JP3054954B2 - コンデンサー交流昇圧回路 - Google Patents
コンデンサー交流昇圧回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はトランスレス交流昇圧器に関し、特にノイ
ズが少なく、軽量、小型のコンデンサー交流昇圧器に関
する。
ズが少なく、軽量、小型のコンデンサー交流昇圧器に関
する。
従来より、コンデンサーとスイッチング素子を用い
て、コンデンサーを直列にしたり並列にしたり交互に切
り替えることにより交流の昇圧を行ういわゆる電子トラ
ンスが知られている。
て、コンデンサーを直列にしたり並列にしたり交互に切
り替えることにより交流の昇圧を行ういわゆる電子トラ
ンスが知られている。
しかしながら、その切替え周波数は入力交流電源の周
波数より高くなければならず、そのためノイズを生じる
という問題があった。
波数より高くなければならず、そのためノイズを生じる
という問題があった。
本発明は、この問題を解決することを主目的とするも
のであり、併せて、軽量小型のコンデンサー交流昇圧器
を提供しようとするものである。
のであり、併せて、軽量小型のコンデンサー交流昇圧器
を提供しようとするものである。
上記目的を達成するため、本発明に係るコンデンサー
交流昇圧回路は、その基本構成を第１図〜第３図に、具
体例を第５図〜第７図に示す如く、 入力交流電源（AC）の一方の端子に二つのコンデンサ
ー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組の整流回路を
それらの出力極性が互いに逆となるように並列に接続
し、それぞれの整流電圧により上記二つのコンデンサー
（C1,C2）が互いに逆の極性に充電されるように接続す
ると共に、 一方のコンデンサー（C1）の正の出力端子と負荷（Z
L）の一方の端子の間に、入力交流電源の正の半周期だ
けon動作されるスイッチング素子（T1）を直列に接続
し、 他方のコンデンサー（C2）の負の出力端子と負荷（Z
L）の一方の端子の間に、入力交流電源の負の半周期だ
けon動作されるスイッチング素子（T2）を直列に接続
し、 負荷（ZL）の他方の端子は入力交流電源の他方の端子
に接続し、 入力交流電源（AC）の周期に従って上記スイッチング
素子（T1,T2）を個別にon・off駆動する駆動回路を設
け、 これにより、負荷（ZL）の両端に、入力交流電源の正
電圧に上記一方のコンデンサー（C1）に充電された正電
圧が重畳された正電圧と、入力交流電源の負電圧に上記
他方のコンデンサー（C2）に充電された負電圧が重畳さ
れた負電圧とから形成される交流電圧が出力されるよう
構成したことを特徴とするものである。
交流昇圧回路は、その基本構成を第１図〜第３図に、具
体例を第５図〜第７図に示す如く、 入力交流電源（AC）の一方の端子に二つのコンデンサ
ー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組の整流回路を
それらの出力極性が互いに逆となるように並列に接続
し、それぞれの整流電圧により上記二つのコンデンサー
（C1,C2）が互いに逆の極性に充電されるように接続す
ると共に、 一方のコンデンサー（C1）の正の出力端子と負荷（Z
L）の一方の端子の間に、入力交流電源の正の半周期だ
けon動作されるスイッチング素子（T1）を直列に接続
し、 他方のコンデンサー（C2）の負の出力端子と負荷（Z
L）の一方の端子の間に、入力交流電源の負の半周期だ
けon動作されるスイッチング素子（T2）を直列に接続
し、 負荷（ZL）の他方の端子は入力交流電源の他方の端子
に接続し、 入力交流電源（AC）の周期に従って上記スイッチング
素子（T1,T2）を個別にon・off駆動する駆動回路を設
け、 これにより、負荷（ZL）の両端に、入力交流電源の正
電圧に上記一方のコンデンサー（C1）に充電された正電
圧が重畳された正電圧と、入力交流電源の負電圧に上記
他方のコンデンサー（C2）に充電された負電圧が重畳さ
れた負電圧とから形成される交流電圧が出力されるよう
構成したことを特徴とするものである。
上記整流回路としては、例えば第１図に示すように、
整流ダイオード（D1,D2）による半波整流回路を用いる
ことができる。
整流ダイオード（D1,D2）による半波整流回路を用いる
