JP3187076B2 - 変調搬送波信号を発生する電子的装置からなる送信器 - Google Patents
変調搬送波信号を発生する電子的装置からなる送信器Info
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
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- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 4
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、閉信号ループに含まれ
た少なくとも１つの加算器と、低域フィルタと、特定サ
ンプル速度で駆動され、シグマ−デルタ（１ビット）信
号変換器により構成されたパルス整形器とからなり、変
調搬送波信号を発生する電子的装置からなる送信器に係
る。
た少なくとも１つの加算器と、低域フィルタと、特定サ
ンプル速度で駆動され、シグマ−デルタ（１ビット）信
号変換器により構成されたパルス整形器とからなり、変
調搬送波信号を発生する電子的装置からなる送信器に係
る。
【０００２】
【従来の技術】このタイプの電子的装置は１ビットコー
ダーとして一般的に知られている。ｆ＝０の周りの帯域
の周波数ｆを有する信号が従来の装置（ベースバンド信
号）の加算器の入力に印加させる時、パルス整形器は周
波数ｆS で駆動され、コーダー出力信号は、ｆ＝０の周
りのベースバンド信号に加えて、周波数ｆC ＝ｎ・ｆS
（ｎ＝…−２，−１，＋１，＋２…）を有する搬送波振
幅変調ベースバンド信号からなる。振幅変調搬送波間の
周波数スペクトルはいわゆる量子化雑音で充ちている。
帯域フィルタにより、周波数ｆC を有する所望の振幅変
調搬送波は、濾波されえ、原則的に１ビット送信器の装
置を有する。
ダーとして一般的に知られている。ｆ＝０の周りの帯域
の周波数ｆを有する信号が従来の装置（ベースバンド信
号）の加算器の入力に印加させる時、パルス整形器は周
波数ｆS で駆動され、コーダー出力信号は、ｆ＝０の周
りのベースバンド信号に加えて、周波数ｆC ＝ｎ・ｆS
（ｎ＝…−２，−１，＋１，＋２…）を有する搬送波振
幅変調ベースバンド信号からなる。振幅変調搬送波間の
周波数スペクトルはいわゆる量子化雑音で充ちている。
帯域フィルタにより、周波数ｆC を有する所望の振幅変
調搬送波は、濾波されえ、原則的に１ビット送信器の装
置を有する。
【０００３】信号漏れを避けるため、パルス整形器は、
１／（２・ｆS ）の（相互に等しい）正及び（相互に等
しい）負のパルスからなる１ビット信号を発生し、同じ
幅のブランク（即ち、信号がない期間）により分離され
るように設計される。
１／（２・ｆS ）の（相互に等しい）正及び（相互に等
しい）負のパルスからなる１ビット信号を発生し、同じ
幅のブランク（即ち、信号がない期間）により分離され
るように設計される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の装置は固有の欠
点を有する。実際の実施例において、１ビット信号のパ
ルスは有限幅を有する。その結果、振幅変調搬送波はベ
ースバンド信号に関して弱められる。２レベル又は３レ
ベル信号用増幅器出力段（帯域フィルタが後に続く）が
用いられる時、これは、装置が用いられる送信器の増幅
器出力段での効率の損失を導びく。
点を有する。実際の実施例において、１ビット信号のパ
ルスは有限幅を有する。その結果、振幅変調搬送波はベ
ースバンド信号に関して弱められる。２レベル又は３レ
ベル信号用増幅器出力段（帯域フィルタが後に続く）が
用いられる時、これは、装置が用いられる送信器の増幅
器出力段での効率の損失を導びく。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、この欠
点を生じない１ビット送信器を提供することである。本
目的は、本発明による変調搬送波信号を発生する装置で
達成される。この装置は、搬送波周波数ｆC で駆動され
る混合器からなり、パルス整形器の出力信号は混合器に
印加され周波数ｆC は、半サンプル速度に等しいか、そ
の整数倍である。
点を生じない１ビット送信器を提供することである。本
目的は、本発明による変調搬送波信号を発生する装置で
達成される。この装置は、搬送波周波数ｆC で駆動され
る混合器からなり、パルス整形器の出力信号は混合器に
印加され周波数ｆC は、半サンプル速度に等しいか、そ
の整数倍である。
【０００６】本発明による１ビット送信器では、混合器
は、ｆC （及び−ｆC ）の周りの振幅変調搬送波が減衰
されないよう周波数シフトスペクトルの和を発生する。
ベースバンド信号及び全ての更なる振幅変調信号は実際
に減衰される。出力増幅器段の同じ電力消失により大き
