JP2859309B2 - ディジタル選局受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、受信周波数同調回路と局部発振回路と周波
数ディジタル制御回路を有するスーパヘテロダイン方式
のディジタル選局受信機に関するものである。

［従来の技術］ 受信機は必ず受信したい周波数を選局する選局回路を
備えているが、最近半導体技術の進歩により、ディジタ
ル選局の受信機が実現し、受信の安定性や、選局のしや
すさが改善されている。

従来のディジタル選局受信機を第２図を用いて説明す
る。

10は受信周波数同調回路で、11の第一タンク回路と二
次コイル10aで構成されており、前記第一タンク回路11
は容量値をアノード・カソード間の電圧レベルで制御可
能な可変容量ダイオード11aと、コンデンサ11bとインダ
クタンス可変な一次コイル11cとで構成される。前記可
変容量ダイオード11aはカソード側をVDDに接続し、アノ
ード側に前記コンデンサ11bの一方の端子を接続され、
前記コンデンサ11bの他方の端子とVDDの間に前記一次コ
イル11cが接続されている。また前記一次コイル11cと一
端をVSSに接続された二次コイル10aでバーコイルアンテ
ナ12を構成し、前記バーコイルアンテナ12は電波信号を
受信し受信信号Ssを出力する。

20は局部発振回路で発振周波数同調回路である第二タ
ンク回路21と発振部22で構成され、前記第二タンク回路
21は、容量値をアノード・カソード間の電圧レベルで制
御可能な可変容量ダイオード21aとコンデンサ21bとコイ
ル21cとで構成され、前記発振部22は前記第二タンク回
路21をタンク回路として発振し、局部発振信号Slを出力
する。前記可変容量ダイオード21aはカソード側をVDDに
接続し、アノード側に前記コンデンサ21bの一方の端子
を接続され、前記コンデンサ21bの他方の端子とVDDの間
に前記コイル21cが接続されている。また前記コンデン
サ21bの他方の端子は発振部22に接続されている。

30は周波数ディジタル制御回路で、プログラマブルデ
ィバイダ31と位相比較器32と水晶振動子33と水晶発振回
路34とローパスフィルタ36で構成され、前記プログラマ
ブルディバイダ31は後述する制御回路40bからの制御周
波数データDfに従って分周比を設定され、前記局部発振
信号Slを分周して、分周信号Smを出力する。また前記水
晶発振回路34は水晶振動子33を用いて発振し、基準発振
信号Srを出力する。前記位相比較器32は、分周信号Smと
基準発振信号Srの位相を比較し、分周信号Smの位相が、
基準発振信号Srの位相よりも早いと、出力である位相比
較信号SpはVDDレベルに変化し、分周信号Smの位相が基
準発振信号Srの位相よりも遅いと、位相比較信号SpはVS
Sレベルに変化し、分周信号Smの位相が基準発振信号Sr
の位相と同じならば、位相比較信号SpはOPENとなる。位
相比較信号Spは前記ローパスフィルタ36に入力され、該
ローパスフィルタ36の出力である制御電圧Svは、前記第
一タンク回路11の可変容量ダイオード11aのアノード
と、前記第二タンク回路21の可変容量ダイオード21aの
アノードに接続される。前記ローパスフィルタ36は、位
相比較信号Spの細かい電圧レベル変化を、電圧レベル変
動の少ない制御電圧Svに変換する。

40は選局部で選局スイッチ40aと前記制御回路40bから
なり、前記選局スイッチ40aは受信周波数を指定し、制
御回路40bはマイクロコンピュータで構成され、選局ス
イッチ40aの指定に従って制御周波数データDfを出力
し、前記周波数ディジタル制御回路30のプログラマブル
ディバイダ31の分周比を設定する。

50は周波数変換回路で前記受信信号Ssと前記局部発振
信号Slとを入力し、前記局部発振信号Slの周波数f1と、
前記受信信号Ssの周波数f2の差の周波数である周波数f3
の中間周波数信号Siを出力する。51は検波回路で前記中
間周波数信号Siを復調し復調信号Saを出力する。52は前
記復調信号Saを可聴信号に変換するスピーカである。80
は高周波信号を増幅する高周波増幅回路である。

