JP2568737B2

JP2568737B2 - 無整流子モータの駆動装置

Info

Publication number: JP2568737B2
Application number: JP2191201A
Authority: JP
Inventors: 康孝築山; 正板見; 康弘岡田; 省吾濱本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-07-26
Filing date: 1990-07-18
Publication date: 1997-01-08
Anticipated expiration: 2012-01-08
Also published as: US5160873A; JPH0475491A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、ビデオテープレコーダのシリンダードラム
モータや、フロッピーディスク駆動装置のスピンドルモ
ータ等の駆動装置に用いる、無整流子モータ駆動装置に
関するものである。

従来の技術近年、ビデオテープレコーダや、フロッピーディスク
駆動装置に、直流無整流子モータが多用されるようにな
ってきている。

ビデオテープレコーダのシリンダードラム駆動用のモ
ータにおいては、ドラムの回転磁気ヘッドの回転位置を
検出するために、ドラムに連結されたモータの回転子が
１回転する毎に１つのPhase Generator信号（PG信号）
と呼ばれるパルス信号を発生させる必要がある。一方、
フロッピーディスク駆動装置のスピンドルモータにおい
ても、フロッピーディスクの書き込み開始位置を検出す
るために、インデックス信号と呼ばれるパルス信号を、
モータの回転子が１回転する毎に発生させる必要があ
る。

第17図は、このようなパルス信号を得るための従来の
無整流子モータの構成を示すものである。

第17図において、ステータヨーク１の表面にステータ
基板２が取付けられ、ステータ基板２の表面にはステー
タ巻線３と、回転位置検出素子４が設けられている。ス
テータヨーク１及びステータ基板２の中心には軸受ハウ
ジング５が固着されている。軸受ハウジング５の中心に
は、ボールベアリングによる軸受機構６を介してシャフ
ト７が回転自在に取付けられている。シャフト７の上端
部にはロータヨーク８の中心が固着されている。ロータ
ヨーク８の下面には、ロータマグネット９が取付けられ
ている。ロータヨーク８の外周の一箇所には、ロータヨ
ーク８が一回転する毎に１つのパルス信号を発生させる
ためのPGマグネット10が取付けられている。ステータ基
板２には、PGマグネット10の回転軌跡と対向する位置に
ホールIC11が取付けられている。

第18図は、第17図の無整流子モータを駆動するため
の、従来の３相モータ駆動回路を示している。

第18図において、電源12と接地間には３つの回転位置
検出素子４（H₁,H₂,H₃）が並列に接続されている。各回
転位置検出素子４（H₁,H₂,H₃）の出力端子は、それぞれ
増幅器13,14,15の入力端子に接続されている。各増幅器
13,14,15の出力端子は、第18図に図示する接続関係で３
つの減算回路16,17,18の入力端子に接続される。各減算
回路16,17,18の出力信号は電流駆動回路19,20,21におい
て信号処理された後増幅される。各電流駆動回路19,20,
21の出力電流I_P1,I_P2,I_P3は、ステータ基板２の表面に
設けられたステータ巻線３（L₁,L₂,L₃）に駆動電流とし
て供給される。

第18図に示す３相モータ駆動回路は、３つの回転位置
検出素子４（H₁,H₂,H₃）の出力信号に基づいて３つのス
テータ巻線３（L₁,L₂,L₃）にそれぞれ駆動電流I_P1,I_P2,
I_P3を流し、ステータ巻線３（L₁,L₂,L₃）をロータマグ
ネット９の間の電磁作用を利用してロータヨーク８を回
転させる。この動作自体は従来からよく知られているの
で、詳細な説明は省略する。

第18図の３相モータ駆動回路によって、第17図のモー
タのロータヨーク８が回転すると、ロータヨークが１回
転する毎にPGマグネット10がホールIC11の近くを通過す
る。その結果、ホールICがPGマグネット10の磁束を検出
し、PG信号を発生する。そしてこのPG信号が、たとえば
ビデオテープレコーダにおける回転磁気ヘッドの回転位
置の検出や、フロッピーディスク駆動装置におけるフロ
ッピーディスクの書き込み開始位置の検出に利用され
る。

発明が解決しようとする課題ところが、第17図，第18図に示す構成では、ロータヨ
ーク８の外周にPGマグネット10を接着剤等で取付けなけ
ればならず、またステータ基板２にホールIC11を取付け
なければならない。このため、部品点数，組立工数が増
加し、生産性を高めることができない。しかも、PGマグ
ネット10として、通常のフェライトマグネットを用いた
場合、十分な感度をもった特性が得られないため、PGマ
グネット10として、高価な希土類マグネットを用いなけ
ればならない。このため、部品点数，組立工数の増加に
よるコストアップに加えて、材料面でもコストが上昇す
る。

本発明はこのような従来の問題を解決する無整流子モ
ータの駆動装置を提供するものである。

本発明の第１の目的は、PGマグネットやホールIC等の
特別な部品を用いることなく、電気的な信号処理によっ
てモータの１回転毎に１つのパルス信号を発生すること
のできる無整流子モータの駆動装置を提供することにあ
る。

本発明の第２の目的は、そのようなパルス信号を発生
させるための機構を付加したことによるモータの駆動ト
ルクムラを軽減することのできる無整流子モータの駆動
装置を提供することにある。

本発明の第３の目的は、そのようなパルス信号の検出
精度を高めることのできる無整流子モータの駆動装置を
提供することにある。

本発明の第４の目的は、そのようなパルス信号を電気
的に遅延させることによって、モータの組立時の機械的
な位置ずれに起因する誤差を、電気的に微修正すること
のできる無整流子モータの駆動装置を提供することにあ
る。

