JP2677409B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JP2677409B2 JP2677409B2 JP1064465A JP6446589A JP2677409B2 JP 2677409 B2 JP2677409 B2 JP 2677409B2 JP 1064465 A JP1064465 A JP 1064465A JP 6446589 A JP6446589 A JP 6446589A JP 2677409 B2 JP2677409 B2 JP 2677409B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- transistor
- capacitor
- diode
- inductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/0085—Partially controlled bridges
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電力
を高周波電力に変換して負荷を駆動するインバータ装置
に関するものである。
を高周波電力に変換して負荷を駆動するインバータ装置
に関するものである。
［従来の技術］ 従来例１ 第16図は従来の一般的なインバータ装置の回路図であ
る。交流電源Vsの交流電圧は、ダイオードD3〜D6よりな
るダイオードブリッジ回路にて全波整流され、平滑用の
コンデンサC1にて平滑されて、直流電圧となる。コンデ
ンサC1の両端には、トランジスタQ1,Q2の直列回路と、
コンデンサC2,C3の直列回路が並列的に接続されてい
る。各トランジスタQ1,Q2には、ダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点とコン
デンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続され
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオンオフ
するように駆動される。まず、トランジスタQ1がオン状
態でトランジスタQ2がオフ状態であるときには、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに一方向
に電流が流れる。次に、トランジスタQ1がオフ状態でト
ランジスタQ2がオン状態であるときには、コンデンサC3
からトランジスタQ2を介して負荷回路Ｒに逆方向に電流
が流れる。したがって、負荷回路Ｒには高周波電力が供
給されるものである。以上によりハーフブリッジインバ
ータ回路が構成されている。
る。交流電源Vsの交流電圧は、ダイオードD3〜D6よりな
るダイオードブリッジ回路にて全波整流され、平滑用の
コンデンサC1にて平滑されて、直流電圧となる。コンデ
ンサC1の両端には、トランジスタQ1,Q2の直列回路と、
コンデンサC2,C3の直列回路が並列的に接続されてい
る。各トランジスタQ1,Q2には、ダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点とコン
デンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続され
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオンオフ
するように駆動される。まず、トランジスタQ1がオン状
態でトランジスタQ2がオフ状態であるときには、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに一方向
に電流が流れる。次に、トランジスタQ1がオフ状態でト
ランジスタQ2がオン状態であるときには、コンデンサC3
からトランジスタQ2を介して負荷回路Ｒに逆方向に電流
が流れる。したがって、負荷回路Ｒには高周波電力が供
給されるものである。以上によりハーフブリッジインバ
ータ回路が構成されている。
第17図は上記回路の動作波形図である。図中、Vinは
交流電源Vsからの入力電圧、Iinは交流電源Vsからの入
力電流、VC1は平滑用コンデンサC1に得られる直流電
圧、Ｖは負荷回路Ｒの両端に得られる高周波電圧であ
る。同図に示すように、上記回路にあっては、交流電源
Vsの電源電圧Vinがピーク値付近のときにしか、入力電
流Iinが流れず、入力電流波形はパルス状波形となり、
そのピーク値も高い。このため、上記回路では入力力率
が低く、入力電流の歪率が大きく、高調波成分が多く含
まれる。
交流電源Vsからの入力電圧、Iinは交流電源Vsからの入
力電流、VC1は平滑用コンデンサC1に得られる直流電
圧、Ｖは負荷回路Ｒの両端に得られる高周波電圧であ
る。同図に示すように、上記回路にあっては、交流電源
Vsの電源電圧Vinがピーク値付近のときにしか、入力電
流Iinが流れず、入力電流波形はパルス状波形となり、
そのピーク値も高い。このため、上記回路では入力力率
が低く、入力電流の歪率が大きく、高調波成分が多く含
まれる。
従来例２ 第18図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、入力力率を改善するために、ダイオードD3〜D6よ
りなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とインバー
タ回路１の間に、チョッパー回路２を挿入したものであ
る。このチョッパー回路２は昇圧型のチョッパー回路で
あり、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にインダク
タL2とトランジスタQ3の直列回路を接続し、トランジス
タQ3の両端に逆流阻止用のダイオードD7を介して平滑用
コンデンサC1を接続したものである。トランジスタQ3は
ドライブ回路４により高速でスイッチングされる。ま
ず、トランジスタQ3がオンされると、ダイオードブリッ
ジ回路の直流出力端をインダクタL2で短絡することにな
る。これにより、インダクタL2に流れる電流IL2は、第2
0図に示すように、ダイオードブリッジ回路の直流出力
電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタL2に
エネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジスタQ3が
オフされると、インダクタL2のエネルギーは放出され、
ダイオードD7を介してコンデンサC1を充電する。このと
き、コンデンサC1には、ダイオードブリッジ回路の直流
出力電圧にインダクタL2の両端に生じる電圧を加えた電
圧が充電されるので、コンデンサC1には交流電源Vsのピ
ーク値よりも高い直流電圧VC1を得ることができる。ま
た、従来例１に比べると、コンデンサC1に充電電流が流
れている期間が長いので、コンデンサC1の電圧VC1は、
より平滑化される。
ては、入力力率を改善するために、ダイオードD3〜D6よ
りなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とインバー
タ回路１の間に、チョッパー回路２を挿入したものであ
る。このチョッパー回路２は昇圧型のチョッパー回路で
あり、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にインダク
タL2とトランジスタQ3の直列回路を接続し、トランジス
タQ3の両端に逆流阻止用のダイオードD7を介して平滑用
コンデンサC1を接続したものである。トランジスタQ3は
ドライブ回路４により高速でスイッチングされる。ま
ず、トランジスタQ3がオンされると、ダイオードブリッ
ジ回路の直流出力端をインダクタL2で短絡することにな
る。これにより、インダクタL2に流れる電流IL2は、第2
0図に示すように、ダイオードブリッジ回路の直流出力
電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタL2に
エネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジスタQ3が
オフされると、インダクタL2のエネルギーは放出され、
ダイオードD7を介してコンデンサC1を充電する。このと
き、コンデンサC1には、ダイオードブリッジ回路の直流
出力電圧にインダクタL2の両端に生じる電圧を加えた電
圧が充電されるので、コンデンサC1には交流電源Vsのピ
ーク値よりも高い直流電圧VC1を得ることができる。ま
た、従来例１に比べると、コンデンサC1に充電電流が流
れている期間が長いので、コンデンサC1の電圧VC1は、
より平滑化される。
このように、トランジスタQ3を高速でオンオフさせる
ことで、インダクタL2を介して交流電源Vsから常に入力
電流Iinを流すことができ、インダクタL2の電流波形は
包絡線が正弦波状となる。これをACフィルタ３で電流が
連続的になるようにフィルタリングすれば、第20図に示
すように、入力電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波と
なり、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の歪率
は小さくなり、高調波成分が少なくなる。ここで、ACフ
ィルタ３はインダクタL1とコンデンサC4よりなるローパ
スフィルタにて構成され、商用交流周波数に対しては低
インピーダンスを呈し、トランジスタQ3のスイッチング
周波数に対しては高インピーダンスを呈するように回路
定数を設定してある。なお、コンデンサC1に得られる電
圧VC1はほぼ完全に平滑された直流電圧となるので、負
荷回路Ｒに印加される高周波電圧の包絡線もフラットに
なる。
ことで、インダクタL2を介して交流電源Vsから常に入力
電流Iinを流すことができ、インダクタL2の電流波形は
包絡線が正弦波状となる。これをACフィルタ３で電流が
連続的になるようにフィルタリングすれば、第20図に示
すように、入力電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波と
なり、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の歪率
は小さくなり、高調波成分が少なくなる。ここで、ACフ
ィルタ３はインダクタL1とコンデンサC4よりなるローパ
スフィルタにて構成され、商用交流周波数に対しては低
インピーダンスを呈し、トランジスタQ3のスイッチング
周波数に対しては高インピーダンスを呈するように回路
定数を設定してある。なお、コンデンサC1に得られる電
圧VC1はほぼ完全に平滑された直流電圧となるので、負
荷回路Ｒに印加される高周波電圧の包絡線もフラットに
なる。
ところが、この従来例２では、チョッパー回路２で一
旦直流電圧VC1を得て、その後、別途設けたインバータ
回路１で交流に変換しているので、使用素子数が多くな
り、電力損失が大きくなったり、構成が複雑になったり
するという問題がある。
旦直流電圧VC1を得て、その後、別途設けたインバータ
回路１で交流に変換しているので、使用素子数が多くな
り、電力損失が大きくなったり、構成が複雑になったり
するという問題がある。
なお、第19図はハーフブリッジインバータ回路の駆動
方式を示す回路図である。ドライブ回路５によりトラン
