JP2991236B1

JP2991236B1 - 直接拡散受信デ―タの誤り推定装置および直接拡散受信装置

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Publication number: JP2991236B1
Application number: JP1296699A
Authority: JP
Inventors: 善生和田
Original assignee: WAI AARU PII IDO TSUSHIN KIBAN GIJUTSU KENKYUSHO KK; Toyo Tsushinki KK
Current assignee: WAI AARU PII IDO TSUSHIN KIBAN GIJUTSU KENKYUSHO KK; Toyo Tsushinki KK
Priority date: 1999-01-21
Filing date: 1999-01-21
Publication date: 1999-12-20
Anticipated expiration: 2019-01-21
Also published as: JP2000216703A

Abstract

【要約】【課題】受信データから簡単にビット誤り率を推定で
きる直接拡散受信データの誤り推定装置、および、直接
拡散受信装置を提供する。【解決手段】１段目の干渉キャンセラ５₁は、Ｒａｋ
ｅ受信部３の出力に基づいて、直接拡散信号に含まれる
干渉信号のレプリカを生成する。遅延部４を通過した直
接拡散信号からレプリカを差し引くことにより、干渉信
号の影響が低減された直接拡散信号を生成し、これに対
して逆拡散を行い、受信データを出力する。誤り出力部
７は、２段目の干渉キャンセラ５₂の入力データの値お
よび出力データの値との不一致の割合を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ
（Direct Sequence - Code Division Multiple Acces
s）システム等に用いる直接拡散受信装置、および、直
接拡散受信データの誤り推定装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムとして、北米で
標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ
ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下りリンクに
おいて、パイロットチャンネルにパイロットシンボルを
挿入して送信し、受信側でこのパイロットチャンネルの
受信信号に基づいてキャリア位相を検出して同期検波を
行っている。図９は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
下りリンクの構成を示す図である。１０１は基地局、１
０２は子局である。下りリンクは基地局１０１から子局
１０２へのリンクである。図１０は、ＤＳ−ＣＤＭＡシ
ステムにおける基地局の送信装置の概要構成図である。
符号多重部１０３においては、データ１からデータＮま
での通信チャンネル（Ｎは１以上の整数）のデータとパ
イロットチャンネル用にオール１とされたデータとが、
直交符号発生器１０７において生成された直交符号をそ
れぞれ割り当てられて符号多重され、乗算器１０４にお
いてＰＮ発生器１０８からのＰＮ信号を乗算されること
により直接拡散され、乗算器１０５において、基準周波
数発振器１０９の基準周波数信号（キャリア）と乗算
（変調）し、このキャリアに乗せて送信アンテナ１０６
から送信される。

【０００３】図１１は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る子局の受信装置の概要構成図である。受信アンテナ１
１０により受信された信号は、乗算器１１１において基
準周波数発振器１１２の正弦波基準周波数信号と乗算さ
れて、ベースバンドの受信信号に変換される。ＤＳ−Ｃ
ＤＭＡシステムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方
式が採用されている。基地局から送信された信号は、複
数のパスを通って受信アンテナ１１０に到達するので、
受信信号は、振幅、キャリア位相、および、遅延時間の
異なる複数の信号が合成されたものとなる。Ｒａｋｅ受
信方式は、ベースバンドの受信信号を逆拡散することに
より、パス１〜パスＫの受信信号に分離して最大比合成
（Ｒａｋｅ合成）することにより、１つのインパルスレ
スポンスにして、受信信号のＣ／Ｎ特性を向上させる。

【０００４】ベースバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信
部１２１およびサーチャー部１２２に出力される。ベー
スバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信部１２１におい
て、Ｋ個のフィンガー１１８₁〜１１８_Kに入力される。
各フィンガー１１８₁〜１１８_Kは、それぞれ１〜Ｋ番目
のパスに対する復調器である。図示の例では、最大Ｋ個
のパスの信号を受信できる。各フィンガー１１８₁〜１
１８_Kは、同一構成である。ベースバンドの受信信号
は、乗算器１１３において、ＰＮ発生器１１４から出力
されるＰＮ符号と乗算されてＰＮ同期が取られ、乗算器
１１５において、直交符号発生器１１７から出力され
た、この子局（以後、「ユーザ」という）の通信チャン
ネルの直交符号と乗算され、積分器１１６において、こ
のユーザの通信チャンネルの受信信号が１シンボル期間
にわたって積分されることにより逆拡散される。フィン
ガー１１８₁〜１１８_Kからは、それぞれに対応するパス
１〜Ｋにおけるユーザの通信チャンネルの逆拡散された
受信信号が合成回路１１９に出力される。

【０００５】ここで、ＰＮ発生器１１４および直交符号
発生器１１７には、インパルスレスポンスを推定するサ
ーチャー部１２２内の制御部１２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１１４および直交符号発生器１１７は、そ
れぞれ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号
と同期がとられたＰＮ符号および直交符号を出力する。

【０００６】サーチャー部１２２において、ベースバン
ドの受信信号は、乗算器１２３においてＰＮ発生器１２
４から出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器１２５に
おいて直交符号発生器１２６から出力された、パイロッ
トチャンネルの直交符号と乗算されて、パイロットチャ
ンネルの受信信号が分離される。つぎに、積分器１２７
において１シンボル分積分され、さらに複数シンボル分
の平均化を行うフィルタ１２８を通し、ある１つのパス
ｋにおけるパイロットチャンネルのベースバンドの受信
信号振幅、および、基準周波数信号に対する位相（キャ
リア位相）を表す基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部１２
９に出力される。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋで
ある。パス１〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ
個選択される。

【０００７】制御部１２９においては、ＰＮ発生器１２
４のＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生
器１２４をタイミング制御するとともに、直交符号発生
器１２６の直交符号が受信信号に符号同期するように直
交符号発生器１２６をタイミング制御する。制御部１２
９は、時間を分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信
号Ｗ（ｋ）を生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１のＫフィンガー１１８₁〜１１８_KのＰＮ
発生器１１４および直交符号発生器１１７にタイミング
信号を出力する。

【０００８】合成回路１１９において、各フィンガー１
１８₁〜１１８_Kからのユーザの通信チャンネルの信号
は、各パス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信信号か
ら得た基準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋにおけ
るユーザの通信チャンネルの受信信号の位相オフセット
が取り除かれることにより同期検波され、さらにＲａｋ
ｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受信信号は、デコー
ド部１２０においてデコードされて、自局の通信チャン
ネルの所望のデータが出力される。

【０００９】このように、既知のデータが伝送されてい
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。なお、図示を省略したが、図１１に示した乗算器
１１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１１０
により受信された信号は、基準周波数信号と直交する直
交基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同相
および直交する２系列のベースバンドの受信信号（通
常、複素数で表される）となる。そして、２系列に対し
て個別に後段の処理が行われ、合成回路１１９におい
て、この２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に
対する同相成分および直交成分となって同期検波され
る。