本発明の第５の目的は、パルス信号の遅延に好適な遅
延回路を提供することにある。

なお、発明者らは、既に平成１年２月８日付で類似の
発明を特願平１−29117号として出願しているが、本発
明はこの先の発明を更に改良したものである。

課題を解決するための手段本発明は、ロータマグネットの一部に逆極性又は無極
性の着磁部を形成した無整流子モータを用い、３つの回
転位置検出素子の出力信号中に着磁部による低信号レベ
ル部分を発生させ、３つの回転位置検出素子の出力信号
に基づいて、モータの１回転につき１つのパルス信号を
発生させるものである。特に、本発明は、このような無
整流子モータの駆動装置において、３つの回転位置検出
素子の出力信号をそれぞれ増幅器で増幅し、それらの増
幅器の出力電圧に応答して、各増幅器の利得を自動的に
制御する自動利得制御手段を設けたことを特徴としてい
る。さらに本発明は、モータの１回転につき１つのパル
スを発生する発生回路の出力端子に遅延回路を付加する
ことを特徴としている。

作用本発明によれば、従来のようにモータにPGマグネット
やホールICを取付ける必要がないため、組立工数の削減
が図れる。また、回転位置検出素子の出力信号を増幅す
る増幅器に自動利得制御をかけるため、モータの駆動ト
ルクムラを軽減することができる。さらに、パルス発生
回路の出力端子に遅延回路を付加することにより、モー
タの組立時の機械的な位置ずれに起因する誤差を、電気
的に微修正することができる。

実施例以下、本発明の実施例について、添付の図面とともに
詳細に説明する。

第１図は、本発明の第１の実施例に用いる無整流子モ
ータの要部を示す平面図である。

第１図において、ロータヨーク（図示せず）の下面に
円盤状のロータマグネット22が取付けられている。ロー
タマグネット22は、Ｎ極−Ｓ極−Ｎ極−Ｓ極の順で４極
に着磁されている。一方、ステータ基板（図示せず）の
上面には、３つのステータ巻線23,24,25が互いに120度
の位相差をもって配置されている。また、ステータ基板
の上面には、ホール素子で構成された３つの回転位置検
出素子26,27,28が互いに120度の角度差をもって配置さ
れている。さらに、３つの回転位置検出素子26,27,28の
いずれかひとつ（第１図では回転位置検出素子26）と回
転中心を挟んで対向する位置のＮ極の一部にＳ極の着磁
部29が設けられている。なお、ロータマグネット22の４
つの着磁領域のうち２極部分に着磁部29を設ける場合
は、着磁部29をＮ極にすればよい。さらには、着磁部29
の代りにＮ極にもＳ極にも着磁されていない無磁性の着
磁部を設けてもよい。

第２図は、本発明の第１の実施例であり、第１図の無
整流子モータの駆動装置を示している。

第２図において、電源30と接地間には、３つの回転位
置検出素子26,27,28が並列に接続されている。各回転位
置検出素子26,27,28の出力端子は、増幅器31,32,33の入
力端子にそれぞれ接続されている。減算回路34の２つの
入力端子には、増幅器31と32の出力信号がそれぞれ供給
される。減算回路35の２つの入力端子には、増幅器32と
33の出力信号がそれぞれ供給される。減算回路36の２つ
の入力端子には、増幅器33と31の出力信号がそれぞれ供
給される。各減算回路34,35,36の出力信号は、３つの電
流駆動回路37,38,39にそれぞれ供給される。各電流駆動
回路37,38,39において、減算信号が処理され、さらに増
幅された後、３つのステータ巻線23,24,25に駆動電流I
_P1,I_P2,I_P3が供給される。その結果、第１図のステータ
巻線23,24,25とロータマグネット１の間の電磁作用によ
ってロータマグネット１が回転し続ける。ここまでの動
作は従来の無整流子モータの駆動装置と同じである。

第２図の実施例においては、さらにモータの１回転毎
にひとつのパルス信号を発生するパルス発生回路40と、
増幅器31,32,33に対して自動利得制御をかけるための自
動利得制御手段（AGC手段）41とが設けられている。

まず、パルス発生回路40について説明する。比較器42
のプラス（＋）入力端子には、増幅器31の出力信号が供
給され、マイナス（−）入力端子には基準電圧源43の電
圧（V_T）が印加される。比較器44のプラス（＋）入力端
子には、増幅器32の出力信号が供給され、マイナス
（−）入力端子には、増幅器31の出力信号が供給され
る。比較器45のプラス（＋）入力端子には増幅器33の出
力信号が供給され、マイナス（−）入力端子には増幅器
31の出力信号が供給される。各比較器42,44,45の出力信
号はORゲート46の３つの入力端子にそれぞれ供給され、
ORゲート46の出力端子47からモータの１回転毎に１つず
つのパルス信号が出力される。

次にAGC手段41について説明する。

増幅器31,32,33の出力信号は絶対値加算回路48によっ
て加算される。絶対値加算回路48の出力信号はAGC回路4
9に供給される。AGC回路49は、絶対値加算回路48の出力
信号レベルと基準電圧源50の電圧（V_G）とを比較しなが
らAGC電圧を出力し、このAGC電圧を増幅器31,32,33へ印
加することによって、増幅器31,32,33の利得を自動的に
制御する。なお、AGC回路49の出力端子と接地間には、
位相補償用のキャパシタ51が接続されている。

次に第１図，第２図に示した本発明の第１の実施例の
動作を、第３図の信号波形図とともに説明する。

第１図に示したモータのロータマグネット22が回転す
ると、３つの回転位置検出素子26,27,28は、ロータマグ
ネット22の４つの磁極（Ｎ−Ｓ−Ｎ−Ｓ）に応答して正
弦波信号を出力する。ただし、ロータマグネット22の一
部に逆極性の着磁部29が形成されていため、この着磁部
29が、回転位置検出素子26,27,28と対向する瞬間のみ出
力信号レベルが低下する。その結果、各回転位置検出素
子26,27,28からは、第３図ＡにH₁,H₂,H₃で示す信号が出
力される。これらの信号は増幅器31,32,33で増幅され、
X₁（＝KH₁）,X₂（＝KH₂）,X₃（＝KH₃）となる。なお、
Ｋは各増幅器31,32,33の利得であり、AGC手段41からのA
GC電圧によって可変される変数である。