い信号は帯域フィルタを介してアンテナに供給される。
搬送波周波数ｆC の図１の周波数帯に変調される量子化
雑音を避けるため、本発明によれば、搬送波周波数ｆC
は、半サンプル速度に等しいか、その整数倍であるよう
に選択される（ｆC ＝ｎ・ｆS ／２，ここでｆS はパル
ス整形器のサンプル速度であり、ｎ＝１，２，３，
…）。
は、ｆC （及び−ｆC ）の周りの振幅変調搬送波が減衰
されないよう周波数シフトスペクトルの和を発生する。
ベースバンド信号及び全ての更なる振幅変調信号は実際
に減衰される。出力増幅器段の同じ電力消失により大き
い信号は帯域フィルタを介してアンテナに供給される。
搬送波周波数ｆC の図１の周波数帯に変調される量子化
雑音を避けるため、本発明によれば、搬送波周波数ｆC
は、半サンプル速度に等しいか、その整数倍であるよう
に選択される（ｆC ＝ｎ・ｆS ／２，ここでｆS はパル
ス整形器のサンプル速度であり、ｎ＝１，２，３，
…）。
【０００７】本発明による送信器の望ましい実施例で
は、混合器は閉信号ループの一部を形成し、このループ
は第１の混合器の出力信号が第２の混合器に印加される
よう搬送波周波数ｆC で駆動される第２の混合器からな
る。この望ましい実施例では、第１の混合器が閉信号ル
ープの順方向部分に含まれるので、ベースバンド内の歪
み及び雑音は、第１の混合器で大きく抑圧される。変調
信号は第２の混合器により閉ループのフィードバック部
分で復調される。１ビット信号のパルスがブランクで分
離される場合、この信号は、帯域フィルタが後に続く３
レベル出力段で処理されうる。パルスがブランクにより
分離されない場合、より単純な２レベル出力段を用いれ
ば十分である。
は、混合器は閉信号ループの一部を形成し、このループ
は第１の混合器の出力信号が第２の混合器に印加される
よう搬送波周波数ｆC で駆動される第２の混合器からな
る。この望ましい実施例では、第１の混合器が閉信号ル
ープの順方向部分に含まれるので、ベースバンド内の歪
み及び雑音は、第１の混合器で大きく抑圧される。変調
信号は第２の混合器により閉ループのフィードバック部
分で復調される。１ビット信号のパルスがブランクで分
離される場合、この信号は、帯域フィルタが後に続く３
レベル出力段で処理されうる。パルスがブランクにより
分離されない場合、より単純な２レベル出力段を用いれ
ば十分である。
【０００８】第２の混合器からなる装置の例示的実施例
では、閉信号ループは電力増幅器を含む。信号ループに
含まれた電力増幅器により電力増幅器の装置を有し、こ
こで信号フィードバックの結果として、信号歪みは大き
く減少される。
では、閉信号ループは電力増幅器を含む。信号ループに
含まれた電力増幅器により電力増幅器の装置を有し、こ
こで信号フィードバックの結果として、信号歪みは大き
く減少される。
【０００９】搬送波周波数ｆC が半サンプル速度に等し
いか、その整数倍である必要性はディジタル入力信号及
び／又は信号ループのディジタル低域フィルタが関連す
る場合に搬送波周波数ｆC の自由選択を大きく要求す
る。
いか、その整数倍である必要性はディジタル入力信号及
び／又は信号ループのディジタル低域フィルタが関連す
る場合に搬送波周波数ｆC の自由選択を大きく要求す
る。
【００１０】本発明による装置の他の実施例では、装置
は、ディジタルアナログ信号変換器又は出力が加算器の
入力に接続されるサンプル速度変換器からなる。例え
ば、ある周波数ｆS で駆動されたディジタル補間回路は
サンプル速度変換器として用いられうる。ディジタル補
間回路により、ディジタル入力信号は１ビット信号に変
換されうる。ディジタル低域フィルタの代りのアナログ
が信号ループで用いられる場合、ループ前の補間回路及
び異なるサンプル速度を有するループ内のパルス整形器
を駆動することが可能である。
は、ディジタルアナログ信号変換器又は出力が加算器の
入力に接続されるサンプル速度変換器からなる。例え
ば、ある周波数ｆS で駆動されたディジタル補間回路は
サンプル速度変換器として用いられうる。ディジタル補
間回路により、ディジタル入力信号は１ビット信号に変
換されうる。ディジタル低域フィルタの代りのアナログ
が信号ループで用いられる場合、ループ前の補間回路及
び異なるサンプル速度を有するループ内のパルス整形器
を駆動することが可能である。
【００１１】更なる実施例では、指数的に変調された搬
送波信号を発生する電子的装置からなり、搬送波信号又
はこの搬送波信号に対して９０°位相シフトされた信号
を夫々同相ベースバンド信号又は直交ベースバンド信号
により変調する少なくとも２つの並列結合からなる送信
器が得られる。本例示的実施例では、並列結合は各本発
明による装置の望ましい実施例からなり、２つの並列結
合の閉信号ループは夫々２つの混合器を含み１つの並列
結合の２つの混合器は周波数ｆC が他の並列結合の２つ