【００１０】一般に、高速データ伝送をＤＳ−ＣＤＭＡ
システムで行おうとすると、データレートの増大によっ
てチップレートも当然大きくなる。チップレートが大き
くなると、マルチパスによる干渉量が増大する。マルチ
パス数が増大すると、もはやＲａｋｅ受信方式では伝送
性能の劣化を防ぐことができない。時間遅延したパス１
〜パスＫの到来波を合成したものが受信されると、ある
パスｋの到来波を逆拡散するときには、時間遅延した他
のパスの到来波は干渉信号となる。そのため、ある１つ
のパスｋのインパルスレスポンスには、他のパスの到来
波との間の相互相関によって生じた干渉波成分が含まれ
ている。そのため、パス１〜パスＫのインパルスレスポ
ンスをＲａｋｅ合成すると、伝送性能が劣化する。

【００１１】このようなマルチパスによる干渉を除去す
る技術として、干渉キャンセラ技術がある、例えば、和
田ほか１名「Ｂ５−１４０ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに
おけるマルチユーザ・マルチステージ型干渉キャンセラ
の一検討」，電子情報通信学会ソサイエティ大会（１９
９８．９）で知られているものがあり、このような干渉
キャンセラを、本出願人は、特願平１０−２３６７７７
号として出願している。

【００１２】概要を説明すると、パイロットチャンネル
等を用いて正確なインパルスレスポンスを推定する。振
幅の大きなパスをＫ個選択し、その値をＷｋとする。そ
の中で振幅値が最大となるパスＰを選択する。干渉キャ
ンセラには、Ｒａｋｅ受信データあるいは前段の干渉キ
ャンセラの出力データが入力される。さらに、振幅最大
パスＰ以外の各パスに対する拡散符号とＷｋを用いて各
ユーザにおける干渉レプリカを生成する。受信信号から
全ユーザの干渉レプリカを差し引いて、パスＰに対して
逆拡散を行い、全ユーザに対するデータを検出する。す
なわち、あらかじめＷｋを推定し、電波伝搬の情報は推
定後固定する。

【００１３】また、異なる方法で干渉信号をキャンセル
するものとして、佐和橋ほか２名「パイロット及びデー
タシンボルを用いるチャネル推定逐次更新型ＤＳ−ＣＤ
ＭＡコヒーレントマルチステージ干渉キャンセラ」，信
学技報９６（３５４），電子情報通信学会（１９９６−
１１）ＲＣＳ９６−１００，ｐ．９−１６等でも知られ
ている。

【００１４】概要を説明すると、フレーム内に周期的に
パイロットシンボルを有するＤＳ−ＣＤＭＡシステムで
あって、パワーの大きなユーザから１ユーザずつキャン
セルを行う。ユーザｋにおいて、ユーザｋよりもパワー
の大きいユーザに対するｉステージでの干渉レプリカ
と、パワーの小さな他ユーザに対するｉ−１ステージで
の干渉レプリカを除去し、さらに、受信信号から自局の
各パスにおいて、それぞれ、各パス以外の干渉レプリカ
を除去し、パイロットシンボルを用いて各パスにおける
インパルスレスポンスを推定し、その値に基づいて、逆
拡散を行う。各パスで逆拡散された信号がＲａｋｅ合成
される。合成後、デコードされたデータと推定されたイ
ンパルスレスポンスをもとに干渉レプリカを生成する。

【００１５】上述したマルチパスによる干渉を除去する
干渉キャンセラ技術においては、干渉キャンセラの特性
を向上させるために、干渉キャンセラを多段に縦続接続
したマルチステージ型が有効である。しかしながら、干
渉キャンセラを何段も接続させて動作させると、処理遅
延時間や消費電力が大きくなるなどの問題があった。ま
た、子局でビット誤り率を推定することにより、受信品
質情報を基地局へ送信する場合があるが、このような場
合、受信データから簡単にビット誤り率を推定すること
ができないという問題があった。

【００１６】ここで、上述した干渉キャンセラ技術の第
１の例である、インパルスレスポンスを推定し、電力が
最大となるパスＰを少なくとも除いたパスの干渉をキャ
ンセルする先願に記載の技術（以下、先行技術という）
を説明することにより、干渉キャンセラの機能を具体的
に説明しておく。図１２は、先行技術の基本ブロック構
成図である。１つのＰＮ符号を共有する符号多重された
チャンネルが、１つの通信チャンネル（１ユーザ）およ
び１つのパイロットチャンネルからなる場合のものであ
る。これに対し、図１１は、１つのＰＮ符号を共有する
符号多重された通信チャンネル（ユーザ）が複数の場合
であるので前提が若干異なるが、Ｒａｋｅ部に関して
は、この図１１を流用して説明する。

【００１７】この基本構成においては、インパルスレス
ポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基準
信号Ｗ（ｋ）を固定し、Ｒａｋｅ受信部１２１で出力デ
ータＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器１３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ１３３においては、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力されたデータを初期データ
として、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、
同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成するとと
もに、パイロットチャンネルの既知のデータに基づい
て、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆拡
散を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成して
干渉レプリカとし、受信信号からその干渉レプリカを差
し引いて、電力が最大のパスＰについて再び逆拡散およ
び同期検波を行うことによりデータを再び検出しなお
す。このようにして、受信信号品質の劣化要因である干
渉を除去することによりビット誤り率が向上する。

【００１８】図１１に示した、サーチャー部１２２で
は、パイロットチャンネルの受信信号を逆拡散して得ら
れる電力の大きいパスがＫ個選択され、各パス１〜Ｋの
インパルスレスポンスの値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ
＝１〜Ｋ）を出力する。電力最大パス検出器１３１は、
基準信号Ｗ（ｋ）の中から、電力が最大となるパスＰを
選択して、Ｐの値を干渉キャンセラ１３３に出力する。

【００１９】図１５は、干渉キャンセラ１３３の動作説
明図である。基地局１から送信された信号は複数のパス
を通って、それぞれが異なる遅延時間の信号の合成とし
て受信される。上段の図は、マルチパスによるインパル
スレスポンスを示す。電力が最大となるパスＰを選択
し、他のパスにおける同期検波および逆拡散を行う以前
のベースバンドの受信信号を、検出データおよびパイロ
ットチャンネルのデータに基づいて仮想的に生成し、こ
れを差し引いた受信信号に対し、最大電力のパスＰにお
ける逆拡散を行い、下段に示すような干渉信号のキャン
セルされたデータを検出する。

【００２０】電力が最大となるパスＰは、干渉信号を含
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉信号であると推定する。そして、Ｒａｋｅ受信部１２
１から出力された１ユーザの通信チャンネルの一応確か
らしいデータＤＲを初期値として用い、これから、逆の
信号処理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の信
号を生成する。同時に、パイロットチャンネルの既知の
データＤ_pに基づいて逆拡散を行う以前のパイロットチ
ャンネルの信号も生成する。このようにして、パスＰを
除くパス１〜パスＫにおける干渉レプリカを生成する。
そして、ベースバンドの受信信号から、パスＰを除くパ
ス１〜パスＫの干渉レプリカをすべて差し引くと、ほぼ
パスＰだけのベースバンドの受信信号となる。

