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JP3076592B2 - デジタル送信システム用先行歪ませ装置 - Google Patents

デジタル送信システム用先行歪ませ装置

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JP3076592B2
JP3076592B2 JP02266161A JP26616190A JP3076592B2 JP 3076592 B2 JP3076592 B2 JP 3076592B2 JP 02266161 A JP02266161 A JP 02266161A JP 26616190 A JP26616190 A JP 26616190A JP 3076592 B2 JP3076592 B2 JP 3076592B2
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  • Transmitters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、所定の入力データを送信するために増幅器
を通す前に逆の意味で入力データを先行歪ませする先行
歪ませ回路からなり、変調器及びデータを歪ませる電力
増幅器の助けで、周期Ｔを有するシンボルクロックＨの
速度で複合入力データを送信するデジタル送信システム
用先行歪ませ装置に係る。
本発明はデータ送信モデム，マイクロ波リンク，宇宙
通信システムのようなデジタル送信システムでの適用を
見出す。
役立つスペクトルの効率的使用の為、現在のデジタル
送信システム、特にマイクロ波無線中継リンク及び電話
チャンネルについてのデータ送信システムは多重レベル
位相及び振幅変調方法を用いる。これらの変調方法は全
ての種類の歪みに対し、特に送信チェーンにおける増幅
器，混合器及び他の非線形回路からの非線形歪みに対し
非常に敏感である。マイクロ波無線中継リンク及び衛星
通信に関する特に重要な点は、送信電力増幅器又は衛星
通信の場合において搭載の電力増幅器の非線形性であ
る。これらの増幅器はその非線形特性で知られている。
それらがその線形領域で用いられる場合、それらの電力
は最大限に利用されない。それらがその飽和電力レベル
近くで動作するのが許容される場合、それらは信号を許
容できない方法で歪ませる。実際、所定の電力増幅器
で、送信された信号のレベルは、信号対雑音比及び信号
が受けた非線形歪み間の妥協点を実現するよう一定とさ
れる。従って、増幅器の最適動作点は、チャンネルの追
加雑音及び増幅器の非線形歪みの結合効果が最小になる
ことである。多重レベル変調（例えば64−QAM及び256−
QAM）に対し、この点は増幅器の飽和電力から離れてお
り、これは増幅器が効率的に使われないことを意味す
る。その効果を成す為先行歪ませ技術（固定又は適合）
が現在用いられており、それで電力増幅器の非線形性が
送信された信号上にある効果を減少させることが可能で
ある。
現在用いられている先行歪ませ技術は、その非線形性
が補償されるよう意図された電力増幅器の逆関数にせま
る非線形回路を、送信器の中間周波数段に挿入すること
からなる。増幅器の関数と丁度逆が合成される場合、こ
の技術は（非線形歪みなしに）完全な出力信号を得るこ
とを可能にする。しかし、まったく逆の関数を得るのに
回路に無限の複雑性を要するので、これは実現不可能で
ある。実際上は近似をもって足り、多くの場合増幅器の
非線形関数を表わすテイラー級数は３次に限られ、先行
歪ませ回路は３次のものでも、合成され、これにより２
つの縦続回路がもはや３次歪みを有さない。高次（５次
及び７次）の項は出力に現れるが、当初の３次歪みと比
較して小さい増幅を有する。その結果、システム性能の
ある改良がある。中間周波数段におけるこれらの先行歪
ませ回路の欠点は、それらがアナログ回路であるという
事実にある。それらは、適合させ難くそれらを再調整
し、増幅器応答時間及び温度変化を補償するよう間欠的
介在を必要とする。この先行歪ませ技術は、自動送信電
力制御を有したい場合には不要となる。
別なより最近の先行歪ませ技術は送信さるべきデータ
のアルファベットを変更することからなる。「データ先
行歪ませ」又は「ベースバンド先行歪ませ」と呼ばれる
この技術は、米国特許第4,291,277号及びベルシステム
テクニカルジャーナル,62巻,1983年４月,1019−1033頁,
A.A.M.サレー及びＪ・サルツによる論文「デジタル無線
システムにおける電力増幅器の適合線形化」から知られ
ている。
A.A.M.サレー及びＪ・サルツの論文において、第１図