ジスタQ2のオンオフ信号を作成し、このオンオフ信号を
反転させてトランジスタQ1のオンオフ信号を作成し、後
者をレベルシフト回路６を介してドライブ回路７に信号
伝達している。オンオフ信号は、高周波の矩形波信号よ
りなり、無安定マルチバイブレータ等によって作ること
ができる。また、レベルシフト回路６は、パルストラン
スやフォトカプラを用いて簡単に構成できる。ドライブ
回路５により作成されるトランジスタQ2のオンオフ信号
は、チョッパー回路２のトランジスタQ3のオンオフ信号
として流用しても良い。
方式を示す回路図である。ドライブ回路５によりトラン
ジスタQ2のオンオフ信号を作成し、このオンオフ信号を
反転させてトランジスタQ1のオンオフ信号を作成し、後
者をレベルシフト回路６を介してドライブ回路７に信号
伝達している。オンオフ信号は、高周波の矩形波信号よ
りなり、無安定マルチバイブレータ等によって作ること
ができる。また、レベルシフト回路６は、パルストラン
スやフォトカプラを用いて簡単に構成できる。ドライブ
回路５により作成されるトランジスタQ2のオンオフ信号
は、チョッパー回路２のトランジスタQ3のオンオフ信号
として流用しても良い。
従来例３ 第21図はさらに他の従来例（例えば特開昭60−134776
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、従
来例２（第18図）におけるチョッパー回路２のトランジ
スタQ3を、ハーフブリッジインバータ回路１における片
方のトランジスタQ2で兼用したものである。トランジス
タQ1,Q2は交互にオンオフして負荷回路Ｒに高周波電力
を供給するが、トランジスタQ2はチョッパー回路２のス
イッチング要素としても働く。すなわち、まず、トラン
ジスタQ2がオンされると、ダイオードブリッジ回路の直
流出力端がインダクタL2にて短絡され、インダクタL2に
エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタQ2がオフ
されると、ダイオードD1を介してコンデンサC1へインダ
クタL2のエネルギーが放出される。つまり、トランジス
タQ2が第18図のトランジスタQ3の働きを兼ねると共に、
ダイオードD1が第18図のダイオードD7の働きを兼ねてお
り、したがって、トランジスタQ3とダイオードD7を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
トランジスタQ3のドライブ回路４も不要となる。
号公報参照）の回路図である。この回路にあっては、従
来例２（第18図）におけるチョッパー回路２のトランジ
スタQ3を、ハーフブリッジインバータ回路１における片
方のトランジスタQ2で兼用したものである。トランジス
タQ1,Q2は交互にオンオフして負荷回路Ｒに高周波電力
を供給するが、トランジスタQ2はチョッパー回路２のス
イッチング要素としても働く。すなわち、まず、トラン
ジスタQ2がオンされると、ダイオードブリッジ回路の直
流出力端がインダクタL2にて短絡され、インダクタL2に
エネルギーが蓄積される。次に、トランジスタQ2がオフ
されると、ダイオードD1を介してコンデンサC1へインダ
クタL2のエネルギーが放出される。つまり、トランジス
タQ2が第18図のトランジスタQ3の働きを兼ねると共に、
ダイオードD1が第18図のダイオードD7の働きを兼ねてお
り、したがって、トランジスタQ3とダイオードD7を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
トランジスタQ3のドライブ回路４も不要となる。
ところが、この回路にあっては、ダイオードD3〜D6で
成るダイオードブリッジ回路とインバータ回路１は分離
されているので、ダイオードの数も多く未だ構成が複雑
である。また、チョッパー回路２とインバータ回路１と
で共用されるトランジスタQ2及びダイオードD1のみに、
チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れるため、
インバータ回路１における片方のトランジスタQ2のみに
ストレスが集中するという問題があった。
成るダイオードブリッジ回路とインバータ回路１は分離
されているので、ダイオードの数も多く未だ構成が複雑
である。また、チョッパー回路２とインバータ回路１と
で共用されるトランジスタQ2及びダイオードD1のみに、
チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れるため、
インバータ回路１における片方のトランジスタQ2のみに
ストレスが集中するという問題があった。
従来例４ 第22図はさらに別の従来例の回路図である。この回路
にあっては、従来例２において、チョッパー回路２のイ
ンダクタL2をダイオードD3〜D6よりなるダイオードブリ
ッジ回路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ3,Q4
をダイオードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオード
D5,D6の各々の両端に接続してある。
にあっては、従来例２において、チョッパー回路２のイ
ンダクタL2をダイオードD3〜D6よりなるダイオードブリ
ッジ回路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ3,Q4
をダイオードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオード
D5,D6の各々の両端に接続してある。
以下、その動作について説明する。交流電源Vsが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタQ4がオンする
と、インダクタL2、トランジスタQ4、ダイオードD4を通
る経路で交流電源VsからインダクタL2に電流が流れ、イ
ンダクタL2の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL2にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ4がオフすると、イン
ダクタL2のエネルギーはダイオードD5、コンデンサC1、
ダイオードD4を通る経路で放出され、コンデンサC1を充
電する。そして、交流電源Vsの正の半サイクルの間は、
上記過程を繰り返すことで、第23図に示すように、イン
ダクタL2に流れる電流IL2の包絡線を正の期間について
正弦波状とすることができる。
半サイクルにあるときに、トランジスタQ4がオンする
と、インダクタL2、トランジスタQ4、ダイオードD4を通
る経路で交流電源VsからインダクタL2に電流が流れ、イ
ンダクタL2の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL2にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ4がオフすると、イン
ダクタL2のエネルギーはダイオードD5、コンデンサC1、
ダイオードD4を通る経路で放出され、コンデンサC1を充
電する。そして、交流電源Vsの正の半サイクルの間は、
上記過程を繰り返すことで、第23図に示すように、イン
ダクタL2に流れる電流IL2の包絡線を正の期間について
正弦波状とすることができる。
次に、交流電源Vsの負の半サイクルでは、トランジス
タQ3がオンすると、ダイオードD3、トランジスタQ3、イ
ンダクタL2を通る経路で交流電源VsからインダクタL2に
電流が流れる。インダクタL2に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL2にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ3がオフすると、イ
ンダクタL2のエネルギーは交流電源VsもしくはACフィル
ター３のコンデンサC4、ダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD6を通る経路で放出され、コンデンサC1が充
電される。そして、交流電源Vsの負の半サイクルの間、
上記過程を繰り返すことで、第23図に示すように、イン
ダクタL2に流れる電流IL2の包絡線を負の期間について
も正弦波状とすることができる。
タQ3がオンすると、ダイオードD3、トランジスタQ3、イ
ンダクタL2を通る経路で交流電源VsからインダクタL2に
電流が流れる。インダクタL2に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL2にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ3がオフすると、イ
ンダクタL2のエネルギーは交流電源VsもしくはACフィル
ター３のコンデンサC4、ダイオードD3、コンデンサC1、
ダイオードD6を通る経路で放出され、コンデンサC1が充
電される。そして、交流電源Vsの負の半サイクルの間、
上記過程を繰り返すことで、第23図に示すように、イン
ダクタL2に流れる電流IL2の包絡線を負の期間について
も正弦波状とすることができる。
以上のように、トランジスタQ3,Q4を高速で交互にオ
ン・オフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイクル
に同期して交流的に従来例２と同様なチョッパー動作を
行わせることができる。そして、前段にACフィルタ３を
挿入することで、入力電流を連続的にすることができ、
入力電流の歪率を小さくすることができる。また、この
ときの入力電流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にす
ることができ、入力力率はほぼ１となる。
ン・オフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイクル
に同期して交流的に従来例２と同様なチョッパー動作を
行わせることができる。そして、前段にACフィルタ３を
挿入することで、入力電流を連続的にすることができ、
入力電流の歪率を小さくすることができる。また、この
ときの入力電流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にす
ることができ、入力力率はほぼ１となる。
この従来例では、入力電流の通過する半導体数が従来
例２の場合よりも少ないため、電力損失は低減される。
また、第24図に示すように、チョッパー回路のトランジ
スタQ3,Q4はMOSFETに置き換えることができ、この場
合、MOSFETの寄生ダイオードを利用できるため、逆並列
ダイオードD5,D6は省くことができるから、使用素子数
も減る。MOSFETの寄生ダイオードは、図中、点線で示し
た。
例２の場合よりも少ないため、電力損失は低減される。
また、第24図に示すように、チョッパー回路のトランジ
スタQ3,Q4はMOSFETに置き換えることができ、この場
合、MOSFETの寄生ダイオードを利用できるため、逆並列
ダイオードD5,D6は省くことができるから、使用素子数
も減る。MOSFETの寄生ダイオードは、図中、点線で示し
た。
ところが、この従来例ではチョッパー回路２を構成す
るために、インバータ回路１とはスイッチング素子が必
要であり、インバータ回路１も含めた装置全体として