次に第２図を用いてスーパーヘテロダイン方式の受信
機の周波数ディジタル制御動作を説明する。

まず周波数ディジタル制御動作を説明する。前記局部
発振回路20の発振部22は、前記第二タンク回路21の可変
容量ダイオード21aとコンデンサ21bとの直列容量値と、
コイル21cのインダクタンスで決定される共振周波数で
発振し、前記局部発振信号Slを出力する。ここで前記可
変容量ダイオード21aは前記周波数ディジタル制御回路3
0からの制御電圧Svで容量値が決定され、前記制御電圧S
vが高くなると、可変容量ダイオード21aのアノード・カ
ソード間の電位差は小さくなり、容量値は大きくなって
局部発振周波数は低くなり、また制御電圧Svが低くなる
と局部発振周波数は高くなる。よって前記制御電圧Svの
電圧値レベルによって局部発振周波数は制御される。前
記局部発振信号Slは、制御回路40bからの制御周波数デ
ータDfに従って分周比を設定されたプログラマブルディ
バイダ31によって分周されることにより分周信号Smとな
る。前記位相比較器32は、分周信号Smと基準発振信号Sr
の位相を比較し、分周信号Smの位相が、基準発振信号Sr
の位相よりも早いと、出力信号SpはVDDレベルに変化
し、分周信号Smの位相が基準発振信号Srの位相よりも遅
いと、出力信号SpはVSSレベルに変化し、分周信号Smの
位相が基準発振信号Srの位相と同じならば、出力信号Sp
はOPENとなる。前記出力信号Spはローパスフィルタ36に
入力され、該ローパスフィルタ36は、出力信号Spの細か
い電圧レベル変化を、電圧レベル変動の少ない制御電圧
Svに変換する。例えば出力信号Spの電圧レベルの割り合
いが、VDDレベルがVSSレベルより多いと、前記制御電圧
Svの電圧レベルは高くなる。前述のとうり前記制御電圧
Svの電圧レベルによって、局部発振回路20の出力である
局部発振信号Slの発振周波数は制御されている。

例えば前記局部発振回路20の出力である局部発振信号
Slを、プログラマブルディバイダ31で分周された分周信
号Smが、前記水晶発振回路34の出力である前記基準発振
信号Srよりも周波数が高いと、分周信号Smは基準発振信
号Srよりも位相が早くなる。よって前記位相比較器32の
出力信号Spは、VDDレベルの信号が多くなり、ローパス
フィルタ36の出力である前記制御電圧Svは、電圧レベル
が高くなる。そして制御電圧Svの電圧レベルが高くなる
ことにより、局部発振回路20の可変容量ダイオード21a
のアノード・カソード間の電位差は小さくなり、可変容
量ダイオード21aの容量値は大きくなることにより、局
部発振信号Slの発振周波数は低くなる。さらに前記局部
発振信号Slの発振周波数が低くなることにより、前記プ
ログラマブルディバイダ31の出力である前記分周信号Sm
の周波数は低くなり、前記基準発振信号Srとの位相差が
小さくなる。逆に局部発振信号Slをプログラマブルディ
バイダ31で分周した分周信号Smが、基準発振信号Srより
も周波数が低いと、前記分周信号Smは基準発振信号Srよ
りも位相が遅くなる。よって位相比較器32の出力信号Sp
は、VSSレベルの信号が多くなり、前記ローパスフィル
タ36の出力である前記制御電圧Svは、電圧レベルが低く
なる。そして制御電圧Svの電圧レベルが低くなることに
より、可変容量ダイオード21aのアノード・カソード間
の電位差は大きくなり、この結果可変容量ダイオード21
aの容量値は小さくなって、局部発振信号Slの発振周波
数は高くなる。そして局部発振信号Slの発振周波数も高
くなることにより、分周信号Smの周波数は高くなり、基
準発振信号Srとの位相差が小さくなる。よって分周信号
Smの周波数が、基準発振信号Srの周波数と等しくなるよ
うに動作し、やがて等しくなる。このため前記水晶発振
回路34のごとく安定した基準発振回路を用いると、基準
発振信号Srの周波数は非常に安定しているので、可変容
量ダイオード21aと前記コンデンサ21bとの直列容量値
や、コイル21cのインダクタンスが電源電圧や温度等の
要因で変動しても、周波数ディジタル制御動作によって
調整されることにより、局部発振信号Slの発振周波数
は、基準発振信号Srの安定度と等しい安定度を保つ。

