JP2024146465A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータのロック状態を正しく検出すること。【解決手段】モータＭの回転速度が速度指令値に一致するようにモータを制御し、速度指令値を積分した回転位相にモータを同期させる同期運転モードと、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値が速度指令値に一致するようにモータＭを制御する位置センサレス制御モードとを有するモータ制御装置１００ａにおいて、同期運転電流指令値生成器１３は、同期運転モードにおける電流指令値を生成し、電流制御器２０、非干渉化制御器３６及び加算器２１は、モータＭに流れる電流が電流指令値に一致するように電圧指令値を生成し、ロック判定器５２は、電圧指令値に基づいてモータＭがロックしているか否かを判定する。【選択図】図１

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。

ＰＭＳＭ（Permanent Magnet Synchronous Motor）の制御の一つとして、モータのロータ位置を推定する位置センサレス制御が知られている。位置センサレス制御では、モータの回転に伴って発生する誘起電圧（以下では「モータ誘起電圧」と呼ぶことがある）を用いてモータのロータ位置の推定（以下では「位置推定」と呼ぶことがある）を行う。位置センサレス制御では、モータの停止状態や、モータ誘起電圧が小さい極低回転状態において位置推定の誤差が大きくなる。

モータの起動時はモータ誘起電圧が小さいため、位置センサレス制御を行う際には、事前にモータを所定回転速度まで強制的に加速させる同期運転を行った後に、位置センサレス制御に切り替える方法が知られている。この方法を用いてモータを制御するモータ制御装置は、同期運転を行う運転モード（以下では「同期運転モード」と呼ぶことがある）と位置センサレス制御を行う運転モード（以下では「位置センサレス制御モード」と呼ぶことがある）とを切り替える。なお、モータ制御装置が運転モードを切り替える際、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差が大きいと、切替直後に振動が発生したり回転速度が変化したりする「切替ショック」が生じる。そこで、同期運転モードにおいて軸誤差が０近傍になるように電流ベクトルの位相（以下では「電流位相」と呼ぶことがある）を調整した上で、運転モードを同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行させる技術が知られている。

また、モータ誘起電圧を用いて、モータが回転不可能な状態（以下では「ロック状態」と呼ぶことがある）にあることを検出する技術が知られている。

特開２０１０－０２９０１６号公報

しかし、モータ誘起電圧を用いてロック状態の発生を検出する場合、モータ誘起電圧の定数（以下では「誘起電圧定数」と呼ぶことがある）のばらつきやインバータの出力電圧誤差の影響で、ロック状態を正しく検出できないことがある。

そこで、本開示は、モータのロック状態を正しく検出できる技術を提案する。

本開示のモータ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値に一致するように前記モータを制御するモータ制御装置であって、前記速度指令値を積分した回転位相に前記モータを同期させる同期運転モードと、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値が前記速度指令値に一致するように前記モータを制御する位置センサレス制御モードとを有する。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器と、電圧指令値生成器と、判定器とを有する。前記同期運転電流指令値生成器は、前記同期運転モードにおける電流指令値を生成する。前記電圧指令値生成器は、前記モータに流れる電流が前記電流指令値に一致するように電圧指令値を生成する。前記判定器は、前記電圧指令値に基づいて前記モータがロックしているか否かを判定する。

本開示によれば、モータのロック状態を正しく検出できる。

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２は、本開示の実施例１のモータ制御装置の軽負荷時の動作例を示す図である。 図３は、本開示の実施例１のモータ制御装置の過負荷時の動作例を示す図である。 図４Ａは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例１を示す図である。 図４Ｂは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例２を示す図である。 図４Ｃは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例３を示す図である。 図４Ｄは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例４を示す図である。 図５は、本開示の実施例１の電流ベクトル位相と電圧振幅との関係の一例を示す図である。 図６は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図７は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図８は、本開示の実施例２のＰＬＬ制御器の構成例を示す図である。 図９は、本開示の実施例２の比例出力制御器の動作例を示す図である。 図１０は、本開示の実施例３の位置センサレス制御モード移行時の電流ベクトル変化を示す図である。 図１１は、本開示の実施例３のセンサレス電流指令値生成器の構成例を示す図である。 図１２は、本開示の実施例３の重み係数生成器の動作例を示す図である。 図１３は、本開示の実施例３の電流ベクトル軌跡の一例を示す図である。 図１４は、本開示の実施例４のモータ制御装置の軽負荷時の構成例を示す図である。 図１５は、本開示の実施例４のモータ制御装置の過負荷時の動作例を示す図である。 図１６は、本開示の実施例４のモータ制御装置の動作例を示す図である。 図１７は、本開示の実施例４の速度変動補正値生成器の構成例を示す図である。 図１８は、本開示の実施例４のトルク変動補正値生成器の構成例を示す図である。 図１９は、本開示の実施例５のモータ制御装置の構成例を示す図である。 図２０は、本開示の実施例５の電流追従誤差補正値生成器の構成例を示す図である。

以下、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。以下の実施例において、同一の部位には同一の符号を付し、重複する説明を省略することがある。

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００ａは、減算器１１，１８，１９と、速度制御器１２と、電流制御器２０と、加算器２１，２２と、ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）処理器２４と、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２５とを有する。ＩＰＭ２５は、モータＭに接続される。モータＭの一例としてＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）及びＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）等のＰＭＳＭが挙げられる。本開示の技術は、磁気突極性を有するモータにも、磁気突極性を有しないモータにも、モータの種類にかかわらず適用可能である。

また、モータ制御装置１００ａは、電流検出器２８と、ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９と、軸誤差演算器３０と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器３１と、位置推定器３２と、非干渉化制御器３６とを有する。

また、モータ制御装置１００ａは、電流指令値生成器１０と、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３と、運転モード切替器４０と、電圧算出器５１と、ロック判定器５２とを有する。電流指令値生成器１０は、同期運転電流指令値生成器１３と、センサレス電流指令値生成器１４とを有する。スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の各々は、Ａ接点とＢ接点とを有する。

モータ制御装置１００ａの運転モードには、同期運転モードと、位置センサレス制御モードとがある。運転モード切替器４０は、モータ制御装置１００ａの運転モードを、同期運転モードと位置センサレス制御モードとの間で切り替える。運転モード切替器４０は、モータ制御装置１００ａの外部のコントローラによって制御される。運転モード切替器４０は、運転モードが同期運転モードであるときは、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。また、運転モード切替器４０は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。同期運転電流指令値生成器１３は、運転モードが同期運転モードにあるときの電流指令値を生成する。センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときの電流指令値を生成する。

軸誤差演算器３０は、ｄ軸電流検出値ｉｄと、ｑ軸電流検出値ｉｑと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄと、ｑ軸電圧指令値Ｖｑとに基づいて、制御系座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸と、モータＭのロータ座標軸であるｄ－ｑ座標軸との差である軸誤差Δθを算出する。軸誤差演算器３０によって算出された軸誤差Δθは、ＰＬＬ制御器３１及び同期運転電流指令値生成器１３に入力される。

位置推定器３２は、スイッチＳＷ３を介して入力される速度情報を積分することで、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相θｄｑを生成する。運転モードが同期運転モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ｂに接続されるため、モータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ａへ入力される電気角速度の指令値である速度指令値ω^＊が速度情報として位置推定器３２に入力される。よって、同期運転モードでは、速度指令値ω^＊に基づいて生成された回転位相θｄｑにモータＭが同期する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ａに接続されるため、ＰＬＬ制御器３１から出力される電気角速度の推定値である速度推定値ωが速度情報として位置推定器３２に入力される。よって、位置センサレス制御モードでは、軸誤差Δθが帰還制御されることで得られる速度推定値ωに基づいて回転位相θｄｑが生成される。

このように、同期運転モードでは、速度指令値ω^＊を積分した回転位相θｄｑにモータＭを同期させる。一方で、位置センサレス制御モードでは、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差Δθが帰還制御されることで得られる速度推定値ωが速度指令値ω^＊に一致するようにモータＭが制御される。

電流制御器２０は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値ｉｄとの誤差であるｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出する。また、電流制御器２０は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値ｉｑとの誤差であるｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。例えば、電流制御器２０は、式（１）に従ってｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出し、式（２）に従ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。式（１）において、Ｋｐ_ｄはｄ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｄはｄ軸積分ゲインであり、式（２）において、Ｋｐ_ｑはｑ軸比例ゲイン、Ｋｉ_ｑはｑ軸積分ゲインである。

非干渉化制御器３６は、速度指令値ω^＊とｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを補償するためのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出する。また、非干渉化制御器３６は、速度指令値ω^＊とｄ軸電流指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを補償するためのｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。例えば、非干渉化制御器３６は、式（３）に従ってｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａを算出し、式（４）に従ってｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａを算出する。式（３）及び式（４）において、ＲはモータＭの巻線抵抗、ＬｄはモータＭのｄ軸インダクタンス、ＬｑはモータＭのｑ軸インダクタンス、ΨａはモータＭの電機子鎖交磁束である。

ここで、非干渉化制御器３６でのｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａ及びｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａの算出に使用される電流をｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊とすることにより、急激な電流指令値の変化にもモータＭの制御を追従させることが可能となる。よって、後述する同期運転モードでの電流調整区間において、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が瞬時に変化する状況下でも、モータＭの制御の安定性と応答性とを両立させることができる。

加算器２１は、式（５）に従って、ｄ軸非干渉化電圧指令値Ｖｄ_ａをｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃに加算することにより、最終的なｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出する。また、加算器２２は、式（６）に従って、ｑ軸非干渉化電圧指令値Ｖｑ_ａをｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃに加算することにより、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。これにより、ｄ－ｑ座標軸間の干渉がフィードフォワードでキャンセルされたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが算出される。また、運転モードが同期運転モードであるときは、加算器２１によって算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが電圧算出器５１に入力される。

ｄｑ／ｕｖｗ変換器２３は、加算器２１，２２から出力される２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗへ変換する。

ＰＷＭ処理器２４は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗと、キャリア信号とに基づいて６相のＰＷＭ信号を生成し、生成した６相のＰＷＭ信号をＩＰＭ２５へ出力する。

ＩＰＭ２５は、ＰＷＭ処理器２４から出力される６相のＰＷＭ信号に基づいて、直流電圧ＶｄｃからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の交流電圧を生成し、生成した３相それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

電流検出器２８は、１シャント方式でＩＰＭ２５の母線電流が検出される場合、ＰＷＭ処理器２４より出力される６相のＰＷＭ信号と、検出された母線電流とから、モータＭのＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを検出し、各相の相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｕｖｗ／ｄｑ変換器２９へ出力する。なお、電流検出器２８は、相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちの二相の電流を検出し、残りの一相の電流をキルヒホッフの法則を用いて算出しても良い。

ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９は、位置推定器３２から出力される回転位相θｄｑに基づいて、３相のＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖ、Ｗ相電流値ｉｗを、２相のｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑへ変換する。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差Δθを比例積分制御することにより、軸誤差Δθが０となるような速度推定値ωを算出する。ＰＬＬ制御器３１によって算出された速度推定値ωがスイッチＳＷ３を介して位置推定器３２に入力されることで回転位相θｄｑが修正され、その結果、軸誤差Δθを０に近づけることができる。

減算器１１は、速度指令値ω^＊から速度推定値ωを減算することにより速度誤差ω_ｄｉｆを算出する。

速度制御器１２は、速度誤差ω_ｄｉｆを比例積分制御することにより、速度誤差ω_ｄｉｆを０に近づけるためのトルク指令値Ｔ^＊を生成する。例えば、速度制御器１２は、式（７）に従って、トルク指令値Ｔ^＊を生成する。式（７）において、Ｋｐ_ｓｃは速度制御器１２の比例ゲインであり、Ｋｉ_ｓｃは速度制御器１２の積分ゲインである。なお、速度制御器１２は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに切り替わる前に、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊に基づいて速度制御器１２の積分値を初期化する。積分値の初期化により、運転モードの切替前後での切替ショックを低減できる。

センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、トルクが一定となる電流の軌跡である定トルク曲線に基づいてトルク指令値Ｔ^＊をｄ－ｑ座標軸上の電流ベクトルに変換することにより、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する。以下では、センサレスｄ軸電流指令値及びセンサレスｑ軸電流指令値を「センサレス電流指令値」と総称することがある。

