JP2020145810A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数レベルの平滑回路への入力電圧を容易に生成することが可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】入力端子対と、出力端子対Ｔ３、Ｔ４と、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）のトランス３１と、入力端子対とトランスとの間に並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成されたＮ個のインバータ回路２と、出力端子対とトランスとの間に配置され、複数の整流素子４１、４２と、チョークコイルＬｃｈおよび容量素子Ｃｏｕｔを有する整流平滑回路４と、スイッチング素子の動作を制御するスイッチング駆動部５と、を備えている。駆動部は、Ｎ個のインバータ回路からＮ個のトランスに対してそれぞれ、所定のパルス電圧または所定の電圧値が印加されるようにスイッチング駆動を行うことにより、平滑回路への入力電圧を、０レベルからＮレベルまでの、連続した（Ｎ＋１）段階のレベルに設定する。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を用いて電圧変換を行うスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置の一例として種々のＤＣ−ＤＣコンバータが提案され、実用に供されている（例えば、特許文献１参照）。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは一般に、スイッチング素子を含むインバータ回路と、電力変換トランス（変圧素子）と、整流平滑回路とを備えている。

特開２０１７−５９０８号公報

ここで、例えば特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング電源装置）では、整流平滑回路内における平滑回路への入力電圧を変化させる（複数のレベルで出力させる）手法が提案されている。したがって、このような複数レベルの平滑回路への入力電圧を容易に生成することが可能な、スイッチング電源装置を提供することが望ましい。

本発明のスイッチング電源装置は、入力電圧が入力される入力端子対と、出力電圧が出力される出力端子対と、１次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有するＮ個（Ｎ：２以上の整数）のトランスと、入力端子対と１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成されたＮ個のインバータ回路と、出力端子対と２次側巻線との間に配置され、複数の整流素子を有する整流回路と、チョークコイルおよび出力端子対間に配置された容量素子を有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、Ｎ個のインバータ回路におけるスイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と、を備えたものである。上記駆動部は、Ｎ個のインバータ回路からＮ個のトランスの１次側巻線に対してそれぞれ、所定のパルス電圧または所定の電圧値が印加されるようにスイッチング駆動を行うことにより、上記平滑回路への入力電圧を、０レベルからＮレベルまでの、連続した（Ｎ＋１）段階のレベルに設定する。

本発明のスイッチング電源装置によれば、複数レベルの平滑回路への入力電圧を容易に生成することが可能となる。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 比較例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 図２に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作例を表すタイミング波形図である。 図１に示したスイッチング電源装置の動作状態例を表す回路図である。 図５に続く動作状態例を表す回路図である。 図６に続く動作状態例を表す回路図である。 図７に続く動作状態例を表す回路図である。 比較例１における平滑回路への入力電圧の複数レベル設定について説明するための回路図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例１に係るスイッチング電源装置の概略構成例を表す回路図である。 変形例における平滑回路への入力電圧の複数レベル設定について説明するためのタイミング波形図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、説明は以下の順序で行う。
１．第１の実施の形態（センタタップ型の整流平滑回路に適用した場合の例）
２．第２の実施の形態（フルブリッジ型の整流平滑回路に適用した場合の例）
３．変形例１（第２の実施の形態でインバータ回路，トランスの個数を一般化した例）
４．その他の変形例

＜１．第１の実施の形態＞
［構成］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１）の概略構成例を、回路図で表したものである。このスイッチング電源装置１は、バッテリ１０（第１のバッテリ）から供給される直流入力電圧Ｖinを直流出力電圧Ｖoutに電圧変換し、図示しない第２のバッテリに供給して負荷９を駆動する、ＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。ここで、スイッチング電源装置１における電圧変換の態様としては、アップコンバート（昇圧）およびダウンコンバート（降圧）のいずれであってもよい。なお、直流入力電圧Ｖinは、本発明における「入力電圧」の一具体例に対応し、直流出力電圧Ｖoutは、本発明における「出力電圧」の一具体例に対応している。

スイッチング電源装置１は、２つの入力端子Ｔ１，Ｔ２と、２つの出力端子Ｔ３，Ｔ４と、入力平滑コンデンサＣinと、後述する２つのインバータ回路２１，２２を含むインバータ回路２と、２つのトランス３１，３２と、整流平滑回路４と、駆動回路５とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２間には直流入力電圧Ｖinが入力され、出力端子Ｔ３，Ｔ４の間からは直流出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。なお、入力端子Ｔ１，Ｔ２は、本発明における「入力端子対」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４は、本発明における「出力端子対」の一具体例に対応している。

入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１に接続された１次側高圧ラインＬ１Ｈと、入力端子Ｔ２に接続された１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に配置されている。具体的には、後述するインバータ回路２と入力端子Ｔ１，Ｔ２との間の位置において、入力平滑コンデンサＣinの第１端が１次側高圧ラインＬ１Ｈに接続されると共に、入力平滑コンデンサＣinの第２端が１次側低圧ラインＬ１Ｌに接続されている。この入力平滑コンデンサＣinは、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された直流入力電圧Ｖinを平滑化するためのコンデンサである。なお、図１に示した回路構成例では、後述するインバータ回路２内の２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２もそれぞれ、入力平滑コンデンサとして機能することから、この入力平滑コンデンサＣinを設けないようにしてもよい。

（インバータ回路２）
インバータ回路２は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、後述するトランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１との間に、配置されている。このインバータ回路２は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを有している。また、インバータ回路２は、４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含むインバータ回路２１と、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２および２つのコンデンサＣ５１，Ｃ５２を含むインバータ回路２２と、を有している。つまり、インバータ回路２１は、４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含むフルブリッジ回路により構成され、インバータ回路２２は、２個のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と２個のコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを含む、ハーフブリッジ回路により構成されている。このような２つのインバータ回路２１，２２は、上記した入力端子Ｔ１，Ｔ２と１次側巻線３１１，３２１との間において、互いに並列配置されている。

インバータ回路２１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士が、接続点Ｐ１において互いに接続され、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の第１端同士が、接続点Ｐ２において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の第２端同士が、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上において互いに接続され、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の第２端同士が、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上において互いに接続されている。このような構成によりインバータ回路２１では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従って各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン・オフ動作を行うことで、以下のようになる。すなわち、入力端子Ｔ１，Ｔ２間に印加される直流入力電圧Ｖinを交流電圧（電圧Ｖａ）に変換して、トランス３１（１次側巻線３１１）へと出力するようになっている。