【００２１】したがって、干渉キャンセラ１３３は、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力される１つの通信チャネル
の出力データＤＲおよびパイロットチャンネルの既知の
データＤ_pを用いて、最大電力のパスＰを除いたＫ−１
個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベースバ
ンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去したベース
バンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて逆拡散
を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到来波の
みが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベースバン
ドの受信信号に対して逆拡散をすることができる。その
結果、パスの相互相関による干渉信号が除去された、通
信チャンネルの受信データＤＣが得られる。なお、遅延
部１３２は、Ｒａｋｅ受信部１２１においてＲａｋｅ受
信に要する処理遅延を補償するものである。

【００２２】図１３は、図１２に示した干渉キャンセラ
１３３の内部構成図である。１ユーザの干渉レプリカ生
成部１３５は、１ユーザのみが使用する唯一の通信チャ
ンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対す
る干渉レプリカを生成する。また、パイロットチャンネ
ルの干渉レプリカ生成部１３５_pは、パイロットチャン
ネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対する
干渉レプリカを生成する。

【００２３】図１４（ａ），図１４（ｂ）は、それぞ
れ、図１３に示した干渉レプリカ生成部１３５，１３５
ｐの内部構成図である。パス１に対する干渉レプリカ生
成部１４１₁については、Ｒａｋｅ受信部１２１から出
力されたデータＤＲは、乗算器１３８において、パス１
に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算されることにより、
パス１のキャリア位相および振幅が付与された信号点位
相および振幅を有する、同期検波される前の信号に戻さ
れる。つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰ
Ｎ符号であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０にお
いて１ユーザのパス１に対する直交符号ＷＳ₁（１）と
それぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の時
間遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信信
号に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。パ
ス１に対する干渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成
が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の
信号が加算器１４２により加算されて、その出力信号が
パスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号とな
る。

【００２４】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は、図１１に示した制御部１２９が出力する基
準信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）
は、図１１に示したフィンガー１１８_kのＰＮ発生器１
１４が出力するＰＮ符号、直交符号ＷＳ₁（ｋ）（ｋ＝
１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は、図１１に示したフィンガー
１１８_kの直交符号発生器１１７が出力する１ユーザの
直交符号に基づくものである。ただし、図１２における
ベースバンドの受信信号を遅延部１３２で遅延させたよ
うに、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延を補償す
るために、時間遅れを持たせているが、干渉キャンセラ
１３３の内部での処理遅延も考慮して時間遅れを調整す
る。Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｋ）は、上述し
た制御部１２９，ＰＮ発生器１１４，直交符号発生器１
１７の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同様な遅延部
を設けることによって作ることができる。

【００２５】図１４（ｂ）に示す、パイロットチャンネ
ルに対する干渉レプリカ生成部１３５_pについては、パ
イロットチャンネルの既知のデータＤ_pは、乗算器１３
８において、パス１に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算
されることにより、パス１のキャリア位相および振幅が
付与された信号点位相および振幅を有する信号になる。
つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ符号
であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０においてパ
イロットチャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ
₁（ｐ，１）とそれぞれ乗算されて拡散されることによ
り、パス１の時間遅延を有する、逆拡散される前のベー
スバンド受信信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが
生成される。図１４（ａ）と同様に、パス１に対する干
渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成が、パスＰを除
いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器１
４２により加算されて、その出力信号がパスＰを除くパ
ス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。

【００２６】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図１１に示した制御部１２９が出力する基準
信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図
１１に示したサーチャー部１２２のＰＮ発生器１２４が
出力するＰＮ符号（フィンガー１１８_kのＰＮ発生器１
１４が出力するＰＮ符号と一致する）、直交符号ＷＳ₁
（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図１１に示
したサーチャー部１２２の直交符号発生器１２６が出力
するパイロットチャンネルの直交符号に基づくものであ
る。ただし、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延を
補償するために時間遅れを持たせ、かつ、干渉キャンセ
ラ１３３の内部での処理遅延も考慮して時間遅れが調整
される。Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｐ，ｋ）
は、上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１２４，直交符
号発生器１２６の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同
様な遅延部を設けることによって作ることができる。

【００２７】再び、図１３に戻って説明をする。加算器
１３６において、遅延されたベースバンドの受信信号か
ら、干渉レプリカ１３５の出力信号が差し引かれ、パス
Ｐに対する逆拡散部１３７に入力される。このパスＰに
対する逆拡散部１３７は、図１１に示したフィンガー部
１１８₁〜１１８_K中のパスＰのフィンガー部と同様の構
成である。すなわち、パスＰに対する基準信号Ｗ
₁（Ｐ）、パスＰに対するＰＮ符号であるＰＮ₁（Ｐ）、
および、パスＰに対する１ユーザの直交符号ＷＳ
₁（Ｐ）を用いて、干渉レプリカが削除されたベースバ
ンドの受信信号に対して、パスＰに対する逆拡散を行
い、データを検出する。この出力データは、相互相関に
よる干渉が除かれて伝送性能が改善された１ユーザのデ
ータとなる。上述した基準信号Ｗ₁（Ｐ）、ＰＮ符号Ｐ
Ｎ₁（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ₁（Ｐ）
は、先に説明したパスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
₁（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ₁（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ₁（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ受信部１２１に
おける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延も考慮し
て時間遅れが調整される。

【００２８】図１６は、１つのＰＮ符号を共有する符号
多重されたチャンネルが、ＮユーザのＮ個の通信チャン
ネルおよび１つのパイロットチャンネルからなる場合の
ものである。そして、複数ユーザに対応した干渉キャン
セラが、１〜Ｍ段目の干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_M
として縦続接続されたものである。この具体例では、複
数のユーザ１〜Ｎのパスに対して複数の干渉キャンセラ
を動作させて、干渉を除去し、さらに複数段の干渉キャ
ンセラを動作させるものであって、より確からしいデー
タが検出される。第１段目の干渉キャンセラ１５１
₁は、Ｒａｋｅ受信部１４６から出力されたデータＤＲ
（１）〜ＤＲ（Ｎ）を確からしいデータとして入力する
とともに、パイロットチャンネルの既知のデータを入力
し、干渉信号がキャンセルされた、より確からしいデー
タＤＣ（１，１）〜ＤＣ（１，Ｎ）を出力する。