さらに前記制御回路40bはプログラマブルディバイダ3
1に制御周波数データDfを設定するもので、制御周波数
データDfと前記局部発振信号Slの発振周波数f1は、基準
発振信号Srの周波数f4と次の関係が成り立つ。

f1＝f4×Df よって前記制御回路40bは、制御周波数データDfによ
って局部発振信号Slの発振周波数f1を任意に設定するこ
とができる。

以上が周波数ディジタル制御の基本動作であり、次に
前記周波数ディジタル制御によるスーパヘテロダイン方
式の受信機の動作を説明する。

前記受信周波数同調回路10は受信したい電波信号に同
調して、受信信号Ssを出力するもので、前記第一タンク
回路11の可変容量ダイオード11aとコンデンサ11bとの直
列容量値と、一次コイル11cのインダクタンスで決定さ
れる共振周波数が同調周波数となる。ここで前記可変容
量ダイオード11aは前記制御電圧Svで容量値が決定され
るので、制御電圧Svの電圧値レベルによって同調周波数
は制御される。

また前記周波数変換回路50は、受信周波数同調回路10
の出力する受信信号Ssと、局部発振回路20の出力である
局部発振信号Slを入力することにより、前記受信信号Ss
の周波数f2と、局部発振信号Slの発振周波数f1の差の周
波数の信号を中間周波数信号Siとして出力するとともに
検波回路51で復調し、復調信号Saを出力する。スピーカ
52は前記復調信号Saを音響信号として出力する。このよ
うに中間周波数信号をもちいて復調する受信機を、スー
パヘテロダイン方式の受信機と称している。このとき前
記検波回路51は、特定の中間周波数f3の中間周波数信号
Siのみを復調するので、前記受信信号Ssの周波数f2と、
局部発振信号Slの発振周波数f1の差の周波数が、中間周
波数f3のときのみ復調する。よって前記受信信号Ssの周
波数f2は、前記局部発振信号Slの発振周波数f1から中間
周波数f3を引いた周波数となる。

具体的な例としてまずNHK第一放送を選択した場合に
ついて考えると、NHK第一放送は受信周波数f2が594kHz
であり、前記発振周波数f1は受信周波数f2と中間周波数
f3を加えたものとなるので、中間周波数f3が455kHzとす
ると、NHK第一放送を受信するときの発振周波数f1は104
9kHzとなる。よって前記選局スイッチ40aでNHK第一放送
を選択すると、前記制御回路40bは発振周波数f1が1049k
Hzとなるように制御周波数データDfを送る。前記基準発
振信号Srの周波数f4が1kHzであるとすると、この時の制
御周波数データDf1によって設定されるプログラマブル
ディバイダ31の分周比は1049となり、前記プログラマブ
ルディバイダ31は前記局部発振信号Slの発振周波数f1を
1049分周し、1kHzの分周信号Smを出力する。この結果分
周信号Smの周波数は1kHzで、前記基準発振信号Srの周波
数と等しくなるため、制御電圧Svは発振周波数f1が1049
kHzで安定するような制御電圧Sv1に保たれる。従ってNH
K第一放送を選択すると、制御電圧SvはSv1で安定し、こ
のとき第一タンク回路11の同調周波数が594kHzになるよ
うに、前記一次コイル11cのインダクタンスを調整して
あれば、NHK第一放送が良好に前記受信周波数同調回路1
0に受信され、受信信号SsはNHK第一放送の放送信号とな
る。ここで前記発振周波数f1が1049kHzであるから、前
記周波数変換回路50の出力である中間周波数信号Siの中
間周波数f3は1049kHz−594kHzで455kHzである。よって
検波回路51は455kHzの信号のみを復調するので、復調信
号SaはNHK第一放送となり、スピーカ52からNHK第一放送
が流れてくる。次にTBS放送を選択する場合について説
明する。TBS放送は受信周波数f2が954kHzであり、前記
発振周波数f1は1409kHzである。よって前記選局スイッ
チ40aで、TBS放送を選択すると、前記制御回路40bは発
振周波数f1が1409kHzになるように制御周波数データDf
を送る。前記制御周波数データDf2によって設定される
プログラマブルディバイダ31の分周比は1409となり、前
記プログラマブルディバイダ31は前記局部発振信号Slの
発振周波数f1を1409分周し、1kHzの分周信号Smを出力す
る。この結果分周信号Smの周波数は1kHzで、前記基準発
振信号Srの周波数と等しくなるため制御電圧Svは前記発
振周波数f1が1409kHzで安定するような制御電圧Sv2に保
たれる。従ってTBS放送を選択すると、制御電圧SvはSv2
で安定し、このとき第一タンク回路11の同調周波数が95
4kHzになるように、前記一次コイル11cのインダクタン
スを調整してあれば、TBS放送が良好に前記受信周波数
同調回路10に受信され、受信信号SsはTBS放送の放送信
号となって、スピーカ52からTBS放送が流れてくる。