インバータ回路２２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の第１端同士が、接続点Ｐ１において互いに接続され、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の第１端同士が、接続点Ｐ３において互いに接続されている。また、スイッチング素子Ｓ１およびコンデンサＣ５１の第２端同士が、１次側高圧ラインＬ１Ｈ上において互いに接続され、スイッチング素子Ｓ２およびコンデンサＣ５２の第２端同士が、１次側低圧ラインＬ１Ｌ上において互いに接続されている。なお、接続点Ｐ１，Ｐ３間には、後述するトランス３１の１次側巻線３１１が挿入配置されている。このような構成によりインバータ回路２２では、後述する駆動回路５から供給される駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２に従って各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン・オフ動作を行うことで、以下のようになる。すなわち、直流入力電圧Ｖinを交流電圧（電圧Ｖｂ）に変換して、トランス３２（１次側巻線３２１）へ出力するようになっている。

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳ―ＦＥＴを用いた場合には、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に並列接続されるコンデンサおよびダイオード（図示せず）をそれぞれ、このＭＯＳ―ＦＥＴの寄生容量または寄生ダイオードから構成することが可能である。また、このようなコンデンサをそれぞれ、ダイオードの接合容量で構成することも可能である。このように構成した場合、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とは別個にコンデンサやダイオードを設ける必要がなくなり、インバータ回路２１，２２の回路構成を簡素化することが可能となる。

（トランス３１，３２）
トランス３１は、１次側巻線３１１および２次側巻線３１２を有しており、２次側巻線３１２は、２つの２次側巻線３１２ａ，３１２ｂにより構成されている。１次側巻線３１１は、第１端が接続点Ｐ１に接続され、第２端が接続点Ｐ２に接続されている。２次側巻線３１２ａでは、第１端が、トランス３２における後述する２次側巻線３２２ａの第１端に接続され、第２端が、整流平滑回路４内における後述する整流ダイオード４１のカソードに接続されている。また、２次側巻線３１２ｂでは、第１端が、トランス３２における後述する２次側巻線３２２ｂの第１端に接続され、第２端が、整流平滑回路４内における後述する接続点Ｐ４に接続されている。このトランス３１は、インバータ回路２１によって生成された交流電圧（トランス３１の１次側巻線３１１に入力される電圧Ｖａ）を電圧変換し、２次側巻線３１２（３１２ａ，３１２ｂ）の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いは、１次側巻線３１１と２次側巻線３１２（３１２ａ，３１２ｂ）との巻数比によって定まる。

トランス３２は、１次側巻線３２１および２次側巻線３２２を有しており、２次側巻線３２２は、２つの２次側巻線３２２ａ，３２２ｂにより構成されている。１次側巻線３２１では、第１端が接続点Ｐ１に接続され、第２端が接続点Ｐ３に接続されている。２次側巻線３２２ａでは、第１端が、上記した２次側巻線３１２ａの第１端に接続され、第２端が、整流平滑回路４内における上記した接続点Ｐ４に接続されている。また、２次側巻線３２２ｂでは、第１端が、上記した２次側巻線３１２ｂの第１端に接続され、第２端が、整流平滑回路４内における後述する整流ダイオード４２のカソードに接続されている。このトランス３２は、インバータ回路２２によって生成された交流電圧（トランス３２の１次側巻線３２１に入力される電圧Ｖｂ）を電圧変換し、２次側巻線３２２（３２２ａ，３２２ｂ）の端部から交流電圧を出力するようになっている。なお、この場合の電圧変換の度合いも、１次側巻線３２１と２次側巻線３２２（３２２ａ，３２２ｂ）との巻数比によって定まる。

ここで、トランス３１は、本発明における「一のトランス」の一具体例に対応し、トランス３２は、本発明における「他のトランス」の一具体例に対応している。また、１次側巻線３１１は、本発明における「第１の１次側巻線」の一具体例に対応し、１次側巻線３２１は、本発明における「第２の１次側巻線」の一具体例に対応している。

（整流平滑回路４）
整流平滑回路４は、トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１と、出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されている。この整流平滑回路４は、２個の整流ダイオード４１，４２と、１個のチョークコイルＬｃｈと、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有しており、いわゆる「センタタップ型」の整流平滑回路となっている。なお、整流ダイオード４１，４２はそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応し、出力平滑コンデンサＣoutは、本発明における「容量素子」の一具体例に対応している。

この整流平滑回路４では、前述した２次側巻線３１２ｂ，３２２ａの第２端同士の接続点（接続点Ｐ４）が、チョークコイルＬｃｈを介して、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐ６に接続されている。また、この出力ラインＬＯは出力端子Ｔ３に接続されているとともに、出力端子Ｔ４は接地ラインＬＧに接続されている。そして、これらの出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間（出力端子Ｔ３，Ｔ４の間）には、出力平滑コンデンサＣoutが接続されている。

整流平滑回路４ではまた、整流ダイオード４１，４２のアノード同士がそれぞれ、接地（グランド）に接続されている。そして、整流ダイオード４１のカソードは、２次側巻線３１２ａの第２端に接続され、整流ダイオード４２のカソードは、２次側巻線３２２ｂの第２端に接続されている。

このような構成の整流平滑回路４では、整流ダイオード４１，４２により構成される整流回路において、トランス３１，３２から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutにより構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。なお、このようにして生成された直流出力電圧Ｖoutは、出力端子Ｔ３，Ｔ４から前述した第２のバッテリ（図示せず）に出力され、給電されるようになっている。

（駆動回路５）
駆動回路５は、インバータ回路２１，２２内のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の動作をそれぞれ制御する、スイッチング駆動を行う回路である。具体的には、駆動回路５は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してそれぞれ駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４を供給することで、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン・オフ動作を制御するようになっている。

ここで、このような駆動回路５は、例えば、２個のインバータ回路２１，２２同士が位相差を持って動作するように、スイッチング駆動を行う。換言すると、この駆動回路５は、例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対してスイッチング位相制御を行い、上記位相差を適切に設定することで、直流出力電圧Ｖoutを安定化させるようになっている。あるいは、この駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２（４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４）に対して、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行うようにしてもよい。

駆動回路５によって、このようなスイッチング駆動が行われることで、スイッチング電源装置１における整流平滑回路４内の平滑回路への入力電圧（後述する電圧Ｖｄ）が、複数レベル（複数段階）に設定されるようになっている（マルチレベル出力）。具体的には、詳細は後述するが、駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２から、２個のトランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１に対してそれぞれ、後述する所定のパルス電圧または所定の電圧値が印加されるようにスイッチング駆動を行う。これにより詳細は後述するが、上記した電圧Ｖｄが、０レベル（後述する電圧Ｖ０）から２レベル（後述する電圧Ｖ２）までの、連続した３段階のレベルに設定されるようになっている。

なお、このような駆動回路５は、本発明における「駆動部」の一具体例に対応している。

［動作および作用・効果］
（Ａ．基本動作）
このスイッチング電源装置１では、インバータ回路２（２１，２２）において、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される直流入力電圧Ｖinがスイッチングされることで、交流電圧（電圧Ｖａ，Ｖｂ）が生成される。この交流電圧は、トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１へ供給される。そして、トランス３１，３２では、この交流電圧が変圧されることで、２次側巻線３１２，３２２から変圧された交流電圧が出力される。