ことができる。
また、第２図に示すように、コンデンサー降圧直流電
源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）を用
いることもできる。
源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）を用
いることもできる。
更にまた、第３図に示すように、コンデンサー降圧直
流電源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）
と、半波形の倍電圧整流回路（D3,D5,C3,C5）（D4,D6,C
4,C6）とを組み合わせて用いるようにしてもよい。
流電源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）
と、半波形の倍電圧整流回路（D3,D5,C3,C5）（D4,D6,C
4,C6）とを組み合わせて用いるようにしてもよい。
また、半波形の倍電圧整流回路（D3,D5,C3,C5）（D4,
D6,C4,C6）のみを用いることも可能である。
D6,C4,C6）のみを用いることも可能である。
或いはまた、本発明は、その基本構成を第４図に、具
体例を第８図に示すように、 入力交流電源（AC）の一方の端子に二つのコンデンサ
ー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組のスイッチン
グ全波形倍電圧整流回路（S1,S2）をそれらの出力極性
が互いに逆となるように並列に接続し、それぞれの整流
電圧により上記二つのコンデンサー（C1,C2）が互いに
逆の極性に充電され、かつ、電源（AC）電圧と各コンデ
ンサー（C1またはC2）の充電電圧との代数和が所定電圧
に達したときそれらの充電回路を個別にoffとするスイ
ッチング動作を行なうように構成すると共に、 入力交流電源の正の半周期だけon動作するスイッチン
グ素子を二個（T1,T4）、入力交流電源の負の半周期だ
けon動作するスイッチング素子を二個（T2,T3）設け、
これら四個のスイッチング素子を交互にブリッジ状に接
続し、当該ブリッジの一端は上記二つのコンデンサー
（C1,C2）のうち一方のコンデンサー（C1）の正の出力
端子に接続し、ブリッジの他端は他方のコンデンサー
（C2）の負の出力端子に接続し、ブリッジの中間点の間
に負荷（ZL）を接続したことを特徴とするものである。
体例を第８図に示すように、 入力交流電源（AC）の一方の端子に二つのコンデンサ
ー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組のスイッチン
グ全波形倍電圧整流回路（S1,S2）をそれらの出力極性
が互いに逆となるように並列に接続し、それぞれの整流
電圧により上記二つのコンデンサー（C1,C2）が互いに
逆の極性に充電され、かつ、電源（AC）電圧と各コンデ
ンサー（C1またはC2）の充電電圧との代数和が所定電圧
に達したときそれらの充電回路を個別にoffとするスイ
ッチング動作を行なうように構成すると共に、 入力交流電源の正の半周期だけon動作するスイッチン
グ素子を二個（T1,T4）、入力交流電源の負の半周期だ
けon動作するスイッチング素子を二個（T2,T3）設け、
これら四個のスイッチング素子を交互にブリッジ状に接
続し、当該ブリッジの一端は上記二つのコンデンサー
（C1,C2）のうち一方のコンデンサー（C1）の正の出力
端子に接続し、ブリッジの他端は他方のコンデンサー
（C2）の負の出力端子に接続し、ブリッジの中間点の間
に負荷（ZL）を接続したことを特徴とするものである。
第１図の回路例において、入力交流電源ACの右側の端
子電圧をゼロとして、左側端子が負の半周期になると、
整流ダイオードD1が導通し、コンデンサーC1がほぼ入力
電圧のピーク値Vmまで充電される。このように入力電圧
が負の期間中は、スイッチング素子T1はその駆動回路
（図中、点線で示す。その詳細は第５図以下に示す。）
の作用によってoff状態に保たれている。そのため、入
力電圧がピークを過ぎても、コンデンサーC1は上記ピー
ク電圧Vmを保持する。次いで入力電圧が正の半周期にな
ると、整流ダイオードD1は導通せず、スイッチング素子
T1がその駆動回路によりonされる。然るときは、正の入