減算回路34では、増幅器31と32の出力信号が減算さ
れ、 P₁＝KH₁−KH₂ の減算信号が出力される。同様に減算回路35,36では増
幅器32と33、増幅器33と31の出力信号がそれぞれ減算さ
れ、 P₂＝KH₂−KH₃ P₃＝KH₃−KH₁ の減算信号が出力される。これらの減算信号P₁,P₂,P
₂は、第３図ＢのP₁,P₂,P₃に示される波形となる。

電流駆動回路37,38,39において、各減算信号P₁,P₂,P₃
が信号処理され、さらに増幅されて、駆動電流I_P1,I_P2,
I_P3としてステータ巻線23,24,25に供給される。これら
の駆動電流I_P1,I_P2,I_P3は、第３図I_P1,I_P2,I_P3に示され
る波形となる。

以上がモータ駆動回路の基本動作である。

次に、第２図の実施例の特徴部分である、パルス発生
回路40の動作を説明する。

比較器42において、増幅器31の出力信号X₁と基準電圧
源43の電圧V_Tとが比較され、X₁≧V_Tの期間Ｈレベル、X₁
＜V_Tの期間Ｌレベルのパルス信号Ｄが出力される。この
パルス信号波形は第３図Ｄに示されている。一方、比較
器44では増幅器31の出力信号X₁と増幅器32の出力信号X₂
とが比較され、X₁≧X₂の期間Ｌレベル、X₁＜X₂の期間Ｈ
レベルのパルス信号Ｅが出力される。このパルス信号波
形は第３図Ｅに示されている。さらに比較器45では、増
幅器31の出力信号X₁と増幅器33の出力信号X₃とが比較さ
れ、X₁≧X₃の期間Ｌレベル、X₁＜X₃の期間Ｈレベルのパ
ルス信号Ｆが出力される。このパルス信号波形は第３図
Ｆに示されている。

これらのパルス信号D,E,FはORゲート46の３つの入力
端子に供給される。その結果、ORゲート46の出力端子47
から、第３図Ｇに示すように、モータの１回転当り１つ
のパルス信号（この実施例では信号H₁の信号レベルの低
下したタイミングと同じタイミングに発生するＬレベル
のパルス信号）が出力される。

したがって、このパルス信号を、たとえばビデオテー
プレコーダにおける回転磁気ヘッドの回転位置の検出
や、フロッピーディスク駆動装置におけるフロッピーデ
ィスクの書き込み開始位置の検出に利用することができ
る。

次に、第２図の実施例のもうひとつの特徴部分である
AGC手段41の動作を説明する。

増幅器31,32,33の出力信号X₁,X₂,X₃はそれぞれ次の式
で表わされる。但し、各式ともに着磁部29による信号レ
ベル低下部分の変化は無視している。

X₁＝Ksinθ X₂＝Ksin（θ＋120゜） X₃＝Ksin（θ＋240゜）これらの信号X₁,X₂,X₃を絶対値加算回路48に加え、そ
れらの絶対値加算を行うと、Ｙ＝|Ksinθ｜＋|Ksin（θ＋120゜）｜＋|Ksin（θ＋240゜）｜の信号が得られる。この信号Ｙは、X₁,X₂,X₃の各波形を
零レベルで折り返した波形を加算したものであるから、
或る信号レベル付近で一種の脈流のように信号レベルが
細かく変動する波形となる。

そこで、AGC回路49に接続された基準電圧源50の電圧
（V_G）を、信号Ｙのレベル変動幅のほぼ中央付近に設定
しておき、AGC回路49の出力電圧をAGC電圧として増幅器
31,32,33のAGC端子に印加することにより、信号Ｙのレ
ベルが常に基準電圧V_Gに近付くように、各増幅器31,32,
33の利得Ｋを制御する。このようにすれば、増幅器31,3
2,33の利得Ｋは、回転位置検出素子26,27,28の出力信号
H₁,H₂,H₃のレベルに応じて変化する。このため、たとえ
ば着磁部29に対応して信号レベルが急激に低下するタイ
ミングでは、逆に信号レベルを高める方向にAGCが作用
し、着磁部29による信号のレベル変動を緩和することが
できる。したがって、ステータ巻線23,24,25に供給され
る駆動電流I_P1,I_P2,I_P3を、着磁部29の影響の少ない波
形にすることができる。その結果、モータのトルクムラ
を大幅に軽減することができる。

第４図，第５図は本発明の第２の実施例を示すもので
ある。

第４図，第５図において、第２図，第３図と実質的に
同一の機能をもつ部分には第２図，第３図と同一の番号
を付して説明を省略する。

第４図においては、パルス発生回路40の具体構成が第
２図と異なっている。第４図のパルス発生回路40におい
ては、３つの比較器42,44,45のプラス（＋）入力端子
に、増幅器31,32,33の出力信号X₁,X₂,X₃がそれぞれ供給
され、マイナス（−）入力端子に、基準電圧源43,52,53
からの基準電圧V_T1,V_T2,V_T3がそれぞれ印加される。

ここで、基準電圧V_T1を第２図の基準電圧V_Tと同じと
考えれば、比較器42から第５図Ｄに示すパルス信号Ｄが
出力される。一方、基準電圧V_T2,V_T3を共に零に設定
（すなわちこの場合は比較器44,45のマイナス入力端子
を接地したのと等価になる）すれば、各比較器44,45か
ら第５図E,Fに示すパルス信号が出力される。これらの
パルス信号D,E,FをORゲート46に供給し、それらの論理
和をとれば、出力端子47から、第５図Ｇに示すように、
モータの１回転当り１つのパルス信号が出力される。