整流平滑回路４では、トランス３１，３２から出力された交流電圧（変圧された交流電圧）が、整流ダイオード４１，４２によって整流された後、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutによって平滑化される。これにより、出力端子Ｔ３，Ｔ４から直流出力電圧Ｖoutが出力される。そして、この直流出力電圧Ｖoutは、図示しない第２のバッテリに給電されて、その充電に供されるとともに、負荷９が駆動される。

（Ｂ．詳細動作）
続いて、図１に加えて図２〜図９を参照して、スイッチング電源装置１の詳細動作について、比較例１（図２，図３，図９）と比較しつつ説明する。

（Ｂ−１．比較例１の構成）
図２は、比較例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１００）の概略構成例を、回路図で表したものである。この比較例１のスイッチング電源装置１００は、図１に示した本実施の形態のスイッチング電源装置１において、インバータ回路２および整流平滑回路４の代わりにそれぞれ、インバータ回路１０２および整流平滑回路１０４を設けるようにしたものに対応しており、他の構成は基本的に同様となっている。

インバータ回路２は、前述した２つのインバータ回路２１，２２を有しているのに対し、インバータ回路１０２は、２つのインバータ回路１０１，２２を有している。つまり、このインバータ回路１０２は、インバータ回路２に含まれるインバータ回路２１を、インバータ回路１０１に変更したものとなっている。インバータ回路２１（図１参照）では、接続点Ｐ１，Ｐ２間に１次側巻線３１１が挿入配置された回路構成となっていたのに対し、インバータ回路１０１（図２参照）では、接続点Ｐ２，Ｐ３間に１次側巻線３１１が挿入配置された回路構成となっている。これによりインバータ回路１０１は、２個のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と２個のコンデンサＣ５１，Ｃ５２とを含む、ハーフブリッジ回路となっている。

また、整流平滑回路１０４は、前述したセンタタップ型の整流平滑回路４とは異なり、以下説明する複数本（この例では３本）のアームを有する、整流平滑回路となっている。この整流平滑回路１０４は、６個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２と、１個のチョークコイルＬｃｈと、１個の出力平滑コンデンサＣoutとを有している。

この整流平滑回路１０４では、同じ向きで互いに直列配置された２個ずつの整流ダイオードによって、３本のアームが形成されている。具体的には、整流ダイオード４１１，４１２によって第１のアームが形成され、整流ダイオード４２１，４２２によって第２のアームが形成され、整流ダイオード４３１，４３２によって第３のアームが形成されている。また、これら第１〜第３のアームは、出力端子Ｔ３，Ｔ４間において互いに並列配置されている。具体的には、第１〜第３のアームの第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）が、チョークコイルＬｃｈおよび出力ラインＬＯを介して出力端子Ｔ３に接続され、第１〜第３のアームの第２端同士の接続点が、出力端子Ｔ４から延伸する接地ラインＬＧに接続されている。

第１のアームでは、整流ダイオード４１１，４１２のカソードがそれぞれ、この第１のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４１１，４１２のアノードがそれぞれ、この第１のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４１１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとが接続点Ｐ７において互いに接続され、整流ダイオード４１２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

同様に、第２のアームでは、整流ダイオード４２１，４２２のカソードがそれぞれ、この第２のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４２１，４２２のアノードがそれぞれ、この第２のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４２１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとが接続点Ｐ８において互いに接続され、整流ダイオード４２２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

同様に、第３のアームでは、整流ダイオード４３１，４３２のカソードがそれぞれ、この第３のアームの上記第１端側に配置されていると共に、整流ダイオード４３１，４３２のアノードがそれぞれ、この第３のアームの上記第２端側に配置されている。具体的には、整流ダイオード４３１のカソードが接続点Ｐｘに接続され、整流ダイオード４３１のアノードと整流ダイオード４３２のカソードとが接続点Ｐ９において互いに接続され、整流ダイオード４３２のアノードが接地ラインＬＧに接続されている。

また、これら第１〜第３のアームのうちの互いに隣接するアーム同士の間にはそれぞれ、トランス３１，３２における２次側巻線３１２，３２２が、個別にＨブリッジ接続されている。具体的には、互いに隣接する第１のアームと第２のアームとの間に、トランス３１の２次側巻線３１２がＨブリッジ接続されている。また、互いに隣接する第２のアームと第３のアームとの間に、トランス３２の２次側巻線３２２がＨブリッジ接続されている。より具体的には、第１のアーム上の接続点Ｐ７と第２のアーム上の接続点Ｐ８との間に、２次側巻線３１２が挿入配置されていると共に、第２のアーム上の接続点Ｐ８と第３のアーム上の接続点Ｐ９との間に、２次側巻線３２２が挿入配置されている。

このような第１〜第３のアームと出力平滑コンデンサＣoutとの間には、チョークコイルＬｃｈが配置されている。具体的には、これら第１〜第３のアームにおける上記第１端同士の接続点（接続点Ｐｘ）と、出力平滑コンデンサＣoutの第１端との間には、出力ラインＬＯを介してチョークコイルＬｃｈが挿入配置されている。また、第１〜第３のアームにおける上記第２端同士の接続点は、接地ラインＬＧ上において、出力平滑コンデンサＣoutの第２端に接続されている。

このような構成の整流平滑回路１０４では、整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２により構成される整流回路において、トランス３１，３２から出力される交流電圧を整流して出力するようになっている。また、チョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutにより構成される平滑回路において、上記整流回路によって整流された電圧を平滑化することで、直流出力電圧Ｖoutを生成するようになっている。

ここで、図３，図４はそれぞれ、このような比較例１のスイッチング電源装置１００および実施の形態のスイッチング電源装置１における各部の電圧波形を、タイミング波形図で表したものである。なお、これらの図３，図４に示した各電圧波形は、前述したスイッチング位相制御およびＰＭＷ制御のうち、スイッチング位相制御が各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対して行われた場合の例について、示している。

これらの図３，図４において、図３（Ａ），図４（Ａ）は、前述した駆動信号ＳＧ１，ＳＧ２の各電圧波形を示し、図３（Ｂ），図４（Ｂ）は、前述した駆動信号ＳＧ３，ＳＧ４の各電圧波形を示している。なお、各駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ２がＨ（ハイ）状態を示す期間において、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン（ＯＮ）状態となり、Ｌ（ロー）状態を示す期間において、オフ（ＯＦＦ）状態となるものとし、以下同様である。また、図３（Ｃ），図４（Ｃ）は、前述した１次側巻線３１１に印加される交流電圧（電圧Ｖａ）の電圧波形を示し、図３（Ｄ），図４（Ｄ）は、前述した１次側巻線３２１に印加される交流電圧（電圧Ｖｂ）の電圧波形を示している。図３（Ｅ），図４（Ｅ）は、チョークコイルＬｃｈの手前の地点での電圧Ｖｄ（図１，図２参照）を示している。なお、図３，図４における横軸は、時間ｔを示しており、各電圧の方向は、図１，図２中において矢印で示した方向を正方向としている。