力電圧とコンデンサーC1に充電された正の電圧とが加わ
りあって、負荷ZLの両端にはピーク値約2Vmの正電圧が
出力される。
子電圧をゼロとして、左側端子が負の半周期になると、
整流ダイオードD1が導通し、コンデンサーC1がほぼ入力
電圧のピーク値Vmまで充電される。このように入力電圧
が負の期間中は、スイッチング素子T1はその駆動回路
（図中、点線で示す。その詳細は第５図以下に示す。）
の作用によってoff状態に保たれている。そのため、入
力電圧がピークを過ぎても、コンデンサーC1は上記ピー
ク電圧Vmを保持する。次いで入力電圧が正の半周期にな
ると、整流ダイオードD1は導通せず、スイッチング素子
T1がその駆動回路によりonされる。然るときは、正の入
力電圧とコンデンサーC1に充電された正の電圧とが加わ
りあって、負荷ZLの両端にはピーク値約2Vmの正電圧が
出力される。
負電圧についても同様の動作原理により、負の入力電
圧にコンデンサーC2に充電された負電圧が重畳されてピ
ーク値約−2Vmの負の出力電圧が得られる。
圧にコンデンサーC2に充電された負電圧が重畳されてピ
ーク値約−2Vmの負の出力電圧が得られる。
第１図の右側の上段のグラフはこの回路の入力交流波
形を示し、下段のグラフはこれに対応する負荷ZLの両端
間の出力電圧波形を示している。
形を示し、下段のグラフはこれに対応する負荷ZLの両端
間の出力電圧波形を示している。
第２図の回路例は、第１図の整流ダイオードD1,D2の
代わりにコンデンサー降圧直流電源回路またはスイッチ
ング直流電源回路S1,S2を用いたものである。入力電圧
が負の半周期の間は直流電源回路S1を通じて、コンデン
サーC1が直流電源回路S1の出力電圧Vnまで充電される。
次いで正の半周期に入ると、入力電圧Vmとこのコンデン
サーC1の電圧Vnとが重畳され、負荷ZLの両端には約Vm＋
Vnのピーク交流出力電圧が得られる。
代わりにコンデンサー降圧直流電源回路またはスイッチ
ング直流電源回路S1,S2を用いたものである。入力電圧
が負の半周期の間は直流電源回路S1を通じて、コンデン
サーC1が直流電源回路S1の出力電圧Vnまで充電される。
次いで正の半周期に入ると、入力電圧Vmとこのコンデン
サーC1の電圧Vnとが重畳され、負荷ZLの両端には約Vm＋
Vnのピーク交流出力電圧が得られる。
またこのときは、もう一方のコンデンサー降圧直流電
源回路またはスイッチング直流電源回路S2を通じて、コ
ンデンサーC2が電圧−Vnまで充電され、次の負の半周期
で−（Vm＋Vn）のピーク交流出力電圧が得られる。
源回路またはスイッチング直流電源回路S2を通じて、コ
ンデンサーC2が電圧−Vnまで充電され、次の負の半周期
で−（Vm＋Vn）のピーク交流出力電圧が得られる。
第３図の回路例においては、第２図の場合と同様に出
力電圧Vn,−Vnの直流電源回路S1,S2を用いると共に、正
の出力側にはD3,D5,C3,C5から成る半波形の電圧増倍整
流回路を設け、負の出力側にも同様にD4,D6,C4,C6から
成る半波形の電圧増倍整流回路を設けてある。この回路
の動作は次の通りである。起動直後、ACの左側端子が負
の半周期の時、直流電源回路S1によりC1がVnまで充電さ
れる（C1の右側端子を正とする。）。次のACの正の半周
期間に、C1の充電電圧とACの電圧により、C3がVm＋Vnに
充電される（C3の上側端子を正とする。）。次のACの負
の半周期間に、C1及びC3の充電電圧とACの電圧により、
C5が2Vmに充電される（C5の右側端子を正とする。）。
よって、定常状態においては、ACの正の半周期間にスイ
ッチング素子T1が導通することにより、負荷ZLには、A
C、C1及びC5の電圧を加算した電圧、即ち、3Vm＋Vnをピ
ークとする電圧が出力されることになる（第３図右側下
段のグラフ参照）。
力電圧Vn,−Vnの直流電源回路S1,S2を用いると共に、正
の出力側にはD3,D5,C3,C5から成る半波形の電圧増倍整
流回路を設け、負の出力側にも同様にD4,D6,C4,C6から
成る半波形の電圧増倍整流回路を設けてある。この回路
の動作は次の通りである。起動直後、ACの左側端子が負
の半周期の時、直流電源回路S1によりC1がVnまで充電さ
れる（C1の右側端子を正とする。）。次のACの正の半周
期間に、C1の充電電圧とACの電圧により、C3がVm＋Vnに
