JP2020162360A - スイッチング制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】音鳴りを抑制することで効率が悪化することを抑制できるスイッチング制御回路を提供する。【解決手段】スイッチング制御回路は、スイッチング電源装置の出力電圧が上限値まで上昇すると、前記スイッチング電源装置のスイッチング素子のスイッチング動作を休止する休止期間を開始し、前記出力電圧が下限値まで低下すると前記スイッチング動作を行うスイッチング期間を開始する間欠動作モードを有する。前記スイッチング制御回路は、前記出力電圧が印加される負荷の状態に基づき前記上限値及び前記下限値の少なくとも一方を調整する出力電圧範囲調整部を備える。【選択図】図３

Description

本発明は、スイッチング電源装置に用いられるスイッチング制御回路に関する。

スイッチング損失を低減することができるスイッチング電源装置として、出力電圧が上限値まで上昇するとスイッチング動作を休止する休止期間に入り、出力電圧が下限値まで低下するとスイッチング動作を行うスイッチング期間に入るＰＦＭ（pulse frequency modulation）方式のスイッチング電源装置が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２０１１−１１４９７７号公報（段落０００２） 国際公開第２０１３／０８０４０３明細書（段落００１１）

ＰＦＭ方式のスイッチング電源装置では、負荷が軽いほどスイッチング周期（単一のスイッチング期間とそれに続く単一の休止期間との合計期間）が長くなるので、スイッチング周期が可聴域に入り音鳴りが発生するおそれがある。

音鳴りの発生を防止するために、スイッチング周波数（上記スイッチング周期の逆数）の最小値を可聴域外（例えば２０ｋＨｚ以上）に設定する手法が知られている（例えば特許文献２参照）。しかしながら、スイッチング周波数の最小値を可聴域外に設定する場合、捨て電流をＰＦＭ方式のスイッチング電源装置の出力電流に含めることになり、捨て電流によって効率が悪化する。

本発明は、上記の状況に鑑み、音鳴りを抑制することで効率が悪化することを抑制できるスイッチング制御回路を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているスイッチング制御回路は、スイッチング電源装置の出力電圧が上限値まで上昇すると、前記スイッチング電源装置のスイッチング素子のスイッチング動作を休止する休止期間を開始し、前記出力電圧が下限値まで低下すると前記スイッチング動作を行うスイッチング期間を開始する間欠動作モードを有し、前記出力電圧が印加される負荷の状態に基づき前記上限値及び前記下限値の少なくとも一方を調整する出力電圧範囲調整部を備える構成（第１の構成）である。なお、前記スイッチング期間には、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替わりが繰り返される狭義のスイッチング期間のみならず、前記スイッチング素子が常時オンであって、前記スイッチング素子のオンとオフとの切り替わりがない期間も含まれる。

上記第１の構成のスイッチング制御回路において、前記出力電圧範囲調整部は、前記スイッチング期間と前記休止期間を合わせた長さ又は前記休止期間の長さを監視する第１監視部を有し、前記第１監視部の監視結果に基づき前記上限値及び前記下限値の少なくとも一方を調整する構成（第２の構成）であってもよい。

上記第１又は第２の構成のスイッチング制御回路において、前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記上限値を小さくする構成（第３の構成）であってもよい。

上記第３の構成のスイッチング制御回路において、前記負荷の状態に基づかずに前記下限値を可変する可変部を備える構成（第４の構成）であってもよい。

上記第１又は第２の構成のスイッチング制御回路において、前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記下限値を大きくする構成（第５の構成）であってもよい。

上記第５の構成のスイッチング制御回路において、前記負荷の状態に基づかずに前記上限値を可変する可変部を備える構成（第６の構成）であってもよい。

上記第１又は第２の構成のスイッチング制御回路において、前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記上限値を小さくし前記下限値を大きくする構成（第７の構成）であってもよい。