また、図５〜図８はそれぞれ、図４中に示した各タイミング（タイミングｔ０〜ｔ４）の間におけるスイッチング電源装置１の動作状態を、回路図で模式的に表したものである。具体的には、図５は、タイミングｔ０〜ｔ１の期間における動作状態を示し、図６は、タイミングｔ１〜ｔ２の期間における動作状態を示し、図７は、タイミングｔ２〜ｔ３の期間における動作状態を示し、図８は、タイミングｔ３〜ｔ４（＝ｔ０）の期間における動作状態を示している。

ここで、図４に示した本実施の形態での動作例は、タイミングｔ０〜ｔ２（前半の半周期分）の動作例と、タイミングｔ２〜ｔ４（後半の半周期分）の動作例とを合わせて、１周期分の動作例となっている。同様に、図３に示した比較例１での動作例も、タイミングｔ１００〜ｔ１０２（前半の半周期分）の動作例と、タイミングｔ１０２〜ｔ１０４（＝ｔ１００）（後半の半周期分）の動作例とを合わせて、１周期分の動作例となっている。なお、タイミングｔ１００〜ｔ１０４はそれぞれ、タイミングｔ０〜ｔ４に相当するタイミングとなっている（図３，図４参照）。

（Ｂ−２．本実施の形態の詳細動作）
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動信号ＳＧ１〜ＳＧ４（図４（Ａ），（Ｂ））についてみると、以下のようになっている。すなわち、これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、スイッチング動作のいかなる状態においても、直流入力電圧Ｖinが印加された入力端子Ｔ１，Ｔ２が電気的に短絡されない組み合わせおよびタイミングで駆動される。具体的には、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４同士は、同時にオンとなることはなく、また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２同士も、同時にオンとなることはない。これらが同時にオンとなるのを回避するためにとられる時間的間隔は、「デッドタイム」と称される。また、２個のインバータ回路２１，２２同士は（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４とは）、例えば図４中に示したように、所定の位相差を持って動作する。つまり、駆動回路５は、これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対し、前述したようにスイッチング位相制御を行うようになっている。

（タイミングｔ０〜ｔ１の期間）
まず、図５に示したタイミングｔ０〜ｔ１の期間では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態となっている（図４（Ａ），（Ｂ）参照）。ちなみに、比較例１では、対応するタイミングｔ１００〜ｔ１０１の期間において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオン状態となると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフ状態となる（図３（Ａ），（Ｂ）参照）。

この際に、トランス３１，３２の１次側（インバータ回路２１，２２）では、以下のような電流Ｉ１が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３１１およびスイッチング素子Ｓ４をそれぞれ、この順に経由して流れるとともに、スイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３２１およびコンデンサＣ５２をそれぞれ、この順に経由して流れる。

一方、トランス３１，３２の２次側（整流平滑回路４）では、以下のような電流Ｉ２ｂが流れる。すなわち、整流ダイオード４２、２次側巻線３２２ｂ，３１２ｂおよびチョークコイルＬｃｈをそれぞれ、この順に経由する電流Ｉ２ｂが流れる。

（タイミングｔ１〜ｔ２の期間）
次に、図６に示したタイミングｔ１〜ｔ２の期間では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフ状態となっている（図４（Ａ），（Ｂ）参照）。ちなみに、比較例１では、対応するタイミングｔ１０１〜ｔ１０２の期間において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態となると共に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフ状態となる（図３（Ａ），（Ｂ）参照）。

この際に、トランス３１，３２の１次側では、以下のような電流Ｉ１が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｓ３、１次側巻線３１１、１次側巻線３２１およびコンデンサＣ５２をそれぞれ、この順に経由して流れる。また、スイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３２１およびコンデンサＣ５２をそれぞれ、この順に経由して流れる。

一方、トランス３１，３２の２次側では、上記したタイミングｔ１〜ｔ２の期間と同様に、前述した電流Ｉ２ｂが流れる。すなわち、整流ダイオード４２、２次側巻線３２２ｂ，３１２ｂおよびチョークコイルＬｃｈをそれぞれ、この順に経由する電流Ｉ２ｂが流れる。

（タイミングｔ２〜ｔ３の期間）
続いて、図７に示したタイミングｔ２〜ｔ３の期間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となっている（図４（Ａ），（Ｂ）参照）。ちなみに、比較例１では、対応するタイミングｔ１０２〜ｔ１０３の期間において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオン状態となると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフ状態となる（図３（Ａ），（Ｂ）参照）。

この際に、トランス３１，３２の１次側では、以下のような電流Ｉ１が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｓ３、１次側巻線３１１およびスイッチング素子Ｓ２をそれぞれ、この順に経由して流れるとともに、このスイッチング素子Ｓ２から１次側巻線３２１をそれぞれ、この順に経由して流れる。

一方、トランス３１，３２の２次側では、以下のような電流Ｉ２ａが流れる。すなわち、整流ダイオード４１、２次側巻線３１２ａ，３２２ａおよびチョークコイルＬｃｈをそれぞれ、この順に経由する電流Ｉ２ａが流れる。

（タイミングｔ３〜ｔ４の期間）
次に、図８に示したタイミングｔ３〜ｔ４の期間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオン状態になっていると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオフ状態となっている（図４（Ａ），（Ｂ）参照）。ちなみに、比較例１では、対応するタイミングｔ１０３〜ｔ１０４の期間において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態となると共に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態となる（図３（Ａ），（Ｂ）参照）。

この際に、トランス３１，３２の１次側では、以下のような電流Ｉ１が流れる。すなわち、コンデンサＣ５１、１次側巻線３２１およびスイッチング素子Ｓ２をそれぞれ、この順に経由して流れるとともに、１次側巻線３１１およびスイッチング素子Ｓ４をそれぞれ、この順に経由して流れる。

一方、トランス３１，３２の２次側では、上記したタイミングｔ２〜ｔ３の期間と同様に、前述した電流Ｉ２ａが流れる。すなわち、整流ダイオード４１、２次側巻線３１２ａ，３２２ａおよびチョークコイルＬｃｈをそれぞれ、この順に経由する電流Ｉ２ａが流れる。

以上で、図４〜図８に示した一連の動作（タイミングｔ０〜ｔ４の各期間での動作）の説明が、終了となる。

（Ｃ．作用・効果）
このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置１では、図１に示した回路構成となっていると共に、図４〜図８に示した動作がなされることで、例えば前述した比較例１（図２，図３）の場合と比べ、以下の作用・効果が得られる。