なお、第５図では説明の便宜上、V_T2＝V_T3＝０の場合
を示したが、基準電圧V_T1,V_T2,V_T3を、第５図に示した
値以外の適切な値に設定しても、モータの１回転当り１
つのパルス信号が得られることはいうまでもない。

第６図，第７図，第８図は、本発明の第３の実施例を
示すものである。第６図〜第８図においても、第１図〜
第５図と同一部分には同一番号を付して説明を省略し、
異なる部分に着目して詳細に説明する。

第６図においては、パルス発生回路40が、比較器42
と、基準電圧源43と、三差動回路54と、インバータ55
と、２つの入力端子をもつORゲート56とで構成されてい
る。

第７図は、第６図の三差動回路54の具体的な回路構成
を示すものである。

第７図において、トランジスタ57,58および59は三差
動回路54の主要な機能を果たす、差動結合されたトラン
ジスタである。トランジスタ57のベース電極にプラス
（＋）入力端子Ｘが接続されている。トランジスタ58,5
9のベース電極に、それぞれマイナス（−）入力端子Y,Z
が接続されている。トランジスタ57,58,59のコレクタ電
極と接地間には、ミラー結合された負荷トランジスタ6
0,61が接続されている。トランジスタ60のコレクタ電極
とベース電極は相互に接続（いわゆるダイオード接続）
されている。トランジスタ57,58,59のエミッタ電極に
は、定電流源62が接続されている。トランジスタ58,59
のコレクタ電極には、出力トランジスタ63のベース電極
が接続されている。出力トランジスタのエミッタ電極は
接地され、コレクタ電極はプルアップ抵抗64を介して電
源に接続されている。そして出力トランジスタ63のコレ
クタとプルアップ抵抗64の接続点に、出力端子Ｗが接続
されている。

第６図の動作を説明する前に、まず第７図の三差動回
路の動作を説明する。

トランジスタ57のベース電極に印加される電圧（Ｘ）
が、トランジスタ58,59のいずれか一方のベース電極に
印加される電圧（ＹまたはＺ）より高いとき、出力トラ
ンジスタ63がオンとなり、出力電圧（Ｗ）はＬレベルと
なる。逆に電圧（Ｘ）が電圧（ＹまたはＺ）より低いと
き、出力トランジスタ63がオフとなり、出力電圧（Ｗ）
はＨレベルとなる。なお、この動作は、第７図の各トラ
ンジスタを逆極性のトランジスタで構成した場合でも同
様であり、MOSトランジスタでも実現できる。

次に、第６図の実施例のパルス発生回路40の動作を第
８図とともに説明する。

比較器42においては、増幅器31の出力信号X₁と基準電
圧V_Tとが比較され、X₁≧V_Tの期間Ｈレベル、X₁＜V_Tの期
間Ｌレベルのパルス信号Ｄが出力される。このパルス信
号波形は第８図Ｄに示されている。一方、三差動回路に
おいては、増幅器31の出力信号X₁と増幅器32,33の出力
信号X₂,X₃とが比較され、X₁≧X₂（又はX₃）の期間Ｈレ
ベル、X₁＜X₂（又はX₃）の期間Ｌレベルのパルス信号Ｅ
が出力される。このパルス信号波形は第８図Ｅに示され
ている。このパルス信号Ｅはインバータ55で反転され、
第８図Ｆのようなパルス信号となる。そこで、ORゲート
56において、パルス信号ＤとＦと論理和をとると、出力
端子47から、第８図Ｇに示すように、モータの１回転当
り１つのパルス信号が出力される。

第９図，第10図は本発明の第４の実施例を示すもので
ある。第９図，第10図においても、第１図〜第８図と同
一部分には同一番号を付して説明を省略し、異なる部分
に着目して詳細に説明する。

第９図の実施例は、第６図の実施例をさらに改良した
ものである。第９図において、パルス発生回路40を構成
する回路ブロック42,43,54,55および56は第６図のもの
と同一である。一方、AGC手段41には、AGC回路49の出力
電圧（AGC電圧）を増幅する増幅器65が付加されてい
る。そして増幅器65で増幅されたAGC電圧が、パルス発
生回路40の比較器42に供給される。

第２図の実施例に関連して述べたように、絶対値加算
回路48の出力信号は、一種の脈流のように信号レベルが
細かく変動する波形となる。この信号がAGC手段41の増
幅器65で増幅されるため、その出力信号波形は、第10図
Ｄに示すようになる。第10図Ｄから明らかなように、増
幅器65の出力信号波形は、着磁部29の作用によって信号
X₁,X₂,X₃中に生じた信号レベルの低下部分の両端の変化
が強調された波形となる。この信号Ｄを、パルス発生回
路40の比較器42に供給し、基準電圧V_Tと比較する。この
ように構成することにより、第６図の実施例に示した増
幅器31の出力信号X₁と基準電圧V_Tとを比較する場合に比
べて、パルス信号の検出精度を大幅に高めることができ
る。

第11図は本発明の第５の実施例を示すものである。第
11図は第２図の実施例を変形したものであり、AGC手段4
1の絶対値加算回路48に、３つの減算回路34,35,36から
出力される減算信号P₁,P₂,P₃を加えたものである。この
ように構成した場合にも絶対値加算回路48の出力信号
は、或る信号レベル付近で一種の脈流のように信号レベ
ルが細かく変動する波形となる。このため、AGC手段41
の出力電圧によって増幅器31,32,33の利得を制御すれ
ば、第２図の実施例と同じ効果が得られる。