上記第１〜第７いずれかの構成のスイッチング制御回路において、電流生成部をさらに備え、前記電流生成部は、前記出力電圧範囲調整部が前記上限値を前記上限値の調整範囲の最小値にし前記下限値を前記下限値の調整範囲の最大値にしているときに、前記休止期間における前記出力電圧の低下を促進させるブリーダ電流を生成する構成（第８の構成）であってもよい。なお、前記上限値が固定値である場合、その固定値は前記上限値の調整範囲の最大値且つ最小値である。同様に、前記下限値が固定値である場合、その固定値は前記下限値の調整範囲の最大値且つ最小値である。

上記第８の構成のスイッチング制御回路において、電流調整部をさらに備え、前記電流調整部は、前記出力電圧が印加される負荷の状態に基づき前記ブリーダ電流の値を調整する構成（第９の構成）であってもよい。

上記第９の構成のスイッチング制御回路において、前記電流調整部は、前記スイッチング期間と前記休止期間を合わせた長さ又は前記休止期間の長さを監視する第２監視部を有し、前記第２監視部の監視結果に基づき前記ブリーダ電流の値を調整する構成（第１０の構成）であってもよい。

本明細書中に開示されているスイッチング電源装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する上記第１〜第１０いずれかの構成のスイッチング制御回路と、を備える構成（第１１の構成）である。

本明細書中に開示されている車両は、上記第１１の構成のスイッチング電源装置と、前記スイッチング電源装置に電力を供給するバッテリと、を備える構成（第１２の構成）である。

本明細書中に開示されているスイッチング制御回路によれば、音鳴りを抑制することで効率が悪化することを抑制できる。

スイッチング電源装置の全体構成例を示す図 電流生成部の一構成例を示す図 スイッチング制御回路の一構成例を示す図 Ｄ／Ａ変換器の一構成例を示す図 出力電圧及びカウント値のタイムチャート 出力電圧及びカウント値のタイムチャート 車両の外観図 スイッチング制御回路の他の構成例を示す図

＜スイッチング電源装置の全体構成例＞
図１は、スイッチング電源装置の全体構成例を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置は、降圧型スイッチングレギュレータであって、スイッチング制御回路１と、電流生成部２と、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ１と、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、を備える。

ＭＯＳトランジスタＱ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、入力電圧ＶＩＮが印加されている入力端子とインダクタＬ１の一端とを電気的に導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは、入力電圧ＶＩＮが印加されている入力端子に接続される。ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは、インダクタＬ１の一端、ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン、及び電流生成部２の一端に接続されている。電流生成部２の他端は、グランド電位に接続されている。

ＭＯＳトランジスタＱ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであって、グランド電位とインダクタＬ１の一端とを電気的に導通／遮断するスイッチの一例である。ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインは、上述の通りインダクタＬ１の一端、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン、及び電流生成部２の一端に接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは、グランド電位に接続されている。なお、ＭＯＳトランジスタＱ２の代わりにダイオードを用いることもできる。

インダクタＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一端、分圧抵抗Ｒ１の一端、及び出力電圧ＶＯＵＴを出力する出力端子に接続されている。出力電圧ＶＯＵＴは負荷（不図示）に供給される。出力コンデンサＣ１の他端はグランド電位に接続されている。分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ２の他端はグランド電位に接続されている。

出力コンデンサＣ１は出力電圧ＶＯＵＴのリップルを低減するための平滑コンデンサである。また、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧して帰還電圧ＶＦＢを生成し、帰還電圧ＶＦＢをスイッチング制御回路１に供給する。ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ１もスイッチング制御回路１に供給される。

スイッチング制御回路１は、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート信号Ｇ１及びＭＯＳトランジスタＱ２のゲート信号Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ１及びＧ２をＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２の各ゲートに供給する。スイッチング制御回路１は、デジタルデータＤ１によって電流生成部２を制御する。