［発明が解決しようとする課題］ 以上のように従来のディジタル選局受信機では、選局
部40の選局スイッチ40aを操作して前記制御周波数デー
タDfを、設定することによって選局したい周波数が決定
される。そして前記局部発振回路20の発振精度は水晶発
振回路34の出力する基準発振信号Srを基準とする帰還制
御による調整が行なわれることによって、コイル21cや
コンデンサ21bの変動分を打ち消すような発振をするの
で、局部発振信号Slは非常に正確で安定した信号とな
る。

しかし、前記受信周波数同調回路10の同調精度は、前
記局部発振回路20の調整動作によって決定された制御電
圧Svによって非帰還制御的に調整されることになる。こ
のため一次コイル11cやコンデンサ11bの変動を無視した
調整となるので、各選局毎に同調ずれが生じて受信感度
が低下する結果となる。従来のデイジタル選局受信機で
は、上記欠点を解決する方法として、前記バーコイルア
ンテナ12の形状を大きくして受信感度を高くしたり、点
線で示すごとく高周波増幅回路80を設けて微小な受信信
号Ssを増幅することによって、前記受信感度の低下を補
うことが行なわれている。

さらに従来のディジタル選局受信機の場合では、受信
周波数同調回路10の一次コイル11cやコンデンサ11bに調
整手段が設けてあり、NHK第一放送を選局しているとき
の前記制御電圧Sv1と、TBS放送を選局しているときの制
御電圧Sv2と、その他の複数の放送局を受信していると
きの複数の制御電圧Svのどれでも、だいたい第一タンク
回路11の同調周波数が、各受信周波数f2に近くなるよう
に、出荷時に前記受信周波数同調回路10の調整手段を調
整することが行なわれている。

以上のように従来の方法では、大きなバーコイルアン
テナ12を使用したり、高周波増幅回路80を設けることに
よって受信機が大型化したり、上記出荷時の調整による
コストアップする等の欠点があった。

従来のディジタル選局受信機は以上のような課題があ
り、本発明は受信装置の大型化やコストアップを伴なう
ことなく、高感度のディジタル選局受信機を提供するこ
とを目的としている。

［課題を解決するための手段］ この目的を達成するために、本発明は次のような構成
としている。すなわち、同調周波数を電圧制御可能な第
一タンク回路を備えた受信周波数同調回路と、発振部と
該発振部に接続された発振周波数を電圧制御可能な第二
タンク回路からなる局部発振回路と、前記局部発振回路
をディジタル制御するための周波数ディジタル制御回路
を有するスーパヘテロダイン方式のディジタル選局受信
機において、前記第一タンク回路へ供給される周波数デ
ィジタル制御回路からの制御電圧を保持する制御電圧保
持回路と、前記局部発振回路の発振部に対して前記第二
タンク回路と前記第一タンク回路と切り換えるタンク回
路切り換え回路と、前記制御電圧保持回路の保持動作と
前記タンク回路切り換え回路の切り換えと、前記周波数
ディジタル制御回路の周波数データを制御する制御回路
を有し、該制御回路は前記発振部に対して前記第一タン
ク回路と前記第二タンク回路とを切り換え接続して、受
信周波数の同調と局部発振の発振周波数制御を行なうと
ともに、前記周波数ディジタル制御から供給される前記
受信周波数同調回路の制御電圧を、前記制御電圧保持回
路に保持させている。