なお、第11図には、第２図の実施例を変形したものを
示したが、第４図，第６図，第９図に示す各実施例を同
様に変形してもよいことはいうまでもない。

ところで、本発明においては、モータの１回転当り１
つのパルス信号を発生するために、ロータマグネット22
の一部に形成した着磁部（または無着磁部）29を利用す
る。したがってパルス信号の発生タイミングは、着磁部
29の形成位置によって決まる。このようなモータを量産
化し、ビデオテープレコーダやフロッピーディスク駆動
装置を組込む場合、磁気テープやフロッピーディスク等
のメディアの保持機構とモータとの取付位置を高い精度
で決める必要がある。この位置決めは、ロータマグネッ
ト22の取付位置（取付角度）を調整することによって、
ある程度の精度に維持することはできる。ところが、こ
のような機械的な調整だけでは、パルス発生タイミング
を設計仕様通りに正確に決めることはできない。

第12図は、このような問題を解決することのできる本
発明の第５の実施例を示すものである。第12図におい
て、第１図〜第11図と同一部分には同一番号を付して説
明を省略する。

第12図においては、パルス発生回路40の出力端子47
に、遅延回路66が接続されており、この遅延回路60の出
力端子67から、最終的なパルス信号が取出される。

このようにパルス発生回路40の後段に遅延回路66を接
続すれば、モータの１回転当り１つ発生するパルス信号
の発生タイミングを電気的に微調整することができる。
このため、ビデオテープレコーダ等の装置側のメディア
の保持機構とモータの間の機械的な位置決めだけでは、
正確なパルス発生タイミングが得られないとき、遅延回
路66によってパルス発生タイミングを電気的に調整する
ことができる。逆に、このような遅延回路66を設けるこ
とにより、パルス発生タイミングを電気的に容易に調整
することができるから、機械的な組立精度を余り高く設
定する必要がない。このため、量産時の工数を削減する
ことが可能になる。

なお、第12図には、第２図の実施例の出力端子47に遅
延回路66を接続したが、第４図，第６図，第９図，第11
図に示す各実施例の出力端子47にそれぞれ遅延回路66を
接続してもよいことはいうまでもない。

第13図，第14図，第12図に示した遅延回路66に用いて
好適な遅延回路の具体構成を示すものである。

ここでは、第13図，第14図の遅延回路の構成および動
作を説明する前に、一般に半導体集積回路において入力
信号を遅延させる際によく用いられる従来の遅延回路の
構成と動作を、第15図，第16図とともに説明する。

第15図において、入力端子68には、第16図Ａに示すよ
うなパルス状の入力信号Ａが印加されている。入力信号
Ａは増幅器69で増幅された後、トランジスタ70のベース
電極に印加される。その結果、入力信号ＡがＨレベルの
期間、トランジスタ70がオンし、キャパシタ71（その容
量値をC1とする）にチャージされた電荷を放電する。一
方、入力信号ＡがＬレベルになると、トランジスタ70が
オフし、キャパシタ71の放電が止まると同時に、キャパ
シタ71に対して可変抵抗72（その抵抗値をVR1とする）
を介して電源V_CCから充電電流が流れ、キャパシタC1を
充電する。再び、入力信号ＡがＨレベルになると、トラ
ンジスタ70がオンし、キャパシタ71の電荷を放電する。
この一連の動作によって、ノードＢの電位は、第16図Ｂ
に示すように変化する。この電位Ｂが比較器73のプラス
（＋）入力端子に供給される。一方、比較器73のマイナ
ス（−）入力端子には、抵抗74,75（それらの抵抗値をR
₂,R₃とする）によって電源電圧V_CCを分圧した電圧が供給される。一方、比較器73の出力端子とマイナス
（−）端子との間には、抵抗76,77（それらの抵抗値をR
₄,R₅とする）とトランジスタ78からなるヒステリシス回
路が接続されている。このため、比較器78のマイナス
（−）入力端子には、第16図Ｃに示すように、入力信号
Ａに対してわずかに遅れたパルス状の基準電圧Ｃが供給
される。その結果、比較器73においてノードＢの電圧と
基準電圧Ｃとが比較され、出力端子には、第16図Ｄに示
すようなパルス状の出力信号が得られる。この出力信号
が抵抗79（その抵抗値をR₆とする）を介して出力トラン
ジスタ80のベース電極に印加される。出力トランジスタ
80のエミッタ電極は接地され、コレクタ電極は抵抗81
（その抵抗値をR₇とする）を介して電源V_CCに接続され
ている。そして出力トランジスタ80のコレクタ電極と抵
抗81の接続点に出力端子82が接続されている。したがっ
て、出力トランジスタ80のベース電極に印加されるパル
ス状の電圧がＬレベルの期間、出力トランジスタ80がオ
フして出力端子82にＨレベル（V_CC）の出力信号が現
れ、パルス状の電圧がＨレベルの期間、出力トランジス
タ80がオンして出力端子82Lレベル（零ボルト）の出力
信号現われる。その結果、出力端子82には、第16図Ｅに
示すように、入力信号Ａに対してtdだけ遅延したパルス
信号Ｅが得られる。

第15図の遅延回路における遅延時間tdは次式で表され
る。

td＝C₁・VR₁・ln［（R₂・R₃）/R₂］ ……（１）したがって、第15図に示す遅延回路を第12図に示すよ
うにパルス発生回路40の出力端子に接続すれば、可変抵
抗72の抵抗値VR₁を変化させることによって遅延時間td
をコントロールすることができ、それによって機械的な
位置決めの不完全さを電気的に微修正することが可能に
なる。

ところで、第15図の遅延回路においては、キャパシタ
71の容量値C₁または可変抵抗72の抵抗値VR₁を大きくす
ることによって、遅延時間tdを長くすることができる。
ところが、入力信号Ａのパルス終端で入力信号レベルが
Ｈレベルに変化すると、その瞬間にトランジスタ70がオ
ンし、キャパシタ71の電荷が放電し始める。このためノ
ードＢの電位を、入力信号Ａのパルス幅以上の期間にわ
たって基準電圧以上のレベルに維持ることができない。
いいかえれば、第15図の遅延回路においては、キャパシ
タ71の容量値C₁や可変抵抗72の抵抗値VR₁をいくら大き
くしても、入力信号Ａのパルス幅以上の遅延時間を設定
することはできない。すなわち、第15図の遅延回路を第
12図の遅延回路66として用いた場合、ロータマグネット
22に形成した着磁部29によって得られるパルス信号のパ
ルス幅によって遅延時間が制限されてしまう。通常、モ
ータは高速で回転するため、パルス発生回路40から出力
されるパルス信号のパルス幅も広くはない。このため、
第15図の遅延回路では、モータとメディア保持機構の間
の位置決めのずれを、広い範囲にわたって調整すること
ができない。

第13図はこのような問題を解決することのできる遅延
回路を示している。

第13図において、第15図と同一部分には同一番号を付
して説明を省略する。第13図において、入力端子68には
増幅器69が接続され、増幅器69の出力端子には微分回路
83が接続されている。微分回路83の出力信号はRSフリッ
プフロップ84のセット入力端子Ｓに供給される。

一方、RSフリップフロップ84のリセット入力端子Ｒに
は、比較器73の出力信号が抵抗85（抵抗値R₈）およびト
ランジスタ86を介して供給される。RSフリップフロップ
の出力端子Ｑの信号は、充電回路87に供給される。充電
回路87の出力電流はノードＤを介してキャパシタ71に供
給される。ノードＤと接地間には定電流源88（その電流
値をCC₁とする）が接続されている。充電回路87は、ト
ランジスタ89,90と抵抗91,92（抵抗値はそれぞれR₉,
R₁₀）からなる起動回路と、カレントミラーを構成する
トランジスタ93,94と、トランジスタ93のコレクタ電極
と接地間に接続されたトランジスタ95,可変抵抗72と、
トランジスタ95のベース電極に接続された電圧源96（そ
の電圧値をV₁とする）とで構成されており、トランジス
タ94のコレクタ電極がノードＤに接続されている。

以下、第13図の遅延回路の動作を第14図とともに説明
する。

入力端子68に入力された第14図Ａに示すパルス信号
は、増幅器69で増幅された後、微分回路83で微分され、
第14図Ｂに示す波形となる。この微分信号ＢによってRS
フリップフロップ84がセットされるため、その出力端子
Ｑの出力信号は第14図ＣのようにＬレベルに変化する。
その結果、充電回路87のトランジスタ89,90が共にオフ
となり、充電回路87が起動される。すると、カレントミ
ラー93,94を介してノードＤに充電流が供給され、キャ
パシタ71の充電が開始される。

ここで、充電電流I_Cは次式で表わされる。

I_C＝（V₁−V_BE）/VR₁ ……（２）但し、V_BEはトランジスタ95のベース・エミッタ間電
圧である。

キャパシタ71は定電流源88によって常時放電されてい
るが、定電流源88の電流能力I_sinkより充電電流I_Cの値
を大きく設定すると、キャパシタ71は徐々に充電され、
ノードＤの電位は第14図Ｄのように上昇する。ノードＤ
の電位が、抵抗74,75によって予め設定された基準電圧を越えると、比較器73の出力信号ＧがＨレベルに変化す
る。比較器73は、トランジスタ78,抵抗76,77で決まるヒ
ステリシス特性をもっているため、基準電圧Ｆは、第14
図Ｆに示すように、そのレベル変化のタイミングが遅延
されている。そしてノードＤの電位が再び基準電圧以下
に低下すると、比較器73の出力信号Ｇが再びＬレベルに
変化する。このようにして比較器73の出力端子には、第
14図Ｇに示すような出力信号Ｇが得られる。

比較器73の出力信号Ｇは、抵抗85,トランジスタ86を
介して第14図Ｈに示すパルス信号に反転され、このパル
ス信号ＨがRSフリップフロップ84のリセット入力端子Ｒ
に供給される。その結果、パルス信号Ｈの立下りのタイ
ミングに同期してRSフリップフロップ84がリセットさ
れ、RSフリップフロップ84の出力端子Ｑの信号がＨレベ
ルに変化する。

以上の動作によって得られた比較器73の出力信号Ｇに
応じて出力トランジスタ80がオン・オフ制御されるた
め、遅延回路の出力端子82の出力信号は、第14図Ｅのよ
うになる。すなわち、入力信号Ａの立下りから、充電に
よる遅延時間tdと、比較器13から出力されるパルス信号
Ｇのパルス幅twとを加えた（td＋tw）の時間遅延され
て、最終の出力信号ＥがＨレベルに変化する。

ここで遅延時間tdはで表わされる。一方、パルス幅twは tw＝（C₁・ΔＶ）/I_sink ……（４）で表わされる。なお、ΔＶは比較器73のヒステリシス幅
である。

このように、第13図の遅延回路によれば、入力端子68
に印加されるパルス信号の開始エッジのみを利用してパ
ルス信号を遅延させることができるから、仮に入力パル
ス信号のパルス幅が狭くても、（３），（４）式に含ま
れる各要素（C₁,R₂,R₃,ΔV,I_C,I_sink等）を適切に設定
することにより、十分に長い遅延時間を実現することが
できる。このため、第13図の遅延回路を第12図の遅延回
路66として用いれば、モータとメディア保持機構の間の
位置決めのずれを、広い範囲にわたって調整することが
でき、結果的に、ビデオテープレコーダやフロッピーデ
ィスク駆動装置の量産性を大幅に高めることができる。

なお、前述の本発明の実施例においては、回転位置検
出素子26,27,28を120゜の角度で配置したが、一般に2n
（ｎは２以上の自然数）極以上の磁極を有する３相無整
流子モータにおいて、３つの回転位置検出素子を120゜
×K/n（Ｋは３の倍数以下の自然数）の角度差で配置し
ても実施例と同様の効果が得られることはいうまでもな
い。

また、４極以上の磁極を有する３相の無整流子モータ
においても、３つの回転位置検出素子により得られる信
号から、モータの１回転につき１つのパルス信号を発生
することができる。

さらに、実施例では、電流駆動回路として、一般に12
0℃通電と呼ばれている電流駆動回路を用いたが、その
他の電流駆動回路を用いても同様の効果が得られる。

発明の効果本発明は、ロータマグネットの一部に逆極性又は無極
性の着磁部を形成した無整流子モータを用い、３つの回
転位置検出素子の出力信号中に着磁部による低信号レベ
ル部分を発生させ、３つの回転位置検出素子の出力信号
に基づいて、モータの１回転につき１つのパルス信号を
発生させるものである。したがって、本発明によれば、
従来のようにモータにPGマグネットやホールICを取付け
る必要がないため、組立工数の削減が図れる。また、本
発明は、このような無整流子モータの駆動装置におい
て、３つの回転位置検出素子の出力信号をそれぞれ増幅
器で増幅し、それらの増幅器の出力電圧に応答して、各
増幅器の利得を自動的に制御するため、モータの駆動ト
ルクムラを軽減することができる。さらに本発明は、モ
ータの１回転につき１つのパルスを発生するパルス発生
回路の出力端子に遅延回路を付加することにより、モー
タの組立時の機械的な位置ずれに起因する誤差を、電気
的に微修正することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における無整流子モータ
の駆動装置に用いるモータの要部を示す平面図、第２図
は本発明の第１の実施例における無整流子モータの駆動
装置を示す回路図、第３図は第２図の回路の各部の信号
波形図、第４図は本発明の第２の実施例における無整流
子モータの駆動装置を示す回路図、第５図は第４図の回
路の各部の信号波形図、第６図は本発明の第３の実施例
における無整流子モータの駆動装置を示す回路図、第７
図は第６図の実施例に用いる三差動増幅器の具体構成を
示す回路図、第８図は第６図の回路の各部の信号波形
図、第９図は本発明の第４の実施例における無整流子モ
ータの駆動装置を示す回路図、第10図は第９図の回路の
各部の信号波形図、第11図は本発明の第５の実施例にお
ける無整流子モータの駆動装置を示す回路図、第12図は
本発明の第６の実施例における無整流子モータの駆動装
置を示す回路図、第13図は第12図の実施例に用いる遅延
回路の具体構成を示す回路図、第14図は第13図の各部の
信号波形図、第15図は従来の遅延回路の回路図、第16図
は第15図の各部の信号波形図、第17図は従来の無整流子
モータの断面図、第18図は従来の無整流子モータの駆動
装置を示す回路図である。 22……ロータマグネット、23〜25……ステータ巻線、26
〜28……回転位置検出素子、29……着磁部、30……電
源、31〜33……増幅器、34〜36……減算回路、37〜39…
…電流駆動回路、40……パルス発生回路、41……AGC手
段、42〜45……比較器、46……ORゲート、48……絶対値
加算回路、49……AGC回路、50……基準電圧源、54……
三差動回路、65……増幅器、66……遅延回路、69……増
幅器、71……キャパシタ、73……比較器、76〜78……ヒ
ステリシス回路を構成する素子、83……微分回路、84…
…RSフリップフロップ、87……充電回路、88……放電用
定電流源。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者濱本省吾大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (56)参考文献特開昭57−49386（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−77489（ＪＰ，Ａ) 特開平２−211047（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−91892（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】（ａ）３相のステータ巻線への通電を決
定する2n（ｎは２以上の自然数）の磁極が着磁され、上
記2nの磁極のうちの１つの磁極に逆極性または無極性の
着磁部が形成されたロータマグネットと、上記ロータマ
グネットと対向する位置に電気角で120度の間隔で配置
され、上記着磁部の位置を検出する３つの回転位置検出
素子とを有する３相無整流子モータ；（ｂ）上記３つの回転位置検出素子の出力信号をそれ
ぞれ増幅する第1,第２および第３の増幅器；（ｃ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号を
合成する第1,第２および第３の減算回路；（ｄ）上記第1,第２および第３の減算回路の出力信号
をそれぞれ電流増幅し、上記３相無整流子モータの上記
３相のステータ巻線にそれぞれ駆動電流を供給する第1,
第２および第３の電流駆動回路；（ｅ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号に
基づいて、上記３相無整流子モータの１回転につき１つ
のパルス信号を発生するパルス発生回路；（ｆ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号に
応答して上記第1,第２および第３の増幅器の利得を自動
的に制御する自動利得制御手段；を備えた無整流子モータの駆動回路。
【請求項２】自動利得制御手段が、（ａ）第1,第２および第３の増幅器の出力信号の絶対
値を加算する絶対値加算回路；（ｂ）上記絶対値加算回路の出力信号と基準電圧源の
基準電圧とを入力し、上記絶対値加算回路の出力信号レ
ベルが上記基準電圧に近付くように、上記第1,第２およ
び第３の増幅器の利得を制御するAGC回路；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項３】自動利得制御手段が、（ａ）第1,第２および第３の減算回路の出力信号の絶
対値を加算する絶対値加算回路；（ｂ）上記絶対値加算回路の出力信号と基準電圧源の
基準電圧とを入力し、上記絶対値加算回路の出力信号レ
ベルが上記基準電圧に近付くように、上記第1,第２およ
び第３の増幅器の利得を制御するAGC回路；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項４】パルス発生回路が、（ａ）第１の増幅器の出力信号レベルと基準電圧とを
比較する第１の比較器；（ｂ）第１および第２の増幅器の出力信号レベルを比
較する第２の比較器；（ｃ）第１および第３の増幅器の出力信号レベルを比
較する第３の比較器；（ｄ）上記第1,第２および第３の比較器の出力パルス
の論理和をとるORゲート；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項５】パルス発生回路が、（ａ）第１の増幅器の出力信号レベルと第１の基準電
圧とを比較する第１の比較器；（ｂ）第２の増幅器の出力信号レベルと第２の基準電