【００２９】第２段目以降については、前段の干渉キャ
ンセラからの出力データが次の段の干渉キャンセラの入
力データになるとともに、パイロットチャンネルの既知
のデータも入力される。いずれの段の干渉キャンセラ１
５１₁〜１５１_Mも、電力最大パス検出器１３１から出力
される同じパスＰを電力最大パスとして選択する。な
お、各段の干渉キャンセラのうち、１〜（Ｍ−１）段目
の干渉キャンセラ１５１ ₁〜１５１_M-1については、自局
（ユーザ１）のデータを含めたユーザ１〜Ｎのデータを
出力する必要がある。すなわち、１〜（Ｍ−１）段目の
干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_M-1については、ユーザ
１〜ユーザＮに対する逆拡散部が必要となる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、受信データから
簡単にビット誤り率を推定することができ、また、この
推定ビット誤り率を用いてマルチステージ型の干渉キャ
ンセラの動作段数を適応的に制御することにより処理遅
延時間や消費電力を少なくすることができる、直接拡散
受信データの誤り推定装置、および、直接拡散受信装置
を提供することを目的とするものである。

【００３１】

【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、直接拡散受信データの誤り推定装
置において、直接拡散信号からあらかじめ得られた受信
データに基づき、前記直接拡散信号に含まれる干渉信号
のレプリカを生成し、前記直接拡散信号から前記レプリ
カを差し引いた信号に基づいて、干渉信号の影響が低減
された受信データを出力する干渉キャンセラ、および、
前記干渉キャンセラの入力データの値および出力データ
の値を比較して不一致の割合に基づいた誤り情報を出力
する誤り情報出力手段を有するものである。上述した不
一致の割合とビット誤り率との間には、所定の関係があ
るから、簡単な構成でビット誤りを推定することができ
る。

【００３２】請求項２に記載の発明においては、直接拡
散受信データの誤り推定装置において、直接拡散信号を
受信して受信データを出力する初期データ受信部、前記
直接拡散信号からあらかじめ得られた受信データに基づ
き、前記直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリカを
生成し、前記直接拡散信号から前記レプリカを差し引い
た信号に基づいて、干渉信号の影響が低減された受信デ
ータを出力する複数段の干渉キャンセラを有するととも
に、前記干渉キャンセラの第１段目に前記初期データ受
信部の出力を入力し、前記複数段の干渉キャンセラが縦
続的に動作する干渉キャンセル部、および、前記干渉キ
ャンセラの各段に対応し、前記干渉キャンセラの各段の
入力データの値および出力データの値を比較して不一致
の割合を出力する複数の比較部を有し、該比較部の出力
に基づいて誤り情報を出力する誤り情報出力部を有する
ものである。したがって、前記干渉キャンセラの各段の
不一致の割合に基づいて、簡単な構成で、ビット誤りを
精度よく推定することができる。

【００３３】請求項３に記載の発明においては、請求項
１または２に記載の直接拡散受信データの誤り推定装置
において、前記誤り情報に基づいて受信品質情報を送信
する送信手段を有するものである。したがって、基地局
などにおいて、受信品質情報を受信し、この情報を送信
電力制御等に用いることができる。

【００３４】請求項４に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、直接拡散信号を受信して受信デー
タを出力する初期データ受信部、前記直接拡散信号から
あらかじめ得られた受信データに基づき、前記直接拡散
信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記直接
拡散信号から前記レプリカを差し引いた信号に基づい
て、干渉信号の影響が低減された受信データを出力する
複数段の干渉キャンセラを有するとともに、前記干渉キ
ャンセラの第１段目に前記初期データ受信部の出力を入
力し、前記複数段の干渉キャンセラが縦続的に動作する
干渉キャンセル部、前記干渉キャンセラの各段に対応
し、前記干渉キャンセラの各段の入力データの値および
出力データの値を比較して不一致の割合を出力する複数
の比較部を有し、該複数の比較部の出力に基づいて誤り
情報を出力する誤り情報出力部、および、前記複数段の
干渉キャンセラの縦続動作に伴い前記誤り情報に応じ
て、前記干渉キャンセル部の動作を途中で停止させると
ともに、前記干渉キャンセル部の出力を受信装置の出力
データとする制御手段を有するものである。したがっ
て、干渉キャンセル部の動作段数を、誤り情報に応じて
適応的に決めることができるため、処理遅延時間や消費
電力を少なくすることができる。また、前記干渉キャン
セラの各段の不一致の割合に基づいて、簡単な構成で、
ビット誤りを精度よく推定することができる。

【００３５】請求項５に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、直接拡散信号を受信して受信デー
タを出力する初期データ受信部、前記直接拡散信号から
あらかじめ得られた受信データに基づき、前記直接拡散
信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記直接
拡散信号から前記レプリカを差し引いた信号に基づい
て、干渉信号の影響が低減された受信データを出力する
複数段の干渉キャンセラを有するとともに、前記干渉キ
ャンセラの第１段目に前記初期データ受信部の出力を入
力し、前記複数段の干渉キャンセラが縦続的に動作する
干渉キャンセル部、前記干渉キャンセラの所定の段に対
応し、前記干渉キャンセラの所定の段の入力データの値
および出力データの値を比較して不一致の割合を出力す
る比較部を有し、該比較部の出力に基づいて誤り情報を
出力する誤り情報出力部、および、前記複数段の干渉キ
ャンセラの縦続動作に伴い、前記誤り情報に応じて、前
記複数段の干渉キャンセラを縦続動作させる段数を決定
し、前記干渉キャンセル部の出力を受信装置の出力デー
タとする制御手段を有するものである。したがって、干
渉キャンセル部の動作段数を、誤り情報に応じて適応的
に決めることができるため、処理遅延時間や消費電力を
少なくすることができる。

【００３６】請求項６に記載の発明においては、請求項
４または５に記載の直接拡散受信装置において、前記初
期データ受信部は、直接拡散信号を受信するＲａｋｅ受
信部である。したがって、既存のＲａｋｅ受信部を用い
て、信頼性のある初期受信データを得ることができる。

【００３７】請求項７に記載の発明においては、請求項
４ないし６のいずれか１項に記載の直接拡散受信装置に
おいて、前記誤り情報に基づいて受信品質情報を送信す
る送信手段を有するものである。したがって、基地局な
どにおいて、受信品質情報を受信し、この情報を送信電
力制御等に用いることができる。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明の
直接拡散受信データの誤り推定装置および直接拡散受信
装置を説明する。図１は、本発明の直接拡散受信データ
の誤り推定装置および直接拡散受信装置の第１の実施の
形態を説明するためのブロック構成図である。図中、１
は受信アンテナ、２はベースバンド変換部、３はＲａｋ
ｅ受信部、４は遅延部、５₁，５₂は干渉キャンセラ、６
₁は遅延部、７は誤り出力部である。受信アンテナ１で
受信された直接拡散信号はベースバンド変換部２におい
て基準周波数信号と乗算されてベースバンド信号に変換
され、Ｒａｋｅ受信部３に入力される。Ｒａｋｅ受信部
においては、直接拡散信号が逆拡散され同期検波された
ものが最大比合成されて受信データを出力する。Ｒａｋ
ｅ受信部は、干渉キャンセル動作に必要な、ある程度確
からしい初期データを与えるものである。この代わり
に、ある程度確からしい初期データを他の方法で検出す
るようにしてもよい。例えば、上述した先行技術の場合
には、電力が最大となるパスＰについてベースバンドの
受信信号を逆拡散して、その出力をデコードして初期デ
ータとする。

