JP2771365B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- JP2771365B2 JP2771365B2 JP3276450A JP27645091A JP2771365B2 JP 2771365 B2 JP2771365 B2 JP 2771365B2 JP 3276450 A JP3276450 A JP 3276450A JP 27645091 A JP27645091 A JP 27645091A JP 2771365 B2 JP2771365 B2 JP 2771365B2
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- Japan
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- phase
- discriminator
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0059—Closed loops more than two phases
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0063—Elements of loops
- H04L2027/0067—Phase error detectors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は４相位相復調器の搬送波
再生回路に関する。
再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の４相位相復調器は、図４に示すよ
うに同期検波を行うための４相位相検波器１と、４相位
相検波器１の２列の出力信号を識別する多値識別器２
と、多値識別器２の出力を論理処理し電圧制御発振器５
を制御するための位相誤差検出回路３と、位相誤差検出
器３から出力される制御信号の不要波を遮断するための
ＬＰＦ４と、４相位相検波器１で同期検波を行うための
搬送波を再生させる電圧制御発振器５とを有している。
うに同期検波を行うための４相位相検波器１と、４相位
相検波器１の２列の出力信号を識別する多値識別器２
と、多値識別器２の出力を論理処理し電圧制御発振器５
を制御するための位相誤差検出回路３と、位相誤差検出
器３から出力される制御信号の不要波を遮断するための
ＬＰＦ４と、４相位相検波器１で同期検波を行うための
搬送波を再生させる電圧制御発振器５とを有している。
【０００３】この構成では、４相位相変調波ａは位相検
波器１にて電圧制御発振器５からの再生搬送波ｅにより
同期検波され、ベースバンド信号ｂとして出力される。
ベースバンド信号ｂは多値識別器２に供給され、多値識
別器２からは復調主信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，
ＥQが出力され、かつ位相誤差検出回路３に供給され
る。位相誤差検出回路３では入力される信号を論理処理
して電圧制御発振器５を制御するための制御信号ｃを出
力する。この制御信号ｃは不要波を除去するためのＬＰ
Ｆ４を通して制御信号ｄとなり電圧制御発振器５を制御
する。
波器１にて電圧制御発振器５からの再生搬送波ｅにより
同期検波され、ベースバンド信号ｂとして出力される。
ベースバンド信号ｂは多値識別器２に供給され、多値識
別器２からは復調主信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，
ＥQが出力され、かつ位相誤差検出回路３に供給され
る。位相誤差検出回路３では入力される信号を論理処理
して電圧制御発振器５を制御するための制御信号ｃを出
力する。この制御信号ｃは不要波を除去するためのＬＰ
Ｆ４を通して制御信号ｄとなり電圧制御発振器５を制御
する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような４相位相復
調器に用いられている従来の搬送波再生回路では、ＡＦ
Ｃ（自動周波数制御：Auto Frequency Control）制御信
号を抽出することができず、再生搬送波の擬似引き込み
現像（電圧制御発振器の周波数が真の引き込み周波数と
異なる周波数で安定してしまう現象）を回避することが
非常に困難であった。本発明の目的は、ＡＦＣ制御を用
いて真の引き込み周波数での搬送波を再生し、４相位相
変調波の復調を可能にした搬送波再生回路を提供するこ
とにある。
調器に用いられている従来の搬送波再生回路では、ＡＦ
Ｃ（自動周波数制御：Auto Frequency Control）制御信
号を抽出することができず、再生搬送波の擬似引き込み
現像（電圧制御発振器の周波数が真の引き込み周波数と
異なる周波数で安定してしまう現象）を回避することが
非常に困難であった。本発明の目的は、ＡＦＣ制御を用
いて真の引き込み周波数での搬送波を再生し、４相位相
変調波の復調を可能にした搬送波再生回路を提供するこ
とにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の搬送波再生回路
は、４相位相検波器の２列の出力信号をデータの変換時
点で多値識別する第２の多値識別器と、第１の多値識別
器の出力信号と第２の多値識別器の出力信号との相関を
とる相関器と、４相位相検波器の２列の復調主信号が同
時に変化しかつ第２の多値識別器の出力レベルがあるし
きい値以上となったことを判定する判定回路と、判定回
路の出力により前記相関器の出力を位相誤差検出回路の
出力に付加させるスイッチ回路とを新たに備えている。
は、４相位相検波器の２列の出力信号をデータの変換時
点で多値識別する第２の多値識別器と、第１の多値識別
器の出力信号と第２の多値識別器の出力信号との相関を
とる相関器と、４相位相検波器の２列の復調主信号が同
時に変化しかつ第２の多値識別器の出力レベルがあるし
きい値以上となったことを判定する判定回路と、判定回
路の出力により前記相関器の出力を位相誤差検出回路の
出力に付加させるスイッチ回路とを新たに備えている。
【０００６】
【作用】本発明によれば、第２の多値識別器の出力レベ
ルがあるしきい値以上となった時に、第１及び第２の多
値識別器の出力信号の相関をとる相関器の出力を、第１
の多値識別器の出力に付加して電圧制御発振器を制御す
ることで、ＡＦＣ制御を可能とする。
ルがあるしきい値以上となった時に、第１及び第２の多
値識別器の出力信号の相関をとる相関器の出力を、第１
の多値識別器の出力に付加して電圧制御発振器を制御す
ることで、ＡＦＣ制御を可能とする。
【０００７】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。先ず、一般的に知られている復調軌跡について図３
を参照して説明する。図３の（１）は４相変調方式の４
個の信号的配置から考えた信号の動きを示したものであ
り、信号点ａが時間ｔ後にａ，ｂ，ｃ，ｄに変化したこ
とを示している。又、同図（２），（３）は再生搬送波
が疑似引き込み状態になった時の時間ｔ後までの信号の
軌跡を示している。そこで疑似引き込み現象を考えた時
に一番問題となるのは（真の引き込み周波数にもっとも
近いため）−90°方向、＋90°方向の疑似引き込みであ
る。そして−90°方向の疑似引き込みを、疑似引き込み
（Ａ）、＋90°方向を疑似引き込み（Ｂ）とする。
る。先ず、一般的に知られている復調軌跡について図３
を参照して説明する。図３の（１）は４相変調方式の４
個の信号的配置から考えた信号の動きを示したものであ
り、信号点ａが時間ｔ後にａ，ｂ，ｃ，ｄに変化したこ
とを示している。又、同図（２），（３）は再生搬送波
が疑似引き込み状態になった時の時間ｔ後までの信号の
軌跡を示している。そこで疑似引き込み現象を考えた時
に一番問題となるのは（真の引き込み周波数にもっとも
近いため）−90°方向、＋90°方向の疑似引き込みであ
る。そして−90°方向の疑似引き込みを、疑似引き込み
（Ａ）、＋90°方向を疑似引き込み（Ｂ）とする。
【０００８】例えば、ａからｃに信号が変化したと考え
た時に正常に同期引き込みした時には、信号は原点（信
号点配置における中心）を通りａからｃに変化するが
（同図（１））、疑似引き込み状態（Ａ）においては、
ａからｃに変化する過程において−90°方向に回転する
ため、ｃに行くはずの信号はｄに変化する（同図
（２）。又、疑似引き込み状態（Ｂ）においては、ａか
らｃに変化する過程において＋90°方向に回転するた
め、ｃに行くはずの信号はｂに変化する（同図（３）。
同様にａからａ，ａからｂ，ａからｄにについても同じ
ように変化する。
た時に正常に同期引き込みした時には、信号は原点（信
号点配置における中心）を通りａからｃに変化するが
（同図（１））、疑似引き込み状態（Ａ）においては、
ａからｃに変化する過程において−90°方向に回転する
ため、ｃに行くはずの信号はｄに変化する（同図
（２）。又、疑似引き込み状態（Ｂ）においては、ａか
らｃに変化する過程において＋90°方向に回転するた
め、ｃに行くはずの信号はｂに変化する（同図（３）。
同様にａからａ，ａからｂ，ａからｄにについても同じ
ように変化する。
【０００９】次に、同図（１）について、ψ１方向より
論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の動きを示
したのが同図（４）である。つまり、信号がａからａ若
しくはａからｂに変化した場合は論理レベルＨからＨ、
ａからｃ若しくはａからｄに変化した場合は論理レベル
ＨからＬに変化し、その軌跡を示している。又、ψ２方
向より論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の軌
跡を同図（５）に示す。同様にψ３方向からは同図
（６）、ψ４方向からは同図（７）に夫々示す。
論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の動きを示
したのが同図（４）である。つまり、信号がａからａ若
しくはａからｂに変化した場合は論理レベルＨからＨ、
ａからｃ若しくはａからｄに変化した場合は論理レベル
ＨからＬに変化し、その軌跡を示している。又、ψ２方
向より論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の軌
跡を同図（５）に示す。同様にψ３方向からは同図
（６）、ψ４方向からは同図（７）に夫々示す。
【００１０】次に、疑似引き込み（Ａ）の時はψ１方向
から論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の動き
を示したのが同図（８）である。先ず、ａからａに信号
が変化した場合ＨからＨに変化するが、その変化過程に
おいて正常な軌跡よりもＬレベル方向を通る。又、ａか
らｂに信号が変化した場合ＨからＨに変化するが、その
変化過程において正常な軌跡よりもＨレベル方向を通
る。又、ａからｃに変化する場合は原点を通らず時間ｔ
／２後は原点よりＨレベル方向を通り、ａからｄに変化
する場合は、時間ｔ／２まで原点よりＨレベル方向、時
間ｔ／２からｔまでは原点よりレベル方向を通る。同様
に、ψ２方向からは同図（９）、ψ３方向からは同図
（１０）、ψ４方向からは同図（１１）となる。
から論理レベルＨ，Ｌについて時間ｔまでの信号の動き
を示したのが同図（８）である。先ず、ａからａに信号
が変化した場合ＨからＨに変化するが、その変化過程に
おいて正常な軌跡よりもＬレベル方向を通る。又、ａか
らｂに信号が変化した場合ＨからＨに変化するが、その
変化過程において正常な軌跡よりもＨレベル方向を通
る。又、ａからｃに変化する場合は原点を通らず時間ｔ
／２後は原点よりＨレベル方向を通り、ａからｄに変化
する場合は、時間ｔ／２まで原点よりＨレベル方向、時
間ｔ／２からｔまでは原点よりレベル方向を通る。同様
に、ψ２方向からは同図（９）、ψ３方向からは同図
（１０）、ψ４方向からは同図（１１）となる。
【００１１】次に、疑似引き込み（Ｂ）についても同様
に考えられ同図（１２）〜（１５）に示される。ここで
信号ａからｃに変化した場合だけに着目し、搬送波が正
常に同期引き込みした時は、ｔ／２後は必ず原点を通る
が疑似引き込み状態ではＨ若しくはＬレベルのどちらか
になる。この論理レベルの相関をとることにより、ＡＦ
Ｃ制御を行うことが実現可能となる。又、ａからａ若し
くはａからｄに変化した場合は、正常な軌跡の所で識別
すればａからｃの変化の場合と同様であるが以下ａから
ｃに変化した場合について説明する。
に考えられ同図（１２）〜（１５）に示される。ここで
信号ａからｃに変化した場合だけに着目し、搬送波が正
常に同期引き込みした時は、ｔ／２後は必ず原点を通る
が疑似引き込み状態ではＨ若しくはＬレベルのどちらか
になる。この論理レベルの相関をとることにより、ＡＦ
Ｃ制御を行うことが実現可能となる。又、ａからａ若し
くはａからｄに変化した場合は、正常な軌跡の所で識別
すればａからｃの変化の場合と同様であるが以下ａから
ｃに変化した場合について説明する。
【００１２】そして、疑似引き込み状態（Ａ）の場合と
疑似引き込み状態（Ｂ）については同様に考えられる。
例えば、疑似引き込み状態（Ａ）の時信号がａからｃに
変化した場合において、復調主信号ＤP がＨからＬに変
化した場合は、ψ１方向から見た時、時間ｔ／２後サン
プリングしてやれば必ずＨが出力される。復調主信号Ｄ
P がＬからＨに変化した場合はψ３方向から見た時、時
間ｔ／２後サンプリングして必ずＬが出力される。同様
に、復調主信号ＤP がＨからＬに変化した場合は、ψ２
方向から見た時、時間ｔ／２後サンプリングしてやれば
必ずＬが出力され、復調主信号ＤQ がＬからＨに変化し
た場合はψ４方向から見た時時間ｔ／２後サンプリング
してやれば必ずＨが出力される。
疑似引き込み状態（Ｂ）については同様に考えられる。
例えば、疑似引き込み状態（Ａ）の時信号がａからｃに
変化した場合において、復調主信号ＤP がＨからＬに変
化した場合は、ψ１方向から見た時、時間ｔ／２後サン
プリングしてやれば必ずＨが出力される。復調主信号Ｄ
P がＬからＨに変化した場合はψ３方向から見た時、時
間ｔ／２後サンプリングして必ずＬが出力される。同様
に、復調主信号ＤP がＨからＬに変化した場合は、ψ２
方向から見た時、時間ｔ／２後サンプリングしてやれば
必ずＬが出力され、復調主信号ＤQ がＬからＨに変化し
た場合はψ４方向から見た時時間ｔ／２後サンプリング
してやれば必ずＨが出力される。
【００１３】次に、識別レベルとサンプリングポイント
を図２を参照して説明する。図２のの上側は４相位相復
調されたアイパターン図、下側は主信号識別用ＣＬＫ
（クロック、第１の多値識別器に使用される）、及びＡ
ＦＣ識別用ＣＬＫ（第２の多値識別器に使用される）で
ある。ここで２倍のスピードのＣＬＫでサンプリングを
行えば第１と第２の多値識別器の共有も可能となる。つ
まり、主信号識別のサンプリングタイミングはアイパタ
ーンの開口部に対してサンプリングし、ＡＦＣ識別のタ
イミングは前述したｔ／２（ 0.5ビット）後、開口部と
開口部の間でサンプリングされる。
を図２を参照して説明する。図２のの上側は４相位相復
調されたアイパターン図、下側は主信号識別用ＣＬＫ
（クロック、第１の多値識別器に使用される）、及びＡ
ＦＣ識別用ＣＬＫ（第２の多値識別器に使用される）で
ある。ここで２倍のスピードのＣＬＫでサンプリングを
行えば第１と第２の多値識別器の共有も可能となる。つ
まり、主信号識別のサンプリングタイミングはアイパタ
ーンの開口部に対してサンプリングし、ＡＦＣ識別のタ
イミングは前述したｔ／２（ 0.5ビット）後、開口部と
開口部の間でサンプリングされる。
【００１４】次に、識別レベルに関しては、識別レベル
１と識別レベル２を設け正常な同期引き込み状態では信
号ａからｃに変化した場合必ず領域βを通過するが、疑
似引き込み状態においては領域α，γを通過するように
なり、その識別した結果よりＡＦＣ制御を行うことが容
易に実現できる。又、領域α，γを通らない限り誤って
識別することはないことにより、伝搬路の非線形歪に対
して強いＡＦＣ制御を行うことも可能となる。
１と識別レベル２を設け正常な同期引き込み状態では信
号ａからｃに変化した場合必ず領域βを通過するが、疑
似引き込み状態においては領域α，γを通過するように
なり、その識別した結果よりＡＦＣ制御を行うことが容
易に実現できる。又、領域α，γを通らない限り誤って
識別することはないことにより、伝搬路の非線形歪に対
して強いＡＦＣ制御を行うことも可能となる。
【００１５】次に、図１に示す本発明の一実施例を説明
する。同図において、１は４相位相変調された信号が入
力される位相検波器１であり、４相位相変調波ａは電圧
制御発振器５から出力される再生搬送波ｅにより同期検
波され、ベースバンド信号ｂとして出力され、第１の多
値識別器２及び第２の多値識別器６に供給される。ここ
で、図２の主信号識別に用いられるのは、第１の多値識
別器２であり、ＡＦＣ識別に用いられるのは第２の多値
識別器６である。第１の多値識別器２からは復調主信号
ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ が出力され、位相誤
差検出回路３、相関器７及び判定回路８に夫々供給され
る。又、第２の多値識別器６では入力されたベースバン
ド信号ｂをＡＦＣ識別用クロックを用いて領域α，β，
γについてサンプリングし、識別した結果を相関器７及
び判定回路８に供給する。
する。同図において、１は４相位相変調された信号が入
力される位相検波器１であり、４相位相変調波ａは電圧
制御発振器５から出力される再生搬送波ｅにより同期検
波され、ベースバンド信号ｂとして出力され、第１の多
値識別器２及び第２の多値識別器６に供給される。ここ
で、図２の主信号識別に用いられるのは、第１の多値識
別器２であり、ＡＦＣ識別に用いられるのは第２の多値
識別器６である。第１の多値識別器２からは復調主信号
ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ が出力され、位相誤
差検出回路３、相関器７及び判定回路８に夫々供給され
る。又、第２の多値識別器６では入力されたベースバン
ド信号ｂをＡＦＣ識別用クロックを用いて領域α，β，
γについてサンプリングし、識別した結果を相関器７及
び判定回路８に供給する。
【００１６】位相誤差検出回路３は、入力された復調主
信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ から電圧制御発
振器５を制御するための制御信号ｃを出力する。この制
御信号ｃはＬＰＦ４により不要波が除去され合成器１１
を通って制御電圧ｊとなり電圧制御発振器５を制御す
る。又、判定回路８では、入力される第１の多値識別器
２の出力信号と第２の多値識別器６の出力信号により前
記した特定の信号の変化を識別判定し、スイッチ９を制
御する制御信号ｇを出力する。
信号ＤP ，ＤQ 及び誤差信号ＥP ，ＥQ から電圧制御発
振器５を制御するための制御信号ｃを出力する。この制
御信号ｃはＬＰＦ４により不要波が除去され合成器１１
を通って制御電圧ｊとなり電圧制御発振器５を制御す
る。又、判定回路８では、入力される第１の多値識別器
２の出力信号と第２の多値識別器６の出力信号により前
記した特定の信号の変化を識別判定し、スイッチ９を制
御する制御信号ｇを出力する。
【００１７】そして、相関器７では入力される信号の相
関をとり、ＡＦＣ制御信号ｆを出力する。スイッチ９で
は判定回路８の判定によりＡＦＣ制御信号ｆをＡＦＣ制
御信号ｈとして出力する。このＡＦＣ制御信号ｈは不要
波除去のためのＬＰＦ１０を通り、不要波を除去された
ＡＦＣ制御電圧ｉとなり、合成器１１により位相誤差検
出回路３に付加される。このことにより、ＡＦＣ制御を