圧とを比較する第２の比較器；（ｃ）第３の増幅器の出力信号レベルと第３の基準電
圧とを比較する第３の比較器；（ｄ）上記第1,第２および第３の比較器の出力パルス
の論理和をとるORゲート；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項６】パルス発生回路が、（ａ）第１の増幅器の出力信号レベルと基準電圧とを
比較する第１の比較器；（ｂ）第１の増幅器の出力信号レベルと、第２および
第３の増幅器の出力信号レベルとを比較する三差動回
路；（ｃ）上記第１の比較器の出力パルスと、上記三差動
回路の出力パルスとの論理和をとるORゲート；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項７】三差動回路が、（ａ）第１の電極に第1,第２および第３の増幅器の出
力信号がそれぞれ印加される、差動結合された第1,第２
および第３のトランジスタ；（ｂ）上記第1,第２および第３のトランジスタの第２
電極に接続された定電流源；（ｃ）上記第1,第２および第３のトランジスタの第３
の電極に接続された、ミラー結合された負荷トランジス
タ；（ｄ）上記第２および第３のトランジスタの第３の電
極に電位に応答してオン・オフ制御される出力トランジ
スタ；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第６項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項８】（ａ）３相のステータ巻線への通電を決
定する2n（ｎは２以上の自然数）の磁極が着磁され、上
記2nの磁極のうちの１つの磁極に逆極性または無極性の
着磁部が形成されたロータマグネットと、上記ロータマ
グネットと対向する位置に電気角で120度の間隔で配置
され、上記着磁部の位置を検出する３つの回転位置検出
素子とを有する３相無整流子モータ；（ｂ）上記３つの回転位置検出素子の出力信号をそれ
ぞれ増幅する第1,第２および第３の増幅器；（ｃ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号を
合成する第1,第２および第３の減算回路；（ｄ）上記第1,第２および第３の減算回路の出力信号
をそれぞれ電流増幅し、上記３相無整流子モータの上記
３相のステータ巻線にそれぞれ駆動電流を供給する第1,
第２および第３の電流駆動回路；（ｅ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号に
応答して上記第1,第２および第３の増幅器の利得を自動
的に制御する自動利得制御手段；（ｆ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号と
上記自動利得制御手段のAGC電圧とに基づいて、上記３
相無整流子モータの１回転につき１つのパルス信号を発
生するパルス発生回路；を備えた無整流子モータの駆動装置。
【請求項９】パルス発生回路が、（ａ）自動利得制御手段のAGC電圧と基準電圧とを比
較する比較器；（ｂ）第１の増幅器の出力信号レベルと、第２および
第３の増幅器の出力信号レベルとを比較する三差動回
路；（ｃ）上記比較器の出力パルスと上記三差動回路の出
力パルスとの論理和をとるORゲート；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第８項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項１０】自動利得制御手段が、（ａ）第1,第２および第３の増幅器の出力信号の絶対
値を加算する絶対値加算回路；（ｂ）上記絶対値加算回路の出力信号と基準電圧源の
基準電圧とを入力し、上記絶対値加算回路の出力信号レ
ベルが上記基準電圧に近付くように、上記第1,第２およ
び第３の増幅器の利得を制御するAGC回路；（ｃ）上記AGC回路から出力されるAGC電圧を増幅し、
パルス発生回路に供給する第４の増幅器；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第８項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項１１】（ａ）３相のステータ巻線への通電を
決定する2n（ｎは２以上の自然数）の磁極が着磁され、
上記2nの磁極のうちの１つの磁極に逆極性または無極性
の着磁部が形成されたロータマグネットと、上記ロータ
マグネットと対向する位置に電気角で120度の間隔で配
置され、上記着磁部の位置を検出する３つの回転位置検
出素子とを有する３相無整流子モータ；（ｂ）上記３つの回転位置検出素子の出力信号をそれ
ぞれ増幅する第1,第２および第３の増幅器；（ｃ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号を
合成する第1,第２および第３の減算回路；（ｄ）上記第1,第２および第３の減算回路の出力信号
をそれぞれ電流増幅し、上記３相無整流子モータの上記
３相のステータ巻線にそれぞれ駆動電流を供給する第1,
第２および第３の電流駆動回路；（ｅ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号に
基づいて、上記３相無整流子モータの１回転につき１つ
のパルス信号を発生するパルス発生回路；（ｆ）上記第1,第２および第３の増幅器の出力信号に
応答して上記第1,第２および第３の増幅器の利得を自動
的に制御する自動利得制御手段；（ｇ）上記パルス発生回路の出力端子に接続された遅
延回路；を備えた無整流子モータの駆動装置。
【請求項１２】遅延回路が、（ａ）パルス発生回路からのパルス信号を微分する微
分回路；（ｂ）上記微分回路の出力信号によりセットされるRS
フリップフロップ；（ｃ）上記RSフリップフロップの出力信号により起動
される充放電回路；（ｄ）上記充放電回路の出力電圧と基準電圧とを比較
する、ヒステリシス特性を有する比較器；（ｅ）上記比較器の出力電圧により上記RSフリップフ
ロップをリセットする手段；（ｆ）上記比較器の出力電圧に応答して、上記パルス
発生回路からのパルス信号に対して遅延したパルス信号
を出力する手段；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第11項記
載の無整流子モータの駆動装置。
【請求項１３】充放電回路が、（ａ）比較器の一方の入力端子と基準電位点の間に接
続されたキャパシタ；（ｂ）上記キャパシタに並列に接続され、常時上記キ
ャパシタと電荷を放電する定電流源；（ｃ） RSフリップフロップの出力信号によって起動さ
れ、上記定電流源による放電電流より大きい充電電流を
上記キャパシタに供給する充電回路；を備えていることを特徴とする特許請求の範囲第12項記
載の無整流子モータの駆動装置。