JPH0626352B2 - プログラマブル変調回路 - Google Patents
プログラマブル変調回路Info
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- JPH0626352B2 JPH0626352B2 JP62291708A JP29170887A JPH0626352B2 JP H0626352 B2 JPH0626352 B2 JP H0626352B2 JP 62291708 A JP62291708 A JP 62291708A JP 29170887 A JP29170887 A JP 29170887A JP H0626352 B2 JPH0626352 B2 JP H0626352B2
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- circuit
- digital
- bias
- voltage
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はプログラマブル変調回路の改良に関する。
［従来の技術］ デジタル通信用モデム、特にデジタル衛星通信には、高
精度の位相変調回路が用いられている。
精度の位相変調回路が用いられている。
従来、この種の位相変調回路は、位相変調用ミキサを構
成するダイオードあるいはトランジスタが非線形特性を
有し、さらにその周波数特性が不均一であった。
成するダイオードあるいはトランジスタが非線形特性を
有し、さらにその周波数特性が不均一であった。
このため、高精度な位相変調特性を得るには、位相変調
器の局発周波数等の入出力信号条件や、動作温度環境等
の使用条件が変わる度に、変調位相誤差、変調振幅誤差
を補正するため精密な調整が必要となっていた。
器の局発周波数等の入出力信号条件や、動作温度環境等
の使用条件が変わる度に、変調位相誤差、変調振幅誤差
を補正するため精密な調整が必要となっていた。
［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来の位相変調回路は、衛星通信を使用するＩ
ＢＳ（Intelsat Business Service）システム及びこれ
に類似するシステムに広く用いられている。
ＢＳ（Intelsat Business Service）システム及びこれ
に類似するシステムに広く用いられている。
このようなシステムでは、位相変調回路をそれぞれ異な
るチャンネル（ＩＦキャリア周波数）で運用し、かつ適
時、任意のチャンネルに設定可能な構成と、それぞれの
チャンネルで均一な位相変調特性を必要とする。
るチャンネル（ＩＦキャリア周波数）で運用し、かつ適
時、任意のチャンネルに設定可能な構成と、それぞれの
チャンネルで均一な位相変調特性を必要とする。
しかし、最大チャンネル割当は22.5ＫＨＦ間隔で行わ
れ、ＩＦ（中間周波）140ＭＨｚ帯を使用するシステム
では3,200チャンネル、70ＭＨｚ帯を使用するシステム
では1,600チャンネルと広範囲である。
れ、ＩＦ（中間周波）140ＭＨｚ帯を使用するシステム
では3,200チャンネル、70ＭＨｚ帯を使用するシステム
では1,600チャンネルと広範囲である。
従って、前者あるいは両者の周波数帯でこれを併用する
ことを考慮すると、従来の位相変調器は、広域局発周波
で均一な位相変調特性を得ることがむずかしいため、一
般に固定局発周波で位相変調を行い、しかるのち、チャ
ンネルシンセサイザーを用いて周波数変換を行なう方式
となっていた。
ことを考慮すると、従来の位相変調器は、広域局発周波
で均一な位相変調特性を得ることがむずかしいため、一
般に固定局発周波で位相変調を行い、しかるのち、チャ
ンネルシンセサイザーを用いて周波数変換を行なう方式
となっていた。
このため、従来装置では、固定局発振器が必要となり、
しかも周波数変換による不要波が発生しこれを除去する
手段が必要となるため、装置全体が複雑かつ高価なもの
となっていしまうという問題があった。
しかも周波数変換による不要波が発生しこれを除去する
手段が必要となるため、装置全体が複雑かつ高価なもの
となっていしまうという問題があった。
本発明は、この様な従来の課題に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、従来の問題点を解決し、広範囲な局
発周波数で使用可能な精度のよいプラグラマブル変調回
路を提供することにある。
あり、その目的は、従来の問題点を解決し、広範囲な局
発周波数で使用可能な精度のよいプラグラマブル変調回
路を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するため、本発明のプログラマブル変調