は、使用素素子数が多く、構成が複雑になるという問題
がある。
るために、インバータ回路１とはスイッチング素子が必
要であり、インバータ回路１も含めた装置全体として
は、使用素素子数が多く、構成が複雑になるという問題
がある。
［発明が解決しようとする課題］ 上述のように、従来、各種のインバータ装置が提案さ
れているが、入力力率を改善し、入力電流歪率を低減す
るには、チョッパー回路を交流電源とインバータ回路の
間に設ける必要があり、このチョッパー回路を設けるこ
とにより、使用素子数が増加したり、電力損失が増加し
たりするという問題があった。
れているが、入力力率を改善し、入力電流歪率を低減す
るには、チョッパー回路を交流電源とインバータ回路の
間に設ける必要があり、このチョッパー回路を設けるこ
とにより、使用素子数が増加したり、電力損失が増加し
たりするという問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、上述の従来例の欠点を解消
し、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御も簡
単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成で
きるインバータ装置を提供することにある。
その目的とするところは、上述の従来例の欠点を解消
し、使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御も簡
単でありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成で
きるインバータ装置を提供することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題
を解決するために、第１図に示すように、順方向に交互
にオンオフされ、逆方向電流は阻止しない第１のスイッ
チング要素（Q1,D1）及び第２のスイッチング要素（Q2,
D2）を順方向が一致するように直列接続した回路と、第
１及び第２のダイオードD3,D4を順方向が一致するよう
に直列接続した回路とを、各ダイオードD3,D4の順方向
が各スイッチング要素（Q1,D1），（Q2,D2）の逆方向と
一致するように並列接続し、第１及び第２のスイッチン
グ要素（Q1,D1），（Q2,D2）の接続点と第１及び第２の
ダイオードD3,D4の接続点の間に、インダクタL2を介し
て交流電源Vsを接続し、第１及び第２のスイッチング要
素（Q1,D1），（Q2,D2）の直列回路の両端に第１のコン
デンサ（C2,C3）を並列接続し、少なくとも一方のスイ
ッチング要素（Q1,D1又はQ2,D2）と並列に負荷回路Ｒと
第２のコンデンサC2（又はC3）の直列回路を接続して成
るものである。
を解決するために、第１図に示すように、順方向に交互
にオンオフされ、逆方向電流は阻止しない第１のスイッ
チング要素（Q1,D1）及び第２のスイッチング要素（Q2,
D2）を順方向が一致するように直列接続した回路と、第
１及び第２のダイオードD3,D4を順方向が一致するよう
に直列接続した回路とを、各ダイオードD3,D4の順方向
が各スイッチング要素（Q1,D1），（Q2,D2）の逆方向と
一致するように並列接続し、第１及び第２のスイッチン
グ要素（Q1,D1），（Q2,D2）の接続点と第１及び第２の
ダイオードD3,D4の接続点の間に、インダクタL2を介し
て交流電源Vsを接続し、第１及び第２のスイッチング要
素（Q1,D1），（Q2,D2）の直列回路の両端に第１のコン
デンサ（C2,C3）を並列接続し、少なくとも一方のスイ
ッチング要素（Q1,D1又はQ2,D2）と並列に負荷回路Ｒと
第２のコンデンサC2（又はC3）の直列回路を接続して成
るものである。
［作 用］ 以下、本発明の原理について説明する。第７図は、コ
ンデンサ入力型整流回路の動作説明図である。この種の
整流回路の入力電圧−入力電流特性は不感帯を有する非
線形特性となる。正弦波状の入力電圧Vinが、このよう
な不感帯を有する非線形回路に入力されると、入力電流
Iinは尖頭電圧波形となる。したがって、入力力率は低
く、高調波成分を多く含むことになる。
ンデンサ入力型整流回路の動作説明図である。この種の
整流回路の入力電圧−入力電流特性は不感帯を有する非
線形特性となる。正弦波状の入力電圧Vinが、このよう
な不感帯を有する非線形回路に入力されると、入力電流
Iinは尖頭電圧波形となる。したがって、入力力率は低
く、高調波成分を多く含むことになる。
ここで、もし、入力正弦波電圧Vinに高周波電圧を重
畳し、第８図に示すような入力電圧VHFを加えると、こ
の非線形回路は線形化されて、入力電流IHFの波形は包
絡線が正弦波に近い波形となる。これは非線形制御系の
線形化に使用されるディザー信号（高周波信号）の原理
を応用したものである。この高周波信号を含む入力電流
IHFをローパスフィルタLPFに通して高周波成分を除去す
ると、正弦波に近い入力電流Iinが得られる。したがっ
て、入力力率は高くなり、高調波成分も少なくなる。
畳し、第８図に示すような入力電圧VHFを加えると、こ
の非線形回路は線形化されて、入力電流IHFの波形は包
絡線が正弦波に近い波形となる。これは非線形制御系の
線形化に使用されるディザー信号（高周波信号）の原理
を応用したものである。この高周波信号を含む入力電流
IHFをローパスフィルタLPFに通して高周波成分を除去す
ると、正弦波に近い入力電流Iinが得られる。したがっ
て、入力力率は高くなり、高調波成分も少なくなる。
第１図はこの動作を行うための基本回路を示したもの
である。図中、インダクタL1,L2及びコンデンサC4は、
ディザー信号を除去するローパスフィルター回路を構成
している。インバータ部はハーフブリッジ構成を有して
おり、負荷回路Ｒの両端には方形波状の高周波電圧を発
生する。もし、交流電源Vsの一端をコンデンサC2とC3の
接続点に接続したならば、この回路は単相倍電圧整流回
路となる。本回路では、図示のように、コンデンサC2と
C3の接続点に一端を接続された負荷回路Ｒの他端に交流
電源Vsの一端を接続してあるから、交流電源Vsに負荷回
路Ｒの両端の高周波電圧に相当するディザー信号（高周
波信号）を重畳させて単相倍電圧整流回路に印加するこ
とに相当し、第８図に示す原理により正弦波に近い入力
電流を得ることができるものである。
である。図中、インダクタL1,L2及びコンデンサC4は、
ディザー信号を除去するローパスフィルター回路を構成
している。インバータ部はハーフブリッジ構成を有して
おり、負荷回路Ｒの両端には方形波状の高周波電圧を発
生する。もし、交流電源Vsの一端をコンデンサC2とC3の
接続点に接続したならば、この回路は単相倍電圧整流回
路となる。本回路では、図示のように、コンデンサC2と
C3の接続点に一端を接続された負荷回路Ｒの他端に交流
電源Vsの一端を接続してあるから、交流電源Vsに負荷回
路Ｒの両端の高周波電圧に相当するディザー信号（高周
波信号）を重畳させて単相倍電圧整流回路に印加するこ
とに相当し、第８図に示す原理により正弦波に近い入力
電流を得ることができるものである。
本発明の更に詳しい構成及び作用については、以下の
実施例の説明において詳述する。
実施例の説明において詳述する。
［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。トランジスタQ1,Q2は
バイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1
のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタに
は、ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接
続されている。トランジスタQ1のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号が入力されており、トランジスタ
Q2のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レ
ベルのときに低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レ
ベルのときに高レベルとなる第２の矩形波信号が入力さ
れている。これにより、トランジスタQ1,Q2は交互にオ
ンオフされる。トランジスタQ1のコレクタにはダイオー
ドD3のカソードが接続され、ダイオードD3のアノードは
ダイオードD4のカソードに接続され、ダイオードD4のア
ノードはトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2の一端が
接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3の一端に
接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタQ2のエミ
ッタに接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続
されている。本実施例では、説明を簡単化するために負
荷回路Ｒとして抵抗素子を用いているが、誘導性リアク
タンスや容量性リアクタンスを含んでいても良い。トラ
ンジスタQ1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続され
ている。交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L2を介し
て、ダイオードD3,D4の接続点に接続されている。イン
ダクタL1,L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、
コンデンサC4が接続されている。インダクタL1とコンデ
ンサC4はACフィルタ３を構成している。また、トランジ
スタQ1,Q2とダイオードD1,D2及びコンデンサC2,C3は、
ダイオードD3,D4及びインダクタL2と共にチョッパー回
路２を構成し、且つ負荷回路Ｒと共にインバータ回路１
を構成している。
その回路構成について説明する。トランジスタQ1,Q2は
バイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1
のエミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されて
いる。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタに
は、ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接
続されている。トランジスタQ1のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号が入力されており、トランジスタ
Q2のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が高レ
ベルのときに低レベルとなり、第１の矩形波信号が低レ
ベルのときに高レベルとなる第２の矩形波信号が入力さ
れている。これにより、トランジスタQ1,Q2は交互にオ
ンオフされる。トランジスタQ1のコレクタにはダイオー
ドD3のカソードが接続され、ダイオードD3のアノードは