は適合先行歪ませ回路の系統図であり、該回路は変調器
の入力に元の方法星座図に基づいた歪んだ星座図、例え
ば２つの直交キャリアーの増幅変調（QAM）を発生す
る。増幅器は大きい振幅を有する点のネット圧縮及びネ
ット回転を発生することにより星座図に影響を及ぼす。
この効果を補償する為、元の星座図は、それが電力増幅
器を通った後その元の二乗になるように歪まされる。従
って、先行歪ませ回路が最適化される場合、それは（利
得及び位相は別として）電力増幅器の逆を形成し、増幅
器の非線形性に対する完全な補償を可能にする。この回
路を適合させるために、信号は増幅器の出力で取り出さ
れ、復調され、次に記号1/Tの送信速度でサンプルさ
れ、これらのサンプルは用いられるQAM星座図に対応す
る点と比較される。これらの比較は従来のアルゴリズム
の助けで先行歪ませ回路の最適化を可能にする制限信号
を得ることを可能にする。しかし、この第１図で用いら
れる系統図は非常に単純である。その理由は変調器の前
又は電力増幅器の前に波を有さないからである。かく
て、それは一般的に用いられる解決策に相当しない。実
際において、現在のシステムではナイキスト形式のスペ
クトル整形波器を常に用い、これは決定時点で記号間
干渉がゼロになることを保証する一方、信号の帯域幅を
制限することを可能にする。この波は決定時点で信号
対雑音比を最大にする為送信器及び受信器間で略等しく
分割される。この形式のシステムにおいて、増幅器の非
線形の効果は二倍になり：星座図は変形されるだけでな
く、点の雲が星座図の各点に関連する記号間干渉が現れ
る。しかし、上述の先行歪ませ技術はこの第２の効果を
補償することができない。
かくて、問題は星座図を補正するのみならず、元の星
座図の各点が点の雲に分散するのをかなり減少させるこ
とを可能にする先行歪ませ回路を実現することである。
この目的は雑音性の減少及び所望の材料の品質を最大
化することにより達成されなければならない。
この問題の解決策は、先行歪ませ回路が2Nビット（チ
ャンネル当たりＮビット）でエンコードされた波さ
れ、オーバサンプルされたデータを入力データに応じて
速度K/T（ここで、Ｋは１より大きい整数）で先行歪ま
せ回路に印加する送信フィルタからなり、該先行歪ませ
回路は：−2Nビットでエンコードされた波されたデー
タを2Mビット（Ｍ＜Ｎ）でエンコードされたデータに変
換するエンコーダと、 −2Mビットでアドレスされ、22M複素先行歪ませ係数
を蓄積するメモリと、 −各データ素子に対し、2Nビットの波されたデータ
素子を先行歪ませされたデータ（FI,FQ）を発生する選
択された先行歪ませ係数で乗算する複合乗算器を含む。
送信波器は受信端部で波によりなされるスペクト
ル整形を実行し、これにより送信−受信波全体が決定
時点で記号間干渉をゼロとすることを保証するナイキス
ト波器である。点の雲の寸法を縮小する為、記号同期
Ｔ当たり１以上のサンプルを補正することが必要であ
る。
従って、カスケード方法で近似の先行歪ませされたデ
ータ、次に訂正されたデータを決めることは2Nビットの
全フィールドの助けでデータを決めるのに比較された単
に少ない量の材料を必要とするだけである。これは特に
先行歪ませ回路がメモリを用いる際に重要である。本発
明により動作する場合、メモリの寸法は十分に小さくな
る。
エンコーダは波されたデータの2Nビットから2M最上
位ビットを選択する。
しかし、エンコータにより実行される関数はより複雑
になりうる。従って、同相及び直角位相チャンネルに関
する各Ｎビットエンコードされた座標（r,q）に対し、
エンコーダはモジュラス（r2＋q2）を決め、2Mビットで
それをエンコードする。
エンコーダの前に挿入され、オーバサンプルされた2N
−ビットのエンコードデータを供給する送信波器は、
アナログ・デジタル変換器が後に続くデジタルフィルタ
かアナログフィルタかのいずれかである。
本発明を固定先行歪ませ回路からなるシステムに対し
て更に説明する。実際、歪ませ機構が比較的安定してい
るか、それに対し、完全な補正がサーチされない状態が
ある。しかし、一般的に、歪ませ機構は進歩が見込め、
連続的にそれらを補正することが必要である。この場合
には、先行歪ませ回路は適合化され、従って、送信され
たデータの流れの復調により入力データ及び送信された
データの比較に応じて先行歪ませ回路を連続的に適合化
する適合化回路からなる。見出される差はメモリ内で蓄
積され、規則的に更新された先行歪ませ係数を補正する
のに用いられる。
以下図面と共に本発明による実施例を説明する。
実施例 第１図は64−QAMタイプの従来技術の星座図である。