以上のように、電流制御器２０、非干渉化制御器３６及び加算器２１によって、モータＭに流れる電流が電流指令値に一致するようなｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが生成される。

ここで、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合とでセンサレス電流指令値の好ましい生成方法が異なるため、制御されるモータの種類に応じたセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに予め設定しておくのが好ましい。例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を０としてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する。その理由は、モータＭがＳＰＭＳＭの場合は、回転力を生み出すトルクはマグネットトルクが主になる（つまり、リラクタンストルクが発生しない）ためである。

一方で、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、センサレス電流指令値生成器１４は、定トルク曲線とＭＴＰＡ曲線（最大トルク／電流制御曲線）との交点（以下では「二曲線交点」と呼ぶことがある）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成するのが好ましい。その理由は、モータＭがＩＰＭＳＭの場合は、回転力を生み出すトルクはマグネットトルクだけでなく、リラクタンストルクの寄与が大きくなるためである。

なお、モータＭがＳＰＭＳＭである場合とＩＰＭＳＭである場合との双方のセンサレス電流指令値の生成方法をモータ制御装置１００ａに予め設定しておき、モータＭの種類に応じて何れか一方の生成方法を選択するようにしても良い。

例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＳＰＭＳＭである場合は、式（８）に示すモータトルク式におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊に０を代入することで、式（９）に示すセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を得ることができる。式（８）及び式（９）において、ＰｎはモータＭの極対数である。

また例えば、センサレス電流指令値生成器１４は、モータＭがＩＰＭＳＭである場合は、式（８）に示すモータトルク式と、式（１０）とに従って、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出する。

まず、式（８）及び式（１０）からセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を消去すると、センサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊に関する四次方程式である式（１１）が得られる。

式（１１）に示す四次方程式の実数解の一つが二曲線交点でのセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊となるため、センサレス電流指令値生成器１４は、式（１１）の解を導出することによりセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出する。四次方程式の解は、例えばニュートン法などを用いて導出することができる。センサレス電流指令値生成器１４は、式（１１）を用いてセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を算出した後に、式（１０）にセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を代入することでセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を算出する。

運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は接点Ａに接続されるため、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。

一方で、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は接点Ｂに接続されるため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。また、運転モードが同期運転モードであるときは、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊が電圧算出器５１に入力される。

減算器１８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを算出する。減算器１９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを算出する。

電圧算出器５１は、モータＭがロック状態であるか否かの判定（以下では「ロック判定」と呼ぶことがある）に用いられる電圧（以下では「ロック判定用電圧」と呼ぶことがある）を算出し、算出したロック判定用電圧をロック判定器５２へ出力する。なお、本実施例では電圧算出器５１によってロック判定用電圧を算出しているが、加算器２１，２２の出力結果である、非干渉化後の最終的な電圧指令値をそのままロック判定用電圧として用いても良い。

ロック判定器５２は、ロック判定用電圧に基づいてモータＭがロック状態であるか否かを判定する。また、ロック判定器５２は、モータＭがロック状態であると判定したときに、モータＭがロック状態であることを示す信号（以下では「ロック状態信号」と呼ぶことがある）ＬＳをモータ制御装置１００ａの外部（例えば、上位のコントローラ）へ出力する。

＜モータがロック状態でないときのモータ制御装置の動作＞
図２及び図３は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。図２及び図３には、モータＭがロック状態でないときの動作例を示す。また、図２には軽負荷時の動作例を示し、図３には過負荷時の動作例を示す。モータＭの起動時や低回転時では、モータ誘起電圧が小さいため、軸誤差演算器３０によって算出される軸誤差Δθに誤差が生じ、軸誤差Δθに生じる誤差の影響でモータＭの制御が不安定化する恐れがある。そこで、モータＭの回転数を位置センサレス制御が適用可能な回転数まで引き上げるために、位置センサレス制御を行う前に、位置決め、及び、同期運転を行う。つまり、モータ制御装置１００ａの運転モードは、図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１、同期運転モードＭ２、位置センサレス制御モードＭ３の順に移行する。運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０において同期運転電流指令値生成器１３を動作させる一方でセンサレス電流指令値生成器１４の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ｂに接続する。センサレス電流指令値生成器１４の動作の停止に伴い、センサレス電流指令値生成器１４の入力側に位置する速度制御器１２及びＰＬＬ制御器３１の動作も停止される。また、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、運転モード切替器４０は、電流指令値生成器１０においてセンサレス電流指令値生成器１４を動作させる一方で同期運転電流指令値生成器１３の動作を停止させるとともに、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３を接点Ａに接続する。

また、同期運転モードＭ２は、図２及び図３に示すように、速度上昇区間Ｉ１と電流調整区間Ｉ２とを有し、同期運転モードＭ２では、制御区間が、速度上昇区間Ｉ１、電流調整区間Ｉ２の順に移行する。

また、運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ｂに接続されるため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードＭ３であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ａに接続されるため、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。

図２及び図３に示すように、位置決めモードＭ１では、速度指令値ω^＊が０とされ、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を０から所定値ｉｄ_ｉｎｉまで増加させる一方で、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を０にする。ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊の増加中にモータＭのロータが動き始めて位置決めされる。例えば、最大負荷を駆動可能な電流値が所定値ｉｄ_ｉｎｉとして設定されることで、同期運転モードＭ２において過負荷時でもモータＭは脱調することなく起動できる。

また、図２及び図３に示すように、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３が所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値としてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を所定値ｉｄ_ｉｎｉで一定に保つとともに、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を０で一定に保ったまま、速度指令値ω^＊が０から所定回転数ω１まで線形増加される。これにより、速度上昇区間Ｉ１では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が一定に保たれた状態で、モータＭの回転数が、所定回転数ω１に対応する所定の回転数まで上昇する。なお、所定回転数ω１は、モータ誘起電圧が十分に検出できることが分かっている回転数、かつ、ロック状態でないモータＭがロック状態であると誤判定されてしまうことがない程度に大きな回転数に予め設定され、例えば圧縮機用のモータの場合は１５ｒｐｓ相当の電気角速度である。なお、モータＭがロック状態である場合には、速度上昇区間Ｉ１においてモータＭの回転数が上昇しない。本実施例では、電圧指令値に基づいてモータＭがロック状態であるか否かの判定を行うロック判定器５２を有するため、速度上昇区間Ｉ１においてモータＭがロック状態であるか否かを速やかに判定できる。モータＭがロック状態でないと判定されると、モータ制御装置１００ａの運転モードは電流調整区間Ｉ２に移行する。ロック判定器５２の動作については後述する。

次いで、電流調整区間Ｉ２では、速度指令値ω^＊が所定回転数ω１で一定に保たれた状態で、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値としてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊の調整を開始する。また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊の初期値を０としてｑ軸電流指令値ｉｑ^＊の調整を開始する。電流調整区間Ｉ２でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊の調整により、電流調整区間Ｉ２では、ｄｃ－ｑｃ座標軸上での電流ベクトルが、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルに近い状態まで調整される。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を、フィルタを用いて、または、線形減少させて、電流調整区間Ｉ２の最終点で目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄに収束させる。目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは、０近傍の正の値を有し、位置センサレス制御モードＭ３時の電流ベクトルよりも多少過励磁（ｉｄ^＊＞０）となる値に設定されるのが好ましい。

つまり、速度上昇区間Ｉ１では、同期運転電流指令値生成器１３は、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも大きい値を有する所定値ｉｄ_ｉｎｉにｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を設定する。また、速度上昇区間Ｉ１に続く電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、所定値ｉｄ_ｉｎｉを初期値としてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄまで徐々に減少させる。

ここで、一般的に、モータＭが突極性を有しないＳＰＭＳＭである場合は、定トルク曲線上でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を０として位置センサレス制御が行われ、モータＭが突極性を有するＩＰＭＳＭである場合は、二曲線交点に基づいて位置センサレス制御が行われる。一方で、同期運転モードＭ２では、ＰＬＬ制御器３１によって算出される速度推定値ωに基づく回転位相θｄｑの修正が為されないため、所望のトルクを得るための電流振幅値が最小となるｄ軸電流までｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減少させると、同期運転電流指令値生成器１３が電流指令値を生成する際の応答速度によっては、負荷トルクが出力トルクを上回り、モータＭが脱調する懸念がある。このため、上記のように、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を多少過励磁に収束させることが好ましい。

また、電流調整区間Ｉ２の最終点における目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄを、モータＭの定格の電流振幅値や、モータＭが最大負荷を駆動する際の電流振幅値の１０％程度の値に設定することで、電流調整区間Ｉ２においてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を位置センサレス制御モードＭ３でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊に適度に近づけつつ、多少過励磁に収束させることができるため、電流調整区間Ｉ２でのモータＭの脱調を防止できる。例えば、定格の電流振幅値が１０Ａ程度の場合には、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄは１Ａ程度に設定されるのが好ましい。

また、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを積分または比例積分制御することよりｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を生成する。同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθが正の場合はｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を増加させ、軸誤差Δθが負の場合はｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減少させる。このようにして、電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、軸誤差Δθを０に近づけるように帰還制御によりｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を調整する。電流調整区間Ｉ２では、同期運転電流指令値生成器１３は、例えば式（１２）に従って同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を生成する。式（１２）において、Ｋｉ_ｉｑは積分ゲインである。

位置センサレス制御モードＭ３では、軸誤差Δθが正のときは、ＰＬＬ制御器３１が速度推定値ωを減少させることにより速度推定値ωが速度指令値ω^＊を下回るため、速度制御器１２がトルク指令値Ｔ^＊を増加させ、センサレス電流指令値生成器１４がｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を増加させる。一方で、同期運転モードＭ２では、速度指令値ω^＊が位置推定器３２に直接入力されるため、同期運転電流指令値生成器１３が軸誤差Δθに基づいて、直接的にｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を調整する。そこで、電流調整区間Ｉ２の開始点でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊の初期値である所定値ｉｄ_ｉｎｉの大きさ、モータＭのイナーシャ、モータＭの誘起電圧定数、または、モータＭが駆動する負荷の特性等に応じて積分ゲインＫｉ_ｉｑ（式（１２））が調整されることで、同期運転電流指令値生成器１３の所望の応答速度を得ることができる。

電流調整区間Ｉ２から位置センサレス制御モードＭ３への移行の際、速度制御器１２は、位置センサレス制御モードＭ３の開始時点でのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊（つまり、同期運転モードＭ２における同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊の最終値、及び、同期運転モードＭ２における同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊の最終値）に基づいて式（１３）に従ってトルク指令値Ｔ^＊を算出し、式（１３）に従って算出したトルク指令値Ｔ^＊を速度誤差ω_ｄｉｆに対する速度制御器１２の積分値の初期値として設定する。こうすることで、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３へ切り替わる際のトルク指令値Ｔ^＊の不連続の発生を防止できるため、運転モードの切替によりモータＭに発生する切替ショックを低減できる。

また、式（１３）に従って算出されるトルク指令値Ｔ^＊が速度誤差ω_ｄｉｆに対する比例積分制御の初期値として位置センサレス制御が開始されるため、位置センサレス制御モードＭ３では、センサレス電流指令値生成器１４によって生成されるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊は、図２及び図３に示すように、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄよりも小さい値に調整される。例えば、目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄが０近傍の正の値を有する場合において、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊は、０以下の値に調整される。

以上のように、ｄ軸電流指令値を同期運転の段階で０近傍に収束させ、軸誤差を帰還制御することによりｑ軸電流指令値を生成することで、軸誤差が０近傍に調整された状態、かつ、過励磁の度合いが抑制された状態で同期運転から位置センサレス制御へ移行できる。このため、位置センサレス制御への移行後の電流ベクトルの変化が小さくなるので、突極性を有するＩＰＭＳＭ等においても、位置センサレス制御への移行時の電流飛びや速度飛び等による切替ショックを低減できる。よって、モータＭの突極性の有無というモータＭの種類によらず、位置センサレス制御モードへの移行時のモータＭの制御の安定性を向上させることができる。よって、モータＭの種類によらず、モータＭの安定した起動が可能となる。

＜電圧算出器の構成＞
以下、電圧算出器５１の構成について、構成例１～４を挙げる。
＜構成例１（図４Ａ）＞
図４Ａは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例１を示す図である。図４Ａに示す電圧算出器５１Ａは、図１に示す電圧算出器５１に該当する。図４Ａにおいて、電圧算出器５１Ａは、誤差算出器５１１と、電圧補正器５１２と、平均化器５１３とを有する。電圧算出器５１Ａは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとから算出される電圧振幅値（以下では「合成電圧振幅値」と呼ぶことがある）をｄ軸電圧指令値Ｖｄと同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊とに基づいて補正し、補正後及び平均化後の電圧振幅値（以下では「補正電圧振幅平均値」と呼ぶことがある）Ｖａ_ｃｏ_ａｖｅをロック判定用電圧としてロック判定器５２へ出力する。

位置決めモードＭ１では、速度指令値ω^＊が０とされているため、理論的にＩＰＭ２５から出力される電圧（以下では「理論出力電圧」と呼ぶことがある）はモータＭの巻線抵抗Ｒ分の電圧のみである。よって、位置決めモードＭ１では、巻線抵抗Ｒ分の理論出力電圧と実際にモータＭに印加された電圧との差分が、ＩＰＭ２５から出力される３相の交流電圧（以下では「出力電圧」と呼ぶことがある）における誤差（以下では「出力電圧誤差」と呼ぶことがある）ΔＶとして出現する。そこで、本実施例では、出力電圧誤差ΔＶを考慮してモータＭがロック状態であるか否かを判定する。出力電圧誤差ΔＶを考慮することで、出力電圧誤差ΔＶが大きくなるような場合（例えば、モータ制御装置に用いられるＩＰＭのデッドタイムが大きい場合）であっても、ロック判定を精度良く行うことができる。誤差算出器５１１は、位置決め完了時の同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄと、モータＭの巻線抵抗Ｒとに基づいて、式（１４）に従って出力電圧誤差ΔＶを算出する。式（１４）におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄとして、フィルタ処理による高周波除去後のｄ軸電圧指令値Ｖｄが用いられても良い。位置決めモードＭ１ではコギングトルク等のリプルは発生しないため、ｄ軸電圧指令値Ｖｄの高周波の除去に用いられるフィルタの時定数は１０ｍｓ程度であることが好ましい。

なお、誤差算出器５１１は、式（１４）に替えて、固定座標系上の出力電圧誤差ΔＶ_ＵＶＷから出力電圧誤差ΔＶを算出しても良い。出力電圧誤差ΔＶ_ＵＶＷは、キャリア周波数ｆｃ、ＩＰＭ２５におけるデッドタイムＴｄ及び直流電圧Ｖｄｃに基づいて式（１５）に従って算出できる。なお、出力電圧誤差ΔＶ_ＵＶＷは固定座標系上の値なので、式（１５）に従って算出される出力電圧誤差ΔＶ_ＵＶＷをｄｃ－ｑｃ座標軸上での値に変換する必要がある。

ここで、速度上昇区間Ｉ１では、上記のようにｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が所定値ｉｄ_ｉｎｉで一定に保たれるとともにｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が０で一定に保たれるため、電流ベクトルのｄ軸電流成分が存在する一方で電流ベクトルのｑ軸電流成分は存在しない。このため、速度上昇区間Ｉ１では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄにのみ出力電圧誤差ΔＶが発生する。また、位置決めモードＭ１から速度上昇区間Ｉ１にかけて、キャリア周波数ｆｃ、ＩＰＭ２５におけるデッドタイムＴｄ、及び、直流電圧Ｖｄｃが一定である場合は、速度上昇区間Ｉ１の終末の時点（以下では「速度上昇区間終末時点」と呼ぶことがある）Ｔ１での出力電圧誤差ΔＶは、位置決め完了時において算出される出力電圧誤差ΔＶとほぼ同一となる。そこで、電圧補正器５１２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとから式（１６）に従って算出される合成電圧振幅値Ｖａを、位置決め完了時の出力電圧誤差ΔＶに基づいて式（１７）に従って補正し、補正後の電圧振幅値（以下では「補正電圧振幅値」と呼ぶことがある）Ｖａ_ｃｏを平均化器５１３へ出力する。

平均化器５１３は、瞬時値である補正電圧振幅値Ｖａ_ｃｏを時間平均し、補正電圧振幅平均値Ｖａ_ｃｏ_ａｖｅをロック判定用電圧としてロック判定器５２へ出力する。平均化器５１３での平均化処理により、モータＭがロック状態であるときに補正電圧振幅値Ｖａ_ｃｏが振動することによって、ロック判定器５２が誤判定することを回避することができる。例えば、ロック状態であるモータＭに回転磁界を加えた場合に、インダクタンスの突極性に起因して補正電圧振幅値Ｖａ_ｃｏに重畳される回転磁界の周波数成分（以下では「電気角次数リプル」と呼ぶことがある）の影響を排除することができる。また、平均化器５１３での平均化処理により、モータＭのロータが完全には１回転以上しないものの瞬時的にロータの位相が変化する区間が存在する状態（以下では「レアロック状態」と呼ぶことがある）や、ロータが脱調してモータＭが正しく起動できない状態（以下では「脱調状態」と呼ぶことがある）でも、平均的な補正電圧振幅値を算出することができる。よって、平均化器５１３での平均化処理により、レアロック状態及び脱調状態を含めた広義のロック状態を判定することが可能となるので、ロック判定の判定精度を向上させることができる。平均化器５１３は、例えばローパスフィルタを用いて形成される。平均化器５１３を形成するローパスフィルタの時定数は、モータＭの回転数の上昇に伴う出力電圧の上昇への追従性が損なわれず、かつ、電気角次数リプルを排除できる程度の時定数（例えば、１００ｍｓ程度）であることが好ましい。

＜構成例２（図４Ｂ）＞
図４Ｂは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例２を示す図である。図４Ｂに示す電圧算出器５１Ｂは、図１に示す電圧算出器５１に該当する。図４Ｂにおいて、電圧算出器５１Ｂは、電圧振幅生成器５１４を有する。電圧振幅生成器５１４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとから式（１６）に従って合成電圧振幅値Ｖａを生成し、生成した合成電圧振幅値Ｖａをロック判定用電圧としてロック判定器５２へ出力する。

＜構成例３（図４Ｃ）＞
図４Ｃは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例３を示す図である。図４Ｃに示す電圧算出器５１Ｃは、図１に示す電圧算出器５１に該当する。図４Ｃにおいて、電圧算出器５１Ｃは、電圧振幅生成器５１４と、平均化器５１５とを有する。

電圧振幅生成器５１４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとから式（１６）に従って合成電圧振幅値Ｖａを生成し、生成した合成電圧振幅値Ｖａを平均化器５１５へ出力する。

平均化器５１５は、瞬時値である合成電圧振幅値Ｖａを時間平均し、平均化後の合成電圧振幅値Ｖａ_ａｖｅをロック判定用電圧としてロック判定器５２へ出力する。

＜構成例４（図４Ｄ）＞
図４Ｄは、本開示の実施例１の電圧算出器の構成例４を示す図である。図４Ｄに示す電圧算出器５１Ｄは、図１に示す電圧算出器５１に該当する。図４Ｄにおいて、電圧算出器５１Ｄは、誤差算出器５１１と、電圧補正器５１２とを有する。

電圧補正器５１２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとから式（１６）に従って算出される合成電圧振幅値Ｖａを、位置決め完了時の出力電圧誤差ΔＶに基づいて式（１７）に従って補正し、補正電圧振幅値Ｖａ_ｃｏをロック判定用電圧としてロック判定器５２へ出力する。

＜ロック判定器の動作＞
上記のように、速度上昇区間Ｉ１では、速度指令値ω^＊が０から所定回転数ω１まで線形増加される。この際の所定回転数ω１は、ロック状態でないモータＭにおいてモータ誘起電圧が十分に観測される回転数に設定される。

そこで、ロック判定器５２は、速度上昇区間Ｉ１において速度指令値ω^＊が所定回転数ω１に到達する時点である速度上昇区間終末時点Ｔ１において、ロック判定用電圧をロック判定閾値Ｖ_ｊｄと比較することによりモータＭがロック状態であるか否かを判定する。ロック判定器５２は、ロック判定用電圧がロック判定閾値Ｖ_ｊｄ未満であるときは、モータＭがロック状態であると判定し、ロック状態信号ＬＳを出力する。一方で、ロック判定器５２は、ロック判定用電圧がロック判定閾値Ｖ_ｊｄ以上であるときは、モータＭがロック状態でないと判定し、ロック状態信号ＬＳを出力しない。つまり、ロック判定器５２は、所定の速度上昇区間終末時点Ｔ１におけるロック判定用電圧がロック判定閾値Ｖ_ｊｄ未満であるときは、モータＭがロックしていると判定する一方で、所定の速度上昇区間終末時点Ｔ１におけるロック判定用電圧がロック判定閾値Ｖ_ｊｄ以上であるときは、モータＭがロックしていないと判定する。

例えば、モータ制御装置１００ａの外部のコントローラは、ロック判定器５２からロック状態信号ＬＳを入力されたときは、同期運転モードＭ２を速度上昇区間Ｉ１から電流調整区間Ｉ２へ移行させることなく、速度上昇区間Ｉ１でモータＭへの通電を停止する。ここで、モータＭがロック状態であるときは、モータＭの回転に伴うモータ誘起電圧が発生しない。このため、モータＭがロック状態であるときに同期運転モードＭ２が速度上昇区間Ｉ１から電流調整区間Ｉ２に移行してしまうと、軸誤差演算器３０によって正しい軸誤差Δθが算出されなくなるため、同期運転電流指令値生成器１３が同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊を生成する際の軸誤差Δθの帰還制御が不安定化する。そこで、上記のように、モータＭがロック状態であるときは、同期運転モードＭ２が電流調整区間Ｉ２へ移行する前にモータＭへの通電を停止することで、電流調整区間Ｉ２において用いられる軸誤差演算器３０及び同期運転電流指令値生成器１３の不安定化を防止できる。一方で、モータ制御装置１００ａの外部のコントローラは、ロック判定器５２からロック状態信号ＬＳを入力されないときは、同期運転モードＭ２を速度上昇区間Ｉ１から電流調整区間Ｉ２へ移行させる。

以上のようにして電圧指令値に基づいてロック判定を行うことで、電流調整区間Ｉ２に移行する前にロック判定を行うことができる。このため、モータＭがロック状態であるか否かを速やかに判定できる。また、電圧指令値に基づいてロック判定を行う際に、出力電圧誤差ΔＶを考慮してロック判定を行うことにより、出力電圧誤差ΔＶが大きくなるような場合でもロック判定を精度良く行うことができる。さらに、ロック判定にあたり電圧指令値から電圧振幅値を算出することにより、電圧指令値の大きさと閾値との比較結果に基づいてロック判定を行うことができる。このため、制御系座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸がロータ座標軸であるｄ－ｑ座標軸に対して回転し続ける状態であっても、電圧指令値に基づいてロック判定を行うことができる。さらに、ロック判定にあたり電圧振幅値を時間平均することにより、瞬時値である電圧振幅値ではなく時間平均された電圧振幅値を用いてロック判定を行うことができる。これにより、モータＭがレアロック状態や脱調状態である場合であっても、モータＭがロック状態であると判定できる。このように、モータ制御装置１００ａは、例えば出力電圧誤差ΔＶの影響が大きい場合でも、モータＭのロック状態を正しく検出することができる。

＜ロック判定閾値の設定＞
ロック判定閾値Ｖ_ｊｄは、ロック状態でないモータＭの理論出力電圧の最小値（以下では「非ロック時最小理論電圧値」と呼ぶことがある）Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎに基づく第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１よりも小さく、かつ、ロック状態であるモータＭの理論出力電圧の最大値（以下では「ロック時最大理論電圧値」と呼ぶことがある））Ｖａ_ｌｏｃｋ_ｍａｘに基づく第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２よりも大きい値に設定される。以下、第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１の算出方法と、第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２の算出方法とについて説明する。

＜第一ロック判定閾値の算出＞
モータＭがロック状態でない場合、速度上昇区間Ｉ１で発生する電圧は、モータＭの抵抗及びインダクタンスでの電圧（以下では「ＲＬ電圧」と呼ぶことがある）と、モータ誘起電圧との合成電圧である。ＲＬ電圧は、ＩＰＭ２５の通電周波数（速度指令値ω^＊）に応じて増加する。モータＭの使用環境下でＲＬ電圧が最小となるのはモータＭの温度が低いとき（つまり、モータＭの抵抗値が小さくなるとき）である。一方で、モータＭの使用環境下でモータ誘起電圧が最小となるのはモータＭの温度が高いとき（つまり、電機子鎖交磁束Ψａが小さくなるとき）である。したがって、ＲＬ電圧及びモータ誘起電圧の双方が、モータＭの使用環境下で同時に最小となるときは本来存在しない。しかし、以下では、非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎの計算の簡略化のために、モータＭの使用環境下でのモータＭの抵抗値の最小値（以下では「最小抵抗値」と呼ぶことがある）と、電機子鎖交磁束の最小値（以下では「最小電機子鎖交磁束」と呼ぶことがある）とを用いて非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎを算出する。このように、最小抵抗値及び最小電機子鎖交磁束を用いて非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎを算出してモータＭの理論出力電圧の計算値が小さくなるようにし、その計算値以下に第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１を設定することにより、ロック状態でないモータＭをロック状態であると誤判定してしまうリスクを低減できる。

また、ロック状態でないモータＭでは、モータ誘起電圧ベクトルに対するＲＬ電圧ベクトルの向きが電流ベクトルｉａの位相（以下では「電流ベクトル位相」と呼ぶことがある）θｉに応じて変化する。このため、図５に示すように、ＲＬ電圧ベクトルとモータ誘起電圧ベクトルとがベクトル合成された電圧の振幅は負荷に応じて変化して非線形となる。図５は、本開示の実施例１の電流ベクトル位相と電圧振幅との関係の一例を示す図である。そこで、ｄ軸電流ｉｄが電流ベクトルｉａと同一で、かつ、ｑ軸電流が０である状態（つまり、電流ベクトル位相θｉが０度である状態）を無負荷とする一方で、ｄ軸電流ｉｄが０で、かつ、ｑ軸電流ｉｑが電流ベクトルｉａと同一である状態（つまり、電流ベクトル位相θｉが９０度である状態）を過負荷としたときの出力電圧振幅の変化（以下では「電流ベクトル依存性」と呼ぶことがある）に基づいて非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎを算出すると良い。

さらに、ロック判定の誤判定を防止するために、巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬ、電機子鎖交磁束Ψａの各々の個体ばらつき内での最小値（例えば、－１０％程度）を考慮することが望ましい。

以下に、ロック状態でないモータＭにおける非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎの算出式を示す。以下の算出式では、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、電流ベクトルｉａの位相θｉを０度から９０度まで変化させた際の値とし、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑは、同期運転時のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊の下での初期電流特性値（Ｌｄ_ｉｎｉ，Ｌｑ_ｉｎｉ）とする。以下の算出式において、Ｖｄ_ｕｎｌｏｃｋはモータＭがロック状態でないときのｄ軸電圧指令値、Ｖｑ_ｕｎｌｏｃｋはモータＭがロック状態でないときのｑ軸電圧指令値、Ｒ_ｍｉｎは巻線抵抗Ｒの温度特性と個体ばらつきとを加味した最小抵抗値、Ψａ_ｍｉｎはモータＭの温度特性と個体ばらつきとを加味した最小電機子鎖交磁束、Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋはモータＭがロック状態でないときの理論出力電圧である。

そして、以上のようにして算出された非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎが第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１として設定される。

＜第二ロック判定閾値の算出＞
モータＭがロック状態である場合、速度上昇区間Ｉ１でモータＭを加速することができないため、モータ誘起電圧は発生しない。このため、速度上昇区間Ｉ１で発生する電圧は、モータＭの巻線抵抗Ｒ及びインダクタンスＬに印加されるＩＰＭ２５の通電周波数に応じたＲＬ電圧のみである。また、速度上昇区間Ｉ１では、ｑ軸電流ｉｑが０に制御されるため、ロック状態であるモータＭにおけるｄ軸電圧Ｖｄ_ｌｏｃｋは式（１８）によって表され、ロック状態であるモータＭにおけるｑ軸電圧Ｖｑ_ｌｏｃｋは式（１９）によって表される。

よって、モータＭがロック状態であるときの出力電圧Ｖａ_ｌｏｃｋは式（２０）によって表される。

ここで、ロック時最大理論電圧値Ｖａ_ｌｏｃｋ_ｍａｘの算出にあたっては、非ロック時最小理論電圧値Ｖａ_ｕｎｌｏｃｋ_ｍｉｎの算出と同様に、パラメータ変動の影響を考慮すると良い。例えば、モータＭの抵抗値としてモータＭの使用環境下での最大抵抗値Ｒ_ｍａｘを用いて、モータＭの抵抗での電圧を算出すると良い。また例えば、インダクタンスは温度特性を有さないものとし、同期運転時のｄ軸電流指令値相当の電流をインダクタンスに流した際の磁気飽和特性を反映させたインダクタンス値（Ｌｄ_ｉｎｉ，Ｌｑ_ｉｎｉ）を用いてインダクタンス電圧を算出すると良い。また例えば、モータＭがロック状態であるときは制御系座標軸であるｄｃ－ｑｃ座標軸はモータＭのロータ座標軸であるｄ－ｑ座標軸に対して回転し続けるため、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの平均値をインダクタンスＬとして算出すると良い。さらに、パラメータ変動に対するロック判定の誤判定を防止するために、巻線抵抗Ｒ、インダクタンスＬの各々の個体ばらつき内での最大値（例えば、＋１０％程度）を考慮することが望ましい。

そして、以上のようにして算出されるロック時最大理論電圧値Ｖａ_ｌｏｃｋ_ｍａｘが第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２として設定される。

以上、第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１の算出方法、及び、第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２の算出方法について説明した。

そして、ロック判定器５２でのロック判定に用いられるロック判定閾値Ｖ_ｊｄは、第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１よりも小さく、かつ、第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２よりも大きい値に設定される。これにより、ロック判定の精度を向上させることができる。例えば、モータＭがロック状態でないにもかかわらず、モータＭの温度が低いことで電機子鎖交磁束が減少して出力電圧が減少した場合に、モータＭがロック状態であると誤判定されることを防止できる。また、モータＭがロック状態であるにもかかわらず、モータＭの温度が高いことにより巻線抵抗が増加して出力電圧が大きくなった場合に、モータＭがロック状態でないと誤判定されることを防止できる。

例えば、ロック判定閾値Ｖ_ｊｄは、式（２１）に従って設定される。式（２１）に従ってロック判定閾値Ｖ_ｊｄを設定することで、ロック判定閾値Ｖ_ｊｄを、第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１よりも第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２に近い値に設定できる。これにより、モータＭのロータに使われる永久磁石が減磁した場合でも、ロック状態でないモータＭをロック状態であると誤判定してしまうリスクをさらに低減できる。

＜モータがロック状態であるときのモータ制御装置の動作＞
図６は、本開示の実施例１のモータ制御装置の動作例を示す図である。図６には、モータＭがロック状態であるときの電圧（以下では「ロック時電圧」と呼ぶことがある）の変化が実線で示され、モータＭがロック状態でないときの電圧（以下では「非ロック時電圧」と呼ぶことがある）の変化が点線で示される。

上記のように、ロック判定は、速度上昇区間終末時点Ｔ１で行われる。また、上記のように、速度上昇区間Ｉ１では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊が、初期値である所定値ｉｄ_ｉｎｉで一定に保たれるとともに、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が０で一定に保たれたまま、速度指令値ω^＊が０から所定回転数ω１まで線形増加される。

モータＭがロック状態でない場合に速度上昇区間Ｉ１で発生する電圧は、ＲＬ電圧とモータ誘起電圧との合成電圧であり、図６に点線で示す「非ロック時電圧」に相当する。一方で、モータＭがロック状態である場合にはモータ誘起電圧は発生しないため、モータＭがロック状態である場合に速度上昇区間Ｉ１で発生する電圧は、ＩＰＭ２５の通電周波数に応じて増加するＲＬ電圧のみであり、図６に実線で示す「ロック時電圧」に相当する。このように、モータＭがロック状態でないときの出力電圧（以下では「非ロック時出力電圧」と呼ぶことがある）と、モータＭがロック状態であるときの出力電圧（以下では「ロック時出力電圧」と呼ぶことがある）との間には相違がある。つまり、モータＭがロック状態である場合とロック状態でない場合とでモータ誘起電圧の有無が生じ、モータ電流を電流指令値に追従させるために生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑの大きさに変化が生じるため、出力電圧に相違が生じる。

そこで、非ロック時出力電圧とロック時出力電圧との間に上記のようなロック判定閾値Ｖ_ｊｄを設定することで、ロック判定を行うことが可能となる。

以上、実施例１について説明した。

［実施例２］
実施例１では、同期運転モードにおいてｄ軸電流指令値を減少させることにより過励磁の度合いを抑制した状態で同期運転モードから位置センサレス制御モードへ移行することを示した。また、実施例１では、電流調整区間の最終点（つまり、位置センサレス制御モードの開始時点）でわずかのｄ軸電流を流すことで、モータＭの脱調の懸念を減少させた。しかし、モータＭに接続される負荷が周期的に変動する場合や、モータＭの温度やモータＭに流れる電流値の変化によりモータＭに設定されるモータ定数が真値から乖離している場合には、ｄ軸電流指令値の減少過程でモータＭの脱調を引き起こす懸念がある。

そこで、実施例２では、同期運転モードの電流調整区間でのモータＭの脱調の懸念をより減少させる。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図７は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。図７において、モータ制御装置１００ｂは、ＰＬＬ制御器３１ｂと、加算器４１とを有する。

ＰＬＬ制御器３１ｂには軸誤差演算器３０から軸誤差Δθが入力される。ＰＬＬ制御器３１ｂは、同期運転モードにおいては、軸誤差Δθに基づいて、回転位相θｄｑの生成に用いられる速度指令値ω^＊を補正する速度補正値ωｂを算出し、算出した速度補正値ωｂを出力する。また、ＰＬＬ制御器３１ｂは、位置センサレス制御モードにおいては、軸誤差Δθに基づいて、速度推定値ωを算出し、算出した速度推定値ωを出力する。

加算器４１は、速度指令値ω^＊と速度補正値ωｂとを加算することにより、位置推定器３２に入力される速度加算値ω＋を算出する。

位置推定器３２は、運転モードが同期運転モードであるときは、速度加算値ω＋を積分することで回転位相θｄｑを生成する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、位置推定器３２は、実施例１と同様に、速度推定値ωを積分することで回転位相θｄｑを生成する。

＜ＰＬＬ制御器の構成＞
図８は、本開示の実施例２のＰＬＬ制御器の構成例を示す図である。図８において、ＰＬＬ制御器３１ｂは、比例積分制御器３１１と、比例制御器３１２と、比例出力制御器３１３と、スイッチＳＷ４とを有する。

比例制御器３１２は、軸誤差Δθを比例制御することにより、モータＭに接続される負荷の周期的な変動による速度の変動を表す速度変動成分ωａを算出する。

比例出力制御器３１３は、時間変化する比例出力係数Ｒを速度変動成分ωａに乗算することにより、徐々に増加する速度補正値ωｂを算出する。

比例積分制御器３１１は、実施例１のＰＬＬ制御器３１ａと同様に、軸誤差Δθを比例積分制御することにより速度推定値ωを算出する。

スイッチＳＷ４は、Ａ接点とＢ接点とを有する。運転モード切替器４０は、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ４を接点Ｂに接続する一方で、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、スイッチＳＷ４を接点Ａに接続する。よって、運転モードが同期運転モードであるときは、速度補正値ωｂがＰＬＬ制御器３１ｂから出力され、運転モードが位置センサレス制御モードであるときは、速度推定値ωがＰＬＬ制御器３１ｂから出力される。

＜ＰＬＬ制御器の動作＞
図９は、本開示の実施例２の比例出力制御器の動作例を示す図である。

上記ように、比例出力制御器３１３は、時間の経過に伴って徐々に増加する比例出力係数Ｒを比例出力である速度変動成分ωａに乗算することにより速度補正値ωｂを算出する。図９に示すように、比例出力係数Ｒは、速度変動成分ωａに比例出力係数Ｒが乗算されることにより速度補正値ωｂの大きさが調整される区間（以下では「比例出力調整区間」と呼ぶことがある）の開始点ＴＡから比例出力調整区間の終了点ＴＢまでの間で０から１に線形で増加する。例えば、電流調整区間Ｉ２の始点を開始点ＴＡとし、電流調整区間Ｉ２の終点を終了点ＴＢとしても良い。また例えば、軸誤差Δθがほぼ０に調整された時点で、実質的に比例出力調整区間を設けずに比例出力係数Ｒを１に増加させても良い。つまり、電流調整区間において軸誤差Δθがほぼ０に調整された時点を開始点ＴＡとし、開始点ＴＡの到来後、即座に比例出力係数Ｒを１に増加させて終了点ＴＢを迎えても良い。

速度変動成分ωａに図９に示す比例出力係数Ｒが乗算されることにより速度補正値ωｂが算出されることで、速度補正値ωｂの大きさは、時間の経過に伴って、０から徐々に増加する。

以上のようにして電流調整区間における速度補正値ωｂの大きさを調整することで、電流調整区間の初期でｄ軸電流指令値が大きくてモータＭの脱調の懸念が小さい区間では、ＰＬＬ制御の比例応答が小さく抑えられるため、モータＭの急減速を防止できる。一方で、電流調整区間の終期でｄ軸電流指令値が小さくてモータＭの脱調の懸念が大きい区間では、軸誤差Δθが０近傍に収束している状態なので、ＰＬＬ制御の比例応答を大きくしても問題がない。このため、電流調整区間の終期や軸誤差Δθが０近傍に収束している状態での比例出力係数Ｒを大きくすることで、モータＭの速度の変動に応じた回転位相の生成が可能となる。これにより、モータＭの速度の変動に応じて、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相を瞬時に修正することが可能となる。よって、ｄ軸電流指令値が減少した際に周期的な負荷変動やモータ定数の真値からの乖離の影響によるモータＭの脱調を防止できる。

以上、実施例２について説明した。

［実施例３］
突極性を有するＩＰＭＳＭを過負荷で起動させる場合、図１０に示すように、負荷トルク相当の定トルク曲線とＭＴＰＡ曲線との交点上の電流ベクトルが、同期運転時の最終電流ベクトルから乖離していく。図１０は、本開示の実施例３の位置センサレス制御モード移行時の電流ベクトル変化を示す図である。

図１０に示すように、過負荷になるほど同期運転モードと位置センサレス制御モードとの間で電流ベクトルの乖離が大きくなる。よって、過負荷になるほど、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３に切り替えられたときのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の不連続の度合いが大きくなる。このため、運転モードの切替によりモータＭに発生する切替ショック等、モータＭの制御の不安定化が引き起こされてしまうことが懸念される。

そこで、実施例３では、モータＭの制御の不安定化の懸念を減少させる。以下、実施例２と異なる点について説明する。

＜センサレス電流指令値生成器の構成＞
図１１は、本開示の実施例３のセンサレス電流指令値生成器の構成例を示す図である。図１１において、センサレス電流指令値生成器１４は、重み係数生成器１４１と、ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２と、同期運転最終電流指令値生成器１４３と、乗算器１４４，１４５，１４６，１４７と、加算器１４８，１４９とを有する。

ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２は、実施例２におけるセンサレス電流指令値生成器１４で行われる処理をＭＴＰＡ制御に限定して行うことにより、トルク指令値Ｔ^＊に基づいてＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ^＊及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ^＊を生成する。つまり、ＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２は、トルク指令値Ｔ^＊に基づいて、二曲線交点からＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ^＊及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ^＊を生成する。以下では、ＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値及びＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値を「ＭＴＰＡ電流指令値」と総称することがある。

同期運転最終電流指令値生成器１４３は、電流調整区間Ｉ２の最終点（つまり、同期運転モードＭ２の終了時点）でのｄ軸電流指令値である最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊を生成する。また、同期運転最終電流指令値生成器１４３は、最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊とトルク指令値Ｔ^＊とに基づいて、式（２２）に従って、最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊を生成する。式（２２）に従って生成される最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊は、ｄｃ－ｑｃ座標軸上においてｄ軸電流指令値を最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊に固定したｑｃ軸に平行な直線上に位置し、負荷トルクの変化に応じて変動する値である。以下では、最終点ｄ軸電流指令値及び最終点ｑ軸電流指令値を「最終点電流指令値」と総称することがある。

なお、電流指令値を最終点電流指令値からＭＴＰＡ電流指令値に切り替える区間（以下では「電流ベクトルスムージング区間」と呼ぶことがある）で負荷トルクが急激に変化しないことが実験等により予め分かっている場合には、同期運転最終電流指令値生成器１４３は、式（２２）に従った最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊の生成を行わずに、ｄ軸電流指令値と同様に、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｑ軸電流指令値を最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊としても良い。

重み係数生成器１４１は、ＭＴＰＡ電流指令値及び最終点電流指令値のそれぞれに乗算される第一重み係数Ｗ_ｕｐ及び第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを生成する。

乗算器１４４は、ＭＴＰＡ_ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｍｔ^＊に第一重み係数Ｗ_ｕｐを乗算する。

乗算器１４５は、ＭＴＰＡ_ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｍｔ^＊に第一重み係数Ｗ_ｕｐを乗算する。

乗算器１４６は、最終点ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊に第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを乗算する。

乗算器１４７は、最終点ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ_ｅｎｄ^＊に第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを乗算する。

加算器１４８は、乗算器１４４での乗算結果と乗算器１４６での乗算結果とを加算することにより、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊を生成する。

加算器１４９は、乗算器１４５での乗算結果と乗算器１４７での乗算結果とを加算することにより、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する。

つまり、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊は式（２３）に従って生成され、電流ベクトルスムージング区間におけるセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊は式（２４）に従って生成される。

よって、ＭＴＰＡ電流指令値は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、二曲線交点に基づいて算出され、加算器１４８，１４９によって最終的にセンサレス電流指令値が算出される前に算出される第一の仮の電流指令値に相当する。また、最終点電流指令値は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、電流調整区間Ｉ２の最終点でのｄ軸電流指令値に基づいて算出され、加算器１４８，１４９によって最終的にセンサレス電流指令値が算出される前に算出される第二の仮の電流指令値に相当する。

＜センサレス電流指令値生成器の動作＞
図１２は、本開示の実施例３の重み係数生成器の動作例を示す図である。図１２に示すように、重み係数生成器１４１は、電流ベクトルスムージング区間の開始点ＴＸから電流ベクトルスムージング区間の終了点ＴＹまでの間で０から１に線形で増加する第一重み係数Ｗ_ｕｐを生成する。また、重み係数生成器１４１は、開始点ＴＸから終了点ＴＹまでの間で１から０に線形で減少する第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを生成する。

ここで、電流ベクトルスムージング区間は任意に設定可能である。例えば、電流ベクトルスムージング区間は、上記の図２及び図３において速度指令値ω^＊がω１からω２まで増加する区間等、位置センサレス制御モード区間内に設定されるのが好ましい。

図１３は、本開示の実施例３の電流ベクトル軌跡の一例を示す図である。センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊が第一重み係数Ｗ_ｕｐ及び第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎを用いて式（２３）及び式（２４）に従って生成されることで、図１３に示すように、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行する際においても、電流ベクトルの連続性が保たれる。よって、上記の図２及び図３に示すように、運転モードが同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３に切り替えられたときのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値の連続性が保たれる。その結果、位置センサレス制御モードへの移行時の電流飛びや速度飛び等による切替ショックを低減できるため、位置センサレス制御モードへの移行時のモータＭの制御の安定性をさらに向上させることができる。

以上、実施例３について説明した。

［実施例４］
モータＭの起動時の周期的トルク変動により、同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３への移行時に切替ショックが生じる懸念がある。実施例４では、モータＭの起動時の周期的トルク変動による速度変動を抑制し、同期運転モードＭ２から位置センサレス制御モードＭ３への移行時の切替ショックを低減する。以下、実施例１と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図１４は、本開示の実施例４のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１４において、モータ制御装置１００ｃは、加算器８１，５２，６２と、速度変動補正値生成器６１と、トルク変動補正値生成器６３と、ｑ軸電流補正値算出器６４とを有する。

軸誤差演算器３０によって算出された軸誤差Δθは、ＰＬＬ制御器３１、同期運転電流指令値生成器１３及び速度変動補正値生成器６１に入力される。

位置推定器３２は、加算器６２によって算出される速度情報ω_ｃｏｒを積分することで、ｄｃ－ｑｃ座標軸の回転位相θｄｑを生成する。運転モードが同期運転モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ｂに接続されるため、加算器６２は、速度変動補正値生成器６１から出力される速度変動値Δωを、モータ制御装置１００ｃの外部（例えば、上位のコントローラ）からモータ制御装置１００ｃへ入力される電気角速度の指令値である速度指令値ω^＊に加算することにより、速度変動値Δωによって補正された速度指令値（以下では「補正後速度指令値」と呼ぶことがある）を算出する。よって、運転モードが同期運転モードにあるときは補正後速度指令値が速度情報ω_ｃｏｒとして位置推定器３２に入力されるため、同期運転モードでは、速度指令値ω^＊に基づいて生成された回転位相θｄｑにモータＭが同期する。一方で、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、スイッチＳＷ３は接点Ａに接続されるため、加算器６２は、速度変動補正値生成器６１から出力される速度変動値Δωを、ＰＬＬ制御器３１から出力される電気角速度の推定値である速度推定値ωに加算することにより、速度変動値Δωによって補正された速度推定値（以下では「補正後速度推定値」と呼ぶことがある）を算出する。よって、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは補正後速度推定値が速度情報ω_ｃｏｒとして位置推定器３２に入力されるため、位置センサレス制御モードでは、軸誤差Δθが帰還制御されることで得られる速度推定値ωに基づいて回転位相θｄｑが生成される。

また、位置推定器３２は、スイッチＳＷ３を介して入力される速度情報ω_ｃｏｒに基づいてモータＭのロータ位置の回転角度を表す機械角位相θｍを生成する。

ＰＬＬ制御器３１は、軸誤差Δθを比例積分制御することにより、軸誤差Δθが０となるような速度推定値ωを算出する。ＰＬＬ制御器３１によって算出された速度推定値ωがスイッチＳＷ３を介して加算器６２に入力されて補正後速度推定値が位置推定器３２に入力されることで回転位相θｄｑが修正され、その結果、軸誤差Δθを０に近づけることができる。

減算器１１は、速度指令値ω^＊から速度推定値ωを減算することにより速度誤差ω_ｄｉｆを算出する。

速度制御器１２は、速度誤差ω_ｄｉｆを比例積分制御することにより、周期的に脈動する速度誤差ω_ｄｉｆの平均成分が０に近づくような平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊を生成する。

加算器８１は、トルク変動補正値生成器６３から出力されるトルク変動補正値ΔＴを平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊に加算することにより合計トルク指令値Ｔ^＊を算出する。

センサレス電流指令値生成器１４は、運転モードが位置センサレス制御モードであるときに、合計トルクが一定となる電流の軌跡である定トルク曲線に基づいて合計トルク指令値Ｔ^＊をｄ－ｑ座標軸上の電流ベクトルに変換することにより、センサレスｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｌ^＊及びセンサレスｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｌ^＊を生成する。以下では、センサレスｄ軸電流指令値及びセンサレスｑ軸電流指令値を「センサレス電流指令値」と総称することがある。

一方で、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ１は接点Ｂに接続される。このため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊が、減算器１８及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊となる。また、運転モードが同期運転モードであるときは、スイッチＳＷ２は接点Ｂに接続されるため、加算器５２は、ｑ軸電流補正値算出器６４から出力されるｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊に加算することにより、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔによって補正された同期運転ｑ軸電流指令値（以下では「補正後同期運転ｑ軸電流指令値」と呼ぶことがある）ｉｑ_ｓｙ^＊’を算出する。よって、運転モードが同期運転モードであるときは、補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’が、減算器１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。なお、以下では、同期運転ｄ軸電流指令値及び同期運転ｑ軸電流指令値を「同期運転電流指令値」と総称することがある。

＜周期的トルク変動がないときのモータ制御装置の動作＞
周期的トルク変動がないときは、モータ制御装置１００ｃは、上記の図２及び図３に示したように実施例１と同様に動作する。但し、運転モードが位置決めモードＭ１または同期運転モードＭ２であるときは、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が接点Ｂに接続されるため、同期運転電流指令値生成器１３によって生成される同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊及び補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’が、減算器１８，１９及び非干渉化制御器３６に入力されるｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊となる。

＜周期的な負荷トルクの変動があるときのモータ制御装置の動作＞
図１５及び図１６は、本開示の実施例４のモータ制御装置の動作例を示す図である。図１５及び図１６には、周期的な負荷トルクの変動（以下では「周期的トルク変動」と呼ぶことがある）があるときの動作例を示す。また、図１５には軽負荷時の動作例を示し、図１６には過負荷時の動作例を示す。図１５及び図１６において、電流調整区間Ｉ２では、周期的トルク変動がないときの動作例と同様にモータ制御装置１００ｃが動作することで、平均の負荷トルクに応じて平均電流が調整される。また、電流調整区間Ｉ２では、モータＭの回転数の変動量が後述する速度変動許容値｜Δω｜^＊まで抑制されるように、周期的トルク変動に応じて電流の変動量が調整される。このように、周期的トルク変動の抑制は、同期運転モードＭ２の電流調整区間Ｉ２から行われる。

＜速度変動補正値生成器の構成＞
図１７は、本開示の実施例４の速度変動補正値生成器の構成例を示す図である。図１７において、速度変動補正値生成器６１は、軸誤差変動成分分離器６１１と、軸誤差変動積算器６１２と、速度変動復調器６１３とを有する。速度変動補正値生成器６１には、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力され、軸誤差演算器３０から軸誤差Δθが入力される。

モータ制御装置１００ｃでは、周期的トルク変動に起因する軸誤差Δθの変動（以下では「軸誤差変動」と呼ぶことがある）がフィードバックされ、軸誤差変動を０とするために必要なモータＭの回転速度の変動（以下では「速度変動」と呼ぶことがある）が機械角周期毎に生成される。

そこで、軸誤差変動成分分離器６１１は、軸誤差Δθと機械角位相θｍとに基づいて、高調波成分が排除された軸誤差変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。軸誤差変動成分分離器６１１は、式（２５）及び式（２６）に従って第一フーリエ係数Δθｓｉｎと第二フーリエ係数Δθｃｏｓとを算出することにより、軸誤差変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。軸誤差変動成分分離器６１１は、第一フーリエ係数Δθｓｉｎ及び第二フーリエ係数Δθｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。軸誤差変動成分分離器６１１が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、軸誤差変動の高調波成分が排除された軸誤差変動基本波成分を精度よく抽出することができる。

軸誤差変動積算器６１２は、式（２７）に従って、第一フーリエ係数Δθｓｉｎと、軸誤差変動を補正するための補正ゲインｋ_Δθとの乗算結果Δθｓｉｎ・ｋ_Δθの積算値Δθｓｉｎ_ｉを算出し、式（２８）に従って、第二フーリエ係数Δθｃｏｓと補正ゲインｋ_Δθとの乗算結果Δθｃｏｓ・ｋ_Δθの積算値Δθｃｏｓ_ｉを算出する。式（２７）におけるΔθｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値Δθｓｉｎ_ｉであり、式（２８）におけるΔθｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値Δθｃｏｓ_ｉである。また、積算値Δθｓｉｎ_ｉ及び積算値Δθｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

速度変動復調器６１３は、式（２９）に従って、積算値Δθｓｉｎ_ｉ，Δθｃｏｓ_ｉを用いて速度変動値Δωを復調することにより、速度変動値Δωを生成する。式（２９）に従って速度変動値Δωが生成されることで、軸誤差変動の積算値からπ／２だけ位相が遅れた速度変動が生成され、機械角位相θｍでの速度変動の瞬時値が生成される。ここで、軸誤差変動に対してπ／２だけ位相を遅らせた速度変動を生成することで、速度変動の積分で表される位置変動が速度変動よりさらにπ／２だけ遅れた位相で発生する。したがって、位置変動は軸誤差変動に対して逆位相となるため、軸誤差変動が０に収束される。

なお、軸誤差変動と速度変動との間に理論的な数式関係が成立する場合には、式（２９）に従って軸誤差変動の位相に対して固定値であるπ／２だけ位相が遅れた速度変動値Δωを生成することによって軸誤差変動を０に収束させることが可能である。しかし、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、軸誤差変動と速度変動との間に理論的な数式関係が成立しなくなるため、軸誤差変動の位相に対して固定値であるπ／２だけ位相が遅れた速度変動の位相では軸誤差変動を０に収束させられないおそれがある。軸誤差Δθ自体の誤差は、モータＭの回転数に依存する軸誤差演算器３０の応答速度に起因して生ずるものと考えられる。そこで、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、軸誤差変動の位相に対する速度変動の位相のシフト量θｓｈｉｆｔをモータＭの回転数によって変化させることで、軸誤差変動を０に収束させることができる。そこで、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれる場合には、速度変動復調器６１３は、式（３０）～（３３）に従って速度変動値Δωを生成するのが好ましい。式（３３）におけるｆ（ω^＊）は、速度指令値ω^＊を入力とする関数であり、速度指令値ω^＊に応じて速度変動の位相が変化するように、例えば１次または２次の関数によって表現される。

上記のように、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かによって、速度変動値Δωの好ましい生成方法は異なるため、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かを予め実験等によって確認し、軸誤差Δθ自体に誤差が含まれるか否かに応じた速度変動値Δωの生成方法をモータ制御装置１００ｃに予め設定しておくのが好ましい。

式（２９）または式（３０）に従って生成される速度変動値Δωは、速度指令値ω^＊及び速度推定値ωを補正するための速度変動補正値として用いられる。

以上、速度変動補正値生成器６１の構成について説明した。

図１４に戻り、加算器６２は、運転モードが同期運転モードにあるときに、式（３４）に従って、速度指令値ω^＊に速度変動値Δωを速度変動補正値として加算することにより補正後速度指令値である速度情報ω_ｃｏｒを算出する。なお、加算器６２は、運転モードが位置センサレス制御モードにあるときは、速度推定値ωに速度変動値Δωを速度変動補正値として加算することにより補正後速度推定値である速度情報ω_ｃｏｒを算出する。

位置推定器３２は、速度情報ω_ｃｏｒを式（３５）に従って積分することで回転位相θｄｑを生成する。

また、位置推定器３２は、速度情報ω_ｃｏｒに基づいて、式（３６）に従って、機械角位相θｍを生成する。

以上のように、速度指令値ω^＊及び速度推定値ωの変動成分が速度変動値Δωによって補正されるため、ｄ－ｑ座標軸とｄｃ－ｑｃ座標軸とが変動成分を含めて一致した正確な位置推定を行うことができる。

＜トルク変動補正値生成器の構成＞
図１８は、本開示の実施例４のトルク変動補正値生成器の構成例を示す図である。図１８において、トルク変動補正値生成器６３は、速度変動成分分離器６３１と、速度変動振幅算出器６３２と、減算器６３３と、補正トルク振幅算出器６３４と、速度変動位相修正器６３５と、直交成分分離器６３６と、補正トルク復調器６３７とを有する。トルク変動補正値生成器６３には、速度変動補正値生成器６１から速度変動値Δωが入力され、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力される。また、トルク変動補正値生成器６３には、モータ制御装置１００ｃの外部（例えば、上位のコントローラ）から速度変動許容値｜Δω｜^＊が入力される。速度変動許容値｜Δω｜^＊は、速度変動の振幅値に対する許容値であり、モータＭに発生する振動が許容範囲に収まるような値に設定される。トルク変動補正値生成器６３は、速度推定値ωの変動が速度変動許容値｜Δω｜^＊内に抑制されるように、以下のようにして、トルク変動補正値ΔＴを生成する。

トルク変動補正値生成器６３は、モータＭに発生する振動が実使用上問題とならない範囲の速度変動となるように、フィードバックされた速度変動値Δωに基づいて、トルク変動補正値ΔＴの振幅と位相を機械角周期毎に調整する。

そこで、速度変動成分分離器６３１は、速度変動値Δωと機械角位相θｍとに基づいて、高調波成分が排除された速度変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。速度変動成分分離器６３１は、式（３７）及び式（３８）に従って第三フーリエ係数ωｓｉｎと第四フーリエ係数ωｃｏｓとを算出することにより、速度変動の基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。速度変動成分分離器６３１は、第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。速度変動成分分離器６３１が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、速度変動の高調波成分が排除された速度変動基本波成分を精度よく抽出することができる。

速度変動振幅算出器６３２は、第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓに基づいて、式（３９）に従って、速度変動基本波成分の振幅値｜Δω｜を算出する。上記のように第三フーリエ係数ωｓｉｎ及び第四フーリエ係数ωｃｏｓは機械角周期毎に更新されるため、振幅値｜Δω｜も機械角周期毎に更新される。

減算器６３３は、振幅値｜Δω｜から速度変動許容値｜Δω｜^＊を減算し、差分値｜Δω｜－｜Δω｜^＊を補正トルク振幅算出器６３４へ出力する。

補正トルク振幅算出器６３４は、式（４０）に従って、差分値｜Δω｜－｜Δω｜^＊と、速度変動値Δωを補正するための補正ゲインｋ_Δωとの乗算結果ｋ_Δω・（｜Δω｜－｜Δω｜^＊）を機械角周期毎に積算することにより、機械角周期毎に補正トルク振幅｜ΔＴ｜を算出する。式（４０）における｜ΔＴ｜_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された補正トルク振幅｜ΔＴ｜である。式（４０）における補正ゲインｋ_Δωの大きさによって、補正トルク振幅｜ΔＴ｜の変化量が決定される。式（４０）における補正ゲインｋ_Δωが適切な値に設定されることで、速度変動が速度変動許容値の境界でハンチングすることを抑制できるとともに、急激な負荷トルクの変化によって速度変動が速度変動許容値を超えてモータＭに振動・騒音が発生することを抑制することができる。なお、補正トルク振幅｜ΔＴ｜の算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

速度変動位相修正器６３５は、式（４１）に従って、第三フーリエ係数ωｓｉｎと補正ゲインｋ_Δωとの乗算結果ωｓｉｎ・ｋ_Δωの積算値ωｓｉｎ_ｉを算出し、式（４２）に従って、第四フーリエ係数ωｃｏｓと補正ゲインｋ_Δωとの乗算結果ωｃｏｓ・ｋ_Δωの積算値ωｃｏｓ_ｉを算出する。式（４１）におけるωｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ωｓｉｎ_ｉであり、式（４２）におけるωｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ωｃｏｓ_ｉである。

また、速度変動位相修正器６３５は、積算値ωｓｉｎ_ｉ，ωｃｏｓ_ｉに基づいて、式（４３）に従って、速度変動成分の位相が修正された位相（以下では「速度変動修正位相」と呼ぶことがある）φωｉを算出する。速度変動修正位相φωｉがトルク制御位相の基準となり、速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅れた位相が、補正トルク位相となる。

直交成分分離器６３６は、式（４４）に従って、振幅が補正トルク振幅｜ΔＴ｜であり、位相が速度変動修正位相φωｉである基本波のｓｉｎ成分ωｓｉｎ_ｉを算出するとともに、式（４５）に従って、振幅が補正トルク振幅｜ΔＴ｜であり、位相が速度変動修正位相φωｉである基本波のｃｏｓ成分ωｃｏｓ_ｉを算出する。この処理は、式（４４），（４５）の結果によって式（４１），（４２）を書き換えることになり、式（４１）及び式（４２）の演算による位相修正時の発散を防止する役割も有する。

補正トルク復調器６３７は、式（４６）に従って、ｓｉｎ成分ωｓｉｎ_ｉ及びｃｏｓ成分ωｃｏｓ_ｉを用いてトルク変動補正値ΔＴを復調することにより、トルク変動補正値ΔＴを生成する。式（４６）に従ってトルク変動補正値ΔＴが生成されることで、速度変動修正位相φωｉからπ／２だけ遅れた補正トルク位相が算出され、機械角位相θｍでの補正トルクの瞬時値が生成される。

なお、補正トルク復調器６３７は、式（４６）に替えて、式（４７）に従ってトルク変動補正値ΔＴを生成しても良い。

以上、トルク変動補正値生成器６３の構成について説明した。以上のようにして生成されたトルク変動補正値ΔＴを用いて平均トルク指令値Ｔ_ａｖｅ^＊が補正されることにより、モータＭの回転速度の変動が抑制される。

図１４に戻り、トルク変動補正値生成器６３によって生成されたトルク変動補正値ΔＴは、加算器８１及びｑ軸電流補正値算出器６４に入力される。また、ｑ軸電流補正値算出器６４には、同期運転電流指令値生成器１３から同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊が入力される。

ｑ軸電流補正値算出器６４は、式（４８）に従って、トルク次元の物理量を電流次元に変換することにより、トルク変動補正値ΔＴからｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを算出する。

加算器５２は、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔを同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊に加算することにより補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’を算出する。

以上説明したように、同期運転モードＭ２の電流調整区間Ｉ２において、軸誤差変動を抑制するために必要な速度変動値Δωが生成される。また、速度変動値Δωに基づいてトルク変動補正値ΔＴが生成され、トルク変動補正値ΔＴに基づいて生成される補正後同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊’によって電流制御が行われる。これにより、モータＭの起動時の周期的トルク変動による速度変動が抑制される。よって、モータＭの振動・騒音を低減できるとともに、位置センサレス制御モードＭ３への移行時の切替ショックを低減できる。

ここで、速度変動補正値生成器６１は、軸誤差変動を０にするために必要な速度変動値Δωを生成する。これにより、モータＭの効率向上の観点等から速度変動許容値｜Δω｜^＊が大きな値に設定された場合であっても、軸誤差Δθの変動が抑えられる。したがって、トルク制御が正常に機能し、モータＭの振動・騒音を低減できるとともに、位置センサレス制御モードＭ３への移行時の切替ショックを低減できる。

また、トルク変動補正値生成器６３は、速度変動値Δωに基づいて、トルク変動補正値ΔＴを生成する。これにより、運転モードが同期運転モードまたはセンサレス制御モードの何れにあるかによらず、トルク変動補正値ΔＴに基づいたトルク制御を実現できる。

なお、上記説明では、モータ制御装置１００ｃが、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを別々に有する形態を一例に挙げた。しかし、モータ制御装置１００ｃは、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを別々に有する替わりに、速度変動補正値生成器６１とトルク変動補正値生成器６３とを一体化した「トルク制御器」を有しても良い。

以上、実施例４について説明した。

［実施例５］
巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス及び鎖交磁束等、モータＭの特性を決定するパラメータや負荷の大きさによっては、ｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔの変動振幅が増加し、電流制御器２０の応答遅延やｄｑ軸間干渉の影響によって、電流検出値が電流指令値に追従しない場合がある。

そこで、実施例５では、電流指令値への電流検出値の追従性を向上させる。以下、実施例４と異なる点について説明する。

＜モータ制御装置の構成＞
図１９は、本開示の実施例５のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１９において、モータ制御装置１００ｄは、電流追従誤差補正値生成器７１と、加算器７２，７３とを有する。電流追従誤差補正値生成器７１には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が入力される。また、電流追従誤差補正値生成器７１には、位置推定器３２から機械角位相θｍが入力され、ｕｖｗ／ｄｑ変換器２９からｄ軸電流検出値ｉｄ及びｑ軸電流検出値ｉｑが入力される。

＜電流追従誤差補正値生成器の構成＞
ここで、電流検出値は周期的トルク変動の周期で変動する。このため、電流検出値の平均値は電流指令値の平均値に追従するものの、電流検出値の変動成分は、電流制御器２０の応答遅延やｄｑ軸間干渉の影響によって、電流指令値の変動成分に追従しないことがある。電流検出値が電流指令値に追従しない場合、電流検出値の位相と電流指令値の位相との間にズレが発生する。

そこで、電流追従誤差補正値生成器７１は、以下の構成を採る。図２０は、本開示の実施例５の電流追従誤差補正値生成器の構成例を示す図である。図２０において、電流追従誤差補正値生成器７１は、減算器７１１，７１２と、ｄ軸電流誤差成分分離器７１３と、ｑ軸電流誤差成分分離器７１４と、ｄ軸電流誤差積算器７１５と、ｑ軸電流誤差積算器７１６と、ｄ軸電流誤差補正値復調器７１７と、ｑ軸電流誤差補正値復調器７１８とを有する。

減算器７１１は、式（４９）に従って、ｄ軸電流検出値ｉｄからｄ軸電流指令値ｉｄ^＊を減算することによりｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒを算出する。

ｄ軸電流誤差成分分離器７１３は、式（５０）及び式（５１）に従って第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓとを算出することにより、高調波成分が排除されたｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。ｄ軸電流誤差成分分離器７１３は、第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ及び第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。ｄ軸電流誤差成分分離器７１３が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、ｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの高調波成分が排除されたｄ軸電流変動誤差基本波成分を精度よく抽出することができる。

ｄ軸電流誤差積算器７１５は、式（５２）に従って、第五フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒを補正するための補正ゲインｋ_Δｉｄとの乗算結果ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ・ｋ_Δｉｄの積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉを算出し、式（５３）に従って、第六フーリエ係数ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓと補正ゲインｋ_Δｉｄとの乗算結果ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ・ｋ_Δｉｄの積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを算出する。式（５２）におけるｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（５３）におけるｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。また、積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ及び積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

ｄ軸電流誤差補正値復調器７１７は、式（５４）に従って、積算値ｉｄ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ，ｉｄ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを用いてｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを復調することにより、ｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを生成し、生成したｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを加算器７２へ出力する。式（５４）に従ってｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉが生成されることで、ｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒの積算値から位相が反転したｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉが生成され、機械角位相θｍでのｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉの瞬時値が生成される。

一方で、減算器７１２は、式（５５）に従って、ｑ軸電流検出値ｉｑからｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を減算することによりｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒを算出する。

ｑ軸電流誤差成分分離器７１４は、式（５６）及び式（５７）に従って第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓとを算出することにより、高調波成分が排除されたｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの基本波成分をｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とに分離する。ｑ軸電流誤差成分分離器７１４は、第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ及び第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓを機械角周期毎に算出して更新する。ｑ軸電流誤差成分分離器７１４が基本波成分のフーリエ係数を機械角周期毎に更新することで、ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの高調波成分が排除されたｑ軸電流変動誤差基本波成分を精度よく抽出することができる。

ｑ軸電流誤差積算器７１６は、式（５８）に従って、第七フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎと、ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒを補正するための補正ゲインｋ_Δｉｑとの乗算結果ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ・ｋ_Δｉｑの積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉを算出し、式（５９）に従って、第八フーリエ係数ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓと補正ゲインｋ_Δｉｑとの乗算結果ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ・ｋ_Δｉｑの積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを算出する。式（５８）におけるｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉであり、式（５９）におけるｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉ_ｏｌｄは前回の機械角周期で算出された積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉである。また、積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ及び積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉの算出は、電流調整区間Ｉ２に開始され、位置センサレス制御モードＭ３でも継続して実施される。

ｑ軸電流誤差補正値復調器７１８は、式（６０）に従って、積算値ｉｑ_ｅｒｒ_ｓｉｎ_ｉ，ｉｑ_ｅｒｒ_ｃｏｓ_ｉを用いてｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを復調することにより、ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを生成し、生成したｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを加算器７３へ出力する。式（６０）に従ってｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉが生成されることで、ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒの積算値から位相が反転したｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉが生成され、機械角位相θｍでのｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉの瞬時値が生成される。

図１９に戻り、加算器７２は、式（６）に従って、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊にｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉを加算することにより、ｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉによる補正後のｄ軸電流指令値である補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊を算出する。

加算器７３は、式（６２）に従って、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊にｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを加算することにより、ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉによる補正後のｑ軸電流指令値である補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊を算出する。

減算器１８は、補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊からｄ軸電流検出値ｉｄを減算することによりｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを算出する。減算器１９は、補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊からｑ軸電流検出値ｉｑを減算することによりｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆ’を算出する。

電流制御器２０は、ｄ軸電流誤差ｉｄ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｄ軸電圧指令値Ｖｄ_ｃｃを算出する。また、電流制御器２０は、ｑ軸電流誤差ｉｑ_ｄｉｆを比例積分制御することにより、非干渉化前のｑ軸電圧指令値Ｖｑ_ｃｃを算出する。

以上のようにしてｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉ及びｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉを用いてｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を補正することで、電流制御器２０の応答遅延や電流制御に伴うｄｑ軸間干渉を抑制することができるため、電流指令値への電流検出値の追従性が向上する。

以上、実施例５について説明した。

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例のモータ制御装置１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ）は、モータ（実施例のモータＭ）の回転速度が速度指令値に一致するようにモータを制御する。また、本開示のモータ制御装置は、速度指令値を積分した回転位相にモータを同期させる同期運転モードと、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値が速度指令値に一致するようにモータを制御する位置センサレス制御モードとを有する。また、本開示のモータ制御装置は、同期運転電流指令値生成器（実施例の同期運転電流指令値生成器１３）と、電圧指令値生成器（実施例の電流制御器２０、非干渉化制御器３６及び加算器２１）と、判定器（実施例のロック判定器５２）とを有する。同期運転電流指令値生成器は、同期運転モードにおける電流指令値を生成する。電圧指令値生成器は、モータに流れる電流が電流指令値に一致するように電圧指令値を生成する。判定器は、電圧指令値に基づいてモータがロックしているか否かを判定する。

例えば、判定器は、電圧指令値の大きさに基づいて、モータがロックしているか否かを判定する。

また例えば、同期運転モードは速度上昇区間と電流調整区間とを有し、判定器は、速度上昇区間における電圧指令値に基づいて、モータがロックしているか否かを判定する。

また例えば、判定器は、電圧指令値を閾値（実施例のロック判定閾値Ｖ_ｊｄ）と比較した結果に基づいてモータがロックしているか否かを判定する。

また例えば、閾値は、モータがロックしている状態であるときのモータの出力電圧値（実施例の第二ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_２）と、モータがロックしていない状態であるときのモータの出力電圧値（第一ロック判定閾値Ｖ_ｊｄ_１）との間の値に設定される。

また、本開示のモータ制御装置は、補正器（実施例の電圧算出器５１）を有する。補正器は、電圧指令値を補正し、補正後の電圧指令値である補正電圧指令値を出力する。判定器は、補正電圧指令値の大きさに基づいて、モータがロックしているか否かを判定する。

また、同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間においてモータの回転数を所定回転数（実施例の所定回転数ω１）まで上昇させた後、電流調整区間において、目標指令値（実施例の目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ）へｄ軸電流指令値を近づける一方で、軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する。判定器は速度上昇区間でモータがロックしているか否かを判定することができるため、こうすることで、電流調整区間における軸誤差の帰還制御の信頼性を高めることができる。

また、本開示のモータ制御装置は、位置センサレス電流指令値生成器（実施例のセンサレス電流指令値生成器１４）を有する。同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間においてｄ軸電流指令値を目標指令値よりも大きい値を有する所定値（実施例の所定値ｉｄ_ｉｎｉ）に設定する。位置センサレス電流指令値生成器は、位置センサレス制御モードにおいて、ｄ軸電流指令値を目標指令値よりも小さい値に調整する。

また、同期運転電流指令値生成器は、同期運転モードにおいて、ｄ軸電流指令値を０近傍の正の値を有する目標指令値へ近づけ、位置センサレス電流指令値生成器は、位置センサレス制御モードにおいて、ｄ軸電流指令値を０以下の値に調整する。

また、本開示のモータ制御装置は、速度制御器（実施例の速度制御器１２）を有する。速度制御器は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードへ移行する際に、同期運転モードにおけるｄ軸電流指令値の最終値、及び、同期運転モードにおけるｑ軸電流指令値の最終値に基づいて、速度指令値と速度推定値との差を０に近づけるためのトルク指令値の初期値を設定する。

また、本開示のモータ制御装置は、ＰＬＬ制御器（実施例のＰＬＬ制御器３１ｂ）と、位置推定器（実施例の位置推定器３２）とを有する。ＰＬＬ制御器は、電流調整区間において、軸誤差を比例制御することにより速度変動成分（実施例の速度変動成分ωａ）を算出し、速度変動成分に基づいて速度補正値を算出する一方で、位置センサレス制御モードにおいて、軸誤差を比例積分制御することにより速度推定値を算出する。位置推定器は、電流調整区間において、速度指令値と速度補正値とに基づいて回転位相を生成する一方で、位置センサレス制御モードにおいて、速度推定値を積分することにより回転位相を生成する。

また、ＰＬＬ制御器は、電流調整区間において、時間の経過に伴って増加する係数を速度変動成分に乗算することにより速度補正値を算出する。

また、位置センサレス電流指令値生成器は、第一電流指令生成器（実施例のＭＴＰＡ電流指令値生成器１４２）と、第二電流指令生成器（実施例の同期運転最終電流指令値生成器１４３）と、係数生成器（実施例の重み係数生成器１４１）とを有する。第一電流指令生成器は、位置センサレス制御モードにおける第一の仮の電流指令値（実施例のＭＴＰＡ電流指令値）を生成する。第二電流指令生成器は、運転モードが同期運転モードから位置センサレス制御モードに移行する直前のｄ軸電流指令値に基づく第二の仮の電流指令値（実施例の最終点電流指令値）を生成する。係数生成器は、運転モードが位置センサレス制御モードにある区間内に設定されるスムージング区間（実施例の電流ベクトルスムージング区間）において、スムージング区間の開始から終了までに０から１に増加する増加係数（実施例の第一重み係数Ｗ_ｕｐ）と、スムージング区間の開始から終了までに１から０に減少する減少係数（実施例の第二重み係数Ｗ_ｄｏｗｎ）とを生成する。そして、位置センサレス電流指令値生成器は、第一の仮の電流指令値と増加係数との積と、第二の仮の電流指令値と減少係数との積とを加算することにより、位置センサレス制御モードにおける電流指令値を生成する。

また、本開示のモータ制御装置は、トルク制御器（実施例の速度変動補正値生成器６１及びトルク変動補正値生成器６３）を有する。同期運転電流指令値生成器は、速度上昇区間において、電流指令値を所定値（実施例の所定値ｉｄ_ｉｎｉ）に設定してモータの回転数を所定回転数（実施例の所定回転数ω１）まで上昇させた後、電流調整区間において、モータの負荷に応じて電流指令値を調整する。トルク制御器は、電流調整区間において、モータのトルク制御を行う。

また、トルク制御器は、速度変動補正値生成器（実施例の速度変動補正値生成器６１）を有する。速度変動補正値生成器は、電流調整区間において軸誤差の変動成分に基づいて速度変動補正値（実施例の速度変動値Δω）を生成する。判定器は速度上昇区間でモータがロックしているか否かを判定することができるため、こうすることで、電流調整区間における軸誤差の帰還制御の信頼性を高めることができる。したがって、運転モードが位置センサレス制御モードに移行した際の軸誤差の変動成分に基づく速度変動補正値の信頼性も高まるため、トルク制御による振動抑制を確実に行うことができる。

また、トルク制御器は、トルク変動補正値生成器（実施例のトルク変動補正値生成器６３）を有する。トルク変動補正値生成器は、速度変動補正値に基づいて、モータの回転速度の変動を抑制するためのトルク変動補正値（実施例のトルク変動補正値ΔＴ）を生成する。また、本開示のモータ制御装置は、電流補正値算出器（実施例のｑ軸電流補正値算出器６４）を有する。電流補正値算出器は、トルク変動補正値に基づいて電流補正値（実施例のｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔ）を算出する。電流補正値は、ｑ軸電流指令値（実施例の同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊）に対する補正値（実施例のｑ軸電流補正値Δｉｑ_ｔ）である。

また、同期運転電流指令値生成器は、電流調整区間において、ｄ軸電流指令値（実施例の同期運転ｄ軸電流指令値ｉｄ_ｓｙ^＊）を所定値よりも小さい値を有する目標指令値（実施例の目標指令値ｉｄ_ｓｙ_ｅｎｄ）まで減少させるとともに、軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値（実施例の同期運転ｑ軸電流指令値ｉｑ_ｓｙ^＊）を調整する。

また、本開示のモータ制御装置は、電流追従誤差補正値生成器（実施例の電流追従誤差補正値生成器７１）と、加算器（実施例の加算器７２，７３）とを有する。電流追従誤差補正値生成器は、電流指令値と、電流検出値との間の電流誤差（実施例のｄ軸電流変動誤差ｉｄ_ｅｒｒ，ｑ軸電流変動誤差ｉｑ_ｅｒｒ）に基づいて電流追従誤差補正値（実施例のｄ軸電流誤差補正値Δｉｄ_ｉ，ｑ軸電流誤差補正値Δｉｑ_ｉ）を生成する。加算器は、電流追従誤差補正値を電流指令値に加算することにより補正電流指令値（実施例の補正ｄ軸電流指令値ｉｄ_ＦＦ^＊，補正ｑ軸電流指令値ｉｑ_ＦＦ^＊）を算出する。

また、電流追従誤差補正値生成器は、電流誤差を積算し、電流誤差の積算結果の位相が反転した値を電流追従誤差補正値として生成する。

なお、図示した各部の構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを必要としない。各部の構成要素の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、各部の構成要素の全部または一部を、各種の負荷や使用状況等に応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合しても良い。

さらに、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）またはＭＣＵ（Micro Controller Unit）等のプロセッサを用いて、上記の各種の処理機能の全部または任意の一部が実行されるようにしても良い。また、プロセッサによって実行するされるプログラム上、または、ワイヤードロジックによるハードウェア上で、各種の処理機能の全部または任意の一部が実行されるようにしても良い。

１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ モータ制御装置
１２ 速度制御器
１３ 同期運転電流指令値生成器
１４ センサレス電流指令値生成器
５１ 電圧算出器
５１２ 電圧補正器
５２ ロック判定器

Claims (19)

1. モータの回転速度が速度指令値に一致するように前記モータを制御するモータ制御装置であって、
   前記速度指令値を積分した回転位相に前記モータを同期させる同期運転モードと、制御系座標軸とロータ座標軸との軸誤差を帰還制御することで得られる速度推定値が前記速度指令値に一致するように前記モータを制御する位置センサレス制御モードとを有し、
   前記同期運転モードにおける電流指令値を生成する同期運転電流指令値生成器と、
   前記モータに流れる電流が前記電流指令値に一致するように電圧指令値を生成する電圧指令値生成器と、
   前記電圧指令値に基づいて前記モータがロックしているか否かを判定する判定器と、
   を具備するモータ制御装置。
2. 前記判定器は、前記電圧指令値の大きさに基づいて、前記モータがロックしているか否かを判定する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記同期運転モードは速度上昇区間と電流調整区間とを有し、
   前記判定器は、前記速度上昇区間における前記電圧指令値に基づいて、前記モータがロックしているか否かを判定する
   請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記判定器は、前記電圧指令値を閾値と比較した結果に基づいて前記モータがロックしているか否かを判定する、
   請求項２に記載のモータ制御装置。
5. 前記閾値は、前記モータがロックしている状態であるときの前記モータの出力電圧値と、前記モータがロックしていない状態であるときの前記モータの出力電圧値との間の値に設定される、
   請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記電圧指令値を補正し、補正後の電圧指令値である補正電圧指令値を出力する補正器、をさらに具備し、
   前記判定器は、前記補正電圧指令値の大きさに基づいて、前記モータがロックしているか否かを判定する、
   請求項１に記載のモータ制御装置。
7. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、目標指令値へｄ軸電流指令値を近づける一方で、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整する、
   請求項３に記載のモータ制御装置。
8. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において前記ｄ軸電流指令値を前記目標指令値よりも大きい値を有する所定値に設定し、
   前記位置センサレス制御モードにおいて、前記ｄ軸電流指令値を前記目標指令値よりも小さい値に調整する位置センサレス電流指令値生成器、をさらに具備する、
   請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記同期運転モードにおいて、前記ｄ軸電流指令値を０近傍の正の値を有する前記目標指令値へ近づけ、
   前記位置センサレス電流指令値生成器は、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記ｄ軸電流指令値を０以下の値に調整する、
   請求項８に記載のモータ制御装置。
10. 運転モードが前記同期運転モードから前記位置センサレス制御モードへ移行する際に、前記同期運転モードにおける前記ｄ軸電流指令値の最終値、及び、前記同期運転モードにおける前記ｑ軸電流指令値の最終値に基づいて、前記速度指令値と前記速度推定値との差を０に近づけるためのトルク指令値の初期値を設定する速度制御器、をさらに具備する、
    請求項７に記載のモータ制御装置。
11. 前記電流調整区間において、前記軸誤差を比例制御することにより速度変動成分を算出し、前記速度変動成分に基づいて速度補正値を算出し、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記軸誤差を比例積分制御することにより前記速度推定値を算出するＰＬＬ制御器と、
    前記電流調整区間において、前記速度指令値と前記速度補正値とに基づいて前記回転位相を生成し、前記位置センサレス制御モードにおいて、前記速度推定値を積分することにより前記回転位相を生成する位置推定器と、
    をさらに具備する請求項７に記載のモータ制御装置。
12. 前記ＰＬＬ制御器は、前記電流調整区間において、時間の経過に伴って増加する係数を前記速度変動成分に乗算することにより前記速度補正値を算出する、
    請求項１１に記載のモータ制御装置。
13. 前記位置センサレス制御モードにおける第一の仮の電流指令値を生成する第一電流指令生成器と、
    運転モードが前記同期運転モードから前記位置センサレス制御モードに移行する直前のｄ軸電流指令値に基づく第二の仮の電流指令値を生成する第二電流指令生成器と、
    前記運転モードが前記位置センサレス制御モードにある区間内に設定されるスムージング区間において、前記スムージング区間の開始から終了までに０から１に増加する増加係数と、前記スムージング区間の開始から終了までに１から０に減少する減少係数とを生成する係数生成器と、
    を有する位置センサレス電流指令値生成器、をさらに具備し、
    前記位置センサレス電流指令値生成器は、前記第一の仮の電流指令値と前記増加係数との積と、前記第二の仮の電流指令値と前記減少係数との積とを加算することにより、前記位置センサレス制御モードにおける電流指令値を生成する、
    請求項７に記載のモータ制御装置。
14. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記速度上昇区間において、電流指令値を所定値に設定して前記モータの回転数を所定回転数まで上昇させた後、前記電流調整区間において、前記モータの負荷に応じて前記電流指令値を調整し、
    前記電流調整区間において、前記モータのトルク制御を行うトルク制御器、をさらに具備する、
    請求項３に記載のモータ制御装置。
15. 前記トルク制御器は、前記電流調整区間において前記軸誤差の変動成分に基づいて速度変動補正値を生成する速度変動補正値生成器、を有する、
    請求項１４に記載のモータ制御装置。
16. 前記トルク制御器は、前記速度変動補正値に基づいて、前記モータの回転速度の変動を抑制するためのトルク変動補正値を生成するトルク変動補正値生成器、をさらに有し、
    前記トルク変動補正値に基づいて電流補正値を算出する電流補正値算出器、をさらに具備する、
    請求項１５に記載のモータ制御装置。
17. 前記同期運転電流指令値生成器は、前記電流調整区間において、ｄ軸電流指令値を前記所定値よりも小さい値を有する目標指令値まで減少させるとともに、前記軸誤差を０に近づけるように帰還制御することによりｑ軸電流指令値を調整し、
    前記電流補正値は、前記ｑ軸電流指令値に対する補正値である、
    請求項１６に記載のモータ制御装置。
18. 電流指令値と電流検出値との間の電流誤差に基づいて電流追従誤差補正値を生成する電流追従誤差補正値生成器と、
    前記電流追従誤差補正値を前記電流指令値に加算することにより補正電流指令値を算出する加算器と、
    をさらに具備する請求項１７に記載のモータ制御装置。
19. 前記電流追従誤差補正値生成器は、前記電流誤差を積算し、前記電流誤差の積算結果の位相が反転した値を前記電流追従誤差補正値として生成する、
    請求項１８に記載のモータ制御装置。

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