ダイオードD4のカソードに接続され、ダイオードD4のア
ノードはトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1のコレクタには、コンデンサC2の一端が
接続され、コンデンサC2の他端はコンデンサC3の一端に
接続され、コンデンサC3の他端はトランジスタQ2のエミ
ッタに接続されている。トランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続
されている。本実施例では、説明を簡単化するために負
荷回路Ｒとして抵抗素子を用いているが、誘導性リアク
タンスや容量性リアクタンスを含んでいても良い。トラ
ンジスタQ1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続され
ている。交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L2を介し
て、ダイオードD3,D4の接続点に接続されている。イン
ダクタL1,L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、
コンデンサC4が接続されている。インダクタL1とコンデ
ンサC4はACフィルタ３を構成している。また、トランジ
スタQ1,Q2とダイオードD1,D2及びコンデンサC2,C3は、
ダイオードD3,D4及びインダクタL2と共にチョッパー回
路２を構成し、且つ負荷回路Ｒと共にインバータ回路１
を構成している。
以下、本実施例の動作について説明する。
第２図は本実施例の動作波形図であり、第３図乃至第
６図は本実施例の動作説明のための回路図である。
６図は本実施例の動作説明のための回路図である。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ1がオンすると、第３図に示すように、インダク
タL2、ダイオードD3、トランジスタQ1を通る経路で交流
電源VsからインダクタL2に電流が流れ、その電流値は入
力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加してい
く。このとき、トランジスタQ1はインバータ用のスイッ
チング素子としても機能し、コンデンサC2からトランジ
スタQ1を介して負荷回路Ｒに電流を流す。
ジスタQ1がオンすると、第３図に示すように、インダク
タL2、ダイオードD3、トランジスタQ1を通る経路で交流
電源VsからインダクタL2に電流が流れ、その電流値は入
力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加してい
く。このとき、トランジスタQ1はインバータ用のスイッ
チング素子としても機能し、コンデンサC2からトランジ
スタQ1を介して負荷回路Ｒに電流を流す。
次に、トランジスタQ1がオフすると、第４図に示すよ
うに、インダクタL2、ダイオードD3、コンデンサC2、負
荷回路Ｒ、交流電源Vsを通る経路、並びに、インダクタ
L2、ダイオードD3、コンデンサC2,C3、ダイオードD2、
交流電源Vsを通る経路（図示せず）で、インダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電す
る。このとき、トランジスタQ2がオンしており、コンデ
ンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で、
第３図に示す方向とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流
す。
うに、インダクタL2、ダイオードD3、コンデンサC2、負
荷回路Ｒ、交流電源Vsを通る経路、並びに、インダクタ
L2、ダイオードD3、コンデンサC2,C3、ダイオードD2、
交流電源Vsを通る経路（図示せず）で、インダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電す
る。このとき、トランジスタQ2がオンしており、コンデ
ンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で、
第３図に示す方向とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流
す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、第５図に示すように、交流電源
Vs、トランジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路で、インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入
力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加して行
く。このとき、トランジスタQ2はインバータ用のスイッ
チング素子としても機能し、コンデンサC3から負荷回路
Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で負荷回路Ｒに電流を流
す。
ジスタQ2がオンすると、第５図に示すように、交流電源
Vs、トランジスタQ2、ダイオードD4、インダクタL2を通
る経路で、インダクタL2に電流が流れ、その電流値は入
力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで増加して行
く。このとき、トランジスタQ2はインバータ用のスイッ
チング素子としても機能し、コンデンサC3から負荷回路
Ｒ、トランジスタQ2を通る経路で負荷回路Ｒに電流を流
す。
次に、トランジスタQ2がオフすると、第６図に示すよ
うに、交流電源Vs、負荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオ
ードD4、インダクタL2を通る経路、並びに、交流電源V
s、ダイオードD1、コンデンサC2,C3、ダイオードD4、イ
ンダクタL2を通る経路（図示せず）で、インダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電す
る。このとき、トランジスタQ1がオンしており、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して、第５図に示す方向
とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
うに、交流電源Vs、負荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオ
ードD4、インダクタL2を通る経路、並びに、交流電源V
s、ダイオードD1、コンデンサC2,C3、ダイオードD4、イ
ンダクタL2を通る経路（図示せず）で、インダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC2及びC3を充電す
る。このとき、トランジスタQ1がオンしており、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して、第５図に示す方向
とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
したがって、本実施例にあっては、インバータ用スイ
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、本
実施例にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に各トラ
ンジスタQ1,Q2が交互にチョッパー用のスイッチング素
子として働くので、従来例３に比べて、スイッチング素
子１個当たりのストレスが軽減されるという利点があ
り、またスイッチング素子（トランジスタQ1,Q2）の電
力損失のバランスが取れているので、例えば放熱構造は
同じで良い。さらに、スイッチング素子（トランジスタ
Q1,Q2）はインバータ用のスイッチング素子としても動
作しているから、従来例2,4のように、別個にチョッパ
ー駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も
簡単化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の間
に、ACフィルタ３を挿入して入力電流を連続的にするこ
とにより、入力電流歪率を低減することができ、また、
入力電流を入力電圧と同相の正弦波にできるので、入力
力率はほぼ１となることは言うまでもない。第２図は第
１図に示す回路を適切に設計した試作例についての実験
結果を示しており、図中、Vinは入力電圧波形、Iinは入
力電流波形である。この実験例では、99％の力率、94％
の効率が得られた。
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、本
実施例にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に各トラ
ンジスタQ1,Q2が交互にチョッパー用のスイッチング素
子として働くので、従来例３に比べて、スイッチング素
子１個当たりのストレスが軽減されるという利点があ
り、またスイッチング素子（トランジスタQ1,Q2）の電
力損失のバランスが取れているので、例えば放熱構造は
同じで良い。さらに、スイッチング素子（トランジスタ
Q1,Q2）はインバータ用のスイッチング素子としても動
作しているから、従来例2,4のように、別個にチョッパ
ー駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も
簡単化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の間
に、ACフィルタ３を挿入して入力電流を連続的にするこ
とにより、入力電流歪率を低減することができ、また、
入力電流を入力電圧と同相の正弦波にできるので、入力
力率はほぼ１となることは言うまでもない。第２図は第
１図に示す回路を適切に設計した試作例についての実験
結果を示しており、図中、Vinは入力電圧波形、Iinは入
力電流波形である。この実験例では、99％の力率、94％
の効率が得られた。
なお、本実施例におけるダイオードD1,D2はコンデン
サC2,C3を充電して負荷回路Ｒに安定した平滑出力を供
給するものである。つまり、第１図におけるダイオード
D1,D2を除去した場合、第４図及び第６図図示のよう
に、コンデンサC2,C3を充電する経路は一応存在する
が、負荷回路Ｒを介した経路となるので、安定した平滑
出力を供給するにはトランジスタQ1,Q2の制御に工夫を
要したり、負荷回路Ｒのインピーダンス値に制約が生じ
たりする恐れがある。
サC2,C3を充電して負荷回路Ｒに安定した平滑出力を供
給するものである。つまり、第１図におけるダイオード
D1,D2を除去した場合、第４図及び第６図図示のよう
に、コンデンサC2,C3を充電する経路は一応存在する
が、負荷回路Ｒを介した経路となるので、安定した平滑
出力を供給するにはトランジスタQ1,Q2の制御に工夫を
要したり、負荷回路Ｒのインピーダンス値に制約が生じ
たりする恐れがある。
第９図は本実施例の一変形例であり、トランジスタ
Q1,Q2としてMOSFETを使用している。このようにすれ
ば、ダイオードD1,D2はMOSFETの寄生ダイオードで代用