変調器の入力Ｉ（同相）及びＱ（直角位相）は独立で、
各チャンネルの記号はアルファベット（±d,±3d,±5d,
±7d）でその値をとる。
送信されるためには、変調器からの信号は一般的に小
さい電力で、即ちその特性の直線部分で用いられる電力
増幅器に送られる。高電力でこの増幅器は非直線であ
り、信号を許容できないほど歪ませる。飽和近くで作動
しているかかる増幅器の出力で64−QAMタイプの星座図
を見る場合は、第2A図に示されるように歪んだ星座図が
観察される。従来技術によると、第2B図の系統図による
逆の意味で星座図を先行歪ませさせることで十分であ
り、それにより元の変形のない星座図が増幅器の出力に
得られる。かかる単純な状態は、信号の帯域幅をはっき
り制限するため電力増幅器の前に常に波がある現実に
そぐわない。波器がない場合、変調器の入力での信号
は、記号同期Ｔにつき一度段階的に変化する。従って、
1/Tの速度で信号に作用する先行歪ませ回路は完全な補
償を行なう。これと対照的に、信号が波されると、そ
れはもはや段階的にではなく、連続的に変化する。非線
形効果の完全な補償の為、信号を記号同期Ｔにつき一回
観察して、これらの隙間に歪みを補償することはもはや
十分ではない。
波された信号の存在で、増幅器の出力の星座図は第
3A図に示される。それは従来の先行歪ませ回路で第3B図
に示すものとなる。従って、星座図の各点は、点の雲と
なり、それは許容されない。波された信号で作動され
るため、記号周期につき１つ以上の点で補正を行なわな
ければならない。従って、送信信号のスペクトル整形は
その出力に速度K/T（Ｋ＞２）で波されたデータを発
生するディジタルフィルタによりなされる。この信号整
形がアナログフィルタにより実現される場合、フィルタ
を出る信号は速度K/Tでサンプルされる。この方法で、T
/K秒毎に歪ませうる波された信号のサンプルを処理す
る。
第４図は、Ｎビットでエンコードされたサンプルを速
度K/T（Ｋは少なくとも２に等しい整数）で発生する送
信フィルタ10及びデジタル・アナログ変換器12が後に続
く先行歪ませ回路11を有する歪ませ装置9,アナログフィ
ルタ13,変調器14及び増幅器15からなるデジタル送信シ
ステムを示す。送信アンテナに伝送さるべきデータを歪
ませるのがこの増幅器である。
第５図は先行歪ませ回路11の系統図の例を示す。それ
は2N−ビットエンコーディングを2M−ビットエンコーデ
ィングに減少させるエンコーダ20からなる。従って、例
えば、256−QAM変調方法に対し、数Ｎ＝10ビットはＭ＝
４又は５ビットに減少しうる。これは2Mビットによりア
ドレスされるメモリ51の寸法をかなり減少させる。この
メモリ51は星座部の各点に関連する複素先行歪ませ係数
を蓄積する。これらの複素先行歪ませ係数は、波され
た2Nビットのエンコードされたデータを乗算する乗算器
52で用いられる。従って、第４図で既に述べたユニット
により送信される先行歪まされたデータ（FI,FQ）が出
力に得られる。
エンコーダ20は2Mビットを有するアドレスメモリ51へ
の同相及び直角位相チャンネルのＮビットの各フィール
ドからＭ最上位ビットを選択する。
エンコーダ20はより複合機能も実行する。2N−ビット
エンコードされたデータ素子は同相及び直角位相チャン
ネルに関連するその座標ｒ及びｑにより表わされる。エ
ンコーダ20はこのデータ素子に属するモジュラスr2＋q2
を計算し、2Mビットでこのモジュラスをエンコードす
る。歪みは点のモジュラスの変化に依存するので、これ
は興味深い。用いられるべき先行歪ませ係数を決める他
の関数は当業者には容易に考えられる。
第４図の系統図は、データを歪ませ、一定構造の場合
に増幅器により導入される歪みを補正することが可能で
ある送信システムを表わす。しかし、或いは適合構造を
実現化することは可能である。これは第６図の系統図で
表わされる。第４図と同じ素子は同じ参照番号により表
わされる。この場合、増幅器15の出力信号は低域フィル
タ82が後に続く復調器81に供給されるようタップされ、
フィルタ82の出力信号は適合回路83に供給される。この
回路はフィルタ82の出力信号をサンプルし、これらのデ
ータを入力データと比較する。差は誤差信号を生じさ
せ、例えば新しい複素先行歪ませ係数を蓄積することに
より先行歪ませ回路11を更新させる（接続線84）。
【図面の簡単な説明】
第１図は64−QAM変調の星座図、第2A図は波がないシ
ステム又は全てのナイキスト波が増幅器段の後でなさ
れる場合における電力増幅器により歪まされた64−QAM
星座図、第2B図は従来技術により第2A図で示された歪み
の補償用の最適化された先行歪まされた星座図、第3A図