電流生成部２は、ブリーダ電流ＩＢを生成する。換言すると、電流生成部２は、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とインダクタＬ１との接続ノードからブリーダ電流ＩＢを引き抜く。電流生成部２は、例えば図２に示すように、デジタルデータＤ１を入力するＤ／Ａ変換器２Ａと、オペアンプ２Ｂと、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ２Ｃと、抵抗２Ｄとによって構成することができる。

＜スイッチング制御回路の構成例＞
図３は、スイッチング制御回路１の一構成例を示す図である。図３に示す例においてスイッチング制御回路１は、エラーアンプ１１と、基準電圧源１２と、抵抗Ｒ３と、コンデンサＣ２と、発振器１３と、スロープ回路１４と、コンパレータ１５と、タイミング制御回路１６と、コンパレータ１７と、定電圧源１８と、Ｄ／Ａ変換器１９と、コンパレータ２０と、コンパレータ２１と、外部端子Ｔ１と、を備えている。

エラーアンプ１１は、帰還電圧ＶＦＢと、基準電圧源１２から出力される基準電圧ＶＲＥＦの差分に応じた誤差信号ＶＣを生成する。誤差信号ＶＣは、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２によって構成される位相補償回路によって位相補償される。

発振器１３は、クロック信号ＣＬＫを生成し、クロック信号ＣＬＫをスロープ回路１４に出力し、クロック信号ＣＬＫをセット信号ＳＥＴとしてタイミング制御回路１６に出力する。

スロープ回路１４は、クロック信号ＣＬＫに基づきスロープ電圧ＶＳＬＰを生成し、スロープ電圧ＶＳＬＰをコンパレータ１５の非反転入力端子に出力する。スロープ電圧ＶＳＬＰは、コンパレータ１５から出力されるリセット信号ＲＳＴによってリセットされる。

コンパレータ１５は、位相補償された誤差信号ＶＣとスロープ電圧ＶＳＬＰとを比較して比較信号であるリセット信号ＲＳＴを生成し、リセット信号ＲＳＴをタイミング制御回路１６に出力する。

なお、図１に示すスイッチング電源装置は電圧モード制御型スイッチングレギュレータであるが、例えば、コンパレータ１５がインダクタＬ１を流れる電流の情報を受け取り、スロープ電圧ＳＬＰ及び位相補償された誤差信号ＶＣのいずれか一方にインダクタＬ１を流れる電流に応じたオフセットをかける構成にすることで、電流モード制御型スイッチングレギュレータにしてもよい。

タイミング制御回路１６は、デジタル回路である。タイミング制御回路１６は、モード切替部１６１と、出力電圧範囲調整部１６２と、電流調整部１６３と、を備えている。出力電圧範囲調整部１６２はカウンタ１６４を有しており、電流調整部１６３はカウンタ１６５を有している。

タイミング制御回路１６は、間欠動作モード及び非間欠動作モードを有する。

コンパレータ１７は、ＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ１と、定電圧源１８から出力される定電圧ＶＲとを比較する。コンパレータ１７の出力信号はモード切替部１６１に供給される。本実施例では、負荷電流が１Ａ（アンペア）以上であれば、コンパレータ１７の出力信号がハイレベルになり、負荷電流が１Ａ（アンペア）未満であれば、コンパレータ１７の出力信号がローレベルになるように、定電圧ＶＲの値を設定している。ただし、上記の１Ａ（アンペア）はあくまで一例であり、他の値であっても構わない。ＭＯＳトランジスタＱ１には、負荷電流とブリーダ電流ＩＢとを合わせた電流が流れるが、コンパレータ１７の出力信号のレベル切り替わり付近では電流生成部２はブリーダ電流ＩＢを零にしている。なお、本実施形態とは異なり、負荷電流のみを検出する電流検出器を用いてもよい。