できるので、使用素子数が減り、回路構成を更に簡単化
できるものである。
Q1,Q2としてMOSFETを使用している。このようにすれ
ば、ダイオードD1,D2はMOSFETの寄生ダイオードで代用
できるので、使用素子数が減り、回路構成を更に簡単化
できるものである。
［実施例２］ 第10図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、インバータ回路を変形ハーフブリッジイ
ンバータで構成したものである。第１実施例と比較する
と、２個のコンデンサC2,C3よりなる平滑コンデンサを
１個のコンデンサC1にまとめた点、並びに、ハーフブリ
ッジインバータの電源用コンデンサC2,C3を１つのコン
デンサC2にまとめた点のみが異なり、その他の構成につ
いては第１実施例と同様である。
例にあっては、インバータ回路を変形ハーフブリッジイ
ンバータで構成したものである。第１実施例と比較する
と、２個のコンデンサC2,C3よりなる平滑コンデンサを
１個のコンデンサC1にまとめた点、並びに、ハーフブリ
ッジインバータの電源用コンデンサC2,C3を１つのコン
デンサC2にまとめた点のみが異なり、その他の構成につ
いては第１実施例と同様である。
以下、本実施例の動作について説明する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのとき、トランジ
スタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、ト
ランジスタQ1を通る経路で交流電源VsからインダクタL2
に電流が流れ、その電流値は交流入力電圧Vinの瞬時値
に応じた傾きで増加していく。一方、トランジスタQ1は
インバータ用のスイッチング素子としても働き、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに電流を
流す。このとき、負荷回路Ｒには、コンデンサC2の電圧
VC2が図示された極性で印加される。そして、トランジ
スタQ1がオフすると、インダクタL2のエネルギーはダイ
オードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vsを通
る経路で放出され、コンデンサC2を充電する。と同時
に、インダクタL2からダイオードD3、コンデンサC1、ダ
イオードD2、交流電源Vsを通る経路でもインダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC1も充電される。こ
のとき、トランジスタQ2がオンしており、コンデンサC1
からコンデンサC2、負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る
経路で電流が流れており、負荷回路Ｒの両端には、コン
デンサC1の電圧VC1からコンデンサC2の電圧VC2を差し引
いた電圧（VC1−VC2）が図示された極性とは逆方向に印
加される。
スタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、ト
ランジスタQ1を通る経路で交流電源VsからインダクタL2
に電流が流れ、その電流値は交流入力電圧Vinの瞬時値
に応じた傾きで増加していく。一方、トランジスタQ1は
インバータ用のスイッチング素子としても働き、コンデ
ンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路Ｒに電流を
流す。このとき、負荷回路Ｒには、コンデンサC2の電圧
VC2が図示された極性で印加される。そして、トランジ
スタQ1がオフすると、インダクタL2のエネルギーはダイ
オードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vsを通
る経路で放出され、コンデンサC2を充電する。と同時
に、インダクタL2からダイオードD3、コンデンサC1、ダ
イオードD2、交流電源Vsを通る経路でもインダクタL2の
エネルギーが放出され、コンデンサC1も充電される。こ
のとき、トランジスタQ2がオンしており、コンデンサC1
からコンデンサC2、負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通る
経路で電流が流れており、負荷回路Ｒの両端には、コン
デンサC1の電圧VC1からコンデンサC2の電圧VC2を差し引
いた電圧（VC1−VC2）が図示された極性とは逆方向に印
加される。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、トランジスタQ2、ダイオード
D4、インダクタL2を通る経路で交流電源Vsからインダク
タL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に応じた傾きで増加して行く。一方、トランジスタ
Q2はインバータ用のスイッチング素子としても働き、コ
ンデンサC1からコンデンサC2、負荷回路Ｒ、トランジス
タQ2を通る経路で、電流を流しており、負荷には（VC1
−VC2）の電圧が図示された極性とは逆方向に印加され
る。そして、トランジスタQ2がオフすると、インダクタ
L2のエネルギーが交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC1、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で放出さ
れ、コンデンサC1が充電される。このとき、トランジス
タQ1がオンしており、コンデンサC2からトランジスタQ1
を介して、負荷回路Ｒに電流を流しており、負荷回路Ｒ
にはコンデンサC2の電圧VC2が図示された極性で印加さ
れる。したがって、本実施例の動作波形は第２図と同様
となる。
ジスタQ2がオンすると、トランジスタQ2、ダイオード
D4、インダクタL2を通る経路で交流電源Vsからインダク
タL2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬
時値に応じた傾きで増加して行く。一方、トランジスタ
Q2はインバータ用のスイッチング素子としても働き、コ
ンデンサC1からコンデンサC2、負荷回路Ｒ、トランジス
タQ2を通る経路で、電流を流しており、負荷には（VC1
−VC2）の電圧が図示された極性とは逆方向に印加され
る。そして、トランジスタQ2がオフすると、インダクタ
L2のエネルギーが交流電源Vs、ダイオードD1、コンデン
サC1、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で放出さ
れ、コンデンサC1が充電される。このとき、トランジス
タQ1がオンしており、コンデンサC2からトランジスタQ1
を介して、負荷回路Ｒに電流を流しており、負荷回路Ｒ
にはコンデンサC2の電圧VC2が図示された極性で印加さ
れる。したがって、本実施例の動作波形は第２図と同様
となる。
以上のように、トランジスタQ1,Q2を交互にオンオフ
させて、負荷回路Ｒに高周波の電力を供給すると共に、
交流電源Vsの正負の半サイクル毎にどちらか一方のトラ
ンジスタがチョッパー用のトランジスタとしての働きを
行うものであり、その切替わりは自動的に行われる。な
お、本実施例において、コンデンサC2の容量を適当な値
に選べば、VC2＝VC1/2とすることができ、負荷回路Ｒに
は正負対称な高周波電圧及び電流を供給することができ
る。
させて、負荷回路Ｒに高周波の電力を供給すると共に、
交流電源Vsの正負の半サイクル毎にどちらか一方のトラ
ンジスタがチョッパー用のトランジスタとしての働きを
行うものであり、その切替わりは自動的に行われる。な
お、本実施例において、コンデンサC2の容量を適当な値
に選べば、VC2＝VC1/2とすることができ、負荷回路Ｒに
は正負対称な高周波電圧及び電流を供給することができ
る。
［実施例３］ 第11図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第２実施例において、トランジスタQ1の
両端に並列接続された負荷回路ＲとコンデンサC2の直列
回路を除去し、代わりに、トランジスタQ2の両端に負荷
回路ＲとコンデンサC3の直列回路を並列接続したもので
あり、その動作については、第２実施例と同様である。
例にあっては、第２実施例において、トランジスタQ1の
両端に並列接続された負荷回路ＲとコンデンサC2の直列
回路を除去し、代わりに、トランジスタQ2の両端に負荷
回路ＲとコンデンサC3の直列回路を並列接続したもので
あり、その動作については、第２実施例と同様である。
なお、実施例2,3についても実施例１と同様に、トラ
ンジスタQ1,Q2としてMOSFETを用いることでダイオードD
1,D2を省けることは言うまでもない。
ンジスタQ1,Q2としてMOSFETを用いることでダイオードD
1,D2を省けることは言うまでもない。
［実施例４］ 第12図は本発明の第４実施例の回路図である。
本実施例にあっては、スイッチング素子にバイポーラト
ランジスタを用い、ベース・エミッタ間にダイオード
D8,D9を逆並列接続し、ベース・コレクタ間のPN接合ダ
イオードを利用して、トランジスタQ1,Q2のエミッタか
らコレクタ方向への逆電流通電経路を形成したものであ
る。この構成では、トランジスタQ1,Q2のオフ時にトラ
ンジスタQ1,Q2の両端に加わる電圧の大部分をベース・
コレクタ間のPN接合ダイオードが分担するので、ベース
・エミッタ間に接続するダイオードD8,D9は低耐圧のも
のが使用できる。したがって、回路は小型で構成が簡単
になる。なお、ベース・エミッタ間のダイオードD8,D9
はインピーダンス素子Z1,Z2（例えば抵抗等）としても
良い。また、実施例2,3においても同様の構成を採れる
ことは言うまでもない。
ランジスタを用い、ベース・エミッタ間にダイオード
D8,D9を逆並列接続し、ベース・コレクタ間のPN接合ダ
イオードを利用して、トランジスタQ1,Q2のエミッタか
らコレクタ方向への逆電流通電経路を形成したものであ
る。この構成では、トランジスタQ1,Q2のオフ時にトラ
ンジスタQ1,Q2の両端に加わる電圧の大部分をベース・
コレクタ間のPN接合ダイオードが分担するので、ベース
・エミッタ間に接続するダイオードD8,D9は低耐圧のも
のが使用できる。したがって、回路は小型で構成が簡単
になる。なお、ベース・エミッタ間のダイオードD8,D9
はインピーダンス素子Z1,Z2（例えば抵抗等）としても
良い。また、実施例2,3においても同様の構成を採れる
ことは言うまでもない。
なお、第１及び第２のスイッチング要素としては、バ
イポーラトランジスタ、パワーMOSFETのほか、SIサイリ
スタやGTOサイリスタを用いても良い。
イポーラトランジスタ、パワーMOSFETのほか、SIサイリ
スタやGTOサイリスタを用いても良い。
［実施例５］ 第13図は本発明の第５実施例の回路図である。本実施
例は実施例１の回路をスイッチングレギュレータ回路に
使用したものである。MOSトランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間に、出力トランスTfの１
次巻線を接続している。出力トランスTfの２次巻線は中
間タップを有し、この中間タップは直流負荷Zdの負極端
に接続されている。出力トランスTfの２次巻線の両端は