の混合器が駆動され、その信号に対して９０°位相シフ
トされる信号に等しい信号により駆動される。混合器を
駆動するのに、例えば、パルスかブランクで分離され、
パルスと同じ幅を有するタイプの望ましくは３レベルの
信号が用いられる。
送波信号を発生する電子的装置からなり、搬送波信号又
はこの搬送波信号に対して９０°位相シフトされた信号
を夫々同相ベースバンド信号又は直交ベースバンド信号
により変調する少なくとも２つの並列結合からなる送信
器が得られる。本例示的実施例では、並列結合は各本発
明による装置の望ましい実施例からなり、２つの並列結
合の閉信号ループは夫々２つの混合器を含み１つの並列
結合の２つの混合器は周波数ｆC が他の並列結合の２つ
の混合器が駆動され、その信号に対して９０°位相シフ
トされる信号に等しい信号により駆動される。混合器を
駆動するのに、例えば、パルスかブランクで分離され、
パルスと同じ幅を有するタイプの望ましくは３レベルの
信号が用いられる。
【００１２】２つの並列結合の出力信号は互いに対して
９０°位相シフトした２つの変調１ビット信号である。
これらの信号のパルスはブランクで分離される。１つの
信号のブランクは他の信号のパルスと一致するか、その
逆であり、これにより信号は単一の２レベル信号に結合
されうる。後者の信号は電力有効切換された出力増幅器
で従来方法で処理されうる。
９０°位相シフトした２つの変調１ビット信号である。
これらの信号のパルスはブランクで分離される。１つの
信号のブランクは他の信号のパルスと一致するか、その
逆であり、これにより信号は単一の２レベル信号に結合
されうる。後者の信号は電力有効切換された出力増幅器
で従来方法で処理されうる。
【００１３】後者の実施例によると、例えば振幅変調、
残留側波帯振幅変調、単一側波帯振幅変調、周波数変調
又は位相変調に対し明らかに用いられうる指数変調器の
搬送波周波数の回りの周波数帯での装置がある。変調の
性質は、並列回路の入力信号で決定され、それ自体回路
では決定されない。
残留側波帯振幅変調、単一側波帯振幅変調、周波数変調
又は位相変調に対し明らかに用いられうる指数変調器の
搬送波周波数の回りの周波数帯での装置がある。変調の
性質は、並列回路の入力信号で決定され、それ自体回路
では決定されない。
【００１４】本発明による２レベル指数変調器からなる
送信器は、オランダ特許出願第８１０１１０９号に開示
された従来の３レベル指数変調器の重要な実用利点を示
し、該出願は、例えば小さい振幅を有する信号が生じる
場合、特定の環境下で、３レベル信号は、公知の回路が
無歪法で発生できない非常に狭いピークを示す欠点を有
する。従って、これは信号歪みを導く。更に、２レベル
切換出力段は３レベル段より単純な方法で構成されう
る。
送信器は、オランダ特許出願第８１０１１０９号に開示
された従来の３レベル指数変調器の重要な実用利点を示
し、該出願は、例えば小さい振幅を有する信号が生じる
場合、特定の環境下で、３レベル信号は、公知の回路が
無歪法で発生できない非常に狭いピークを示す欠点を有
する。従って、これは信号歪みを導く。更に、２レベル
切換出力段は３レベル段より単純な方法で構成されう
る。
【００１５】本発明による２レベル指数変調器からなる
送信器の例示的実施例では、本送信器は２つのディジタ
ルアナログ信号変換器（Ｄ／Ａ）又は２つのサンプル速
度変換器からなり、一又は他のディジタルアナログ信号
変換器又はサンプル速度変換器の出力は一又は他の並列
結合の加算器の入力に夫々接続される。
送信器の例示的実施例では、本送信器は２つのディジタ
ルアナログ信号変換器（Ｄ／Ａ）又は２つのサンプル速
度変換器からなり、一又は他のディジタルアナログ信号
変換器又はサンプル速度変換器の出力は一又は他の並列
結合の加算器の入力に夫々接続される。
【００１６】このタイプの指数変調器では、ディジタル
入力信号はサンプル速度変換器によりアナログ信号又は
１ビット信号に変換されうる。
入力信号はサンプル速度変換器によりアナログ信号又は
１ビット信号に変換されうる。
【００１７】
【実施例】以下図面を参照して、本発明の実施例を更に
説明する。
説明する。
【００１８】図１は、本発明による変調搬送波信号を発
生する装置からなり、閉ループに含まれた加算器１と、
低域フィルタ２と、サンプル速度２・ｆC ／ｎ（ここ
で、ｆ C は搬送波周波数であり、ｎは自然数である）で
駆動されるパルス整形器３及び搬送波周波数ｆC で駆動
される（スイッチング）混合器４を含む送信器用の簡単
な例示的実施例のブロック系統図を示す。装置は更に搬
送波周波数ｆC の回りの帯域の周波数用の帯域フィルタ
５を含む。
生する装置からなり、閉ループに含まれた加算器１と、
低域フィルタ２と、サンプル速度２・ｆC ／ｎ（ここ
で、ｆ C は搬送波周波数であり、ｎは自然数である）で