【００３９】１段目の干渉キャンセラ５₁は、Ｒａｋｅ
受信部３の出力に基づいて、直接拡散信号に含まれる干
渉信号のレプリカを生成する。Ｒａｋｅ受信部３の処理
遅延時間を補償するための遅延部４を通過した直接拡散
信号からレプリカを差し引くことにより、干渉信号の影
響が低減された直接拡散信号を生成し、この干渉信号の
影響が低減された直接拡散信号に対して逆拡散を行いデ
コードすることによって、受信データを出力する。

【００４０】２段目の干渉キャンセラ５₂は、１段目の
干渉キャンセラと同様である。ただし、ある程度確から
しい受信データとして、１段目の干渉キャンセラ５₁の
出力を用いる。ベースバンドの直接拡散信号は、遅延部
４からさらに遅延部６₁を通して干渉キャンセラ５₂に入
力される。遅延部６₁は、１段目の干渉キャンセラ５ ₁に
おける処理遅延を補償する。１段目の干渉キャンセラ５
₁が出力する受信データは、Ｒａｋｅ受信部３から出力
される受信データよりも干渉の影響が低減された受信信
号であるから、２段目の干渉キャンセラ５₂は、１段目
の干渉キャンセラ５₁が入力する受信データよりも、よ
り確からしい入力信号を用いて干渉キャンセルを行うた
め、さらに確からしい受信データを出力する。

【００４１】誤り出力部７は、２段目の干渉キャンセラ
５₂の入力信号（１段目の干渉キャンセラ５₁の出力する
受信データ）の値と、干渉キャンセラ５₂の出力データ
である干渉信号の影響が低減された受信データの値とを
比較し、それぞれの値が不一致となる割合を出力するこ
とにより、後述するように、ビット誤り率の差分推定値
を出力する。なお、各段の干渉キャンセラおよび誤り出
力部は、ハードウエアで実現することもできるし、プロ
グラムを実行するＣＰＵによりソフトウエアで実現する
こともできる。

【００４２】図２は、図１に示した誤り出力部の概要ブ
ロック構成図である。図中、１１は排他的論理和（ＸＯ
Ｒ）、１２はカウンタ、１３は割り算部、１４は校正部
である。干渉キャンセラ５₂への入力データおよび出力
データを、排他的論理和（ＸＯＲ）１１において比較す
る。この演算は２つのデータの値（２値の場合、ビッ
ト）が異なっていれば１を出力し、２つのデータの値が
同じであれば０を出力する。したがって、干渉キャンセ
ラ５₂内において、干渉キャンセルの結果、誤った受信
データが正しい受信データに変化したときには、排他的
論理和（ＸＯＲ）１１の出力が１となり、干渉キャンセ
ラ５₂への受信データに誤りがあったことが推定され
る。

【００４３】なお、排他的論理和１１においては、干渉
キャンセラ５₂に入力される受信データの、あるビット
位置のデータと、このビット位置のデータが干渉キャン
セラ５₂において干渉信号の影響が低減された受信デー
タとして再出力されるときのデータとが比較される必要
がある。したがって、図示を省略しているが、入力デー
タ１１は、干渉キャンセラ５₂における処理遅延時間だ
け遅延させる遅延回路を通すか、メモリに記憶させて、
出力されるビット位置に同期して読み出されるようにす
る。

【００４４】カウンタ１２は、排他的論理和（ＸＯＲ）
１１が出力する１の数をカウントする。その出力を割り
算部１３において、全入力データ数で割ると、２段目の
干渉キャンセラ５₂の出力のビット誤り率を基準にした
（ゼロと仮定した）、この入力データの相対的なビット
誤り率の推定値がわかる。見方を変えれば、干渉キャン
セラ５₂の段の入出力データ間のビット誤り率の差分値
（ビット誤り率の差分推定値）が推定される。

【００４５】２段目の干渉キャンセラ５₂によって仮に
誤りが十分修正されているとすれば、割り算部１３の出
力を、誤り率の差分推定値としてではなく、そのまま、
絶対的なビット誤り率であると推定することもできる。
しかし、校正部１４は、ビット誤り率の推定値の精度を
向上させるために、あらかじめ、ビット誤り率の差分値
と、絶対的なビット誤り率の値の間の相関関係を校正用
データベースとして作成しておき、そのデータベースを
用いて、絶対的なビット誤り率の推定をより確からしく
することができる。校正部１４を動作させたときには、
校正部１４の出力を誤り率の推定値として出力する。

【００４６】図３は、縦続接続された干渉キャンセラの
出力する受信データの誤り率特性を示す線図である。図
中、横軸は、１ビット当たりの信号電力をＥｂ、１Ｈｚ
当たりのノイズ電力をＮｏとしたときの、平均のＥｂ／
Ｎｏである。縦軸は、平均ビット誤り率を対数目盛で表
し、Ｅ₁は１段目の干渉キャンセラ５₁の平均ビット誤り
率、Ｅ₂は２段目の干渉キャンセラ５₂の平均ビット誤り
率である。図示の絶対的な平均ビット誤り率Ｅ₁および
Ｅ₂自体は、シミュレーションにより求めることはでき
るが、実測することは容易でない。しかし、図２に示し
た誤り出力部により求められる、干渉キャンセラ５₂の
入力データの値と出力データの値とが異なる割合は、平
均ビット誤り率の差分値（Ｅ₂−Ｅ₁）を推定しているこ
とになる。

【００４７】平均ビット誤り率の差分値（Ｅ₂−Ｅ₁）
は、Ｅｂ／Ｎｏの値ａが大きくなるほど小さくなる。し
たがって、あらかじめ、図示のような平均ビット誤り率
Ｅ₁，Ｅ₂自体を、シミレーションあるいは実測により求
めておいて、校正用データベースを作成しておけば、平
均ビット誤り率の差分値（Ｅ₂−Ｅ₁）の推定値から、平
均ビット誤り率Ｅ₁およびＥ₂自体を推定することができ
る。また、そのときのＥｂ／Ｎｏの値ａも推定すること
ができる。

【００４８】なお、絶対的な平均ビット誤り率Ｅ₁およ
びＥ₂自体を実測により推定する方法としては、ある決
まったビット列のデータを実際に送信し、受信側で受信
信号をデコードして、そのデコードされたデータと送信
されたビット列のデータとを比較することにより、ビッ
ト誤り率を推定する方法が考えられる。もちろん、図２
に示した誤り出力部に代えて、常時、このような方法で
平均ビット誤り率Ｅ₁，Ｅ₂自体を推定することも可能で
ある。しかし、このようなビット列を送受信する通信制
御手順が必要であるだけでなく、通常のデータ通信時に
実行するとなると、その決まったデータ列を送信するた
めに、ユーザデータの伝送レートが低下することにな
る。