夫々ダイオードDa,Dbのアノードに接続され、ダイオー
ドDa,DbのカソードはインダクタLdの一端に接続され、
インダクタLdの他端は直流負荷Zdの正極端に接続されて
いる。直流負荷Zdの両端には平滑用のコンデンサCdが接
続されている。また、帰還電流通電用のダイオードDfの
アノードは直流負荷Zdの負極端に接続され、カソードは
インダクタLdの前記一端に接続されている。
例は実施例１の回路をスイッチングレギュレータ回路に
使用したものである。MOSトランジスタQ1,Q2の接続点と
コンデンサC2,C3の接続点の間に、出力トランスTfの１
次巻線を接続している。出力トランスTfの２次巻線は中
間タップを有し、この中間タップは直流負荷Zdの負極端
に接続されている。出力トランスTfの２次巻線の両端は
夫々ダイオードDa,Dbのアノードに接続され、ダイオー
ドDa,DbのカソードはインダクタLdの一端に接続され、
インダクタLdの他端は直流負荷Zdの正極端に接続されて
いる。直流負荷Zdの両端には平滑用のコンデンサCdが接
続されている。また、帰還電流通電用のダイオードDfの
アノードは直流負荷Zdの負極端に接続され、カソードは
インダクタLdの前記一端に接続されている。
出力トランスTfの１次巻線に高周波交流電流が流れる
と、出力トランスTfの２次巻線に高周波交流電圧が誘起
される。この高周波交流電圧は、ダイオードDa,Dbにて
全波整流され、インダクタLdとコンデンサCdよりなるロ
ーパスフィルタにより直流電圧に平滑され、直流負荷Zd
に印加される。
と、出力トランスTfの２次巻線に高周波交流電圧が誘起
される。この高周波交流電圧は、ダイオードDa,Dbにて
全波整流され、インダクタLdとコンデンサCdよりなるロ
ーパスフィルタにより直流電圧に平滑され、直流負荷Zd
に印加される。
第14図は本実施例の動作波形図である。MOSトランジ
スタQ1がオンすると、コンデンサC2からMOSトランジス
タQ1を介して出力トランスTfの１次巻線に電流が流れ、
MOSトランジスタQ1がオフすると、ダイオードD2を介し
て出力トランスTfの１次巻線の蓄積エネルギーはコンデ
ンサC3へ帰還される。その後、MOSトランジスタQ2がオ
ンするまでは、MOSトランジスタQ1,Q2及びダイオード
D1,D2は同時にオフとなり、高周波出力電圧はVo＝０と
なる。MOSトランジスタQ2がオンすると、コンデンサC3
からMOSトランジスタQ2を介して出力トランスTfの１次
巻線に電流が流れ、MOSトランジスタQ2がオフすると、
ダイオードD1を介して出力トランスTfの１次巻線の蓄積
エネルギーはコンデンサC2へ帰還される。その後、MOS
トランジスタQ1がオンするまではMOSトランジスタQ1,Q2
及びダイオードD1,D2は同時にオフとなり、高周波出力
電圧はVo＝０となる。したがって、MOSトランジスタQ1,
Q2のオン期間を制御することにより、高周波出力電圧Vo
がゼロとなる期間を制御することができる。
スタQ1がオンすると、コンデンサC2からMOSトランジス
タQ1を介して出力トランスTfの１次巻線に電流が流れ、
MOSトランジスタQ1がオフすると、ダイオードD2を介し
て出力トランスTfの１次巻線の蓄積エネルギーはコンデ
ンサC3へ帰還される。その後、MOSトランジスタQ2がオ
ンするまでは、MOSトランジスタQ1,Q2及びダイオード
D1,D2は同時にオフとなり、高周波出力電圧はVo＝０と
なる。MOSトランジスタQ2がオンすると、コンデンサC3
からMOSトランジスタQ2を介して出力トランスTfの１次
巻線に電流が流れ、MOSトランジスタQ2がオフすると、
ダイオードD1を介して出力トランスTfの１次巻線の蓄積
エネルギーはコンデンサC2へ帰還される。その後、MOS
トランジスタQ1がオンするまではMOSトランジスタQ1,Q2
及びダイオードD1,D2は同時にオフとなり、高周波出力
電圧はVo＝０となる。したがって、MOSトランジスタQ1,
Q2のオン期間を制御することにより、高周波出力電圧Vo
がゼロとなる期間を制御することができる。
この高周波出力電圧Voがゼロの期間に、負荷側の平滑
回路では、インダクタLdの蓄積エネルギーのために、帰
還電流通電用のダイオードDfが導通するので、電圧Vdは
図示されたようにゼロの期間が生じる。このVd＝０の期
間を制御することにより、電圧Vdの平均値を制御できる
ので、PWM制御の原理により直流出力電圧Vdoを調整する
ことができる。なお、スイッチング周波数を変えると高
周波ノイズ除去用フィルタの設計が困難になるので、ス
イッチング周波数は一定としたまま、MOSトランジスタQ
1,Q2のオン期間を制御することが好ましい。
回路では、インダクタLdの蓄積エネルギーのために、帰
還電流通電用のダイオードDfが導通するので、電圧Vdは
図示されたようにゼロの期間が生じる。このVd＝０の期
間を制御することにより、電圧Vdの平均値を制御できる
ので、PWM制御の原理により直流出力電圧Vdoを調整する
ことができる。なお、スイッチング周波数を変えると高
周波ノイズ除去用フィルタの設計が困難になるので、ス
イッチング周波数は一定としたまま、MOSトランジスタQ
1,Q2のオン期間を制御することが好ましい。
この原理は負荷に高周波出力電圧Voを直接供給する場
合についても同様である。
合についても同様である。
［実施例６］ 第15図（ａ）は本発明の第６実施例の回路図である。
本実施例にあっては、三相交流電源が使用されており、
使用電力容量が大きい場合に適している。ダイオード
D3,D4の直列回路には、ダイオードD5,D6の直列回路が追
加的に並列接続されており、ダイオードD5,D6の中点
は、三相交流電源の第３相に接続されている。三相交流
電源の第１相と第２相は、実施例１における交流電源Vs
と同様にコンデンサC4の両端に接続されている。三相交
流電源の第１相と第３相の間には、コンデンサC5が並列
接続されている。その他の回路構成については、第１図
に示す回路と同様である。
本実施例にあっては、三相交流電源が使用されており、
使用電力容量が大きい場合に適している。ダイオード
D3,D4の直列回路には、ダイオードD5,D6の直列回路が追
加的に並列接続されており、ダイオードD5,D6の中点
は、三相交流電源の第３相に接続されている。三相交流
電源の第１相と第２相は、実施例１における交流電源Vs
と同様にコンデンサC4の両端に接続されている。三相交
流電源の第１相と第３相の間には、コンデンサC5が並列
接続されている。その他の回路構成については、第１図
に示す回路と同様である。
本実施例の回路において、ダイオードD5,D6とMOSトラ
ンジスタQ1,Q2を含む回路の構成は、第１図に示す基本
回路と同じであるから、第３相の電流i3は正弦波状とな
る。ダイオードD3,D4とMOSトランジスタQ1,Q2を含む回
路についても、第１図に示す基本回路と同じであるか
ら、第２相の電流i2も正弦波状になる。したがって、i1
＋i2＋i3＝０であるから、第１相の電流i1も正弦波状と
なる。
ンジスタQ1,Q2を含む回路の構成は、第１図に示す基本
回路と同じであるから、第３相の電流i3は正弦波状とな
る。ダイオードD3,D4とMOSトランジスタQ1,Q2を含む回
路についても、第１図に示す基本回路と同じであるか
ら、第２相の電流i2も正弦波状になる。したがって、i1
＋i2＋i3＝０であるから、第１相の電流i1も正弦波状と
なる。
第15図（ｂ），（ｃ）は本実施例のそれぞれ別の変形
例の要部回路図であり、インダクタL2の接続箇所を変更
したものである。インダクタL2はトランジスタQ1,Q2の
いずれかがオンしたときに、第１相乃至第３相のいずれ
にも短絡電流が流れないように接続されていれば良い。
したがって、第15図（ａ）に示すように、第１相にイン
ダクタL2が接続されていれば、第２相や第３相にはイン
ダクタL2は接続する必要がなく、第15図（ｂ）に示すよ
うに、第１相にインダクタL2が接続されていなければ、
第２相と第３相には必ずインダクタL2を接続する必要が
ある。また、第15図（ｃ）に示すように、第１相乃至第
３相の全てにインダクタL2が接続されていても良い。
例の要部回路図であり、インダクタL2の接続箇所を変更
したものである。インダクタL2はトランジスタQ1,Q2の
いずれかがオンしたときに、第１相乃至第３相のいずれ
にも短絡電流が流れないように接続されていれば良い。
したがって、第15図（ａ）に示すように、第１相にイン
ダクタL2が接続されていれば、第２相や第３相にはイン
ダクタL2は接続する必要がなく、第15図（ｂ）に示すよ
うに、第１相にインダクタL2が接続されていなければ、
第２相と第３相には必ずインダクタL2を接続する必要が
ある。また、第15図（ｃ）に示すように、第１相乃至第
３相の全てにインダクタL2が接続されていても良い。
第15図（ａ），（ｂ）に示す回路では、第１相の電流
i1が第２相や第３相の電流i2,i3とは異なるため、完全
な平衡三相正弦波は得られないが、99％程度の力率なの
で不平衡による問題は少ないと考えられる。一方、第15
図（ｃ）に示す回路では、各相に接続されるインダクタ
L2の設定によっては、平衡三相正弦波が得られる。
i1が第２相や第３相の電流i2,i3とは異なるため、完全
な平衡三相正弦波は得られないが、99％程度の力率なの
で不平衡による問題は少ないと考えられる。一方、第15
図（ｃ）に示す回路では、各相に接続されるインダクタ
L2の設定によっては、平衡三相正弦波が得られる。
なお、計算によれば、第１図の回路例では力率が99.2
％、第13図の回路例では力率が98.9％となることが確か
められた。また、実験でも99％程度の力率が得られてい
る。
％、第13図の回路例では力率が98.9％となることが確か
められた。また、実験でも99％程度の力率が得られてい
る。
［発明の効果］ 本発明によれば、交流電源の正負の半サイクル毎に、
第１及び第２のスイッチング要素が交互にチョッパー用
のスイッチング要素として作用し、且ついずれの半サイ
クルにおいても各スイッチング要素はインバータ用のス
イッチング要素として作用するので、各スイッチング要
素にバランス良くストレスが分散され、１つのスイッチ
ング要素ごとのストレスが軽減されるという効果があ
り、ダイオードブリッジ回路、チョッパー回路及びイン
バータ回路を素子を兼用して構成しているので、少ない
素子数で、高入力力率、低入力電流歪率のインバータ装
置を実現でき、電力損失が少なく構成が簡単になるとい
う効果がある。
第１及び第２のスイッチング要素が交互にチョッパー用
のスイッチング要素として作用し、且ついずれの半サイ
クルにおいても各スイッチング要素はインバータ用のス
イッチング要素として作用するので、各スイッチング要
素にバランス良くストレスが分散され、１つのスイッチ
ング要素ごとのストレスが軽減されるという効果があ
り、ダイオードブリッジ回路、チョッパー回路及びイン
バータ回路を素子を兼用して構成しているので、少ない
素子数で、高入力力率、低入力電流歪率のインバータ装
置を実現でき、電力損失が少なく構成が簡単になるとい
う効果がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図乃至第６図は同上の動作説明のため
の回路図、第７図は従来例の動作説明図、第８図は本発
明の動作説明図、第９図は第１実施例の一変形例の回路
図、第10図は本発明の第２実施例の回路図、第11図は本
発明の第３実施例の回路図、第12図は本発明の第４実施