（Ｃ−１．比較例１の動作）
すなわち、まず、この比較例１のスイッチング電源装置１００では、図２に示した回路構成となっていると共に、図３に示した動作がなされることで、前述した電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）の大きさが制御され、複数レベルに設定されるようになっている。ちなみに、この比較例１では後述する本実施の形態と同様に、電圧Ｖｄが３段階のレベル（３レベル）に設定されている（図３（Ｅ）中に示した、電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２の３レベルを参照）。

具体的には、比較例１における駆動回路５は、２個のインバータ回路２１，２２同士が所定の位相差を持って動作するように、スイッチング駆動を行う。そして、この際に駆動回路５は、２個のトランス３１，３２に含まれる２次側巻線３１２，３２２同士の接続状態が切り替わる（所定の時比率にて切り替わる）ようにスイッチング駆動を行うことで、直流出力電圧Ｖoutの大きさを制御する。

ここで、図９（Ａ）〜図９（Ｃ）に示した模式図を参照して、比較例１での上記した接続状態の切り替わりによる直流出力電圧Ｖoutの制御について、詳細に説明する。

この比較例１における駆動回路５は、２次側巻線３１２，３２２同士の接続状態が、２並列接続状態（図９（Ｂ）参照）と２直列接続状態（図９（Ｃ）参照）との間で切り替わるように、各インバータ回路２１，２２に対するスイッチング駆動を行う。換言すると、２つのトランス３１，３２の出力同士が同一位相のときと反対位相のときとで、このような２並列接続状態あるいは２直列接続状態を切り替えていることになる。

なお、２並列接続状態では、図９（Ｂ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｐ１，Ｉ２ｐ２が互いに並列的に流れる。具体的には、図９（Ａ）に示した整流平滑回路１０４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ１は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。同様に、実線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４３２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４２１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｐ２は、整流ダイオード４２２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。

一方、２直列接続状態では、図９（Ｃ）中に示したように、２次側巻線３１２，３２２にはそれぞれ、実線または破線にて示した組合せの方向にて、電流Ｉ２ｓが直列的に流れる。具体的には、図９（Ａ）に示した整流平滑回路１０４の構成を参照すると、実線で示した電流Ｉ２ｓは、整流ダイオード４１２、２次側巻線３１２、２次側巻線３２２および整流ダイオード４３１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。また、破線で示した電流Ｉ２ｓは、整流ダイオード４３２、２次側巻線３２２、２次側巻線３１２および整流ダイオード４１１をそれぞれ、この順序で経由するように流れる。

このようにして、比較例１のスイッチング電源装置１００では、２個のトランス３１，３２に含まれる２次側巻線３１２，３２２同士の接続状態を切り替えることで、前述した電圧Ｖｄの大きさが制御され、複数レベル（３レベル）に設定されることになる。

（Ｃ−２．本実施の形態の作用・効果）
これに対して本実施の形態のスイッチング電源装置１では、まず、インバータ回路２において、インバータ回路２１が前述した回路構成のフルブリッジ回路であり、インバータ回路２２が前述した回路構成のハーフブリッジ回路となっている。そして、本実施の形態における駆動回路５は、このようなインバータ回路２（２１，２２）から各トランス３１，３２の１次側巻線３１１，３２１に対して、以下のような電圧が印加されるように、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対するスイッチング駆動を行う。

具体的には、トランス３１の１次側巻線３１１に対しては、所定のパルス電圧（電圧Ｖａが示すパルス電圧：図４（Ｃ）参照）が、インバータ回路２から印加される。一方、トランス３２の１次側巻線３２１に対しては、所定の電圧値（電圧Ｖｂが示す電圧値：図４（Ｄ）参照）が、インバータ回路２から印加される。

このような回路構成および動作（スイッチング駆動）により、本実施の形態のスイッチング電源装置１では、前述した電圧Ｖｄが、連続した複数段階のレベルに設定される（マルチレベル出力）。具体的には、本実施の形態では、電圧Ｖｄが、０レベル（図４（Ｅ）中に示した電圧Ｖ０）から１レベル（同図中の電圧Ｖ１）、２レベル（同図中の電圧Ｖ２）までの、連続した３段階のレベル（電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２の３レベル）に設定される。

ここで、前述した比較例１のスイッチング電源装置１００（図２，図３，図９参照）では、電圧Ｖｄを上記した３段階のレベルに設定するうえで、整流平滑回路１０４が、前述した３本のアームと、６個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２，４３１，４３２とを含む、回路構成となっている。つまり、この比較例１の整流平滑回路１０４には、そのような６個の整流ダイオードが含まれており、インバータ回路およびトランスの個数をそれぞれＮ個（Ｎ：２以上の整数）に一般化すると、［（Ｎ＋１）×２］個の整流ダイオードが含まれることになる。したがって、この比較例１のスイッチング電源装置１００では、部品コストが増大したり、装置が大型化したりする結果、複数レベルの電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）の生成が、困難となってしまうおそれがある。

これに対して本実施の形態のスイッチング電源装置１では、電圧Ｖｄを上記した連続した３段階のレベルに設定するうえで、駆動回路５によって以下のようなスイッチング駆動が行われる。すなわち、インバータ回路２（２１，２２）から各トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１に対し、上記した所定のパルス電圧または所定の電圧値が印加されるように、スイッチング駆動が行われる。このように、スイッチング電源装置１では、上記したスイッチング電源装置１００（整流平滑回路１０４）とは異なり、整流平滑回路４自体としては、前述した一般的なセンタタップ型の整流平滑回路が用いられており、２個の整流ダイオード４１，４２のみで済むことになる。つまり、本実施の形態では、上記比較例１の場合と比べ、整流平滑回路４に含まれる整流ダイオードの個数が（６個から２個に）削減されていることから、部品コストが抑えられたり、装置の小型化が図られたりすることになる。

以上のようにして本実施の形態では、スイッチング電源装置１が図１に示した回路構成となっていると共に、図４〜図８に示した動作がなされるようにしたので、例えば比較例１の場合と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）を生成する際に、部品コストの抑制や装置の小型化を図ることができる。その結果、本実施の形態では比較例１等と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄを、容易に生成することが可能となる。

また、本実施の形態では、整流ダイオード４１が２次側巻線３１２と接地との間に配置されているとともに、整流ダイオード４２が２次側巻線３２２と接地との間に配置されている（ローサイド配置：図１参照）ようにしたので、例えば以下のような効果も得ることが可能となる。すなわち、整流平滑回路４内における全ての整流ダイオード４１，４２をローサイド配置としたことで、例えば、そのようなローサイド配置となっていない場合（ハイサイド配置とした場合）と比べ、いわゆる同期整流に好適な回路構成とすることができる。その結果、本実施の形態では、例えばそのようなハイサイド配置とした場合と比べ、スイッチング電源装置１における低電圧化や大電流化などを、容易に実現することが可能となる。