【００４９】なお、図２に示した誤り出力部７に代え
て、本発明者の発明にかかる特願平５−０４５８３７号
として出願した発明の手法を用いて、誤り率自体を実測
により推定する方法もある。この方法は、デジタル復調
時に、最適なサンプルタイミング、わずかにずらせたサ
ンプルタイミング、の各タイミングにおけるビット誤り
率の差に基づいて、誤り率自体を推定する方法である。
しかし、高速処理が必要となるので回路構成の実現が困
難なことや、高速化に伴って回路の消費電力も大きくな
るといった欠点がある。

【００５０】図４は、本発明の直接拡散受信データの誤
り推定装置および直接拡散受信装置の第２の実施の形態
を説明するためのブロック構成図である。この実施の形
態は、干渉キャンセラをＮ個まで縦続接続したものであ
る。１段目の干渉キャンセラ５₁の入出力間に誤り出力
部７₀を挿入し、各段の干渉キャンセラ５₂〜５_Nについ
ても、誤り出力部７₁〜７_N-1を付加した。誤り出力部７
₀，７₁〜７_N-1の内部構成は、図１の誤り出力部７と同
様に、図２に示すものである。６_N-1はＮ−１段目の遅
延部である。なお、誤り出力部７₀は、Ｒａｋｅ受信部
３のビット誤り率と１段目の干渉キャンセラ５₁のビッ
ト誤り率との差に相当する誤り情報を出力している。

【００５１】各段ごとの誤り出力部７₀，７₁〜７_N-1に
おいては、各段の干渉キャンセラ５₁〜５_Nに入力された
受信データと、干渉をキャンセルされて出力される受信
データの値が異なる割合（ビット誤り率の差分推定値）
を、誤り情報として出力する。あるいは、各段の校正部
１４において、ビット誤り率の差分推定値から絶対的な
ビット誤り率を推定して、これを誤り情報として出力す
ることができる。各段ごとの誤り出力部の誤り情報に基
づいて、干渉キャンセラによって干渉信号の影響が低減
された最終的な受信データの正確にビット誤り率を推定
することができる。

【００５２】複数段の干渉キャンセラ５₁〜５_Nは、前段
の処理が終わった後に、前段の処理結果（干渉の影響が
低減された受信データ）を用いて、後段の処理が可能と
なるような、縦続動作を行う。したがって、ビット誤り
率が所定の閾値Ｅｔｈよりも低いかどうかを判定するだ
けでよい場合、この段の出力データのビット誤り率が所
定の閾値Ｅｔｈよりも低くなるときの、ビット誤り率の
差分値を記憶させておき、ビット誤り率の差分値が記憶
しておいた値になったときには、以降の段の縦続動作を
停止させることができ、処理時間の短縮、消費電力の削
減、および、ソフトおよびハードウエア資源の削減をす
ることができる。

【００５３】図５は、本発明の直接拡散受信データの誤
り推定装置および直接拡散受信装置の第３の実施の形態
を説明するためのブロック構成図である。２１は判定選
択回路、２２は出力データ選択スイッチである。

【００５４】この実施の形態においては、図４に示した
第２の実施の形態と同様に、干渉キャンセラ５₁，５₂〜
５_Nを縦続接続したものである。同時に、各段の干渉キ
ャンセラの出力からデータ選択端子を引き出し、出力デ
ータ選択スイッチ２２により、１つを選択し、これを受
信機としての受信データとして出力する。この出力デー
タ選択スイッチ２２を制御する判定選択回路２１は、各
段の干渉キャンセラ５ ₁〜５_Nの各段の出力におけるビッ
ト誤り率が所定品質を満たすビット誤り率となるとき
の、各段の誤り出力部７₀〜７_N-1において検出されるビ
ット誤り率の差分推定値の閾値を記憶しておく。

【００５５】判定選択回路２１が、各段の誤り出力部７
₀〜７_N-1において検出されるビット誤り率の差分推定値
が、上述した差分推定値の閾値よりも低下したことを検
出すると、縦続動作を行っている干渉キャンセラ５₁〜
５_N、さらには、誤り出力部７ ₀〜７_Nの動作を停止させ
るとともに、干渉キャンセル動作を行った最終動作段の
干渉キャンセラの出力を、出力データ選択スイッチ２２
に選択させる。その結果、ビット誤り率の差分推定値が
基準となる閾値を満たした干渉キャンセラの途中段より
も以降の動作を停止させることになる。それ以降の回路
動作あるいは演算は行わなくてもよいので、受信データ
が出力されるまでの遅延時間が短縮されるとともに、消
費電力も削減することができる。

【００５６】図６は、本発明の直接拡散受信データの誤
り推定装置および直接拡散受信装置の第４の実施の形態
を説明するためのブロック構成図である。この実施の形
態は、図５とほぼ同様な構成をとるが、誤り出力部を１
つとし、この例では、第１段目の干渉キャンセラ５₁に
対応した、誤り出力部７₀を設けているが、他の段に設
けてもよい。

【００５７】誤り出力部７₀から出力されるビット誤り
率の差分推定値から絶対的なビット誤り率を推定でき
る。この絶対的なビット誤り率から、縦続接続された干
渉キャンセラの何段目の出力で、所定品質を満たすビッ
ト誤り率になるかを識別することができる。したがっ
て、所定品質を満たすビット誤り率になる干渉キャンセ
ラの段数を判定して、この段が最終段となるように干渉
キャンセラを動作させ、最終段の干渉キャンセラから受
信装置としての受信データを出力する。ただし、ビット
誤り率の検出精度は、図５に示した実施の形態よりも悪
くなる。

【００５８】図７は、本発明の直接拡散受信データの誤
り推定装置および直接拡散受信装置の第５の実施の形態
を説明するためのブロック構成図である。この実施の形
態は、直接拡散受信装置において、誤り情報を送信デー
タに挿入して他局に送信する機能を備えたものである。
これは、例えば、移動端末が基地局に対し、自局の最終
的に出力される受信データの品質情報を送信することに
より、最適な送信電力制御などに用いるものである。受
信データの品質情報としては、例えば、ビット誤り率の
差分推定値、あるいは、校正部によって作成される絶対
的なビット誤り率の推定値などを用いればよい。絶対的
なビット誤り率の推定値は、受信装置において１つ出力
すればよいから、誤り出力部が複数ある場合には、その
中の１つの誤り出力部の校正部を動作させればよい。な
お、受信装置に用いるだけでなく、直接拡散受信データ
の誤り推定装置であっても、同様にして受信信号の品質
情報を他局に送信するようにしてもよい。また、この実
施の形態では、図１に示した装置を前提としたが、他の
実施の形態の装置においても同様に適用可能である。

【００５９】図８は、本発明の直接拡散受信装置の計算
機シミュレーション結果を示す線図である。先行技術と
して説明した干渉キャンセラに適用したものである。す
なわち、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける信号受信装置
であって、受信信号を入力してＫ個のパスに対するイン
パルスレスポンスを推定するインパルスレスポンス推定
手段、前記インパルスレスポンス推定手段の出力から電
力が最大となるパスを選択するパス選択手段、前記受信
信号に対し、前記Ｋ個のパスにおける少なくとも自局の
ユーザチャンネルについて逆拡散を行う逆拡散手段、前
記逆拡散手段の出力信号に対して同期検波を行うことに
より、少なくとも前記自局のユーザチャンネルの初期デ
ータを出力する初期データ出力手段、複数段の干渉レプ
リカ生成手段、および、複数段のデータ出力手段を有
し、第１段目の前記干渉レプリカ生成手段は、前記初期
データに基づいて、前記電力が最大となるパスを少なく
とも除いたパスにおける、前記同期検波および前記逆拡
散を行う以前の信号を生成することにより、前記電力が
最大となるパスを少なくとも除いたパスにおける、少な
くとも前記自局のユーザチャンネルの前記受信信号を仮
想的に生成し、第２段目以降の前記干渉レプリカ生成手
段は、当該段の前段の前記データ出力手段の出力データ
に基づいて、前記電力が最大となるパスを少なくとも除
いたパスにおける、前記同期検波および前記逆拡散を行
う以前の信号を生成することにより、前記電力が最大と
なるパスを少なくとも除いたパスにおける、少なくとも
前記自局のユーザチャンネルの前記受信信号を仮想的に
生成し、前記データ出力手段は、前記受信信号から当該
段の前記干渉レプリカ生成手段の出力信号を差し引いた
信号に対し、前記電力が最大となるパスにおける少なく
とも前記自局のユーザチャンネルについて再び前記逆拡
散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、少な
くとも前記自局のユーザチャンネルについて再び前記同
期検波を行うことにより、少なくとも前記自局のユーザ
チャンネルのデータを出力するものである。

【００６０】特に、前記受信信号は、複数のユーザチャ
ンネルを備え、前記逆拡散手段は、前記受信信号に対
し、前記Ｋ個のパスにおける前記複数のユーザチャンネ
ルについて逆拡散し、前記初期データ出力手段は、前記
複数のユーザチャンネルの初期データを出力し、前記第
１段目の干渉レプリカ生成手段および前記第２段目以降
の干渉レプリカ生成手段は、前記電力が最大となるパス
を少なくとも除いたパスにおける前記複数のユーザチャ
ンネルの前記受信信号を仮想的に生成し、最終段を除く
前記データ出力手段は、前記電力が最大となるパスにお
ける前記複数のユーザチャンネルについて再び前記逆拡
散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号に対し、前記
複数のユーザチャンネルについて前記同期検波を行うこ
とにより、前記複数のユーザチャンネルのデータを出力
し、最終段の前記データ出力手段は、前記電力が最大と
なるパスにおける前記複数のユーザチャンネルについて
再び前記逆拡散を行い、再び前記逆拡散が行われた信号
に対し、少なくとも前記自局のユーザチャンネルについ
て前記同期検波を行うことにより、少なくとも前記自局
のユーザチャンネルのデータを出力するものである。

【００６１】計算機シミュレーションのチップレートは
１Ｍｃｐｓ、フェージング環境は４波の等パワーレイリ
ーフェージング（１００Ｈｚ）、ユーザー数（符号多重
数）は２４、Ｒａｋｅ受信のフィンガー数Ｋは４、サー
チャー部１６８内のフィルタ１２８は、移動平均フィル
タで、その平均区間のシンボル数は８である。先行技術
の説明において説明を省略したが、図１１におけるサー
チャー部１６８の位相誤差を補正してＷｋを推定するこ
とによりキャリア位相精度を向上させている。横軸は１
ビット当たりの信号電力をＥｂ、１Ｈｚ当たりのノイズ
電力をＮｏとしたときの、平均のＥｂ／Ｎｏである。縦
軸は、平均ビット誤り率である。

【００６２】図５において、ビット誤り率推定値ＱＩ
（ｉ）はｉ段の干渉キャンセラの出力データとｉ＋１段
の干渉キャンセラ出力データとを比較し、その不一致と
なるデータ数の全データ数に対する比をとったものであ
る。すなわちビット誤り率推定値ＱＩ(ｉ)は、図２に示
した校正部１４を使用せず、割り算部１３の出力である
ビット誤り率差分推定値である。しかし、これを、その
まま絶対的なビット誤り率の推定値として図示した。ま
た、ＱＩ(０)は、Ｒａｋｅ受信部３と１段目の干渉キャ
ンセラ５₁によるビット誤り率の差分推定値である。

【００６３】この線図から明らかなように、誤り出力部
７₀におけるビット誤り率推定値ＱＩ(０)（白丸）に対
するＲａｋｅ受信部３の出力データのビット誤り率（黒
丸）、誤り出力部７₁におけるビット誤り率推定値ＱＩ
(１)（白三角）に対する１段目の干渉キャンセラ５₁の
出力データのビット誤り率（黒三角）、および、誤り出
力部７₁におけるビット誤り率推定値ＱＩ(２)（白四
角）に対する２段目の干渉キャンセラ５₂の出力データ
のビット誤り率（黒四角）とは、それぞれ、ほとんど一
致していることがわかる。この結果より、ビット誤り率
差分推定値をもって、その絶対的なビット誤り率を推定
することも有効である。

【００６４】もちろん、校正部により、あらかじめビッ
ト誤り率差分推定値とビット誤り率との対応関係を記憶
させておくことにより、より正確に絶対的なビット誤り
率を推定することができる。なお、ビット誤り率推定値
ＱＩ（ｉ）をもって、絶対的なビット誤り率とみなし、
かつ、この値が所定の閾値を下回ったときに、ｉ段目の
干渉キャンセラの出力から最終的な受信データを出力す
るという簡単なビット誤り率の推定を行えば、所定の閾
値を下回るビット誤り率の受信データを出力することが
できる。しかし、既に動作を完了している次段のｉ＋１
段目の干渉キャンセラから受信データを取り出せば、さ
らにビット誤り率の小さな受信データを出力することが
できる。

【００６５】なお、図３に関連して説明した、絶対的な
ビット誤り率の推定値を直接的に実測するようにして
も、絶対的な誤り率に応じて、適応的に、縦続接続され
た複数段の干渉キャンセラの動作段数を決定することが
できる。

【００６６】上述した説明では、キャンセラとして、直
接拡散受信信号の干渉信号をキャンセルするものを前提
として説明した。しかし、これに限らず、直接拡散受信
信号を含む一般の受信信号について、ビット誤り率を低
下させる要因となる信号を、受信信号から取り除くもの
であれば、干渉キャンセラに限らない。このようなキャ
ンセラを多段に縦続接続することにより、ビット誤り率
を低下させる要因となる信号の除去を、複数回繰り返し
て行うことにより、より確からしさのある受信信号を出
力することができる。このような場合にも、簡単な構成
でビット誤り率の差分推定値を出力することができ、こ
の差分推定値からビット誤り率を推定することが可能と
なる。また、ビット誤り率の差分推定値、または、ビッ
ト誤り率の推定値を求めることにより、キャンセラを何
段まで動作させれば、受信データに要求される品質を満
足するかがわかる。

【００６７】

【発明の効果】本発明は、上述した説明から明らかなよ
うに、干渉キャンセラを備えていれば、簡単な構成で容
易にビット誤り率を推定できるという効果がある。さら
に、マルチステージ型干渉キャンセラの各段の出力デー
タを比較して判定したビット誤り率に関する推定結果を
用いて、干渉キャンセラの段数を適応的に変化させて平
均処理時間の短縮や低消費電力化を図ることも可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置お
よび直接拡散受信装置の第１の実施の形態を説明するた
めのブロック構成図である。

【図２】図１に示した誤り出力部の概要ブロック構成図
である。

【図３】縦続接続された干渉キャンセラの出力する受信
データの誤り率特性を示す線図である。

【図４】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置お
よび直接拡散受信装置の第２の実施の形態を説明するた
めのブロック構成図である。

【図５】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置お
よび直接拡散受信装置の第３の実施の形態を説明するた
めのブロック構成図である。

【図６】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置お
よび直接拡散受信装置の第４の実施の形態を説明するた
めのブロック構成図である。

【図７】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置お
よび直接拡散受信装置の第５の実施の形態を説明するた
めのブロック構成図である。

【図８】本発明の直接拡散受信装置の計算機シミュレー
ション結果を示す線図である。

【図９】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける下りリンクの
構成を示す図である。

【図１０】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける基地局の送
信装置の概要構成図である。

【図１１】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信
装置の概要構成図である。

【図１２】先行技術の基本ブロック構成図である。

【図１３】図１２に示した干渉キャンセラの内部構成図
である。

【図１４】図１３に示した干渉レプリカ生成部の内部構
成図である。

【図１５】図１３に示した干渉キャンセラの動作説明図
である。

【図１６】先行技術のブロック構成図である。

【符号の説明】

１受信アンテナ、２ベースバンド変換部、３Ｒａ
ｋｅ受信部、４遅延部、５₁〜５_N 干渉キャンセラ、
６₁〜６_N-1 遅延部、７誤り出力部、１１排他的論理
和（ＸＯＲ）、１２カウンタ、１３割り算部、１４
校正部、２１判定選択回路、２２出力データ選択
スイッチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平10−247894（ＪＰ，Ａ) 特開平10−190494（ＪＰ，Ａ) 特開平10−51353（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/707 H04J 13/04

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直接拡散信号からあらかじめ得られた受
信データに基づき、前記直接拡散信号に含まれる干渉信
号のレプリカを生成し、前記直接拡散信号から前記レプ
リカを差し引いた信号に基づいて、干渉信号の影響が低
減された受信データを出力する干渉キャンセラ、およ
び、前記干渉キャンセラの入力データの値および出力データ
の値を比較して不一致の割合に基づいた誤り情報を出力
する誤り情報出力手段、を有することを特徴とする直接拡散受信データの誤り推
定装置。
【請求項２】直接拡散信号を受信して受信データを出
力する初期データ受信部、前記直接拡散信号からあらかじめ得られた受信データに
基づき、前記直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリ
カを生成し、前記直接拡散信号から前記レプリカを差し
引いた信号に基づいて、干渉信号の影響が低減された受
信データを出力する複数段の干渉キャンセラを有すると
ともに、前記干渉キャンセラの第１段目に前記初期デー
タ受信部の出力を入力し、前記複数段の干渉キャンセラ
が縦続的に動作する干渉キャンセル部、および、前記干渉キャンセラの各段に対応し、前記干渉キャンセ
ラの各段の入力データの値および出力データの値を比較
して不一致の割合を出力する複数の比較部を有し、該比
較部の出力に基づいて誤り情報を出力する誤り情報出力
部、を有することを特徴とする直接拡散受信データの誤り推
定装置。
【請求項３】前記誤り情報に基づいて受信品質情報を
送信する送信手段を有することを特徴とする請求項１ま
たは２に記載の直接拡散受信データの誤り推定装置。
【請求項４】直接拡散信号を受信して受信データを出
力する初期データ受信部、前記直接拡散信号からあらかじめ得られた受信データに
基づき、前記直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリ
カを生成し、前記直接拡散信号から前記レプリカを差し
引いた信号に基づいて、干渉信号の影響が低減された受
信データを出力する複数段の干渉キャンセラを有すると
ともに、前記干渉キャンセラの第１段目に前記初期デー
タ受信部の出力を入力し、前記複数段の干渉キャンセラ
が縦続的に動作する干渉キャンセル部、前記干渉キャンセラの各段に対応し、前記干渉キャンセ
ラの各段の入力データの値および出力データの値を比較
して不一致の割合を出力する複数の比較部を有し、該複
数の比較部の出力に基づいて誤り情報を出力する誤り情
報出力部、および、前記複数段の干渉キャンセラの縦続動作に伴い前記誤り
情報に応じて、前記干渉キャンセル部の動作を途中で停
止させるとともに、前記干渉キャンセル部の出力を受信
装置の出力データとする制御手段、を有することを特徴とする直接拡散受信装置。
【請求項５】直接拡散信号を受信して受信データを出
力する初期データ受信部、前記直接拡散信号からあらかじめ得られた受信データに
基づき、前記直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプリ
カを生成し、前記直接拡散信号から前記レプリカを差し
引いた信号に基づいて、干渉信号の影響が低減された受
信データを出力する複数段の干渉キャンセラを有すると
ともに、前記干渉キャンセラの第１段目に前記初期デー
タ受信部の出力を入力し、前記複数段の干渉キャンセラ
が縦続的に動作する干渉キャンセル部、前記干渉キャンセラの所定の段に対応し、前記干渉キャ
ンセラの所定の段の入力データの値および出力データの
値を比較して不一致の割合を出力する比較部を有し、該
比較部の出力に基づいて誤り情報を出力する誤り情報出
力部、および、前記複数段の干渉キャンセラの縦続動作に伴い、前記誤
り情報に応じて、前記複数段の干渉キャンセラを縦続動
作させる段数を決定し、前記干渉キャンセル部の出力を
受信装置の出力データとする制御手段、を有することを特徴とする直接拡散受信装置。
【請求項６】前記初期データ受信部は、直接拡散信号
を受信するＲａｋｅ受信部であることを特徴とする請求
項４または５に記載の直接拡散受信装置。
【請求項７】前記誤り情報に基づいて受信品質情報を
送信する送信手段を有することを特徴とする請求項４な
いし６のいずれか１項に記載の直接拡散受信装置。