［実施例］ 本発明の実施例を第１図に基づいて説明する。第２図
において第１図と同一番号の構成は説明を省略する。

選局部40は選局スイッチ40aと制御回路40cからなり、
前記選局スイッチ40aは受信周波数を指定し、前記制御
回路40cはマイクロコンピュータで構成され、選局スイ
ッチ40aの指定に従って制御周波数データDfを出力し、
また前記制御回路40cはタンク回路切り換え回路を制御
する入り換え信号Scを出力する。前記制御回路40cは、
まず前記切り換え信号ScをVSSレベルとして、制御周波
数データDfを同調周波数用とする。そして一定時間後に
切り換え信号ScをVDDレベルとして、制御周波数データD
fを局部発振周波数用とする。

60は前記制御電圧Svを保持し保持電圧Shを出力する制
御電圧保持回路で、バッファ60a、60dとスイッチ素子60
bとコンデンサ60cとで構成されている。前記バッファ60
a、60bはOPアンプの−入力と出力が接続されており、＋
入力が入力端子となっている構成で、高インピーダンス
入力で低インピーダンス出力のインピーダンス変換を行
なう。前記スイッチ素子60bは端子ＣがVDDレベルのとき
端子Ａと端子Ｂの間が導通しているON状態で、端子Ｃが
VSSレベルのとき端子Ａと端子Ｂの間が非導通のOFF状態
となる。前記コンデンサ60cは電圧を保持する。前記ロ
ーパスフィルタ36の出力である前記制御電圧Svが、バッ
ファ60aの入力端子に供給され、出力は前記スイッチ素
子60bの端子Ａに接続され、前記スイッチ素子の端子Ｂ
は前記バッファ60dの入力端子と、一端がVDDに接続され
た前記コンデンサ60cに接続されている。前記バッファ6
0dの出力の保持電圧Shは、前記第一タンク回路11の前記
可変容量ダイオード11aのアノードと接続される。

70はタンク回路切り換え回路で、端子ＣがVDDレベル
のとき端子Ａと端子Ｂの間が導通しているON状態で、端
子ＣがVSSレベルのとき端子Ａと端子Ｂの間が非導通のO
FF状態となるスイッチ素子70a、70b、70cとインバータ
素子70dからなる。前記制御回路40cが出力する切り換え
信号Scは、前記タンク回路切り換え回路70のスイッチ素
子70a、70bの端子Ｃと前記インバータ70dの入力へ供給
される。また前記インバータ70dの出力である切り換え
反転信号Scbは、前記スイッチ素子60b、70cの端子Ｃに
供給される。前記スイッチ素子70aの端子Ａは、前記ロ
ーパスフィルタ36の出力である前記制御電圧Svが供給さ
れ、前記スイッチ素子70aの端子Ｂは、前記第二タンク
回路21の前記可変容量ダイオード21aのアノードに接続
される。また前記スイッチ素子70bの端子Ａは、前記第
二タンク回路21のコンデンサ21bとコイル21cの接続点に
接続され、前記スイッチ素子70bの端子Ｂは、前記発振
部22に接続されている。また前記スイッチ素子70cの端
子Ａは、前記第一タンク回路11のコンデンサ11bと一次
コイル11cの接続点に接続され、前記スイッチ素子70cの
端子Ｂは、前記発振部22に接続されている。