充電される（C3の上側端子を正とする。）。次のACの負
の半周期間に、C1及びC3の充電電圧とACの電圧により、
C5が2Vmに充電される（C5の右側端子を正とする。）。
よって、定常状態においては、ACの正の半周期間にスイ
ッチング素子T1が導通することにより、負荷ZLには、A
C、C1及びC5の電圧を加算した電圧、即ち、3Vm＋Vnをピ
ークとする電圧が出力されることになる（第３図右側下
段のグラフ参照）。
第４図の回路例においては、コンデンサー降圧直流電
源回路またはスイッチング直流電源回路S1,S2を全波形
倍電圧整流回路として、その直流出力電圧をほぼ2Vnに
すると共に、四つのスイッチング素子T1〜T4を入力交流
電源または入力交流電源と同期する信号源でon・off駆
動することによって方形波または正弦波インバータを構
成し、これにより、負荷ZLの両端に入力交流電圧の２倍
以下の出力交流電圧±2Vnを得ることも可能なことが理
解できよう（第４図右側下段のグラフ参照）。
源回路またはスイッチング直流電源回路S1,S2を全波形
倍電圧整流回路として、その直流出力電圧をほぼ2Vnに
すると共に、四つのスイッチング素子T1〜T4を入力交流
電源または入力交流電源と同期する信号源でon・off駆
動することによって方形波または正弦波インバータを構
成し、これにより、負荷ZLの両端に入力交流電圧の２倍
以下の出力交流電圧±2Vnを得ることも可能なことが理
解できよう（第４図右側下段のグラフ参照）。
以下、第５図〜第８図に示す具体的な実施例を参照し
つつ本発明を更に詳細に説明する。
つつ本発明を更に詳細に説明する。
第５図は、本発明を交流倍電圧器として構成した実施
例を示す回路図である。高圧系電源の電気製品を低圧系
電源の国へ持って行って使う時、このような交流倍電圧
器が必要となる。その原理的な等価回路は第１図に示し
たものの通りであるので、ここでは出力段のスイッチン
グ素子T1,T2のon・off制御を行う駆動回路と、その他の
回路要素について説明する。
例を示す回路図である。高圧系電源の電気製品を低圧系
電源の国へ持って行って使う時、このような交流倍電圧
器が必要となる。その原理的な等価回路は第１図に示し
たものの通りであるので、ここでは出力段のスイッチン
グ素子T1,T2のon・off制御を行う駆動回路と、その他の
回路要素について説明する。
第５図において、D3,T3,R5,R3がスイッチング素子T1
をon・off駆動する回路、D4,T4,R6,R4がスイッチング素
子T2をon・off駆動する回路（いずれも第１図中点線で
示したもの）である。R2,C3は簡単な波形改善回路を構
成する。R1は突入電流を抑える抵抗である。R1またはR2
の値を適切に設定することにより、歪の少ない正弦波を
得ることができる。また、このR1およびR2にサミスタ抵
抗を用いることにより、大電流出力時の熱損失を低減で
きる。R9,R10はコンデンサーの蓄積電荷放電用の抵抗で
ある。
をon・off駆動する回路、D4,T4,R6,R4がスイッチング素
子T2をon・off駆動する回路（いずれも第１図中点線で
示したもの）である。R2,C3は簡単な波形改善回路を構
成する。R1は突入電流を抑える抵抗である。R1またはR2
の値を適切に設定することにより、歪の少ない正弦波を
得ることができる。また、このR1およびR2にサミスタ抵
抗を用いることにより、大電流出力時の熱損失を低減で
きる。R9,R10はコンデンサーの蓄積電荷放電用の抵抗で
ある。
第６図は、コンデンサー降圧式の直流電源回路で得ら
れる補償電圧を利用して昇圧を行うようにした実施例を
示しており、その原理的な等価回路は第２図に示したも
のの通りである。即ち、C4,D1,C1から成る回路において
C1の分圧を取り出すことにより一つの簡単なコンデンサ
ー降圧直流電源回路（第２図におけるS1の一つの具体例
に相当）が構成され、同様にC4,D2,C2から成る回路によ
りもう一つのコンデンサー降圧直流電源回路（第２図に
おけるS2に相当）が構成される。これらの直流電源回路
が補償電圧を提供する。その補償電圧はC4とC1またはC2
との容量比で定まる。負荷ZLの両端には、入力交流電圧
にこの補償電圧が重畳された出力電圧が得られること
は、これまでの説明から容易に理解できよう。ただ、C4