回路は、 デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第一ベースバント信号線路上に接
続された第一の変調器Ｃ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第二ベースバント信号線路上に接
続された第二の変調器Ｃａ、 これら第一，第二の変調器Ｃ，Ｃａ間に接続され、第一
変調器Ｃへのキャリア入力信号と第二変調器Ｃａへのキ
ャリア入力信号との間に位相差をもたせる可変位相器
Ｄ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃａとの間に接続さ
れたデジタルアナログ変換器Ｂ２、 前記データ記憶回路Ａと前記可変位相器Ｄとの間に接続
されたデジタルアナログ変換器Ｂ３、 を有し、 前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変位相器Ｄを制御するための
バイアス用の補正値をキャリア周波数ごとに数値化して
前記デジタル記憶回路Ａに蓄積しておき、使用キャリア
周波数を示す信号によって前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変
位相器Ｄごとのバイアス用の補正値を読出すとともに、
前記デジタルアナログ変換回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３におい
て補正制御電圧に変換し、このバイアス用の補正電圧を
前記補正電圧合成回路Ｆを介して前記変調器Ｃ，Ｃａ及
び可変位相器Ｄに供給することによって変調誤差の補正
を行なう構成としてあり、 また、デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、ベースバント信号線路上に接続さ
れた変調器Ｃ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１ を有し、 前記変調器Ｃを制御するためのバイアス用の補正値をキ
ャリア周波数ごとに数値化して前記記憶回路Ａに蓄積し
ておき、使用キャリア周波数を示す信号によって前記変
調器Ｃのバイアス用の補正値を読出すとともに、前記デ
ジタルアナログ変換回路Ｂ１において補正制御電圧に変
換し、このバイアス用の補正電圧を前記補正電圧合成回
路Ｆを介して変調器に供給することにより変調誤差の補
正を行なう構成としてある。
回路は、 デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第一ベースバント信号線路上に接
続された第一の変調器Ｃ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第二ベースバント信号線路上に接
続された第二の変調器Ｃａ、 これら第一，第二の変調器Ｃ，Ｃａ間に接続され、第一
変調器Ｃへのキャリア入力信号と第二変調器Ｃａへのキ
ャリア入力信号との間に位相差をもたせる可変位相器
Ｄ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃａとの間に接続さ
れたデジタルアナログ変換器Ｂ２、 前記データ記憶回路Ａと前記可変位相器Ｄとの間に接続
されたデジタルアナログ変換器Ｂ３、 を有し、 前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変位相器Ｄを制御するための
バイアス用の補正値をキャリア周波数ごとに数値化して
前記デジタル記憶回路Ａに蓄積しておき、使用キャリア
周波数を示す信号によって前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変
位相器Ｄごとのバイアス用の補正値を読出すとともに、
前記デジタルアナログ変換回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３におい
て補正制御電圧に変換し、このバイアス用の補正電圧を
前記補正電圧合成回路Ｆを介して前記変調器Ｃ，Ｃａ及
び可変位相器Ｄに供給することによって変調誤差の補正
を行なう構成としてあり、 また、デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、ベースバント信号線路上に接続さ
れた変調器Ｃ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１ を有し、 前記変調器Ｃを制御するためのバイアス用の補正値をキ
ャリア周波数ごとに数値化して前記記憶回路Ａに蓄積し
ておき、使用キャリア周波数を示す信号によって前記変
調器Ｃのバイアス用の補正値を読出すとともに、前記デ
ジタルアナログ変換回路Ｂ１において補正制御電圧に変
換し、このバイアス用の補正電圧を前記補正電圧合成回
路Ｆを介して変調器に供給することにより変調誤差の補
正を行なう構成としてある。
［実施例］ 次に、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例として直交位相変調回路を示
すブロック回路図である。
すブロック回路図である。
同図において、１，２はデジタル信号入力、３は変調回
路出力、４はメモリアドレス入力、５はキャリア入力で
ある。
路出力、４はメモリアドレス入力、５はキャリア入力で
ある。
また、Ａはデジタルデータ記憶回路、Ｃは二重平衡変調
器と、この二重平衡変調器の位相変調特性を補正するた
めのバイアス用補正電圧を直流的に合成する合成回路Ｆ
を備え、第一ベースバント信号線路上に接続された第一
の変調器、Ｃａは二重平衡変調器と、この二重平衡変調
器の位相変調特性を補正するためのバイアス用補正電圧
を直流的に合成する合成回路Ｆを備え、第二ベースバン
ト信号線路上に接続された第二の変調器、Ｄはこれら第
一，第二の変調器Ｃ，Ｃａ間に接続され、第一変調器Ｃ
へのキャリア入力信号と第二変調器Ｃａへのキャリア入
力信号との間に位相差をもたせる可変位相器、Ｂ１は前
記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続された
デジタルアナログ変換回路、Ｂ２は前記データ記憶回路
Ａと前記変調器Ｃａとの間に接続されたデジタルアナロ
グ変換器、Ｂ３は前記データ記憶回路Ａと前記可変位相
器Ｄとの間に接続されたデジタルアナログ変換器、Ｅは
ローパスフィルタである。
器と、この二重平衡変調器の位相変調特性を補正するた
めのバイアス用補正電圧を直流的に合成する合成回路Ｆ
を備え、第一ベースバント信号線路上に接続された第一
の変調器、Ｃａは二重平衡変調器と、この二重平衡変調
器の位相変調特性を補正するためのバイアス用補正電圧
を直流的に合成する合成回路Ｆを備え、第二ベースバン
ト信号線路上に接続された第二の変調器、Ｄはこれら第
一，第二の変調器Ｃ，Ｃａ間に接続され、第一変調器Ｃ
へのキャリア入力信号と第二変調器Ｃａへのキャリア入
力信号との間に位相差をもたせる可変位相器、Ｂ１は前
記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続された
デジタルアナログ変換回路、Ｂ２は前記データ記憶回路
Ａと前記変調器Ｃａとの間に接続されたデジタルアナロ
グ変換器、Ｂ３は前記データ記憶回路Ａと前記可変位相
器Ｄとの間に接続されたデジタルアナログ変換器、Ｅは
ローパスフィルタである。
本実施例において、キャリア入力５の信号は、チャンネ
ル（ＩＦキャリア周波数）と周波数を同一とする。
ル（ＩＦキャリア周波数）と周波数を同一とする。
そして、このキャリア入力５の信号は２つに分配され、
１つは第一の変調器Ｃに、もう一方は可変位相器Ｄに入
力される。
１つは第一の変調器Ｃに、もう一方は可変位相器Ｄに入
力される。
可変位相器Ｄに入力された信号は、位相を90度可変され
第二の変調器Ｃａに入力される。
第二の変調器Ｃａに入力される。
また、デジタル信号入力１，２（任意の定められたビッ
トレート）は、それぞれローパスフィルタＥで帯域制限
され、変調器Ｃ，ｃａへ入力される。
トレート）は、それぞれローパスフィルタＥで帯域制限
され、変調器Ｃ，ｃａへ入力される。
各変調器Ｃ，Ｃａは、入力１Ｅ，２Ｅと、キャリア入力
５Ｏ，５Ｄとを位相変調し、また各変調器Ｃ，Ｃａの出
力１Ｃ，２Ｃは合成され出力信号として出力端子３から
出力される。
５Ｏ，５Ｄとを位相変調し、また各変調器Ｃ，Ｃａの出
力１Ｃ，２Ｃは合成され出力信号として出力端子３から
出力される。
また、記憶回路Ａには、位相変調回路の誤差補正値のプ
ログラムデータが蓄積され、記憶回路Ａは、チャンネル
の情報を伴ったメモリアドレス入力４のアドレス指定に
対応したメモリのデータ、すなわち変調器Ｃのバイアス
用補正値１Ａ、変調器Ｃａのバイアス用補正値２Ａ、及
び可変位相器Ｄのバイアス用補正値３Ａを、デジタルア
ナログ変換回路（ＤＡＣ）Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３へ送出す
る。
ログラムデータが蓄積され、記憶回路Ａは、チャンネル
の情報を伴ったメモリアドレス入力４のアドレス指定に
対応したメモリのデータ、すなわち変調器Ｃのバイアス
用補正値１Ａ、変調器Ｃａのバイアス用補正値２Ａ、及
び可変位相器Ｄのバイアス用補正値３Ａを、デジタルア
ナログ変換回路（ＤＡＣ）Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３へ送出す
る。
そして、デジタルアナログ変換回路Ｂ１の出力１Ｂは変
調器Ｃの補正制御を、デジタルアナログ変換回路Ｂ２の
出力２Ｂは変調器Ｃａの補正制御を、デジタルアナログ
変換回路Ｂ３の出力は可変位相器Ｄの補正制御をそれぞ
れ独立して行なう。そして、チャンネルを再設定したと
き、メモリアドレス入力４も同時に変更され、前述の手
順にしたがって位相変調特性の補正制御を行うことで、
すべてのプログラムされたチャンネルで高精度な位相変
調特性が得られる。
調器Ｃの補正制御を、デジタルアナログ変換回路Ｂ２の
出力２Ｂは変調器Ｃａの補正制御を、デジタルアナログ
変換回路Ｂ３の出力は可変位相器Ｄの補正制御をそれぞ
れ独立して行なう。そして、チャンネルを再設定したと
き、メモリアドレス入力４も同時に変更され、前述の手
順にしたがって位相変調特性の補正制御を行うことで、
すべてのプログラムされたチャンネルで高精度な位相変
調特性が得られる。
また、第２図には、２相変調回路の一実施例が示されて
いる。
いる。
本実施例の特徴は、第１図に示す装置に比較して、変調
器Ｃａ、可変位相器Ｄ、変換回路Ｂ２，Ｂ３を省略した
構成としたことにある。
器Ｃａ、可変位相器Ｄ、変換回路Ｂ２，Ｂ３を省略した
構成としたことにある。
第３図には、この変調回路に用いられる変調器の一例が
示され、二重平衡変調器（エックス信号を円で囲んだ回
路）とバイアス用の補正制御電圧を直流的に合成する補
正電圧合成回路Ｆにより構成されている。
示され、二重平衡変調器（エックス信号を円で囲んだ回
路）とバイアス用の補正制御電圧を直流的に合成する補
正電圧合成回路Ｆにより構成されている。
すなわち、第３図（ａ）の変調器では、帯域制限された
ベースバンド信号１Ｅ（２Ｅ）とデジタルアナログ変換
回路の出力電圧１Ｂ（２Ｂ）とを合成回路Ｆにより合成
し、キャリア信号５Ｏ（５Ｄ）を位相変調している。
ベースバンド信号１Ｅ（２Ｅ）とデジタルアナログ変換
回路の出力電圧１Ｂ（２Ｂ）とを合成回路Ｆにより合成
し、キャリア信号５Ｏ（５Ｄ）を位相変調している。
ここで、二重平衡変調器のキャリア信号入力に設置する
補正電圧合成回路Ｆは、キャリア信号を交流的に二重平
衡変調器のキャリア入力に結合した後、二重平衡変調器
のキャリア信号入力の内部動作に最適な固有の直流電位
にするためのバイアス電圧を含む補正電圧を、直流的に
二重平衡変調器のキャリア入力に印加するように作用す
る。
補正電圧合成回路Ｆは、キャリア信号を交流的に二重平
衡変調器のキャリア入力に結合した後、二重平衡変調器
のキャリア信号入力の内部動作に最適な固有の直流電位
にするためのバイアス電圧を含む補正電圧を、直流的に
二重平衡変調器のキャリア入力に印加するように作用す
る。
また、第３図（ｂ）の変調器では、デジタルアナログ変
換回路の出力電圧１Ｂ（２Ｂ）とキャリア信号５Ｏ（５
Ｄ）とを合成回路Ｆにより合成し、これを帯域制限され
たベースバンド信号１Ｅ（２Ｅ）で位相変調している。
換回路の出力電圧１Ｂ（２Ｂ）とキャリア信号５Ｏ（５
Ｄ）とを合成回路Ｆにより合成し、これを帯域制限され
たベースバンド信号１Ｅ（２Ｅ）で位相変調している。
第３図（ｂ）に示す変調器は、ベースバンド信号の２値
の直流電圧相対値に影響を与えずに、直流電圧の絶対値
のみを二重平衡変調器の最適動作電圧に変換する固定バ
イアス変換を用いて二重平衡変調器のベースバンド信号
入力に直流結合する。
の直流電圧相対値に影響を与えずに、直流電圧の絶対値
のみを二重平衡変調器の最適動作電圧に変換する固定バ
イアス変換を用いて二重平衡変調器のベースバンド信号
入力に直流結合する。
第３図（ａ），（ｂ）の実施例は、バイアス用の補正電
圧を合成する手段が同じながら、補正電圧合成回路Ｆの
作用動作が次のように異なる。
圧を合成する手段が同じながら、補正電圧合成回路Ｆの
作用動作が次のように異なる。
第３図（ａ）に示す実施例の場合、 ベースバンド信号に直流バイアスを印加して二重平衡変
調器のベースバンド信号入力回路の直流動作点を変える
ことによって変調器出力における２相位相変調ベクトル
が、互いに（１８０°）反転したときの電力差、すなわ
ち２相変調振幅誤差が最小になるように調整する。
調器のベースバンド信号入力回路の直流動作点を変える
ことによって変調器出力における２相位相変調ベクトル
が、互いに（１８０°）反転したときの電力差、すなわ
ち２相変調振幅誤差が最小になるように調整する。
補正電圧を印加しようとするベースバンド信号は、変調
回路を用いて伝送しようとする信号の論理値が１と０を
交互に、任意時間だけ保持する動作を繰り返す２値の直
流電圧であり、この電圧は一般的に固有な直流オフセッ
トを有している。
回路を用いて伝送しようとする信号の論理値が１と０を
交互に、任意時間だけ保持する動作を繰り返す２値の直
流電圧であり、この電圧は一般的に固有な直流オフセッ
トを有している。
一方、二重平衡変調器は、入力される変調ベースバンド
信号に対して二重平衡変調器の内部動作が最適となる固
有の直流電位が設定されており、ベースバンド信号源の
電位と二重平衡変調器の最適動作電位が一致しているこ