例の回路図、第13図は本発明の第５実施例の回路図、第
14図は同上の動作波形図、第15図（ａ）は本発明の第６
実施例の回路図、第15図（ｂ），（ｃ）は同上のそれぞ
れ別の変形例の要部回路図、第16図は従来例の回路図、
第17図は同上の動作波形図、第18図は他の従来例の回路
図、第19図は同上に用いる駆動回路を示す回路図、第20
図は同上の動作波形図、第21図はさらに他の従来例の回
路図、第22図はさらに別の従来例の回路図、第23図は同
上の動作波形図、第24図は同上の一変形例を示す回路図
である。 Q1,Q2はトランジスタ、D1〜D4はダイオード、C2,C3はコ
ンデンサ、Ｒは負荷回路、L2はインダクタ、Vsは交流電
源である。
動作波形図、第３図乃至第６図は同上の動作説明のため
の回路図、第７図は従来例の動作説明図、第８図は本発
明の動作説明図、第９図は第１実施例の一変形例の回路
図、第10図は本発明の第２実施例の回路図、第11図は本
発明の第３実施例の回路図、第12図は本発明の第４実施
例の回路図、第13図は本発明の第５実施例の回路図、第
14図は同上の動作波形図、第15図（ａ）は本発明の第６
実施例の回路図、第15図（ｂ），（ｃ）は同上のそれぞ
れ別の変形例の要部回路図、第16図は従来例の回路図、
第17図は同上の動作波形図、第18図は他の従来例の回路
図、第19図は同上に用いる駆動回路を示す回路図、第20
図は同上の動作波形図、第21図はさらに他の従来例の回
路図、第22図はさらに別の従来例の回路図、第23図は同
上の動作波形図、第24図は同上の一変形例を示す回路図
である。 Q1,Q2はトランジスタ、D1〜D4はダイオード、C2,C3はコ
ンデンサ、Ｒは負荷回路、L2はインダクタ、Vsは交流電
源である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−314176（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−233069（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−177278（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−117658（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−134776（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−50686（ＪＰ，Ｕ)
Claims (4)
- 【請求項１】順方向に交互にオンオフされ、逆方向電流
は阻止しない第１及び第２のスイッチング要素を順方向
が一致するように直列接続した回路と、第１及び第２の
ダイオードを順方向が一致するように直列接続した回路
とを、各ダイオードの順方向が各スイッチング要素の逆
方向と一致するように並列接続し、第１及び第２のスイ
ッチング要素の接続点と第１及び第２のダイオードの接
続点の間に、インダクタを介して交流電源を接続し、第
１及び第２のスイッチング要素の直列回路の両端に第１
のコンデンサを並列接続し、少なくとも一方のスイッチ
ング要素と並列に負荷回路と第２のコンデンサの直列回
路を接続して成ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】順方向に交互にオンオフされ、逆方向電流
は阻止しない２個のスイッチング要素を順方向が一致す
るように直列接続した回路と、夫々２個のダイオードを
順方向が一致するように直列接続して成る第１乃至第Ｎ
（Ｎは２以上の整数）のダイオード直列回路とを、各ダ
イオードの順方向が各スイッチング要素の逆方向と一致
するように並列接続し、２個のスイッチング要素の接続
点に（Ｎ＋１）相交流電源の第１相を接続し、第１乃至
第Ｎのダイオード直列回路における２個のダイオードの
接続点に（Ｎ＋１）相交流電源の第２相乃至第（Ｎ＋
１）相をそれぞれ接続し、２個のスイッチング要素の接
続点から（Ｎ＋１）相交流電源を介して第１乃至第Ｎの
ダイオード直列回路における２個のダイオードの接続点
に至る各電流経路内に少なくとも１つのインダクタを直
列的に挿入し、２個のスイッチング要素の直列回路の両
端に第１のコンデンサを並列接続し、少なくとも一方の
スイッチング要素と並列に負荷回路と第２のコンデンサ
の直列回路を接続して成ることを特徴とするインバータ
装置。 - 【請求項３】負荷回路は整流平滑回路と直流負荷を含む
ことを特徴とする請求項１又は２記載のインバータ装
置。 - 【請求項４】少なくとも１個のスイッチング要素の順方
向オン期間を可変として成る請求項１乃至３のいずれか
１項に記載のインバータ装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23598288 | 1988-09-19 | ||
| JP63-235982 | 1988-09-19 | ||
| JP63-256568 | 1988-10-11 | ||
| JP25656888 | 1988-10-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02211065A JPH02211065A (ja) | 1990-08-22 |
| JP2677409B2 true JP2677409B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=26532434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1064465A Expired - Fee Related JP2677409B2 (ja) | 1988-09-19 | 1989-03-15 | インバータ装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4933831A (ja) |
| EP (1) | EP0360156B1 (ja) |
| JP (1) | JP2677409B2 (ja) |
| CA (1) | CA1298614C (ja) |
| DE (1) | DE68917397T2 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5032782A (en) * | 1988-07-22 | 1991-07-16 | Nilssen Ole K | Series-connected power-line controller |
| EP0394966B1 (en) * | 1989-04-25 | 1994-12-28 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power supply |
| US5017800A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-21 | Wisconsin Alumni Research Foundation | AC to DC to AC power conversion apparatus with few active switches and input and output control |
| CA2056010C (en) * | 1990-11-27 | 1997-05-27 | Minoru Maehara | Inverter device for stable, high power-factor input current supply |
| DE69118501T2 (de) * | 1990-12-25 | 1996-09-26 | Matsushita Electric Works Ltd | Wechselrichteranordnung |
| US5315497A (en) * | 1991-11-07 | 1994-05-24 | Premier Power, Inc. | Symmetrical universal AC-AC power conditioner |
| DE4137207A1 (de) * | 1991-11-12 | 1993-05-13 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Schaltungsanordnung zum betrieb von entladungslampen |
| JPH06215886A (ja) * | 1993-01-14 | 1994-08-05 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
| CN1054726C (zh) * | 1993-01-30 | 2000-07-19 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 镇流电路 |
| JP2918430B2 (ja) * | 1993-04-02 | 1999-07-12 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| GB2277415B (en) * | 1993-04-23 | 1997-12-03 | Matsushita Electric Works Ltd | Discharge lamp lighting device |
| JP3382012B2 (ja) * | 1994-04-25 | 2003-03-04 | 松下電工株式会社 | 自励式インバータ装置 |
| ES2145200T3 (es) * | 1994-10-10 | 2000-07-01 | Pinbeam Ag | Circuito de control de un tubo tl. |
| US5541829A (en) * | 1994-11-25 | 1996-07-30 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power source device |
| CN1040272C (zh) * | 1995-03-15 | 1998-10-14 | 松下电工株式会社 | 逆变装置 |
| DE19639857A1 (de) * | 1995-09-28 | 1997-04-30 | Pinbeam Ag | Schaltungsanordnung zur oberwellenarmen Speisung von Verbrauchern aus einem Versorgungsnetz |
| JP3687237B2 (ja) * | 1996-12-05 | 2005-08-24 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| US5982107A (en) * | 1997-04-08 | 1999-11-09 | Pinbeam Ag | Drive circuit for a power-saving lamp |
| US5930127A (en) * | 1997-06-25 | 1999-07-27 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power source device |