は無極性コンデンサーでなければならないので、大電力
用としては不向きである。なお、D3,T3,R5,R3、およびD
4,T4,R6,R4は、第５図の場合と同様にスイッチング素子
T1およびT2の駆動回路である。
れる補償電圧を利用して昇圧を行うようにした実施例を
示しており、その原理的な等価回路は第２図に示したも
のの通りである。即ち、C4,D1,C1から成る回路において
C1の分圧を取り出すことにより一つの簡単なコンデンサ
ー降圧直流電源回路（第２図におけるS1の一つの具体例
に相当）が構成され、同様にC4,D2,C2から成る回路によ
りもう一つのコンデンサー降圧直流電源回路（第２図に
おけるS2に相当）が構成される。これらの直流電源回路
が補償電圧を提供する。その補償電圧はC4とC1またはC2
との容量比で定まる。負荷ZLの両端には、入力交流電圧
にこの補償電圧が重畳された出力電圧が得られること
は、これまでの説明から容易に理解できよう。ただ、C4
は無極性コンデンサーでなければならないので、大電力
用としては不向きである。なお、D3,T3,R5,R3、およびD
4,T4,R6,R4は、第５図の場合と同様にスイッチング素子
T1およびT2の駆動回路である。
第７図に示した実施例も、補償電圧を利用して昇圧を
行うようにしたもので、その原理的な等価回路は第２図
に示したものの通りであるが、その補償電圧を簡単なス
イッチング直流電源回路（第２図におけるS1,S2に相
当）で供給するようにしたものである。そのスイッチン
グ直流電源回路の具体的一例について説明する。なお、
D3,T3,R5,R3は、第５図および第６図の場合と同様にス
イッチング素子T1の駆動回路である。
行うようにしたもので、その原理的な等価回路は第２図
に示したものの通りであるが、その補償電圧を簡単なス
イッチング直流電源回路（第２図におけるS1,S2に相
当）で供給するようにしたものである。そのスイッチン
グ直流電源回路の具体的一例について説明する。なお、
D3,T3,R5,R3は、第５図および第６図の場合と同様にス
イッチング素子T1の駆動回路である。
而して、図示したスイッチング直流電源回路における
補償電圧はコンデンサーC1（またはC2）に充電される電
圧とほぼ等しい。従って、比較回路を用いてC1の電圧を
監視し、これが予め設定された電圧を超えると、比較回
路の出力信号によりスイッチング素子T5がoffに切り替
えられるように構成する。即ち、図示した比較回路で
は、R11とW1で分圧されたC1の電圧がトランジスタT9の
しきい値（約0.65V）を超えると、T9,T7を通じてスイッ
チング素子T5をoffとする。
補償電圧はコンデンサーC1（またはC2）に充電される電
圧とほぼ等しい。従って、比較回路を用いてC1の電圧を
監視し、これが予め設定された電圧を超えると、比較回
路の出力信号によりスイッチング素子T5がoffに切り替
えられるように構成する。即ち、図示した比較回路で
は、R11とW1で分圧されたC1の電圧がトランジスタT9の
しきい値（約0.65V）を超えると、T9,T7を通じてスイッ
チング素子T5をoffとする。
注意すべきことは、C1の容量が充分でなければ端子極
性が反転する恐れがあることである。一方、C1の容量が
大きすぎると、ダイオードとスイッチング素子の内部抵
抗により、C1の端子電圧が上がらなくなる恐れもある。
この傾向は補償電圧が低ければ低いほど増大する。これ
を改善するには、同図に示すようにインダクタンスL1を
入れるか、または本格的なスイッチングレギュレータ回
路を導入するとよい。
性が反転する恐れがあることである。一方、C1の容量が
大きすぎると、ダイオードとスイッチング素子の内部抵
抗により、C1の端子電圧が上がらなくなる恐れもある。
この傾向は補償電圧が低ければ低いほど増大する。これ
を改善するには、同図に示すようにインダクタンスL1を
入れるか、または本格的なスイッチングレギュレータ回
路を導入するとよい。
第８図の実施例は、入力電源電圧よりも低い電圧から
２倍までの広い範囲の交流出力電圧が得られることを特
徴としている。従って、電源電圧変動から特性の変化を
調べる時に役立つ電源装置である。その原理的な等価回
路は第４図に示した通りであるので、ここでは主として
そのスイッチング全波形倍電圧整流回路（第４図におけ
るS1,S2に相当）と、出力段のスイッチング素子（T1〜T
4）の駆動回路の具体的な構成について説明する。
２倍までの広い範囲の交流出力電圧が得られることを特
徴としている。従って、電源電圧変動から特性の変化を
調べる時に役立つ電源装置である。その原理的な等価回
路は第４図に示した通りであるので、ここでは主として
そのスイッチング全波形倍電圧整流回路（第４図におけ
るS1,S2に相当）と、出力段のスイッチング素子（T1〜T
4）の駆動回路の具体的な構成について説明する。
第８図において、スイッチング全波形倍電圧整流回路
のスイッチング素子T5およびそれを駆動する回路の構成
は第７図のものとほぼ同様であるが、その比較回路の構
成が若干異なる。即ち、第８図のものでは、電源電圧と
C1またはC2の電圧との代数和を監視し、これが設定され
た電圧を超えたとき出力信号を発してスイッチング素子
T5をoffさせるようになっている。
のスイッチング素子T5およびそれを駆動する回路の構成
は第７図のものとほぼ同様であるが、その比較回路の構
成が若干異なる。即ち、第８図のものでは、電源電圧と
C1またはC2の電圧との代数和を監視し、これが設定され
た電圧を超えたとき出力信号を発してスイッチング素子
T5をoffさせるようになっている。
第８図の比較回路には、第７図のものと比べて、整流
ダイオードD11とR15,C5から成る積分回路が加えられて
いる。積分時間常数が大きいから、R15を流れている電
流は常に入力電源電圧に比例している。同様に、R11を
流れている電流は常にC1の端子電圧に比例している。そ
してR11とR15はW1より充分大きいから、W1を流れている
電流は上記二つの電流の和と見なせる。言い換えると、
W1の端子電圧は電源電圧とC1の端子電圧との代数和に比
例している。この比例電圧がトランジスタT9のしきい値
を超えると、T7を通じてT5をoffさせる。スイッチング
全波形倍電圧整流回路S2の構成もこれと同様である。
ダイオードD11とR15,C5から成る積分回路が加えられて
いる。積分時間常数が大きいから、R15を流れている電
流は常に入力電源電圧に比例している。同様に、R11を
流れている電流は常にC1の端子電圧に比例している。そ
してR11とR15はW1より充分大きいから、W1を流れている
電流は上記二つの電流の和と見なせる。言い換えると、
W1の端子電圧は電源電圧とC1の端子電圧との代数和に比
例している。この比例電圧がトランジスタT9のしきい値
を超えると、T7を通じてT5をoffさせる。スイッチング
全波形倍電圧整流回路S2の構成もこれと同様である。
次に、出力段のスイッチング素子T1〜T4のon・off駆
動回路について説明する。これら四つのスイッチング素
子T1〜T4の駆動回路は、互いに対称的な四つの駆動回路
で構成されている。入力交流電源の左側の端子が正の半
周期になると、D7,R3,R5,R7,T11から成る駆動回路を通
じて、適当な幅を持つ正弦波または疑似正弦波電流が流
れ、これによりT1がon駆動される。同様に、T4もD10等
から成る駆動回路を通じて流れる電流によりon駆動され
る。しかしながら、T3とT2は、D9,D8の入力交流電源に
対する極性が反対なため、offされている。従って、負
荷ZLには或る極性の出力電圧が得られる。次に入力交流
電源が負の半周期に入ると、逆にスイッチング素子T3と
T2がon駆動され、T1とT4はoff駆動される。従って、負
荷ZLには反対極性の出力電圧が得られる。なお、負の半
周期での動作原理は正の場合と同様であるから、第８図
ではそれに関連する各回路要素の参照番号は省略してあ
る。
動回路について説明する。これら四つのスイッチング素
子T1〜T4の駆動回路は、互いに対称的な四つの駆動回路
で構成されている。入力交流電源の左側の端子が正の半
周期になると、D7,R3,R5,R7,T11から成る駆動回路を通
じて、適当な幅を持つ正弦波または疑似正弦波電流が流
れ、これによりT1がon駆動される。同様に、T4もD10等
から成る駆動回路を通じて流れる電流によりon駆動され
る。しかしながら、T3とT2は、D9,D8の入力交流電源に
対する極性が反対なため、offされている。従って、負
荷ZLには或る極性の出力電圧が得られる。次に入力交流
電源が負の半周期に入ると、逆にスイッチング素子T3と
T2がon駆動され、T1とT4はoff駆動される。従って、負
荷ZLには反対極性の出力電圧が得られる。なお、負の半
周期での動作原理は正の場合と同様であるから、第８図
ではそれに関連する各回路要素の参照番号は省略してあ
る。
上記の如き構成を有する本発明に係るコンデンサー交
流昇圧器は、 （１）出力段のスイッチング素子を入力交流電源または
入力交流電源と同期する信号源で駆動するため、ノイズ
低減と効率アップを図ることができること、 （２）極性を有する電解コンデンサーも使用できるた
め、従来のトランスレス交流昇圧回路よりも軽量かつ小
型化できること、 などの効果を奏する。
流昇圧器は、 （１）出力段のスイッチング素子を入力交流電源または
入力交流電源と同期する信号源で駆動するため、ノイズ
低減と効率アップを図ることができること、 （２）極性を有する電解コンデンサーも使用できるた
め、従来のトランスレス交流昇圧回路よりも軽量かつ小
型化できること、 などの効果を奏する。
第１図〜第４図は、本発明に係るコンデンサー交流昇圧
器のそれぞれ異なった代表的な基本形態を示す回路図で
ある。 第５図は、本発明を交流倍電圧器として構成した実施例
を示す回路図である。 第６図は、簡単なコンデンサー降圧直流電源回路を用い
て補償電圧を得るようにした実施例を示す回路図であ
る。 第７図は、簡単なスイッチング直流電源回路を用いて補
償電圧を得るようにした実施例を示す回路図である。 第８図は、入力電源電圧変動より特性の変化を調べるた
めに有用な電源装置として構成した実施例を示す回路図
である。 AC……入力交流電源 C1,C2……コンデンサー D1,D3……整流ダイオード S1,S2……コンデンサー降圧直流電源回路またはスイッ
チング直流電源回路 T1〜T4……スイッチング素子 D3−T3−R5−R3、D4−T4−R6−R4……スイッチング素子
の駆動回路 ZL……負荷
器のそれぞれ異なった代表的な基本形態を示す回路図で
ある。 第５図は、本発明を交流倍電圧器として構成した実施例
を示す回路図である。 第６図は、簡単なコンデンサー降圧直流電源回路を用い
て補償電圧を得るようにした実施例を示す回路図であ
る。 第７図は、簡単なスイッチング直流電源回路を用いて補
償電圧を得るようにした実施例を示す回路図である。 第８図は、入力電源電圧変動より特性の変化を調べるた
めに有用な電源装置として構成した実施例を示す回路図
である。 AC……入力交流電源 C1,C2……コンデンサー D1,D3……整流ダイオード S1,S2……コンデンサー降圧直流電源回路またはスイッ
チング直流電源回路 T1〜T4……スイッチング素子 D3−T3−R5−R3、D4−T4−R6−R4……スイッチング素子
の駆動回路 ZL……負荷
Claims (6)
- 【請求項１】入力交流電源（AC）の一方の端子に二つの
コンデンサー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組の整流回路をそ
れらの出力極性が互いに逆となるように並列に接続し、
それぞれの整流電圧により上記二つのコンデンサー（C
1,C2）が互いに逆の極性に充電されるよう接続すると共
に、 一方のコンデンサー（C1）の正の出力端子と負荷（ZL）
の一方の端子の間に、入力交流電源の正の半周期だけon
動作させるスイッチング素子（T1）を直列に接続し、 他方のコンデンサー（C2）の負の出力端子と負荷（ZL）
の一方の端子の間に、入力交流電源の負の半周期だけon
動作させるスイッチング素子（T2）を直列に接続し、 負荷（ZL）の他方の端子は入力交流電源の他方の端子に
接続し、 入力交流電源（AC）の周期に従って上記スイッチング素
子（T1,T2）を個別にon・off駆動する駆動回路を設け、 これにより、負荷（ZL）の両端に、入力交流電源の正電
圧に上記一方のコンデンサー（C1）に充電された正電圧
が重畳された正電圧と、入力交流電源の負電圧に上記他
方のコンデンサー（C2）に充電された負電圧が重畳され
た負電圧とから形成される交流電圧が出力されるよう構
成したことを特徴とするコンデンサー交流昇圧回路。 - 【請求項２】上記整流回路が、整流ダイドード（D1,D
2）による半波整流回路である請求項１に記載のコンデ
ンサー交流昇圧回路。 - 【請求項３】上記整流回路が、コンデンサー降圧直流電