駆動されるパルス整形器３及び搬送波周波数ｆC で駆動
される（スイッチング）混合器４を含む送信器用の簡単
な例示的実施例のブロック系統図を示す。装置は更に搬
送波周波数ｆC の回りの帯域の周波数用の帯域フィルタ
５を含む。
【００１９】変調信号６は加算器１の入力の１つに印加
される。パルス整形器３の出力信号では、入力信号は、
周波数がパルス整形器３のサンプル速度の整数倍である
搬送波周波数ｆC の振幅変調として利用される。混合器
４の出力信号のスペクトルは、周波数ｆC を有する変調
搬送波が最大値を有するようパルス整形器の出力信号の
周波数シフトスペクトルの和である。後者の出力信号が
ｆC の回りの帯域で変調された量子化雑音を含むことを
避けるため搬送波周波数ｆC はパルス整形器３の半サン
プル速度に等しいか、又はその整数倍である。混合器４
の出力信号である１ビット信号は（アンテナ）帯域フィ
ルタ５からなる出力増幅器に供給される。
される。パルス整形器３の出力信号では、入力信号は、
周波数がパルス整形器３のサンプル速度の整数倍である
搬送波周波数ｆC の振幅変調として利用される。混合器
４の出力信号のスペクトルは、周波数ｆC を有する変調
搬送波が最大値を有するようパルス整形器の出力信号の
周波数シフトスペクトルの和である。後者の出力信号が
ｆC の回りの帯域で変調された量子化雑音を含むことを
避けるため搬送波周波数ｆC はパルス整形器３の半サン
プル速度に等しいか、又はその整数倍である。混合器４
の出力信号である１ビット信号は（アンテナ）帯域フィ
ルタ５からなる出力増幅器に供給される。
【００２０】図２は、加算器１と、低域フィルタ２と、
パルス整形器３と、（スイッチング）混合器４と、帯域
フィルタ５からなる送信器のブロック系統図を示す。図
１に関して説明したのとは異なり、混合器４は閉信号ル
ープに含まれ、このループは更に第２の（スイッチン
グ）混合器７からなる。ベースバンド内の歪み及び雑音
は、閉信号ループの順方向部分に含まれるように第１の
混合器４により強く抑圧される。閉ループの第２の混合
器７は、第１の混合器４により変調されたフィードバッ
ク信号の復調を提供する。帯域フィルタ５はアナログ信
号用フィルタであり；通過帯域は、重要な周波数帯に沿
った周波数スペクトルが比較的クリーンである（わずか
な量子化雑音を示す）手段が用いられる時、比較的広く
なるよう選択される。かかる手段はパルス整形器３用低
サンプル速度のコストでそれ自体公知である。
パルス整形器３と、（スイッチング）混合器４と、帯域
フィルタ５からなる送信器のブロック系統図を示す。図
１に関して説明したのとは異なり、混合器４は閉信号ル
ープに含まれ、このループは更に第２の（スイッチン
グ）混合器７からなる。ベースバンド内の歪み及び雑音
は、閉信号ループの順方向部分に含まれるように第１の
混合器４により強く抑圧される。閉ループの第２の混合
器７は、第１の混合器４により変調されたフィードバッ
ク信号の復調を提供する。帯域フィルタ５はアナログ信
号用フィルタであり；通過帯域は、重要な周波数帯に沿
った周波数スペクトルが比較的クリーンである（わずか
な量子化雑音を示す）手段が用いられる時、比較的広く
なるよう選択される。かかる手段はパルス整形器３用低
サンプル速度のコストでそれ自体公知である。
【００２１】図２は更にサンプル速度変換器として動作
するディジタル補間回路８を示す。この補間回路によ
り、ディジタルである入力信号６は１ビット信号に変換
されうる。更に、ディジタルだけでなくアナログフィル
タが、低域フィルタとして用いられる場合、異なるサン
プル速度が補間回路８及びパルス整形器３に対し用いら
れ、原則的にパルス整形器のサンプル速度に関連する搬
送波周波数ｆC の選択に関する更なる制限を課さない。
するディジタル補間回路８を示す。この補間回路によ
り、ディジタルである入力信号６は１ビット信号に変換
されうる。更に、ディジタルだけでなくアナログフィル
タが、低域フィルタとして用いられる場合、異なるサン
プル速度が補間回路８及びパルス整形器３に対し用いら
れ、原則的にパルス整形器のサンプル速度に関連する搬
送波周波数ｆC の選択に関する更なる制限を課さない。
【００２２】図３は、２つの補間回路夫々８，１５から
なる指数変調用１ビット送信器のブロック系統図を示
す。送信器は、加算器夫々１，９と、低域フィルタ夫々
２，１０と、パルス整形器夫々３，１１と、２つの混合
器夫々４及び７；１２及び１４，及び結合段１６と帯域
フィルタ５を有する各閉信号ループを含む２つの並列結
合からなる。
なる指数変調用１ビット送信器のブロック系統図を示
す。送信器は、加算器夫々１，９と、低域フィルタ夫々
２，１０と、パルス整形器夫々３，１１と、２つの混合
器夫々４及び７；１２及び１４，及び結合段１６と帯域
フィルタ５を有する各閉信号ループを含む２つの並列結
合からなる。