次に上記実施例の動作を第１図、第３図を用いて説明
する。

第３図はディジタル選局受信機の回路動作を説明する
波形図で、T1の期間が同調回路ディジタル制御動作で、
T2の期間が局部発振回路ディジタル制御動作である。

まず第一タンク回路11の共振周波数を決定するための
同調回路ディジタル制御動作について説明する。前記制
御回路40cが出力する前記切り換え信号Scが第３図のT1
の期間の如くVSSレベルであると、前記インバータ素子7
0dでレベル反転されることにより切り換え反転信号Scb
はVDDレベルとなり、この結果前記スイツチ素子60b、70
cはON状態で、前記スイツチ素子70a、70bはOFF状態であ
る。よって前記局部発振回路20の発振部22には、前記第
一タンク回路11が接続され、局部発振回路20は第一タン
ク回路11の共振周波数で発振する。

そして第２図に示す従来例と同様に周波数ディジタル
制御動作がおこなわれ、前記発振部22で発振した局部発
振信号Slは、前記周波数ディジタル制御回路30のプログ
ラマブルディバイダ31に入力される。前記プログラマブ
ルディバイダ30は制御回路40cからの制御周波数データD
fに従って設定された分周比によって、前記局部発振信
号Slを分周して、分周信号Smを出力する。前記位相比較
器32は、分周信号Smと基準発振信号Srの位相を比較し、
信号Spを出力する。該信号Spはローパスフィルタ36に入
力され、前記ローパスフィルタ36は、制御電圧Svを出力
する。そして制御電圧Svが、制御電圧保持回路60を構成
するバッファ60aの入力端子に入力されることによっ
て、インピーダンス変換された後、ON状態にあるスイッ
チ素子60bを通過してコンデンサ60cに保持される。そし
て保持された電圧は前記バッファ60dでインピーダンス
変換されて、保持電圧Shとして出力する。該保持電圧Sh
は前記可変容量ダイオード11aの容量値を決定するの
で、前記保持電圧Shの電圧値レベルによって局部発振信
号Slの発振周波数f1は制御される。ここで前記制御回路
40cは切り換え信号ScをVSSレベルで出力するとともに、
前記プログラマブルディバイダ31の分周比を決定する周
波数データDfを受信希望周波数で発振するように設定す
る。つまり周波数ディジタル制御動作されている第一タ
ンク回路11は、共振周波数が前記受信信号Ssの周波数f2
に設定される。

以上が同調回路ディジタル制御動作で、前記同調回路
の共振周波数を帰還制御できる。

次に通常の受信状態である局部発振回路ディジタル制
御動作について説明する。前記制御回路40cが出力する
前記切り換え信号Scが第３図のT2の期間のごとくVDDレ
ベルに変化すると、前記スイツチ素子70a、70bはON状態
になり、前記切り換え反転信号ScbはVSSレベルに変化
し、前記スイツチ素子60b、70cはOFF状態になる。よっ
て前記局部発振回路20の発振部22には、前記第二タンク
回路21が接続され、前記局部発振回路20は前記第二タン
ク回路21の共振周波数で発振する。

ここで前記制御回路40cが出力する前記切り換え信号S
cがVSSレベルの時と同様に、周波数ディジタル制御動作
がおこなわれ、前記発振部22で発振した局部発振信号Sl
は、前記周波数ディジタル制御回路30に入力され、前記
周波数ディジタル制御回路30は制御電圧Svで出力する。
そして制御電圧Svが、ON状態にあるスイッチ素子70aを
通過して、前記可変容量ダイオード21aの容量値を決定
するので、前記制御電圧Svの電圧値レベルによって局部
発振信号Slの発振周波数f1は制御される。ここで前記制
御回路40cは前記切り換え信号ScをVDDレベルで出力する
とともに、プログラマブルディバイダ31の分周比を決定
する周波数データDfを、局部発振データDf1とし、受信
希望周波数と中間周波数Siを加えた周波数f1で発振する
ように設定する。

以上が局部発振回路ディジタル制御動作で、局部発振
回路20は帰還制御される。

そしてこの局部発振回路ディジタル動作中は、前記ス
イッチ素子60bとスイッチ素子70cがOFF状態なので、前
記第一タンク回路11は帰還制御されないが前記同調回路
ディジタル制御動作によって、コンデンサ60cに保持さ
れている保持電圧Shが、前記バッファ60dでインピーダ
ンス変換されて出力されることにより前記第一タンク回
路11の共振周波数は保持電圧Shによって安定に保持さ
れ、前記受信信号Ssの周波数f2と等しくなるように設定
されている。そして前記制御回路40cが出力する前記切
り換え信号ScがVDDレベルの間、すなわち局部発振回路
ディジタル制御動作中は、前記保持電圧Shが変化しない
ので、前記第一タンク回路11の共振周波数も帰還制御さ
れている時と同様の精度で安定している。