用いた搬送波再生回路が容易に実現できる。
関をとり、ＡＦＣ制御信号ｆを出力する。スイッチ９で
は判定回路８の判定によりＡＦＣ制御信号ｆをＡＦＣ制
御信号ｈとして出力する。このＡＦＣ制御信号ｈは不要
波除去のためのＬＰＦ１０を通り、不要波を除去された
ＡＦＣ制御電圧ｉとなり、合成器１１により位相誤差検
出回路３に付加される。このことにより、ＡＦＣ制御を
用いた搬送波再生回路が容易に実現できる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、第２の多
値識別器の出力レベルがあるしきい値以上となった時
に、第１及び第２の多値識別器の出力信号の相関をとる
相関器の出力を第１の多値識別器の出力に付加して電圧
制御発振器を制御することで、４相位相変調された変調
波をＡＦＣ制御を用いた搬送波再生回路により復調する
ことが容易に実現できる。又、伝搬路の非線形歪みに対
して強いＡＦＣ制御を行うことも可能となる。
値識別器の出力レベルがあるしきい値以上となった時
に、第１及び第２の多値識別器の出力信号の相関をとる
相関器の出力を第１の多値識別器の出力に付加して電圧
制御発振器を制御することで、４相位相変調された変調
波をＡＦＣ制御を用いた搬送波再生回路により復調する
ことが容易に実現できる。又、伝搬路の非線形歪みに対
して強いＡＦＣ制御を行うことも可能となる。
【図１】本発明の搬送波再生回路の一実施例のブロック
図である。
図である。
【図２】識別レベルとＣＬＫサンプリングポイントの関
係を示す図である。
係を示す図である。
【図３】復調軌跡を示す図である。
【図４】従来の搬送波再生回路のブロック図である。
１ ４相位相検波器 ２ 第１の多値識別器 ３ 位相誤差検出回路 ４ ＬＰＦ ５ 電圧制御発振器 ６ 第２の多値識別器 ７ 相関器 ８ 判定回路 ９ スイッチ １０ ＬＰＦ １１ 合成器
Claims (1)
- 【請求項１】 ４相位相変調された入力信号を電圧制御
発振器から出力される基準搬送波により同期検波する４
相位相検波器と、４相位相検波器の２列の出力信号を多
値識別する第１の多値識別器と、この第１の多値識別器
の出力を論理処理して前記電圧制御発振器を制御するた
めの位相誤差信号を出力する位相誤差検出器と、前記４
相位相検波器の２列の出力信号をデータの変換時点で多
値識別する第２の多値識別器と、前記第１の多値識別器
の出力信号と第２の多値識別器の出力信号との相関をと
る相関器と、４相位相検波器の２列の出力信号が同時に
変化し、かつ第２の多値識別器の出力レベルがあるしき
い値以上となったことを判定する判定回路と、判定回路
の出力により前記相関器の出力を前記位相誤差検出回路
の出力に付加するスイッチ回路とを備えることを特徴と
する搬送波再生回路
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3276450A JP2771365B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 搬送波再生回路 |
| DE69232235T DE69232235T2 (de) | 1991-09-30 | 1992-09-25 | Trägerrückgewinnung für QPSK |
| EP92308793A EP0535880B1 (en) | 1991-09-30 | 1992-09-25 | Carrier recovery for QPSK |
| US07/954,272 US5341105A (en) | 1991-09-30 | 1992-09-30 | Quadratore demodulator circuit utilizing automatic frequency control signal and method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3276450A JP2771365B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0591154A JPH0591154A (ja) | 1993-04-09 |
| JP2771365B2 true JP2771365B2 (ja) | 1998-07-02 |
Family
ID=17569607
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3276450A Expired - Lifetime JP2771365B2 (ja) | 1991-09-30 | 1991-09-30 | 搬送波再生回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5341105A (ja) |
| EP (1) | EP0535880B1 (ja) |
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