とはまれである。
信号に対して二重平衡変調器の内部動作が最適となる固
有の直流電位が設定されており、ベースバンド信号源の
電位と二重平衡変調器の最適動作電位が一致しているこ
とはまれである。
従って、ここで用いる補正電圧合成回路Ｆは、ベースバ
ンド信号の２値の直流電圧相対値に影響を与えずに直流
電圧の絶対値のみを変調器Ｃ，Ｃａの最適動作電圧に変
換する作用と、さらに任意な補正電圧分だけ直流電圧オ
フセットを与える作用をする。
ンド信号の２値の直流電圧相対値に影響を与えずに直流
電圧の絶対値のみを変調器Ｃ，Ｃａの最適動作電圧に変
換する作用と、さらに任意な補正電圧分だけ直流電圧オ
フセットを与える作用をする。
補正電圧合成回路Ｆによってバイアス用の補正電圧を合
成しても、ベースバンド信号と二重平衡変調入力は直流
的に結合されている。
成しても、ベースバンド信号と二重平衡変調入力は直流
的に結合されている。
第３図（ｂ）に示す実施例の場合、 この補正電圧を可変したときの変調器動作は、上述のベ
ースバンド信号が有する２値の直流電圧の差を最大振幅
とする二重平衡変調器の変調信号振幅が半値幅になった
とき、変調器出力での２相位相変調ベクトル電力が最小
となるように、すなわち変調位相が互いに反転したとき
のキャリア抑圧比が最大となる補正電圧を与えるもので
ある。
ースバンド信号が有する２値の直流電圧の差を最大振幅
とする二重平衡変調器の変調信号振幅が半値幅になった
とき、変調器出力での２相位相変調ベクトル電力が最小
となるように、すなわち変調位相が互いに反転したとき
のキャリア抑圧比が最大となる補正電圧を与えるもので
ある。
あるいは、ベースバンド信号が有する２値の直流電圧が
連続して論理値１または０で変調したとき、変調器出力
の２相位相変調ベクトル位相差が限りなく１８０°に等
しくなり、いわゆる変調位相誤差を最小にするものであ
る。
連続して論理値１または０で変調したとき、変調器出力
の２相位相変調ベクトル位相差が限りなく１８０°に等
しくなり、いわゆる変調位相誤差を最小にするものであ
る。
なお、より高精度特性が要求される場合、あるいはベー
スバンド信号１Ｅ（２Ｅ）の微小電圧変化を補正する場
合は、第３図（ａ），（ｂ）の機能を合成した、すなわ
ち、合成回路Ｆを２つ用いて変調器を構成することも可
能である。
スバンド信号１Ｅ（２Ｅ）の微小電圧変化を補正する場
合は、第３図（ａ），（ｂ）の機能を合成した、すなわ
ち、合成回路Ｆを２つ用いて変調器を構成することも可
能である。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明は、変調器の特性をデジタ
ルアナログ変換回路で制御するためのデジタルデータ
を、チャンネル（ＩＦキャリア周波数）情報で選択して
読出すことにより広域周波で高精度な位相変調特性を得
ることができ、しかも、変調器のアナログ特性をデジタ
ルデータで補正することにより、容易にコンピュータシ
ュミレートによる自動調整を行うことができるという効
果がある。
ルアナログ変換回路で制御するためのデジタルデータ
を、チャンネル（ＩＦキャリア周波数）情報で選択して
読出すことにより広域周波で高精度な位相変調特性を得
ることができ、しかも、変調器のアナログ特性をデジタ
ルデータで補正することにより、容易にコンピュータシ
ュミレートによる自動調整を行うことができるという効
果がある。
第１図は本発明の好適な一例を示す直交変調回路のブロ
ック回路図、 第２図は２相変調回路の一例を示すブロック回路図、 第３図（ａ），（ｂ）は変調器の実施例を示すブロック
回路図である。 １，２：デジタル信号入力 ３：変調回路出力 ４：メモリアドレス入力 ５：キャリア入力 Ａ：データ記憶回路 Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３：デジタル／アナログ変換回路 Ｃ，Ｃａ：変調器、Ｄ：可変位相器 Ｅ：ローパスフィルタ、Ｆ：補正電圧合成回路
ック回路図、 第２図は２相変調回路の一例を示すブロック回路図、 第３図（ａ），（ｂ）は変調器の実施例を示すブロック
回路図である。 １，２：デジタル信号入力 ３：変調回路出力 ４：メモリアドレス入力 ５：キャリア入力 Ａ：データ記憶回路 Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３：デジタル／アナログ変換回路 Ｃ，Ｃａ：変調器、Ｄ：可変位相器 Ｅ：ローパスフィルタ、Ｆ：補正電圧合成回路
Claims (2)
- 【請求項１】デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第一ベースバント信号線路上に接
続された第一の変調器Ｃ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、第二ベースバント信号線路上に接