【００２３】この送信器で、（ディジタル）ベースバン
ド信号６及びその直交信号１３は補間回路夫々８，１３
に印加され、その後、１ビット信号に変換された変調信
号は２つの並列結合の加算器夫々１，９に印加される。
１つの並列結合の２つの混合器４，７は、周波数ｆC が
他の並列結合の２つの混合器１２，１４を駆動する信号
に等しく、位相がその信号に対して９０°シフトされる
信号により駆動される。２つの並列結合では、パルス整
形器が特定の幅を有する（相互に等しい）正及び（相互
に等しい）負のパルスにより形成され、同じ幅のブラン
クで分離された１ビット信号を発生するように設計され
る場合、２つの並列結合は搬送波周波数ｆC を有する変
調信号を発生し、一方毎回１つの並列結合からの変調信
号は情報（即ち、ゼロに等しくない）を伝送し、他の並
列結合からの信号はゼロである又はその逆である。９０
°位相シフトされた（ブランクを有する）これらの２つ
の変調１ビット信号は、帯域フィルタ５に供給される２
レベル信号の結合段１６で結合される。補間回路夫々
８，１５により、ディジタル入力信号は、２つの並列結
合の各１つの加算器夫々１，９に印加さるべき１ビット
信号に変換されうる。
ド信号６及びその直交信号１３は補間回路夫々８，１３
に印加され、その後、１ビット信号に変換された変調信
号は２つの並列結合の加算器夫々１，９に印加される。
１つの並列結合の２つの混合器４，７は、周波数ｆC が
他の並列結合の２つの混合器１２，１４を駆動する信号
に等しく、位相がその信号に対して９０°シフトされる
信号により駆動される。２つの並列結合では、パルス整
形器が特定の幅を有する（相互に等しい）正及び（相互
に等しい）負のパルスにより形成され、同じ幅のブラン
クで分離された１ビット信号を発生するように設計され
る場合、２つの並列結合は搬送波周波数ｆC を有する変
調信号を発生し、一方毎回１つの並列結合からの変調信
号は情報（即ち、ゼロに等しくない）を伝送し、他の並
列結合からの信号はゼロである又はその逆である。９０
°位相シフトされた（ブランクを有する）これらの２つ
の変調１ビット信号は、帯域フィルタ５に供給される２
レベル信号の結合段１６で結合される。補間回路夫々
８，１５により、ディジタル入力信号は、２つの並列結
合の各１つの加算器夫々１，９に印加さるべき１ビット
信号に変換されうる。
【図１】１ビット送信器用一実施例のブロック系統図を
示す図である。
示す図である。
【図２】閉信号ループの第２の混合器と、ディジタル補
間回路からなる１ビット送信器のブロック系統図を示す
図である。
間回路からなる１ビット送信器のブロック系統図を示す
図である。
【図３】２つの補間回路からなる指数変調用１ビット送
信器を示す図である。
信器を示す図である。
１，９ 加算器 ２，１０ 低域フィルタ ３，１１ パルス整形器 ４，７，１２，１４ 混合器 ５ 帯域フィルタ ６ 変調信号 ８，１５ 補間回路 １３ 直交信号 １６ 結合段
フロントページの続き (73)特許権者 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔ ｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (56)参考文献 特開 平２−20942（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−233358（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/04 H03M 3/00
Claims (6)
- 【請求項１】 電子的装置の入力に結合された第１の入
力と第２の入力を伴なう加算器を有するシグマデルタ
（１ビット）変換器を有し、前記シグマデルタ（１ビッ
ト）変換器は更に、加算器の出力に接続された入力と出
力を有する低域通過フィルタと、前記低域通過フィルタ
の出力に接続された入力と出力信号を供給するようにな
された出力を伴なうパルス整形器を有し、前記パルス整
形器は特定のサンプル速度で駆動されかつ、前記加算器
の第２の入力に与えられる信号はパルス整形器の出力信
号より得られる、前記電子的装置の入力に変調信号を与
えることにより変調された搬送波信号を発生するための
前記電子装置を有する送信器であって、 前記電子的装置は、信号入力と搬送波入力と変調された
搬送波信号出力とを有する第１の混合器有し、前記搬送
波入力は搬送波周波数ｆｃを有する搬送波により駆動さ
れ、かつ、前記信号入力は前記パルス整形器の前記出力
に接続されており、前記パルス整形器の前記出力信号が
前記第１の混合器に与えられかつ、前記搬送波周波数ｆ
ｃが前記サンプル速度の半サンプル速度又は前記半サン
プル速度の整数倍と等しいことを特徴とする送信器。 - 【請求項２】 前記加算器の前記第２の入力に与えられ
る信号は、第２の混合器の出力より得られ、かつ、前記
第２の混合器の入力は前記第１の混合器の変調された搬
送波信号出力に接続されることを特徴とする請求項１記
載の電子的装置。 - 【請求項３】 前記第２の混合器は搬送波周波数入力を
有しかつ、前記搬送波周波数入力は搬送波周波数ｆｃを
有する搬送波信号により駆動されることを特徴とする請
求項２記載の電子的装置。 - 【請求項４】 ディジタルアナログ信号変換器又はサン
プル速度変換器の出力は、前記電子的装置の入力に接続
され、かつ、前記ディジタルアナログ信号変換器又は前
記サンプル速度変換器の入力は、変調信号を受信するよ
うになされた請求項２或は３に記載の電子的装置。 - 【請求項５】 夫々同相ベースバンド信号又は直交ベー
スバンド信号により夫々搬送波信号又はこの搬送波信号
に対して９０°位相シフトされた信号を変調する少なく
とも２つの並列結合からなり、１つの並列結合の２つの
混合器は、周波数ｆｃ が信号に等しくなる信号により
駆動され、それにより他の並列結合の２つの混合器は駆
動され、その信号に対して９０°位相シフトされる請求
項２記載の装置により並列配置が各々構成されることを
特徴とする、指数的に変調された搬送波信号を発生する
電子的装置からなる送信器。 - 【請求項６】 送信器は２つのディジタルアナログ信号
変換器又は２つのサンプル速度変換器からなり、一又は
他のディジタルアナログ信号変換器又はサンプル速度変
換器の出力は一又は他の並列結合の加算器の入力に夫々
接続されることを特徴とする請求項５記載の送信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9001360A NL9001360A (nl) | 1990-06-15 | 1990-06-15 | Zender bevattende een elektronische inrichting voor het opwekken van een gemoduleerd draaggolfsignaal. |
| NL9001360 | 1990-06-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04233357A JPH04233357A (ja) | 1992-08-21 |
| JP3187076B2 true JP3187076B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=19857252
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14032791A Expired - Fee Related JP3187076B2 (ja) | 1990-06-15 | 1991-06-12 | 変調搬送波信号を発生する電子的装置からなる送信器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5469475A (ja) |
| EP (1) | EP0461721B1 (ja) |
| JP (1) | JP3187076B2 (ja) |
| KR (1) | KR100221692B1 (ja) |
| AU (1) | AU652755B2 (ja) |
| DE (1) | DE69107248T2 (ja) |
| FI (1) | FI102930B1 (ja) |
| NL (1) | NL9001360A (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0702465A1 (fr) * | 1994-09-13 | 1996-03-20 | T.R.T. Telecommunications Radioelectriques Et Telephoniques | Système de transmission et équipement de multiplexage-démultiplexage impliquant un flux d'éléments binaires pouvant être justifié |
| US5736950A (en) * | 1995-01-31 | 1998-04-07 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Sigma-delta modulator with tunable signal passband |
| US5764701A (en) * | 1996-03-04 | 1998-06-09 | Zenith Electronics Corporation | VSB modulator |