は波全体が送信及び受信端部間で等しく分割され、送
信端部の一部が増幅器より前に置かれた時に現れる増幅
器により歪まされた星座図、第3B図は第3A図と同じ状況
であるが、従来技術の先行歪ませ回路を含む星座図、第
４図は本発明によるデジタル送信システムの系統図、第
５図は本発明による先行歪ませ回路の系統図、第６図は
本発明による適合先行歪ませ回路からなるデジタル送信
システムの系統図である。 ９……先行歪ませ装置、10……送信フィルタ、11……先
行歪ませ回路、12……デジタル・アナログ変換器、13…
…アナログフィルタ、14……変調器、15……増幅器、20
……エンコーダ、51……メモリ、52……乗算器、81……
復調器、82……低域フィルタ、83……適合回路、84……
接続線。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−135249（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−214843（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04B 1/04 H04B 7/005

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】所定の入力データを送信するため、入力デ
    ータを歪ませる電力増幅器に通される前に入力データを
    逆向きに先行して歪ませる先行歪ませ回路を含み、変調
    器及び電力増幅器を用いて、周期Ｔを有するシンボルク
    ロックＨの速度で複素入力データを送信するデジタル送
    信システム用先行歪ませ装置であって、 Ｎが１チャネルあたりのビット数を表わし、ｋが２以上
    の整数を表わすとき、上記入力データに応じて、2Nビッ
    トでエンコードされ、濾波され、オーバーサンプリング
    されたデータを速度k/Tで上記先行歪ませ回路に供給す
    る送信フィルタを有し、 上記先行歪ませ回路は、 ＭがＭ＜Ｎなるビット数を表わすとき、2Nビットでエン
    コードされ、濾波されたデータを2Mビットでエンコード
    されたデータに変換するエンコーダと、 2Mビットでアドレスされ、22M個の複素先行歪ませ係数
    を蓄積するメモリと、 濾波された2Nビットのデータの要素毎に、データの要素
    を選択された先行歪ませ係数で乗算し、先行して歪ませ
    られたデータを発生させる複素乗算器とを含むことを特
    徴とする先行歪ませ装置。
  2. 【請求項２】上記エンコーダは、濾波された上記データ
    の2Nビットの中から最上位2Mビットを選択することを特
    徴とする請求項１記載の先行歪ませ装置。
  3. 【請求項３】同相及び直角位相チャネルに関連した2Nビ
    ットのエンコードされた座標（r,q）毎に、上記エンコ
    ーダは複素数の絶対値（r2＋q2）を決定し、2Mビットで
    それをエンコードすることを特徴とする請求項１記載の
    先行歪ませ装置。
  4. 【請求項４】上記送信フィルタは、デジタルフィルタ、
    又は、アナログ・デジタル変換器が後置されたアナログ
    フィルタであることを特徴とする請求項１乃至３のうち
    いずれか一項記載の先行歪ませ装置。
  5. 【請求項５】上記先行歪ませ回路は、適応性があり、上
    記入力データと送信されたデータとの比較に応じて、上
    記送信されたデータのストリームを復調することにより
    上記先行歪ませ回路を連続的に適応させる適応回路を更
    に有することを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれ
    か一項記載の先行歪ませ装置。
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FR8913092 1989-10-06

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JPH03135232A JPH03135232A (ja) 1991-06-10
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EP (1) EP0421533B1 (ja)
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AU (1) AU642615B2 (ja)
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