続された第二の変調器Ｃａ、 これら第一，第二の変調器Ｃ，Ｃａ間に接続され、第一
変調器Ｃへのキャリア入力信号と第二変調器Ｃａへのキ
ャリア入力信号との間に位相差をもたせる可変位相器
Ｄ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃａとの間に接続さ
れたデジタルアナログ変換器Ｂ２、 前記データ記憶回路Ａと前記可変位相器Ｄとの間に接続
されたデジタルアナログ変換器Ｂ３、 を有し、 前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変位相器Ｄを制御するための
バイアス用の補正値をキャリア周波数ごとに数値化して
前記デジタル記憶回路Ａに蓄積しておき、使用キャリア
周波数を示す信号によって前記変調器Ｃ，Ｃａ及び可変
位相器Ｄごとのバイアス用の補正値を読出すとともに、
前記デジタルアナログ変換回路Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３におい
て補正制御電圧に変換し、このバイアス用の補正電圧を
前記補正電圧合成回路Ｆを介して前記変調器Ｃ，Ｃａ及
び可変位相器Ｄに供給することによって変調誤差の補正
を行なうことを特徴としたプログラマブル変調回路。 - 【請求項２】デジタルデータ記憶回路Ａ、 二重平衡変調器と、この二重平衡変調器の位相変調特性
を補正するためのバイアス用補正電圧を直流的に合成す
る合成回路Ｆを備え、ベースバント信号線路上に接続さ
れた変調器Ｃ、 前記データ記憶回路Ａと前記変調器Ｃとの間に接続され
たデジタルアナログ変換回路Ｂ１ を有し、 前記変調器Ｃを制御するためのバイアス用の補正値をキ
ャリア周波数ごとに数値化して前記記憶回路Ａに蓄積し
ておき、使用キャリア周波数を示す信号によって前記変
調器Ｃのバイアス用の補正値を読出すとともに、前記デ
ジタルアナログ変換回路Ｂ１において補正制御電圧に変
換し、このバイアス用の補正電圧を前記補正電圧合成回
路Ｆを介して変調器に供給することにより変調誤差の補
正を行なうことを特徴としたプログラマブル変調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62291708A JPH0626352B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | プログラマブル変調回路 |
| DE3889296T DE3889296T2 (de) | 1987-11-20 | 1988-11-18 | PSK-Modulation mit einem Fehlerkorrekturspeicher. |
| AU25711/88A AU604447B2 (en) | 1987-11-20 | 1988-11-18 | Psk modulation with an error correction memory |
| EP88119223A EP0316941B1 (en) | 1987-11-20 | 1988-11-18 | PSK modulation with an error correction memory |
| US07/273,538 US4908840A (en) | 1987-11-20 | 1988-11-21 | PSK modulation with an error correction memory |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62291708A JPH0626352B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | プログラマブル変調回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JPH01135161A JPH01135161A (ja) | 1989-05-26 |
| JPH0626352B2 true JPH0626352B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
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Family Applications (1)
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| JP62291708A Expired - Lifetime JPH0626352B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | プログラマブル変調回路 |
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