| SE507373C2 (sv) * | 1996-09-06 | 1998-05-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Anordning och metod för pulsformning och effektförstärkning |
| US6259747B1 (en) * | 1997-03-20 | 2001-07-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | IQ modulator, and associated method |
| CA2213156A1 (en) | 1997-08-15 | 1999-02-15 | Philsar Electronics Inc. | One bit digital quadrature vector modulator |
| US6804497B2 (en) | 2001-01-12 | 2004-10-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7228109B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-06-05 | Silicon Laboratories Inc. | DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
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| US7024221B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-04 | Silicon Laboratories Inc. | Notch filter for DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US6970717B2 (en) | 2001-01-12 | 2005-11-29 | Silicon Laboratories Inc. | Digital architecture for radio-frequency apparatus and associated methods |
| US6993314B2 (en) | 1998-05-29 | 2006-01-31 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for generating multiple radio frequencies in communication circuitry and associated methods |
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| US7138858B2 (en) | 2001-01-12 | 2006-11-21 | Silicon Laboratories, Inc. | Apparatus and methods for output buffer circuitry with constant output power in radio-frequency circuitry |
| US7035611B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-25 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and method for front-end circuitry in radio-frequency apparatus |
| US7177610B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-02-13 | Silicon Laboratories Inc. | Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods |
| US7158574B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-01-02 | Silicon Laboratories Inc. | Digital interface in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7031683B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-18 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and methods for calibrating signal-processing circuitry |
| EP1486079B1 (en) * | 2002-03-15 | 2015-12-30 | Silicon Laboratories Inc. | Radio-frequency apparatus |
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| JP5914746B2 (ja) * | 2013-02-22 | 2016-05-11 | 株式会社日立製作所 | 無線通信システム、送信機、受信機、昇降機制御システム、及び、変電設備監視システム |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US4291300A (en) * | 1979-11-01 | 1981-09-22 | Burroughs Corporation | Tracking analog-to-digital converter for AC signals |
| NL8101109A (nl) * | 1981-03-09 | 1982-10-01 | Philips Nv | Electronische inrichting voor het opwekken van een in amplitude en faze gemoduleerd draaggolfsignaal. |
| JPS58165441A (ja) * | 1982-03-26 | 1983-09-30 | Hitachi Ltd | Ｐｃｍ信号符号器 |
| US4851841A (en) * | 1987-10-02 | 1989-07-25 | Crystal Semiconductor Corporation | Gain scaling of oversampled analog-to-digital converters |
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1990
- 1990-06-15 NL NL9001360A patent/NL9001360A/nl not_active Application Discontinuation
-
1991
- 1991-05-31 US US07/708,561 patent/US5469475A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-11 EP EP91201429A patent/EP0461721B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-11 DE DE69107248T patent/DE69107248T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-12 KR KR1019910009620A patent/KR100221692B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-06-12 FI FI912833A patent/FI102930B1/fi not_active IP Right Cessation
- 1991-06-12 JP JP14032791A patent/JP3187076B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-13 AU AU78403/91A patent/AU652755B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0461721A1 (en) | 1991-12-18 |
| KR920001831A (ko) | 1992-01-30 |
| FI912833A (fi) | 1991-12-16 |
| DE69107248T2 (de) | 1995-09-07 |
| EP0461721B1 (en) | 1995-02-08 |
| JPH04233357A (ja) | 1992-08-21 |
| NL9001360A (nl) | 1992-01-02 |
| KR100221692B1 (ko) | 1999-09-15 |
| FI912833A0 (fi) | 1991-06-12 |
| FI102930B (fi) | 1999-03-15 |
| AU652755B2 (en) | 1994-09-08 |
| DE69107248D1 (de) | 1995-03-23 |
| US5469475A (en) | 1995-11-21 |
| FI102930B1 (fi) | 1999-03-15 |
| AU7840391A (en) | 1991-12-19 |
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