＜３．第２の実施の形態＞
続いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。なお、以下では、第１の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［構成］
図１０は、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ａ）の概略構成例を、回路図で表したものである。

本実施の形態のスイッチング電源装置１Ａは、第１の実施の形態のスイッチング電源装置１（図１参照）において、以下のようにしたものとなっている。すなわち、このスイッチング電源装置１Ａは、整流平滑回路４の代わりに整流平滑回路４Ａを設けるようにしたものに対応しており、他の構成は同様となっている。

（整流平滑回路４Ａ）
整流平滑回路４Ａは、整流平滑回路４（図１参照）において、２個の整流ダイオード４１，４２の代わりに、４個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２を設けるようにしたものに対応している。また、この整流平滑回路４Ａは、前述した「センタタップ型」の整流平滑回路４とは異なり、いわゆる「フルブリッジ型」の整流平滑回路となっている。なお、整流平滑回路４ＡにおけるチョークコイルＬｃｈおよび出力平滑コンデンサＣoutの配置位置はそれぞれ、整流平滑回路４における配置位置と同じであるため、説明を省略する。

ここで、上記した整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２はそれぞれ、本発明における「整流素子」の一具体例に対応している。

この整流平滑回路４Ａでは、整流ダイオード４１２，４２２のアノードがともに、接地に接続されており、整流ダイオード４１１，４２１のカソードがともに、出力ラインＬＯ上の接続点Ｐｘに接続されている。また、整流ダイオード４１１のアノードと整流ダイオード４１２のカソードとがともに、接続点Ｐ５１に接続され、整流ダイオード４２１のアノードと整流ダイオード４２２のカソードとがともに、接続点Ｐ５２に接続されている。

なお、２次側巻線３１２の第１端は、２次側巻線３２２の第１端に接続され、２次側巻線３１２の第２端は、２次側ラインＬ２１を介して上記した接続点Ｐ５１に接続され、２次側巻線３２２の第２端は、２次側ラインＬ２２を介して上記した接続点Ｐ５２に接続されている。つまり、これらの２次側巻線３１２，３２２は、接続点Ｐ５１，Ｐ５２間において、互いに直列接続されている。

［動作および作用・効果］
本実施の形態のスイッチング電源装置１Ａにおいても、基本的には、第１の実施の形態のスイッチング電源装置１と同様にして、直流入力電圧Ｖinが電圧変換され、直流出力電圧Ｖoutが生成される。

また、このスイッチング電源装置１Ａにおいても、スイッチング電源装置１と同様にして、前述した電圧Ｖｄが、連続した複数段階のレベルに設定される（マルチレベル出力）。具体的には、本実施の形態においても第１の実施の形態と同様に、電圧Ｖｄが、０レベル（電圧Ｖ０）から１レベル（電圧Ｖ１）、２レベル（電圧Ｖ２）までの、連続した３段階のレベル（電圧Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２の３レベル）に設定される。

更に、このスイッチング電源装置１Ａにおいても、スイッチング電源装置１と同様に、電圧Ｖｄを上記した３段階のレベルに設定するうえで、駆動回路５によって以下のようなスイッチング駆動が行われる。すなわち、インバータ回路２（２１，２２）から各トランス３１，３２における１次側巻線３１１，３２１に対し、前述した所定のパルス電圧（電圧Ｖａが示すパルス電圧）または所定の電圧値（電圧Ｖｂが示す電圧値）が印加されるように、スイッチング駆動が行われる。

このように、スイッチング電源装置１Ａにおいても、整流平滑回路４Ａ自体としては、上記した一般的なフルブリッジ型の整流平滑回路が用いられており、４個の整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２のみで済むことになる。つまり、本実施の形態では、前述した比較例１の場合と比べ、整流平滑回路４Ａに含まれる整流ダイオードの個数が（６個から４個に）削減されていることから、部品コストが抑えられたり、装置の小型化が図られたりすることになる。

以上のように本実施の形態においても、例えば前述した比較例１の場合と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）を生成する際に、部品コストの抑制や装置の小型化を図ることができる。その結果、本実施の形態においても比較例１等と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄを、容易に生成することが可能となる。

＜３．変形例１＞
続いて、上記した第２の実施の形態の変形例（変形例１）について説明する。なお、以下では、第１，第２の実施の形態における構成要素と同一のものには同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

［構成］
図１１は、変形例１に係るスイッチング電源装置（スイッチング電源装置１Ｂ）の概略構成例を、回路図で表したものである。この変形例１のスイッチング電源装置１Ｂは、第２の実施の形態のスイッチング電源装置１Ａにおいて、以下説明するように、インバータ回路およびトランスの個数をそれぞれ、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）の場合に一般化して適用したものとなっており、他の構成は同様となっている。つまり、上記第２の実施の形態等で説明したＮ＝２の場合だけでなく、Ｎ＝３以上の任意の数の場合について、第２の実施の形態で説明した、フルブリッジ型の整流平滑回路４Ａが用いられている。言い換えると、この整流平滑回路４Ａでは、そのようなＮの値（インバータ回路およびトランスの個数）によらず、常に、整流ダイオードの個数が４個（整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２）となっている。

具体的には、本変形例のスイッチング電源装置１Ｂは、第２の実施の形態のスイッチング電源装置１Ａ（図１０参照）において、以下のようにしたものとなっている。すなわち、インバータ回路２（２１，２２）の代わりにインバータ回路２Ｂ（２１，２２，…，２ｎ）を設けると共に、２個のトランス３１，３２の代わりにＮ個のトランス（トランス３１，３２，…３ｎ）を設けるようにしたものに対応しており、他の構成は同様となっている。なお、上記したインバータ回路２ｎおよびトランス３ｎにおける「ｎ」は、上記したＮの値に対応しており、２以上の任意の整数を表している。

インバータ回路２Ｂでは、インバータ回路２１が前述したフルブリッジ回路となっているとともに、インバータ回路２２〜２ｎがそれぞれ、前述したハーフブリッジ回路となっている。

上記したＮ個のトランス３１，３２，…，３ｎでは、１次側巻線３１１，３２１，…３ｎ１がそれぞれ、第２の実施の形態と同様にして、Ｎ個のインバータ回路２１，２２，…２ｎに対して個別に接続されている。また、２次側巻線３１２，３２２，…３ｎ２はそれぞれ、第２の実施の形態と同様に、整流平滑回路４Ａ内の接続点Ｐ５１，Ｐ５２間において、互いに直列接続されている。

［動作および作用・効果］
本変形例のスイッチング電源装置１Ｂにおいても、基本的には、第１，第２の実施の形態のスイッチング電源装置１，１Ａと同様にして、直流入力電圧Ｖinが電圧変換され、直流出力電圧Ｖoutが生成される。また、このスイッチング電源装置１Ｂにおいても、スイッチング電源装置１，１Ａと同様にして、前述したＶｄが、連続した複数段階のレベルに設定される（マルチレベル出力）。

図１２は、本変形例における、このような電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）の複数レベル設定について説明するためのタイミング波形図である。なお、この図１２に示した各電圧波形は、前述したスイッチング位相制御およびＰＭＷ制御のうち、スイッチング位相制御が行われた場合の例について、示している。

この図１２では、前述した図３，図４と基本的には同様に、図１２（Ａ）〜図１２（Ｄ）がそれぞれ、前述した１次側巻線３１１，３２１，３３１，３ｎ１に印加される各交流電圧（電圧Ｖ１１，Ｖ１２，Ｖ１３，Ｖ１ｎ）の電圧波形を示している。また、図１２（Ｅ）は、チョークコイルＬｃｈの手前の地点（接続点Ｐｘ）での電圧Ｖｄ（図１１参照）を示している。なお、この図１２における横軸は、時間ｔを示しており、各電圧の方向は、図１１中において矢印で示した方向を正方向としている。

ここで、本変形例では、上記したマルチレベル出力の際に、電圧Ｖｄが、具体的には以下のように設定される（図１２（Ｅ）参照）。すなわち、電圧Ｖｄが、０レベル（電圧Ｖ０）から１レベル（電圧Ｖ１）、…，（ｎ−１）レベル（電圧Ｖ（ｎ−１）），ｎレベル（電圧Ｖｎ）までの、連続した（Ｎ＋１）段階のレベル（電圧Ｖ０，Ｖ１，…，Ｖ（ｎ−１），Ｖｎの（Ｎ＋１）レベル）に設定される。

この際に、本変形例の駆動回路５は、Ｎ個のトランス３１〜３ｎのうちの、一のトランスにおける１次側巻線（第１の１次側巻線）に対して、所定のパルス電圧が印加されると共に、そのような一のトランス以外の他のトランスにおける１次側巻線（第２の１次側巻線）に対して、所定の電圧値が印加されるように、スイッチング駆動を行う。

具体的には、図１２中の左から１番目のケース（Ｖｄ（max）＝Ｖｎの場合）では、トランス３１の１次側巻線３１１に対して、電圧Ｖ１１で示される所定のパルス電圧が印加される。一方、残りの他のトランス（トランス３２〜３ｎ）の１次側巻線３１１〜３ｎ１に対してそれぞれ、電圧Ｖ１２〜Ｖ１ｎで示される所定の電圧値（この例では直流入力電圧Ｖinに相当するＨ状態の電圧値）が印加される。そしてこの場合、図１２（Ｅ）に示したように、電圧Ｖｄが、電圧Ｖｎ，Ｖ（ｎ−１）または０Ｖの値を示すことになる。

また、図１２中の左から２番目のケース（Ｖｄ（max）＝Ｖ（ｎ−１）の場合）では、トランス３２の１次側巻線３２１に対して、電圧Ｖ１２で示される所定のパルス電圧が印加される。一方、残りの他のトランス（トランス３１，３３〜３ｎ）の１次側巻線３１１，３３１〜３ｎ１に対してそれぞれ、電圧Ｖ１１，Ｖ１３〜Ｖ１ｎで示される所定の電圧値が印加される。詳細には、この例では、１次側巻線３１１に対しては、０Ｖに相当する電圧値が印加され、１次側巻線３３１〜３ｎ１に対しては、直流入力電圧Ｖinに相当するＨ状態の電圧値が印加される。そしてこの場合、図１２（Ｅ）に示したように、電圧Ｖｄが、電圧Ｖ（ｎ−１），Ｖ（ｎ−２）または０Ｖの値を示すことになる。

更に、図１２中の左から３番目のケース（Ｖｄ（max）＝Ｖ１の場合）では、トランス３ｎの１次側巻線３ｎ１に対して、電圧Ｖ１ｎで示される所定のパルス電圧が印加される。一方、残りの他のトランス（トランス３１〜３（ｎ−１））の１次側巻線３１１〜３（ｎ−１）１に対してそれぞれ、電圧Ｖ１１〜Ｖ１（ｎ−１）で示される所定の電圧値が印加される。詳細には、この例では、１次側巻線３１１〜３（ｎ−１）１に対してそれぞれ、０Ｖに相当する電圧値が印加される。そしてこの場合、図１２（Ｅ）に示したように、電圧Ｖｄが、電圧Ｖ１または電圧Ｖ０（＝０Ｖ）の値を示すことになる。

ちなみに、図１２中の左から４番目（右から１番目）のケース（Ｖｄ＝０Ｖの場合）では、トランス３１〜３ｎの１次側巻線３１１〜３ｎ１の各々に対して、電圧Ｖ１１〜Ｖ１ｎで示される所定の電圧値（この例では、０Ｖに相当する電圧値）が印加されている。なお、この場合には、図１２（Ｅ）に示したように、電圧Ｖｄは、常に電圧Ｖ０（＝０Ｖ）の値を示すことになる。

このようにして、本変形例では、所定の電圧値としての０Ｖが印加される、上記した第２の１次側巻線の個数が増加していくのに従って、電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）のレベルが徐々に減少していくように設定される。具体的には、図１２中の左から１番目〜４番目の各ケースでは、そのような個数が、０個，１個，…（Ｎ−１）個，Ｎ個と増加していくのに従って、電圧Ｖｄのレベル（最大値，上限値）が、Ｖｎ，Ｖ（ｎ−１），…Ｖ１，Ｖ０と徐々に減少している。

以上のように本変形例においても、前述した比較例１の場合と比べ、整流平滑回路４Ａに含まれる整流ダイオードの個数が（６個から４個に）削減されていることから、以下のようになる。すなわち、例えばこの比較例１の場合と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）を生成する際に、部品コストの抑制や装置の小型化を図ることができる。その結果、本変形例においても比較例１等と比べ、複数レベルの電圧Ｖｄを、容易に生成することが可能となる。

また、本変形例では前述したように、Ｎの値（インバータ回路およびトランスの個数）によらず、整流平滑回路４Ａにおける整流ダイオードの個数が、常に４個（整流ダイオード４１１，４１２，４２１，４２２）となっていることから、以下のようになる。すなわち、スイッチング電源装置１ＢにおけるＮの値（インバータ回路およびトランスの個数）が増加、つまり、電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）におけるレベル数を増加させた場合であっても、整流ダイオードの個数が増加しない（常に４個で済む）。したがって、そのような場合であっても、複数レベルの電圧Ｖｄを容易に生成することが可能となる。

