く（
短く）なれば、チョークコイルＬｌの平均電流がその割
合だけチョークコイルＬ２の電流より大きく （小さく
）なり、コンデンサＣＴの両端平均電圧はトランスの一
次巻線の接続されている側の電圧が正（負）となる方向
に大きくなり、この結果トランスＴ１の一次巻線の電圧
が極性の方向（極性と逆の方向）に小さくなる。
、トランジスタＱ３．Ｑ２がオンしている期間が長く（
短く）なれば、チョークコイルＬｌの平均電流がその割
合だけチョークコイルＬ２の電流より大きく （小さく
）なり、コンデンサＣＴの両端平均電圧はトランスの一
次巻線の接続されている側の電圧が正（負）となる方向
に大きくなり、この結果トランスＴ１の一次巻線の電圧
が極性の方向（極性と逆の方向）に小さくなる。
第４図は本発明の第４の実施例の回路図である。
本実施例は第２図のハーフブリッジ型の回路に第３図の
回路構成を適用したものであり、チョークコイルＬＬ及
びＬｌのエネルギ放出用ダイオードＤ５及びＤ６を設け
たものである。他の構成及び動作は第３図の回路と同等
である。
回路構成を適用したものであり、チョークコイルＬＬ及
びＬｌのエネルギ放出用ダイオードＤ５及びＤ６を設け
たものである。他の構成及び動作は第３図の回路と同等
である。
第５図は本発明の第５の実施例の回路図である。
本実施例はフルブリッジ型の回路であり、第１゜３図と
同等部分は同一符号により示しており、トランスの二次
出力の整流回路が異なるのみである。
同等部分は同一符号により示しており、トランスの二次
出力の整流回路が異なるのみである。
トランスＴＩの二次巻線の一端はダイオードＤＩのアノ
ードとダイオードＤ３のカソードとに夫々接続され、ト
ランスＴＩの二次巻線の他端はダイオードＤ４のアノー
ドとダイオードＤ２のカソードとに夫々接続されている
。ダイオードＤＩのカソードは正側出力端子３とダイオ
ードｐ５のカソードとコンデンサＣＯの一端とに夫々接
続され、ダイオードＤ２のアノードはダイオードＤ５の
アノードとチョークコイルＬ１の一端とに夫々接続され
ている。
ードとダイオードＤ３のカソードとに夫々接続され、ト
ランスＴＩの二次巻線の他端はダイオードＤ４のアノー
ドとダイオードＤ２のカソードとに夫々接続されている
。ダイオードＤＩのカソードは正側出力端子３とダイオ
ードｐ５のカソードとコンデンサＣＯの一端とに夫々接
続され、ダイオードＤ２のアノードはダイオードＤ５の
アノードとチョークコイルＬ１の一端とに夫々接続され
ている。
ダイオードＤ４のカソードはダイオードＤ６のカソード
と正側出力端子３とに接続され、ダイオードＤ３のアノ
ードはダイオードＤ６のアノードとチョークコイルＬ２
の一端とに夫々接続されている。チョークコイルのＬｌ
の他端はチョークコイルＬ２の他端とコンデンサＣＯの
他端と負荷出力端子４とに接続されている。
と正側出力端子３とに接続され、ダイオードＤ３のアノ
ードはダイオードＤ６のアノードとチョークコイルＬ２
の一端とに夫々接続されている。チョークコイルのＬｌ
の他端はチョークコイルＬ２の他端とコンデンサＣＯの
他端と負荷出力端子４とに接続されている。
なお、第５図の回路の動作の説明は第１の実施例である
第１図の回路の説明と全く同様である。
第１図の回路の説明と全く同様である。
第６図は本発明の第６の実施例の回路図である。
本実施例は、ハーフブリッジ型の回路であり、その点を
除いては第５図の実施例の回路と同一構成である。
除いては第５図の実施例の回路と同一構成である。
発明の効果
以上述べたように、本発明によれば、トランスの二次巻
線を単一とし、この単一巻線に誘起される電圧を夫々半
波整流する回路を２つ独立して設けることにより、トラ
ンスの一次巻線に印加されるパルスの（電圧）×（時間
）の正、負の差が等しくなり、トランスの偏磁が抑制さ
れるという従来の効果に加えて、更にスイッチング素子
が全てオフのときのトランスの二次巻線に対するショー
ト回路が単一となるので、二次の２つの半波整流回路に
印加される電流のオン時間はそれ等半波整流回路の構成
要素のバラツキに関係なく、同一となり、よってより一
層のトランスの偏磁抑圧作用が高まるという効果かある
。
線を単一とし、この単一巻線に誘起される電圧を夫々半
波整流する回路を２つ独立して設けることにより、トラ
ンスの一次巻線に印加されるパルスの（電圧）×（時間
）の正、負の差が等しくなり、トランスの偏磁が抑制さ
れるという従来の効果に加えて、更にスイッチング素子
が全てオフのときのトランスの二次巻線に対するショー
ト回路が単一となるので、二次の２つの半波整流回路に
印加される電流のオン時間はそれ等半波整流回路の構成
要素のバラツキに関係なく、同一となり、よってより一
層のトランスの偏磁抑圧作用が高まるという効果かある
。
当然に、トランスの小型軽量化を図れるという効果もあ
る。
る。
また、２つの半波整流回路のいずれが、または全てに電
力か供給されていない期間におけるチョークコイルのエ
ネルギ放出ループ内のダイオードを１個とすることによ
り、電源変換効率を比較的高くすることができるという
効果もある。
力か供給されていない期間におけるチョークコイルのエ
ネルギ放出ループ内のダイオードを１個とすることによ
り、電源変換効率を比較的高くすることができるという
効果もある。
第１図〜第６図は本発明の実施例を夫々示す回路図、第
７図及び第８図は従来例を示すスイッチング電源回路図
である。 主要部分の符号の説明 Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・スイッチングトランジスタＴ１
・・・・・・トランス Ｌｌ 、Ｌｌ・・・・・チョークコイルＣＯ・・・・・
・平滑コンデンサ ＣＴ・・・・・・偏磁抑止用コンデンサＤ１〜Ｄ６・・
・・・ダイオード 第６図 第４図
７図及び第８図は従来例を示すスイッチング電源回路図
である。 主要部分の符号の説明 Ｑ１〜Ｑ４・・・・・・スイッチングトランジスタＴ１
・・・・・・トランス Ｌｌ 、Ｌｌ・・・・・チョークコイルＣＯ・・・・・
・平滑コンデンサ ＣＴ・・・・・・偏磁抑止用コンデンサＤ１〜Ｄ６・・
・・・ダイオード 第６図 第４図
Claims (5)
- （１）電力変換トランスと、このトランスの一次巻線に
直列接続されこのトランスの偏磁防止用のコンデンサと
、入力直流電圧をスイッチングして、前記トランスと前
記コンデンサとの直列接続回路に対して交互に極性の相
違する電圧を印加するスイッチング手段と、一対の直流
出力端子間に接続された平滑用コンデンサと、前記平滑
用コンデンサと夫々直列接続された第１及び第２のチョ
ークコイルと、前記トランスの二次巻線の両端に誘起さ
れる互いに逆極性の電圧を整流して夫々前記第１及び第