よって前記受信周波数同調回路10は、受信を希望する
受信信号Ssの周波数f2に同調した極めて感度の良いもの
となり、受信周波数同調回路10の出力である受信信号Ss
は安定した高感度の信号となる。なお、周波数変換回路
50、検波回路51、スピーカ52による復調動作は第２図の
従来例と同様になる。

以上のように本発明のディジタル選局受信機では、発
振部22を兼用して同調回路ディジタル制御動作と局部発
振回路ディジタル制御動作とを行なうものである。すな
わち選局スイッチ40aが設定されると、制御回路40cは前
記第一タンク回路11を前記タンク回路切り換え回路70で
前記発振部22に接続すると同時に、前記プログラマブル
ディバイダ31の分周比を決定する周波数データDfを、受
信周波数データDf2として、同調回路ディジタル制御動
作を行なうことにより受信希望周波数である周波数f2で
高い精度で発振するように帰還制御で調整する。そして
一定時間後制御回路40cは、前記第二タンク回路21を前
記タンク回路切り換え回路70で前記発振部22に接続する
と同時に、前記プログラマブルディバイダ31の分周比を
決定する周波数データDfを、局部発振データDf1として
局部発振回路ディジタル制御動作を行なうことにより発
振周波数f1で高い精度で発振するように帰還制御で調整
される。またその間、制御電圧保持回路60は前記同調回
路ディジタル制御動作時の制御電圧Svを保持することに
より、受信周波数同調回路10を正確な同調周波数で同調
する。

［発明の効果］ 以上のように本発明のディジタル選局受信機では、一
つの発振部22と周波数ディジタル制御回路30とを兼用し
て第一タンク回路11と第二タンク回路21の両方を、基準
発振信号Srを基準とした帰還制御によって高精度に調整
することができる。また局部発振回路ディジタル制御動
作中において、同調回路ディジタル制御動作時の制御電
圧を保持することにより、精度の高い同調動作と精度の
高いディジタル選局が同時に実現され、非常に感度の高
い復調が可能となる。よって必ずしも充分大きなアンテ
ナを必要とせず、また高周波増幅も必要としないので非
常に小型で性能の良いディジタル選局受信機を実現でき
る。また受信周波数同調回路10が同調回路ディジタル制
御動作によって自動的に同調されているので、従来例の
ように一次コイル11cやコンデンサ11bの出荷時の調整も
必要ないので大きなコストダウンとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すディジタル選局受信機の
ブロック図、第２図は従来例のディジタル選局受信機の
ブロック図、第３図は本発明のディジタル選局受信機の
回路動作を説明する波形図である。 10……受信周波数同調回路、11……第一タンク回路、12
……バーコイルアンテナ、20……局部発振回路、21……
第二タンク回路、22……発振部、30……周波数ディジタ
ル制御回路、31……プログラマブルディバイダ、32……
位相比較器、33……水晶振動子、34……水晶発振回路、
36……ローパスフィルタ、40……選局部、50……周波数
変換回路、51……検波回路、52……スピーカ、60……制
御電圧保持回路、70……タンク回路切り換え回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信周波数を電圧制御可能な受信周波数同
   調回路と、発振部と発振周波数を電圧制御可能な発振周
   波数同調回路とからなる局部発振回路と、該局部発振回
   路をディジタル制御する周波数ディジタル制御回路を有
   するディジタル選局受信機において、前記発振部を前記
   受信周波数同調回路と前記発振周波数同調回路に切り換
   え接続する切り換え回路と、前記周波数ディジタル制御
   回路からの前記受信周波数同調回路への制御電圧を保持
   する制御電圧保持回路と、前記周波数ディジタル制御回
   路と前記切り換え回路と前記制御電圧保持回路の動作制
   御を行なう制御回路を有することを特徴とするディジタ
   ル選局受信機。