更に、本変形例では、所定の電圧値としての０Ｖが印加される、前述した第２の１次側巻線の個数が増加していくのに従って、電圧Ｖｄ（平滑回路への入力電圧）のレベルが徐々に減少していくことから、以下のようになる。すなわち、Ｎの値（インバータ回路およびトランスの個数）が増えた場合であっても、例えば前述した比較例１の場合とは異なり、電圧Ｖｄをシームレス（連続した（Ｎ＋１）段階のレベル）に設定することが可能となる。

＜４．その他の変形例＞
以上、実施の形態および変形例をいくつか挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態等に限定されず、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態等では、インバータ回路の構成を具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、インバータ回路として他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、上記実施の形態等では、主に、インバータ回路が、２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路の場合、または、４個のスイッチング素子を含むフルブリッジ回路の場合について説明した。しかしながら、これらの場合には限られず、他の構成のインバータ回路を用いるようにしてもよい。

また、上記実施の形態等では、整流平滑回路の構成（センタタップ型またはフルブリッジ型の回路構成）を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、整流平滑回路として他の構成のものを用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、整流平滑回路内の各整流素子を、ＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードにより構成するようにしてもよい。また、その場合には、このＭＯＳ−ＦＥＴの寄生ダイオードが導通する期間と同期して、ＭＯＳ−ＦＥＴ自身もオン状態となる（同期整流を行う）ようにするのが好ましい。より少ない電圧降下で整流することができるからである。なお、この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるソース側に、寄生ダイオードのアノード側が配置されると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴにおけるドレイン側に、寄生ダイオードのカソード側が配置されることになる。

更に、上記実施の形態等では、インバータ回路およびトランスの個数がそれぞれ、主に２個の場合（整流平滑回路内の整流素子の個数が、２個，４個の場合）を例に挙げて説明したが、それらの個数は、この場合の例には限られない。具体的には、本発明は、例えば変形例１において説明したように、インバータ回路およびトランスの個数がそれぞれ、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）の場合に適用することが可能である。つまり、上記実施の形態等で説明したＮ＝２の場合だけでなく、Ｎ＝３以上の任意の数の場合についても同様にして、本発明を適用することが可能である。なお、上記実施の形態等で説明した、インバータ回路やトランス、整流素子の個数としては、物理的な個数には限られず、等価回路に存在する個数を意味している。

加えて、上記実施の形態等では、駆動回路による各スイッチング素子の動作制御（スイッチング駆動）の手法を、具体的に挙げて説明したが、上記実施の形態等の例には限られず、スイッチング駆動の手法として、他の手法を用いるようにしてもよい。具体的には、例えば、前述したスイッチング位相制御およびＰＭＷ制御の手法や、前述した所定のパルス電圧や電圧値の印加手法、前述した電圧Ｖｄの複数レベル（マルチレベル）の設定手法等については、上記実施の形態等の手法には限られず、他の手法を用いるようにしてもよい。また、電圧Ｖｄを複数レベルに設定する際のレベル数（段階数）についても、上記実施の形態等で主に説明したレベル数（３レベル）の例には限られず、例えば変形例１のように、４レベル以上の任意の数で設定するようにしてもよい。

また、上記実施の形態等では、本発明に係るスイッチング電源装置の一例として、ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げて説明したが、本発明は、例えばＡＣ−ＤＣコンバータなどの、他の種類のスイッチング電源装置にも適用することが可能である。

更に、これまでに説明した各構成例等を、任意の組み合わせで適用してもよい。

１，１Ａ，１Ｂ…スイッチング電源装置、１０…バッテリ、２（２１，２２），２Ｂ（２１，２２，…２ｎ）…インバータ回路、３１，３２，３ｎ…トランス、３１１，３２１，３ｎ１…１次側巻線、３１２（３１２ａ，３１２ｂ），３２２（３２２ａ，３２２ｂ），３ｎ２…２次側巻線、４，４Ａ…整流平滑回路、４１，４１１，４１２，４２，４２１，４２２…整流ダイオード、５…駆動回路、９…負荷、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、Ｌ２１，Ｌ２２…２次側ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｖin…直流入力電圧、Ｖout…直流出力電圧、Ｉ１，Ｉ２ａ，Ｉ２ｂ…電流、Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｄ，Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ（ｎ−２），Ｖ（ｎ−１），Ｖｎ…電圧、Ｃin…入力平滑コンデンサ、Ｃout…出力平滑コンデンサ、Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、ＳＧ１〜ＳＧ４…駆動信号、Ｃ５１，Ｃ５２…コンデンサ、Ｌｃｈ…チョークコイル、Ｐ１〜Ｐ４，Ｐ５１，Ｐ５２，Ｐ６…接続点、ｔ０〜ｔ４…タイミング。

Claims (7)

1. 入力電圧が入力される入力端子対と、
   出力電圧が出力される出力端子対と、
   １次側巻線および２次側巻線をそれぞれ有するＮ個（Ｎ：２以上の整数）のトランスと、
   前記入力端子対と前記１次側巻線との間において互いに並列配置され、各々がスイッチング素子を含んで構成されたＮ個のインバータ回路と、
   前記出力端子対と前記２次側巻線との間に配置され、複数の整流素子を有する整流回路と、チョークコイルおよび前記出力端子対間に配置された容量素子を有する平滑回路と、を含んで構成された整流平滑回路と、
   前記Ｎ個のインバータ回路における前記スイッチング素子の動作をそれぞれ制御するスイッチング駆動を行う駆動部と
   を備え、
   前記駆動部は、
   前記Ｎ個のインバータ回路から前記Ｎ個のトランスの前記１次側巻線に対してそれぞれ、所定のパルス電圧または所定の電圧値が印加されるように前記スイッチング駆動を行うことにより、
   前記平滑回路への入力電圧を、０レベルからＮレベルまでの、連続した（Ｎ＋１）段階のレベルに設定する
   スイッチング電源装置。
2. 前記駆動部は、
   前記連続した（Ｎ＋１）段階のレベルに前記平滑回路への入力電圧を設定する際に、
   前記Ｎ個のトランスのうちの、一のトランスにおける前記１次側巻線である、第１の１次側巻線に対して、前記所定のパルス電圧が印加されると共に、
   前記Ｎ個のトランスのうちの、前記一のトランス以外の他のトランスにおける前記１次側巻線である、第２の１次側巻線に対して、前記所定の電圧値が印加されるように、
   前記スイッチング駆動を行う
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記所定の電圧値としての０（ゼロ）Ｖが印加される、前記第２の１次側巻線の個数が増加していくのに従って、前記平滑回路への入力電圧のレベルが徐々に減少していくように設定される
   請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記整流平滑回路が、センタタップ型の整流平滑回路である
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記Ｎが２であり、前記整流素子の個数が２個である
   請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記整流平滑回路が、フルブリッジ型の整流平滑回路である
   請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記Ｎの値によらず、前記整流素子の個数が４個である
   請求項６に記載のスイッチング電源装置。

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