２のチョークコイルを介して前記平滑用コンデンサに対
して供給する第１及び第２の整流手段とを含むことを特
徴とするスイッチング電源回路。 - （２）前記第１の整流回路は、前記二次巻線の一端にア
ノードが、前記第１のチョークコイルにカソードが夫々
接続された第１のダイオードと、前記二次巻線の他端に
カソードが、前記平滑用コンデンサの一端にアノードが
夫々接続された第２のダイオードとからなり、前記第２
の整流回路は、前記二次巻線の一端にカソードが、前記
平滑用コンデンサの一端にアノードが夫々接続された第
３のダイオードと、前記二次巻線の他端にアノードが、
前記第２のチョークコイルにカソードが夫々接続された
第４のダイオードとからなることを特徴とする請求項１
記載のスイッチング電源回路。 - （３）前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダ
イオードのアノードとの間に接続され前記第１のチョー
クコイルの蓄積電力を放出する第５のダイオードと、前
記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオード
のカソードとの間に接続され前記第２のチョークコイル
の蓄積電力を放出する第６のダイオードとを含むことを
特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。 - （４）前記第１の整流回路は、前記二次巻線の一端にア
ノードが、前記平滑用コンデンサの一端にカソードが夫
々接続された第１のダイオードと、前記二次巻線の他端
にカソードが、前記第１のチョークコイルにアノードが
夫々接続された第２のダイオードとからなり、前記第２
の整流回路は、前記二次巻線の一端にカソードが、前記
第２のチョークコイルにアノードが夫々接続された第３
のダイオードと、前記二次巻線の他端にアノードが、前
記平滑用コンデンサの一端にカソードが夫々接続された
第４のダイオードとからなることを特徴とする請求項１
記載のスイッチング電源回路。 - （５）前記第１のダイオードのカソードと前記第２のダ
イオードのアノードとの間に接続され前記第１のチョー
クコイルの蓄積電力を放出する第５のダイオードと、前
記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオード
のカソードとの間に接続され前記第２のチョークコイル
の蓄積電力を放出する第６のダイオードとを含むことを
特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2120718A JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
| US07/696,774 US5172308A (en) | 1990-05-10 | 1991-05-07 | DC-DC converter with transformer having a single secondary winding |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2120718A JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0417567A true JPH0417567A (ja) | 1992-01-22 |
| JP2680914B2 JP2680914B2 (ja) | 1997-11-19 |
Family
ID=14793282
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2120718A Expired - Fee Related JP2680914B2 (ja) | 1990-05-10 | 1990-05-10 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2680914B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014013574A1 (ja) | 2012-07-18 | 2014-01-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器 |
| JP2017502638A (ja) * | 2013-12-20 | 2017-01-19 | オークランド ユニサービシズ リミテッドAuckland Uniservices Limited | 出力電流ダブラを有する誘導電力伝送ピックアップ回路 |
| US9595886B2 (en) | 2011-11-28 | 2017-03-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Vehicle auxiliary power supply device and overcurrent protection method thereof |
| JP2021013296A (ja) * | 2019-07-03 | 2021-02-04 | ローム株式会社 | 整流回路及びこれを用いたスイッチング電源 |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5422804A (en) * | 1992-09-15 | 1995-06-06 | Clark; George E. | Ground loop elimination |
| JP2751962B2 (ja) * | 1992-10-01 | 1998-05-18 | ネミック・ラムダ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US5388040A (en) * | 1993-09-30 | 1995-02-07 | Hughes Aircraft Company | Series resonant converter having an actively controlled third element |
| SE515176C2 (sv) * | 1994-06-02 | 2001-06-25 | Emerson Energy Systems Ab | Kretsarrangemang |
| US5835369A (en) * | 1997-07-08 | 1998-11-10 | Northern Telecom Limited | Power factor and crest factor circuit |
| US5936857A (en) * | 1997-09-23 | 1999-08-10 | Lucent Technologies Inc. | Power converter having multiple output voltage capability |
| TWI222778B (en) * | 2003-07-30 | 2004-10-21 | Delta Electronics Inc | Lose-less voltage-clamping circuit |
| CN1556580B (zh) * | 2004-01-07 | 2010-08-04 | 杨玉岗 | 采用无直流偏磁集成磁件的dc／dc开关变换器 |
| TWI278875B (en) * | 2004-04-30 | 2007-04-11 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | DC transformer with output inductor integrated on the magnetic core thereof and a DC/DC converter employing the same |
| US7583521B2 (en) * | 2006-02-23 | 2009-09-01 | American Power Conversion Corporation | Over voltage clamp |
| TW200808124A (en) * | 2006-07-20 | 2008-02-01 | Ind Tech Res Inst | Single-stage electronic ballast circuit |
| US20090231890A1 (en) * | 2008-03-11 | 2009-09-17 | General Electric | Boost converter input ripple current reduction circuit |
| US8040695B2 (en) * | 2009-03-13 | 2011-10-18 | American Power Conversion Corporation | Method for portioning output current of a DC-DC converter |
| US10003267B1 (en) * | 2016-12-19 | 2018-06-19 | Analog Devices Global | Isolated DC-DC converter with an H-bridge circuit |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58179162A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Nec Corp | 電源回路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1024716B (it) * | 1974-10-29 | 1978-07-20 | Olivetti | Alimentatore stabilizzato a scarica induttiva per apparecchiature elettroniche |
| US4471423A (en) * | 1982-02-17 | 1984-09-11 | Hase A M | Multi-voltage DC output with single reactor voltage control |
| DE3311539A1 (de) * | 1982-04-02 | 1983-10-13 | Onkyo K.K., Neyagawa, Osaka | Schaltkreis fuer eine geglaettete gleichspannungsquelle |
| IL85138A (en) * | 1988-01-19 | 1991-04-15 | Arie Lieberman | Dc to dc power converter |
| GB8816774D0 (en) * | 1988-07-14 | 1988-08-17 | Bsr Int Plc | Power supplies |
| US4897522A (en) * | 1989-02-06 | 1990-01-30 | The Lincoln Electric Company | Output control circuit for inverter |
-
1990
- 1990-05-10 JP JP2120718A patent/JP2680914B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-05-07 US US07/696,774 patent/US5172308A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58179162A (ja) * | 1982-04-13 | 1983-10-20 | Nec Corp | 電源回路 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9595886B2 (en) | 2011-11-28 | 2017-03-14 | Mitsubishi Electric Corporation | Vehicle auxiliary power supply device and overcurrent protection method thereof |
| WO2014013574A1 (ja) | 2012-07-18 | 2014-01-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器 |
| JP2017502638A (ja) * | 2013-12-20 | 2017-01-19 | オークランド ユニサービシズ リミテッドAuckland Uniservices Limited | 出力電流ダブラを有する誘導電力伝送ピックアップ回路 |
| JP2021013296A (ja) * | 2019-07-03 | 2021-02-04 | ローム株式会社 | 整流回路及びこれを用いたスイッチング電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5172308A (en) | 1992-12-15 |
| JP2680914B2 (ja) | 1997-11-19 |
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