コンパレータ１７の出力信号がハイレベルであれば、モード切替部１６１は非間欠動作モードを選択する。非間欠動作モードは、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をスイッチングし続けるモードである。非間欠動作モードにおいて、タイミング制御回路１６は、セット信号ＳＥＴのハイレベルからローレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をローレベルからハイレベルに切り替え、リセット信号ＲＳＴのローレベルからハイレベルへの切り替わり時にゲート信号Ｇ１をハイレベルからローレベルに切り替える。非間欠動作モードにおいて、タイミング制御回路１６は、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２とは相補的にオンオフ制御する。したがって、非間欠動作モードにおいて、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２は、スロープ電圧ＶＳＬＰの周波数と等しいＰＷＭ（pulse width modulation）周波数でＰＷＭ制御される。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１とＭＯＳトランジスタＱ２の双方がオフであるデッドタイムを設けることが望ましい。

一方、コンパレータ１７の出力信号がローレベルであれば、モード切替部１６１は間欠動作モードを選択する。間欠動作モードは、出力電圧ＶＯＵＴが上限値ＶＭＡＸまで上昇すると、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング動作を休止してＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をハイインピーダンス状態（オフ状態）にする休止期間を開始し、出力電圧ＶＯＵＴが下限値ＶＭＩＮまで低下するとＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング動作を行うスイッチング期間を開始するモードである。間欠動作モードにおいて、タイミング制御回路１６は、コンパレータ２０及び２１の各出力信号に基づき上記休止期間と上記スイッチング期間とを切り替える。上記スイッチング期間において、タイミング制御回路１６は、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２を相補的にオンオフ制御する。より詳細には、上記スイッチング期間において、タイミング制御回路１６は、例えばＭＯＳトランジスタＱ１及びＱ２をＰＷＭ制御する。

出力電圧範囲調整部１６２は、出力電圧ＶＯＵＴが印加される負荷の状態に基づき上限値ＶＭＡＸを調整する。より詳細には、カウンタ１６４がスイッチング期間と休止期間を合わせた長さを監視し、出力電圧範囲調整部１６２がカウンタ１６４の監視結果（カウンタ値）に基づき上限値ＶＭＡＸを調整する。

出力電圧範囲調整部１６２は、上限値ＶＭＡＸの設定を示すデジタルデータＤ２をＤ／Ａ変換器１９に出力する。Ｄ／Ａ変換器１９は、デジタルデータＤ２をアナログ電圧である電圧ＶＨに変換してコンパレータ２０の反転入力端子に出力する。電圧ＶＨの値は、上限値ＶＭＡＸと、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成される分圧回路の分圧比とを乗算して得られる値に等しい。

Ｄ／Ａ変換器１９は、例えば図４に示すように、定電流源１９Ａと、デジタルデータＤ２に応じて抵抗値が可変する可変抵抗１９Ｂと、オペアンプ１９Ｃと、定電圧源１９Ｄとによって構成することができる。図４に示す例では、電圧ＶＨの値は、基準電圧ＶＲＥＦと可変抵抗１９Ｂの両端電位差とを加算して得られる値に等しい。なお、図４に示す例とは異なり、電圧ＶＨの値を基準電圧ＶＲＥＦに依存しないようにしてもよい。

コンパレータ２０は、Ｄ／Ａ変換器１９から出力される電圧ＶＨと、帰還電圧ＶＦＢとを比較する。コンパレータ２１は、下限値ＶＭＩＮに応じた電圧ＶＬと、帰還電圧ＶＦＢとを比較する。電圧ＶＬの値は、下限値ＶＭＩＮと、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２によって構成される分圧回路の分圧比とを乗算して得られる値に等しい。

電流調整部１６３は、出力電圧ＶＯＵＴが印加される負荷の状態に基づきブリーダ電流ＩＢ（図１参照）の値を調整する。より詳細には、カウンタ１６５がスイッチング期間と休止期間を合わせた長さを監視し、電流調整部１６３がカウンタ１６５の監視結果（カウンタ値）に基づきブリーダ電流ＩＢ（図１参照）の値を調整する。

電流調整部１６３は、ブリーダ電流ＩＢ（図１参照）の値の設定を示すデジタルデータＤ１を電流生成部２（図１参照）に出力する。

外部端子Ｔ１は、タイミング制御回路１６を含む半導体集積回路装置に設けられる。外部端子Ｔ１は、タイミング制御回路１６を含む半導体集積回路装置が外部との接続を確立するための端子である。タイミング制御回路１６を含む半導体集積回路装置としては、例えば、タイミング制御回路１６のみを含む半導体集積回路装置、スイッチング制御回路１のみを含む半導体集積回路装置、スイッチング制御回路１並びにスイッチング素子Ｑ１及びＱ２を含む半導体集積回路装置等を挙げることができる。外部端子Ｔ１に接続される外付け素子の回路定数、外部から外部端子Ｔ１に供給されるレジスタ設定データ等によって、出力電圧範囲調整部１６２及び電流調整部１６３の各種設定（上限値ＶＭＡＸのステップ数、上限値ＶＭＡＸのステップ幅、カウンタ１６４の監視時間、ブリーダ電流ＩＢのステップ数、ブリーダ電流ＩＢのステップ幅、カウンタ１６５の監視時間等）を変更できることが望ましい。図１では、外部端子Ｔ１として単一の端子を図示しているが、外部端子Ｔ１は複数の外部端子によって構成されてもよい。

＜間欠動作モード＞
次に、間欠動作モードの詳細について、図５のタイムチャートを参照して説明する。なお、後述するステップの数、電圧ＶＨの値、ブリーダ電流ＩＢの値等は、単なる例示であるため、本実施形態と異なる値であってもよい。

出力電圧範囲調整部１６２は、上限値ＶＭＡＸの設定を４ステップで調整する。上限値ＶＭＡＸが最も大きい設定において、電圧ＶＨの値は基準電圧ＲＥＦの１．０３０倍（ＲＥＦ＋３．０％）である。上限値ＶＭＡＸが２番目に大きい設定において、電圧ＶＨの値は基準電圧ＲＥＦの１．０２５倍（ＲＥＦ＋２．５％）である。上限値ＶＭＡＸが３番目に大きい設定において、電圧ＶＨの値は基準電圧ＲＥＦの１．０２０倍（ＲＥＦ＋２．０％）である。上限値ＶＭＡＸが最も小さい設定において、電圧ＶＨの値は基準電圧ＲＥＦの１．０１５倍（ＲＥＦ＋１．５％）である。なお、上限値ＶＭＡＸの初期設定は、上限値ＶＭＡＸが最も大きい設定である。

カウンタ１６４のカウンタ値が「０」であれば、上限値ＶＭＡＸは最も大きい設定になる。カウンタ１６４のカウンタ値が「１」であれば、上限値ＶＭＡＸは２番目に大きい設定になる。カウンタ１６４のカウンタ値が「２」であれば、上限値ＶＭＡＸは３番目に大きい設定になる。カウンタ１６４のカウンタ値が「３」であれば、上限値ＶＭＡＸは最も小さい設定になる。

電圧ＶＬの値は基準電圧ＲＥＦの１．０１０倍（ＲＥＦ＋１．０％）である。

非間欠動作モードから間欠動作モードに切り替わった時点ｔ１では、上限値ＶＭＡＸが初期設定であるため、電圧ＶＨの値はＲＥＦ＋３．０％となる。

カウンタ１６４は、スイッチング期間の開始から休止期間の終了までを監視する。スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの間、出力電圧範囲調整部１６２は、スイッチング期間の開始時点から３２μｓ経過する毎に上限値ＶＭＡＸの設定を１ステップ下げる。従って、図５に示す例では、スイッチング期間の開始時点ｔ１から３２μｓ経過した時点ｔ２で上限値ＶＭＡＸの設定が１ステップ下がり、時点ｔ２から３２μｓ経過した時点ｔ３で上限値ＶＭＡＸの設定がさらに１ステップ下がり、時点ｔ３から３２μｓ経過した時点ｔ４で上限値ＶＭＡＸの設定がさらに１ステップ下がる。これにより、次回のスイッチング期間における出力電圧ＶＯＵＴの上昇量を抑えることができる。

スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さが１６μｓ以上３２μｓ以下であれば、出力電圧範囲調整部１６２は上限値ＶＭＡＸの設定を現状維持する。従って、図５に示す例では、時点ｔ５から時点ｔ６までの期間、時点ｔ６から時点ｔ７までの期間がそれぞれ１６μｓ以上３２μｓ以下であるので、上限値ＶＭＡＸの設定が現状維持される。

スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さが１６μｓ未満であれば、出力電圧範囲調整部１６２は上限値ＶＭＡＸの設定を１ステップ上げる。従って、図５に示す例では、時点ｔ７から時点ｔ８までの期間が１６μｓ未満であるので、時点ｔ８で上限値ＶＭＡＸの設定が１ステップ上がる。これにより、次回のスイッチング期間における出力電圧ＶＯＵＴの上昇量を増加させることができる。

上記のように負荷の状態に基づき上限値ＶＭＡＸの設定が調整されることで、スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さを３２μｓ以下にすることができる。これにより、音鳴りを防止することができる。

また、上記のように負荷の状態に基づき上限値ＶＭＡＸの設定が調整されることで、スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さを１６μｓ以上にすることができる。これにより、効率を高くすることができる。

なお、本実施形態とは異なり、カウンタ１６４が、「スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さ」の代わりに「休止期間の長さ」を監視するようにしてもよい。

負荷が非常に軽い場合、たとえ上限値ＶＭＡＸを最も小さい設定にしても、スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さを３２μｓ以下にすることができないことがある。したがって、本実施形態では、上限値ＶＭＡＸが最も小さい設定であるときに、ブリーダ電流ＩＢを流すことができるようにしている。

そして、図６のタイムチャートのように電流調整部１６３によってブリーダ電流ＩＢの値を調整することで、ブリーダ電流ＩＢによって生じる損失を極力抑えている。

電流調整部１６３は、ブリーダ電流ＩＢの値の設定を８ステップで調整する。８ステップは、０ｍＡ（ミリアンペア）、１ｍＡ（ミリアンペア）、２ｍＡ（ミリアンペア）、３ｍＡ（ミリアンペア）、４ｍＡ（ミリアンペア）、５ｍＡ（ミリアンペア）、６ｍＡ（ミリアンペア）、及び７ｍＡ（ミリアンペア）である。なお、ブリーダ電流ＩＢの値の初期設定は、０ｍＡ（ミリアンペア）である。

カウンタ１６５のカウンタ値が「０」であれば、ブリーダ電流ＩＢは０ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「１」であれば、ブリーダ電流ＩＢは１ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「２」であれば、ブリーダ電流ＩＢは２ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「３」であれば、ブリーダ電流ＩＢは３ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「４」であれば、ブリーダ電流ＩＢは４ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「５」であれば、ブリーダ電流ＩＢは５ｍＡ（ミリアンペア）になる。カウンタ１６５のカウンタ値が「６」であれば、ブリーダ電流ＩＢは６ｍＡ（ミリアンペア）になる。

上限値ＶＭＡＸが最も小さい設定であるときに、カウンタ１６５は、スイッチング期間の開始から休止期間の終了までを監視する。スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの間、電流調整部１６３は、スイッチング期間の開始時点から３２μｓ経過する毎にブリーダ電流ＩＢの設定を１ステップ上げる。従って、図６に示す例では、上限値ＶＭＡＸが最も小さい設定になった時点ｔ１１から３２μｓ経過した時点ｔ１２でブリーダ電流ＩＢの設定が１ステップ上がり、時点ｔ１２から３２μｓ経過した時点ｔ１３でブリーダ電流ＩＢの設定がさらに１ステップ上がる。これにより、休止期間における出力電圧ＶＯＵＴの低下を促進することができる。

スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さが１６μｓ以上３２μｓ以下であれば、電流調整部１６３はブリーダ電流ＩＢの設定を現状維持する。従って、図６に示す例では、時点ｔ１４から時点ｔ１５までの期間、時点ｔ１６から時点ｔ１７までの期間がそれぞれ１６μｓ以上３２μｓ以下であるので、ブリーダ電流ＩＢの設定が現状維持される。

スイッチング期間が開始してから休止期間が終了するまでの長さが１６μｓ未満であれば、電流調整部１６３はブリーダ電流ＩＢの設定を１ステップ下げる。従って、図６に示す例では、時点ｔ１５から時点ｔ１６までの期間が１６μｓ未満であるので、時点ｔ１６でブリーダ電流ＩＢの設定が１ステップ下がる。これにより、ブリーダ電流ＩＢによって生じる損失を抑えることができる。

上記のように負荷の状態に基づきブリーダ電流ＩＢの設定が調整されることで、ブリーダ電流ＩＢによって生じる損失を極力抑えることができる。

なお、負荷電流が１Ａ（アンペア）付近である場合、間欠動作モードと非間欠動作モードとが頻繁に切り替わることがある。この場合、非間欠動作モードになる度に上限値ＶＭＡＸ及びブリーダ電流ＩＢの設定が初期化されると、それまでの調整が十分に活用されないことになる。したがって、例えば、たとえ間欠動作モードから非間欠動作モードに切り替わっても、非間欠動作モードでのＰＷＭ制御がＮ（Ｎは２以上の自然数、例えばＮ＝５）周期未満で間欠動作モードに復帰した場合には、上限値ＶＭＡＸ及びブリーダ電流ＩＢの設定を初期化しないようにすればよい。

＜用途＞
次に、図１に示すスイッチング電源装置の用途例について説明する。図７は、車載機器を搭載した車両の一構成例を示す外観図である。本構成例の車両Ｘは、バッテリ（図７において不図示）と、図１に示すスイッチング電源装置（図７において不図示）と、車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７と、を搭載している。

図１に示すスイッチング電源装置は、バッテリから直流電圧を入力して出力電圧を生成し、当該出力電圧を車載機器Ｘ１１〜Ｘ１７の少なくとも一つに供給する。

車載機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power Steering］制御、電子サスペンション制御など）を行うボディコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。

車載機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、電動サンルーフ、電動シート、及び、エアコンなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。

車載機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［Electronic Toll Collection System］など、ユーザの任意で車両Ｘに装着される電子機器である。

＜留意点＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

例えば、本実施形態では、タイミング制御回路１６が間欠動作モード及び非間欠動作モードを有したが、間欠動作モードを有する第１制御回路と、非間欠動作モードを有する第２制御回路とに分けてもよい。第１制御回路は出力電圧範囲調整部１６２及び電流調整部１６３を有する回路であり、第２制御回路はセット信号ＳＥＴ及びリセット信号ＲＳＴに基づきゲート信号Ｇ１及びＧ２を生成する回路である。

例えば、本実施形態と異なり、スイッチング制御回路は非間欠動作モードを有していなくてもよい。

例えば、タイミング制御回路１を図８に示す構成にしてもよい。図８に示す構成例のタイミング制御回路１は、図３に構成例のタイミング制御回路１にＤ／Ａ変換器２２を追加した構成である。図８に示す構成例では、出力電圧範囲調整部１６２が下限値ＶＭＩＮの設定を示すデジタルデータＤ３をＤ／Ａ変換器２２に出力する。Ｄ／Ａ変換器２２は、デジタルデータＤ３をアナログ電圧である電圧ＶＬに変換してコンパレータ２１の反転入力端子に出力する。出力電圧範囲調整部１６２は、負荷の状態に基づかずにデジタルデータＤ３を生成する。例えば、出力電圧範囲調整部１６２が、スイッチング電源装置の周辺温度データを取得し、スイッチング電源装置の周辺温度に基づくデジタルデータＤ３を生成する構成等が考えられる。

例えば、本実施形態では、出力電圧範囲調整部１６２が負荷の状態に基づき上限値ＶＭＡＸを調整したが、これとは逆に出力電圧範囲調整部１６２が負荷の状態に基づき下限値ＶＭＩＮを調整してもよい。すなわち、本実施形態では、出力電圧範囲調整部１６２は、負荷が軽いほど上限値ＶＭＡＸを小さくしたが、負荷が軽いほど下限値ＶＭＩＮを大きくしてもよい。

出力電圧範囲調整部１６２が負荷の状態に基づき下限値ＶＭＩＮを調整する場合、出力電圧範囲調整部１６２は負荷の状態に基づかずに上限値ＶＭＡＸを調整してもよい。

また、出力電圧範囲調整部１６２が負荷の状態に基づき上限値ＶＭＡＸと下限値ＶＭＩＮの両方を調整してもよい。

１ スイッチング制御回路
２ 電流生成部
１６２ 出力電圧範囲調整部
１６３ 電流調整部
１６４、１６５ カウンタ
Ｘ 車両

Claims (12)

1. スイッチング電源装置の出力電圧が上限値まで上昇すると、前記スイッチング電源装置のスイッチング素子のスイッチング動作を休止する休止期間を開始し、前記出力電圧が下限値まで低下すると前記スイッチング動作を行うスイッチング期間を開始する間欠動作モードを有し、
   前記出力電圧が印加される負荷の状態に基づき前記上限値及び前記下限値の少なくとも一方を調整する出力電圧範囲調整部を備える、スイッチング制御回路。
2. 前記出力電圧範囲調整部は、前記スイッチング期間と前記休止期間を合わせた長さ又は前記休止期間の長さを監視する第１監視部を有し、前記第１監視部の監視結果に基づき前記上限値及び前記下限値の少なくとも一方を調整する、請求項１に記載のスイッチング制御回路。
3. 前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記上限値を小さくする、請求項１又は請求項２に記載のスイッチング制御回路。
4. 前記負荷の状態に基づかずに前記下限値を可変する可変部を備える、請求項３に記載のスイッチング制御回路。
5. 前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記下限値を大きくする、請求項１又は請求項２に記載のスイッチング制御回路。
6. 前記負荷の状態に基づかずに前記上限値を可変する可変部を備える、請求項５に記載のスイッチング制御回路。
7. 前記出力電圧範囲調整部は、前記負荷が軽いほど前記上限値を小さくし前記下限値を大きくする、請求項１又は請求項２に記載のスイッチング制御回路。
8. 電流生成部をさらに備え、
   前記電流生成部は、前記出力電圧範囲調整部が前記上限値を前記上限値の調整範囲の最小値にし前記下限値を前記下限値の調整範囲の最大値にしているときに、前記休止期間における前記出力電圧の低下を促進させるブリーダ電流を生成する、請求項１〜７のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
9. 電流調整部をさらに備え、
   前記電流調整部は、前記出力電圧が印加される負荷の状態に基づき前記ブリーダ電流の値を調整する、請求項８に記載のスイッチング制御回路。
10. 前記電流調整部は、前記スイッチング期間と前記休止期間を合わせた長さ又は前記休止期間の長さを監視する第２監視部を有し、前記第２監視部の監視結果に基づき前記ブリーダ電流の値を調整する、請求項９に記載のスイッチング制御回路。
11. スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子のスイッチングを制御する請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路と、
    を備える、スイッチング電源装置。
12. 請求項１１に記載のスイッチング電源装置と、
    前記スイッチング電源装置に電力を供給するバッテリと、
    を備える、車両。

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