源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）であ
る請求項１に記載のコンデンサー交流昇圧回路。 - 【請求項４】上記整流回路が、半波形の電圧増倍整流回
路（D3,D5,C3,C5）（D4,D6,C4,C6）である請求項１に記
載のコンデンサー交流昇圧回路。 - 【請求項５】上記整流回路が、コンデンサー降圧直流電
源回路またはスイッチング直流電源回路（S1,S2）と、
半波形の電圧増倍整流回路（D3,D5,C3,C5）（D4,D6,C4,
C6）とを組み合わせたものである請求項１に記載のコン
デンサー交流昇圧回路。 - 【請求項６】入力交流電源（AC）の一方の端子に二つの
コンデンサー（C1,C2）を並列に接続し、 入力交流電源（AC）の他方の端子に二組のスイッチング
全波形倍電圧整流回路（S1,S2）をそれらの出力極性が
互いに逆となるように並列に接続し、それぞれの整流電
圧により上記二つのコンデンサー（C1,C2）が互いに逆
の極性に充電され、かつ、電源（AC）電圧と各コンデン
サー（C1またはC2）の充電電圧との代数和が所定電圧に
達したときそれらの充電回路を個別にoffとするスイッ
チング動作を行なうように構成すると共に、 入力交流電源の正の半周期だけon動作するスイッチング
素子を二個（T1,T4）、入力交流電源の負の半周期だけo
n動作するスイッチング素子を二個（T2,T3）設け、これ
ら四個のスイッチング素子を交互にブリッジ状に接続
し、当該ブリッジの一端は上記二つのコンデンサー（C
1,C2）のうち一方のコンデンサー（C1）の正の出力端子
に接続し、ブリッジの他端は他方のコンデンサー（C2）
の負の出力端子に接続し、ブリッジの中間点の間に負荷
（ZL）を接続したことを特徴とするコンデンサー交流昇
圧回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2197586A JP3054954B2 (ja) | 1990-07-24 | 1990-07-24 | コンデンサー交流昇圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2197586A JP3054954B2 (ja) | 1990-07-24 | 1990-07-24 | コンデンサー交流昇圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0487562A JPH0487562A (ja) | 1992-03-19 |
| JP3054954B2 true JP3054954B2 (ja) | 2000-06-19 |
Family
ID=16376955
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2197586A Expired - Lifetime JP3054954B2 (ja) | 1990-07-24 | 1990-07-24 | コンデンサー交流昇圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3054954B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3562807B2 (ja) | 2002-02-06 | 2004-09-08 | ニッタ株式会社 | 可変電流源 |
| US8093858B1 (en) * | 2011-03-01 | 2012-01-10 | International Controls And Measurements Corp. | AC line voltage conditioner and controller |
| JP6115168B2 (ja) * | 2012-06-25 | 2017-04-19 | 株式会社リコー | 電源装置、電源制御装置及び画像形成装置 |
-
1990
- 1990-07-24 JP JP2197586A patent/JP3054954B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0487562A (ja) | 1992-03-19 |
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