| US6466464B1 (en) | 1999-05-14 | 2002-10-15 | Intel Corporation | Method and apparatus for high frequency alternating current power distribution |
| US6271633B1 (en) | 1999-11-01 | 2001-08-07 | Philips Electronics North America Corporation | High power factor electronic ballast with fully differential circuit topology |
| DE10221081A1 (de) * | 2002-05-11 | 2003-11-20 | Bosch Gmbh Robert | Wechselrichter für eine elektrische Maschine |
| TWI291282B (en) * | 2002-06-03 | 2007-12-11 | Fuji Electric Co Ltd | Power converter |
| JP2004040995A (ja) * | 2002-06-28 | 2004-02-05 | Oce Technol Bv | 負荷に供給される電力の制御方法及び制御装置 |
| DE202004002305U1 (de) * | 2004-02-14 | 2004-04-22 | Jungheinrich Aktiengesellschaft | Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur für Schaltnetzteile, Ladegeräte u.dgl. |
| JP4163662B2 (ja) * | 2004-06-30 | 2008-10-08 | 日立アプライアンス株式会社 | 電磁誘導加熱装置 |
| GB201304269D0 (en) * | 2013-03-08 | 2013-04-24 | Dyson Technology Ltd | Drive circuit for a brushless motor |
| JP5883834B2 (ja) * | 2013-08-08 | 2016-03-15 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
| US9564891B1 (en) | 2015-10-28 | 2017-02-07 | Crydom, Inc. | Low conducted emission solid state switch |
| CN114069819A (zh) * | 2020-08-07 | 2022-02-18 | 台达电子工业股份有限公司 | 具有三阶层切换电路的转换装置及三阶层切换电路的操作方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3044359C2 (de) * | 1979-11-30 | 1983-02-24 | Hitachi, Ltd., Tokyo | Stromversorgungsanordnung |
| JPS5889075A (ja) * | 1981-11-24 | 1983-05-27 | Hitachi Ltd | 共振形スイツチング電源装置 |
| GB2111326B (en) * | 1981-12-01 | 1985-07-24 | Chloride Group Ltd | No-break power supply |
| US4511823A (en) * | 1982-06-01 | 1985-04-16 | Eaton William L | Reduction of harmonics in gas discharge lamp ballasts |
| US4412277A (en) * | 1982-09-03 | 1983-10-25 | Rockwell International Corporation | AC-DC Converter having an improved power factor |
| JPS59128128A (ja) * | 1983-01-13 | 1984-07-24 | Matsushita Electric Works Ltd | 積載方法 |
| US4533986A (en) * | 1983-10-31 | 1985-08-06 | General Electric Company | Compact electrical power supply for signal processing applications |
| SE444496B (sv) * | 1984-08-02 | 1986-04-14 | Innocap Ab | Kopplingsanordning for drivning av gasurladdningsror |
| US4706180A (en) * | 1985-11-29 | 1987-11-10 | York International Corporation | Pulse width modulated inverter system for driving single phase a-c induction motor |
| FR2597285B1 (fr) * | 1986-04-11 | 1988-06-17 | Thomson Cgr | Dispositif d'alimentation en courant d'un filament de tube radiogene |
-
1989
- 1989-03-15 JP JP1064465A patent/JP2677409B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1989-09-14 DE DE68917397T patent/DE68917397T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-09-14 EP EP89117043A patent/EP0360156B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-14 US US07/407,093 patent/US4933831A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-15 CA CA000611602A patent/CA1298614C/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0360156A2 (en) | 1990-03-28 |
| DE68917397D1 (de) | 1994-09-15 |
| DE68917397T2 (de) | 1994-12-01 |
| JPH02211065A (ja) | 1990-08-22 |
| CA1298614C (en) | 1992-04-07 |
| US4933831A (en) | 1990-06-12 |
| EP0360156A3 (en) | 1991-09-18 |
| EP0360156B1 (en) | 1994-08-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2677409B2 (ja) | インバータ装置 | |
| US3913002A (en) | Power circuits for obtaining a high power factor electronically | |
| de Souza et al. | High power factor rectifier with reduced conduction and commutation losses | |
| US20100259240A1 (en) | Bridgeless PFC converter | |
| EP0503862B1 (en) | Class E fixed frequency converter | |
| EP0881759A2 (en) | Sub-resonant series resonant converter having improved form factor and reduced emi | |
| US20100259955A1 (en) | Soft switching power converter | |
| Qian et al. | Charge pump power-factor-correction technologies. I. Concept and principle | |
| JPH03226276A (ja) | 電源回路 | |
| Siwakoti et al. | Power electronics converters—An overview | |
| US6256209B1 (en) | AC to DC conversion arrangement | |
| US6239995B1 (en) | Resonant-boost-input three-phase power factor corrector with a low current stress on switches | |
| Piepenbreier et al. | Regenerative drive converter with line-frequency switched rectifier and without DC link components | |
| US6909258B2 (en) | Circuit device for driving an AC electric load | |
| Vodovozov et al. | Power electronic converters | |
| JP3367539B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| Youm et al. | A single-stage electronic ballast with high power factor | |
| JP2690042B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3493273B2 (ja) | 三相整流器の力率改善回路 | |
| JPH02202365A (ja) | 電源装置 | |
| JP2677402B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3993704B2 (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| JP3493256B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2994694B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3250222B2 (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070725 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |