JP2019062665A

JP2019062665A - 交流−直流変換装置

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Publication number: JP2019062665A
Application number: JP2017185694A
Authority: JP
Inventors: 山田　隆二; Ryuji Yamada; 隆二山田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2017-09-27
Filing date: 2017-09-27
Publication date: 2019-04-18
Anticipated expiration: 2037-09-27
Also published as: US20190097532A1; JP6911677B2; US10374513B2

Abstract

【課題】交流入力電圧や整流電圧の検出手段を不要とし、電流波形を歪ませずに入力力率を向上させた交流−直流変換装置を提供する。【解決手段】交流電源電圧の整流電圧を、スイッチング素子Ｑ１のオンオフにより直流出力電圧に変換するものであって、直流出力電圧の指令値及び検出値とリアクトル電流の検出値とを用いてスイッチング素子を制御する交流−直流変換装置において、整流電流の振幅指令を演算する電圧調節器ＡＶＲと、前記振幅指令と整流電圧の推定値とから整流電流の瞬時値指令を演算する乗算器１２と、整流電流の検出値が瞬時値指令に一致するように動作する電流調節器ＡＣＲと、その出力と整流電圧推定値とから出力電圧指令を演算する減算器１４と、出力電圧指令とキャリア信号とからスイッチング素子Ｑ１の駆動信号を生成する比較器１７とを備え、前記出力電圧指令に基づいて整流電圧推定値を生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、いわゆるＰＦＣ（Power Factor Correction）回路等の交流−直流変換装置に関し、交流入力電流を交流入力電圧と同位相の正弦波に制御して力率（入力力率）を改善する技術に関するものである。

図４は、特許文献１に記載されたＰＦＣ回路であり、後述する１サイクル力率制御方式により動作する。この図４において、ＲＥＣはダイオード整流回路、Ｌはリアクトル、１００は集積回路、１２０は電圧変換回路、１３０は分圧回路、Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、Ｒ_sは電流検出抵抗である。
集積回路１００の端子８から出力されるゲート信号によってスイッチング素子Ｑ１が駆動され、ＰＦＣ回路の交流入力電流を交流入力電圧Ｖ_inと同位相に制御して入力力率をほぼ１に制御する。なお、この回路の出力電流（リアクトルＬの電流）は電流検出抵抗Ｒ_sにより電圧に変換されて集積回路１００の端子３に入力されている。

図５は、集積回路１００の内部構成図である。なお、図４の集積回路１００内に付した端子番号１〜８は、図５の左右両端部に示された端子１〜８にそれぞれ対応している。
図５において、端子３に入力された電流検出信号は、トランスコンダクタンスアンプ１０３とその出力側のコンデンサとにより、リアクトルＬの電流相当値から高周波成分を除去した平均値として加算器１０４に入力されている。なお、トランスコンダクタンスアンプ１０３の出力側のコンデンサの容量値は、このコンデンサの両端電圧が一スイッチング周期程度の時間ではほぼ一定とみなせるような大きさになっている。

一方、誤差アンプ（トランスコンダクタンスアンプ）１０１により、直流出力電圧指令値Ｖ_REFと、図４の分圧回路１３０による電圧検出値Ｖ_FBとの誤差に比例した電流が端子５から出力される。端子５には、図４に示したように二つのコンデンサと抵抗とからなる電圧変換回路１２０が接続されており、電圧変換回路１２０には誤差アンプ１０１から出力される電流が入力されて、端子５に電圧Ｖ_mを生成する。すなわち、誤差アンプ１０１及び電圧変換回路１２０等によって誤差アンプ１０１の出力電圧Ｖ_mが生成される。

集積回路１００の端子５の電圧、すなわち誤差アンプ１０１の出力電圧Ｖ_mは、直流出力電圧指令値Ｖ_REFと電圧検出値Ｖ_FBとの差を増幅したものである。この電圧Ｖ_mは、上述のリアクトルＬの電流相当値から高周波成分を除去した平均値を較正するための補償電圧Ｖ_COMPとして、図５の加算器１０４により電流検出アンプ１０３の出力電圧と加算され、その加算結果がＰＷＭ比較器１０５の反転入力端子に入力されている。
一方、トランスコンダクタンスアンプ１０２が出力する誤差アンプ１０１の出力電圧Ｖ_mに応じた電流がコンデンサ１０８を充電することによりランプ波が生成され、当該ランプ波がＰＷＭ比較器１０５の非反転入力端子に入力されている。また、コンデンサ１０８の電圧は、後述のフリップフロップ回路１０７の反転出力によりリセットされるようになっている。

トランスコンダクタンスアンプ１０３の出力電圧は、加算器１０４に負極性で入力されている。このため、リアクトルＬの電流が増加するほどＰＷＭ比較器１０５の出力が「Ｈｉｇｈ」レベルとなる期間（スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間）が減少し、後続のフリップフロップ回路１０７を介して端子８からスイッチング素子Ｑ１に対するオン信号が出力されない時比率が増加する。これにより、リアクトルＬの電流はある時点でバランスし、バランスした時点の電流は、図４の整流回路ＲＥＣの出力電圧瞬時値が大きいほど大きい値となり（リアクトルＬの電流の増加率が整流回路ＲＥＣの出力電圧瞬時値に比例するため）、結果として、リアクトルＬの電流ひいては交流入力電流は交流入力電圧と同位相で相似の正弦波となる。

ここで、図６は、補償電圧Ｖ_COMPとランプ波との関係を示す波形図であり、特許文献１や非特許文献１に記載されている。
これらの文献に開示されているように、１サイクル力率制御方式では、誤差アンプ１０１の出力に比例させてランプ波の傾きを制御することにより、スイッチング周期Ｔ_sの最後の時点でランプ波の振幅が補償電圧Ｖ_COMPに到達するように調整する。例えば、図６の補償電圧Ｖ_COMP1，Ｖ_COMP2に応じて、ランプ波１，２がそれぞれ生成されることになる。

また、図７は、加算器１０４の出力電圧とランプ波との関係を示す波形図であり、非特許文献１に記載されているものと基本的に同一である。前述した図５の回路は、図７における加算器１０４の出力電圧とランプ波との交点を求めてゲート信号を生成する回路に相当する回路であるということができる。

図７におけるａは、電流連続モードにおいてスイッチング周期開始時のリアクトルＬの電流初期値に比例する値である。また、ｂは、スイッチング素子Ｑ１がオフする直前に流れているリアクトルＬの最大電流値に相当する値であり、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間の平均電流値は、図７のａとｂとの平均値である。この図７から判るように、補償電圧Ｖ_COMPすなわち（Ｖ_REF−Ｖ_FB）が大きいほど多くの電流を流すことができるため、Ｖ_FBをＶ_REFに収束させることができる。
更に、交流入力電圧Ｖ_inが高いほど、加算器１０４の出力電圧の傾きが大きくなるため、入力電流が交流入力電圧Ｖ_inの瞬時値に応じて変化し、これによって入力力率を改善することが可能である。

次に、図８は特許文献２に記載されたＰＦＣ回路の構成図である。
図８の主回路において、ＡＣは交流電源（商用電源）、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ４は分圧抵抗、Ｄ１はダイオード、ＬＯＡＤはＤＣ／ＤＣコンバータ等の負荷であり、その他の部分については図４と同一の符号を付してある。
また、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるための制御回路において、ＡＶＲはＰＩ（比例積分）調節器等からなる電圧調節器、ＡＣＲはＰ（比例）調節器等からなる電流調節器、ＣＭＰは比較器、ＧＤはゲート駆動回路である。

この従来技術では、電圧調節器ＡＶＲから出力される電流Ｉ_Lの振幅指令と整流電圧Ｖ_rの分圧値とを乗算してＩ_Lの瞬時値指令を求め、Ｉ_Lの検出値が瞬時値指令に一致するように電流調節器ＡＣＲを動作させる。そして、整流電圧Ｖ_rの分圧値と電流調節器ＡＣＲの出力との差を出力電圧の瞬時値指令Ｖ_sw ^*とし、これをキャリア信号と比較することにより、ＰＷＭ波形を生成する。このＰＷＭ波形を反転させてゲート駆動回路ＧＤに入力し、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるゲート信号を生成している。
この従来技術においても、交流入力電流Ｉ_inを交流入力電圧Ｖ_inと同相の正弦波に制御して入力力率を改善することができる。

特開２００６−８７２８８号公報（段落［００１５］〜［００２２］、図１〜図５等）特開２０１６−９３００１号公報（段落［０００２］〜［００１５］、図３〜図５等）

"PFC Converter Design with IR1150 One Cycle Control IC. Application Note AN-1077." , International Rectifier,［on line］，２００５年６月発行，２０１７年９月１１日検索，インターネット（URL: HYPERLINK "https://www.infineon.com/dgdl/an-1077.pdf?fileId=5546d462533600a40153559563801007" ）

図８に示した特許文献２のＰＦＣ回路では、整流電圧Ｖ_rの分圧値を制御回路内に取り込む必要があるため、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２による損失が常に発生する。近年では、いわゆる待機電力をできるだけ少なくすることが求められており、わずかな抵抗損失も生じないことが望ましい。
これに対して、図４，図５に示した特許文献１のＰＦＣ回路によれば、整流電圧等の検出が不要になるが、キャリア信号としてのランプ波の振幅を（傾きを介して）操作する方式であるため、条件によってはこの振幅が小さくなる。しかし、キャリア信号の振幅が小さくなるとＰＷＭ演算を行う場合にノイズの影響を受け易くなり、電流波形の歪みが増加するという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、交流入力電圧やその整流電圧の検出手段を不要とし、電流波形を歪ませずに入力力率を改善可能とした交流−直流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電源電圧を整流して得た整流電圧を、リアクトルと直列に接続された半導体スイッチング素子のオンオフにより所定の大きさの直流出力電圧に変換する交流−直流変換装置であって、
前記直流出力電圧の指令値及び検出値と、前記リアクトルを流れる整流電流の検出値とを用いて前記半導体スイッチング素子をオンオフすることにより力率改善を行う交流−直流変換装置において、
前記直流出力電圧の検出値が指令値に一致するように前記整流電流の振幅指令を演算する電圧調節手段と、
前記振幅指令と前記整流電圧の推定値とから前記整流電流の瞬時値指令を演算する手段と、
前記整流電流の検出値が前記瞬時値指令に一致するように動作する電流調節手段と、
前記電流調節手段の出力と前記整流電圧の推定値とから前記半導体スイッチング素子に対する出力電圧指令を演算する手段と、
前記出力電圧指令とキャリア信号とを比較して前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備え、
前記出力電圧指令に基づいて前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した交流−直流変換装置において、
前記半導体スイッチング素子のデューティ比に比例する前記出力電圧指令から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする。

請求項３に係る発明は、請求項２に記載した交流―直流変換装置において、
前記デューティ比が、前記半導体スイッチング素子のオフ時比率であることを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項２または３に記載した交流―直流変換装置において、
前記半導体スイッチング素子の一スイッチング周期における前記出力電圧指令の平均値から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする。

請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した交流―直流変換装置において、
前記出力電圧指令から高周波リプル成分を除去して前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする。
また、請求項６に係る発明は、請求項１または５に記載した交流―直流変換装置において、
ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを用いて、前記出力電圧指令から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする。

本発明によれば、交流電源電圧やその整流電圧を検出する分圧抵抗を用いることなく整流電圧を推定し、この推定値から生成した整流電流（リアクトル電流）の瞬時値指令に基づく出力電圧指令を用いてスイッチング素子をＰＷＭ制御するため、従来技術に比べて抵抗損失を低減し、効率を向上させることができる。
また、特許文献１に係る従来技術ではキャリア信号の振幅を操作しているため、振幅が小さいとＰＷＭ演算時にノイズの影響を受け易いが、本発明では振幅が一定のキャリア信号を使用可能であるから、ノイズの影響を受ける心配がなく、入力力率を高精度に改善することができる。

本発明の実施形態の構成を示すブロック図である。図１の主要部を示す回路図である。本発明の実施形態の動作を示す波形図である。特許文献１に記載されたＰＦＣ回路の構成図である。図４における集積回路の内部構成図である。図５における補償電圧とランプ波との関係を示す波形図である。図５における加算器の出力電圧とランプ波との関係を示す波形図である。特許文献２に記載されたＰＦＣ回路の構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る交流−直流変換装置としてのＰＦＣ回路の構成図である。この図１において、図８と同一の部分には同一の参照記号を付してあり、以下では図８と異なる部分を中心に説明する。

図１における主回路の構成は、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２（図１に破線にて示す）が除去されている点以外は、図８と同一である。また、制御回路の構成は、図８の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２によって生成された分圧値の代わりに、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力される電圧Ｖ_r1（整流電圧Ｖ_rの推定分圧値）が乗算器１２及び減算器１４に入力されている点以外は、図８と同一である。
制御回路において、図８と同様に、主回路の出力側の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４により検出した直流出力電圧Ｅ_d（その分圧値）と指令値Ｅ_d ^*との電圧偏差が減算器１１により演算される。この減算器１１の出力側の電圧調節器ＡＶＲはＰＩ調節器等からなり、前記電圧偏差がゼロになるように動作して整流電流（リアクトル電流）Ｉ_Lの振幅指令を出力する。

Ｉ_L振幅指令は乗算器１２に入力され、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力される電圧Ｖ_r1（整流電圧Ｖ_rの推定分圧値）と乗算される。この乗算結果は、Ｉ_L瞬時値指令として減算器１３に入力される。ここで、ローパスフィルタＬＰＦ１は、後述する電流調節器ＡＣＲ等の電流制御系から混入する電流Ｉ_Lのリプル成分等を除去する。また、ローパスフィルタＬＰＦ１と乗算器１２との間のローパスフィルタＬＰＦ２はノイズや歪を除去するためのものであるが、本発明に必要不可欠なものではない。

乗算器１２の出力側の減算器１３には、主回路の電流検出抵抗Ｒ_sによる電流検出値Ｉ_Lが入力され、Ｉ_L瞬時値指令と電流検出値Ｉ_Lとの電流偏差が演算されてＰＩ調節器等の電流調節器ＡＣＲに入力される。
電流調節器ＡＣＲは上記電流偏差がゼロになるように動作し、整流電圧Ｖ_rの推定分圧値Ｖ_r1と電流調節器ＡＣＲの出力との差が減算器１４により演算されてスイッチング素子Ｑ１の出力電圧指令Ｖ_sw ^*となる。この出力電圧指令Ｖ_sw ^*は、減算器１５及び比較器ＣＭＰによりキャリア信号発生器１７からのキャリア信号と比較され、ＰＷＭ波形が生成される。ＰＷＭ波形は符号反転器１６を介してゲート駆動回路ＧＤに入力され、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせるためのゲート信号が生成される。

次に、前述した推定分圧値Ｖ_r1について説明する。
この実施形態では、出力電圧指令Ｖ_sw ^*の一スイッチング周期における平均値を整流電圧Ｖ_rの推定分圧値Ｖ_r1としてリアクトルＬの入力電圧Ｖ_rの代わりに使用する。

乗算器１２から出力されるＩ_L瞬時値指令は、ローパスフィルタＬＰＦ１の出力信号（整流電圧Ｖ_rの推定分圧値）をＩ_L振幅指令に乗算した信号であるため商用周波数の２倍の周波数を有しており、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数が商用周波数より十分に高い場合には、一スイッチング周期にわたって、整流電流Ｉ_Lや整流電圧Ｖ_rは大きさがほぼ一定の直流とみなすことができる。
Ｉ_Lの瞬時値制御が機能しており、Ｉ_Lの検出値がその指令値とほぼ一致する場合（スイッチング周波数成分は無視する。以下、同じ）、電流変化率は十分に小さく、リアクトルＬの両端電圧はほぼゼロ（両端の電圧はほぼ等しい）とみなせるので、リアクトルＬの一端に加わる整流電圧Ｖ_rは、リアクトルＬの他端に加わるスイッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖ_swの平均値とほぼ等しい。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時比率（オフ期間）をαとすれば、Ｖ_swの平均値はα×Ｅ_d（Ｅ_dは直流出力電圧）に等しい。

従って、電圧調節器ＡＶＲの動作が安定しており、直流出力電圧Ｅ_dが電圧指令値Ｅ_d ^*に一致している条件のもとでは、
Ｖ_r≒Ｖ_swの平均値＝α×Ｅ_d
という関係から、α，Ｅ_dが既知であればＶ_rを推定することができる。

ここで、Ｖ_sw，Ｖ_swの平均値、オフ時比率α，Ｖ_r、及び電流Ｉ_Lの関係を図２，図３に基づいて説明する。
図２は、図１における主回路の主要部を示している。この図２において、リアクトルＬの両端電圧は、そのインダクタンスをＬとすれば、Ｖ_r−Ｖ_sw＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）である。なお、図３（ａ）はＶ_swの平均値を示し、図３（ｂ），（ｃ）はＶ_rとＶ_swの平均値との大小関係に応じた電流Ｉ_Lの状態を示している。

図１に示す制御系により、Ｉ_LをフィードバックしてＩ_Lがその瞬時値指令付近でほぼ一定になった時は、リアクトルＬの両端電圧の平均値がほぼ０［Ｖ］になった時であり、この時点では、図３（ｄ）のように、結果的にＶ_r≒Ｖ_swの平均値という関係が成立している。なお、詳述は省略するが、図３（ｄ）において、αにおける整流電流Ｉ_Lの増分と、α以外の期間における整流電流Ｉ_Lの減分とが等しいとおくと、Ｖ_r≒Ｖ_swの平均値＝α×Ｅ_dが導かれる。
このため、前述したように、α，Ｅ_dが既知であれば、Ｖ_swの平均値からＶ_rを推定することができる。

なお、Ｖ_rに対するＶ_r1の分圧比をＫ１とすると、前述したＶ_r＝α×Ｅ_dの関係から、Ｖ_r1＝αＫ１×Ｅ_dである。また、動作原理（αはキャリア信号が出力電圧指令Ｖ_sw ^*に等しくなるまでの時間で決まる）からＶ_sw ^*はαに比例するので、Ｖ_sw ^*＝Ｋ２α（Ｋ２は比例定数）である。これより、α＝Ｖ_sw ^*／Ｋ２となる。
従って、Ｖ_r1＝（Ｋ１／Ｋ２）×（Ｅ_d・Ｖ_sw ^*）となり、（Ｋ１／Ｋ２）×Ｅ_d＝１となるようにＥ_dを含む各定数を選択すると、出力電圧指令Ｖ_sw ^*そのものを推定分圧値Ｖ_r1として用いることで、結果としてＶ_rを推定することができる。
ここで、Ｅ_d（その分圧値）は図１の電圧調節器ＡＶＲの入力側にフィードバックされて指令値Ｅ_d ^*に一致するように制御されているが、指令値と検出値とのずれや直流電圧リプルを考慮に入れて推定分圧値Ｖ_r1の精度を上げたい場合には、Ｅ_dをＶ_swに乗算することが望ましい。

以上のように、この実施形態によれば、交流電源電圧やその整流電圧を検出することなく出力電圧指令Ｖ_sw ^*を演算でき、また、キャリア信号の振幅を変化させる方式によらないため、交流入力電流の波形を歪のない正弦波に制御して入力力率を改善することができる。
なお、ローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２はバンドパスフィルタに替えても良い。すなわち、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを含む高周波リプルの除去手段もしくは減衰手段を通過させて整流電圧の推定値を生成し、更に、当該整流電圧の推定値をローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを含む正弦波の整流波形に対する歪成分の除去手段もしくは減衰手段を通過させて整流電流の瞬時値指令の生成に用いれば良い。

ＡＣ：交流電源（商用電源）
ＲＥＣ：ダイオード整流回路
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
Ｌ：リアクトル
Ｒ３，Ｒ４：分圧抵抗
Ｒ_s：電流検出抵抗
Ｄ１：ダイオード
ＬＯＡＤ：負荷
ＡＶＲ：電圧調節器
ＡＣＲ：電流調節器
ＣＭＰ：比較器
ＧＤ：ゲート駆動回路
ＬＰＦ１，ＬＰＦ２：ローパスフィルタ
１１，１３，１４，１５：減算器
１６：符号反転器
１７：キャリア信号発生器

Claims

交流電源電圧を整流して得た整流電圧を、リアクトルと直列に接続された半導体スイッチング素子のオンオフにより所定の大きさの直流出力電圧に変換する交流−直流変換装置であって、
前記直流出力電圧の指令値及び検出値と、前記リアクトルを流れる整流電流の検出値とを用いて前記半導体スイッチング素子をオンオフすることにより力率改善を行う交流−直流変換装置において、
前記直流出力電圧の検出値が指令値に一致するように前記整流電流の振幅指令を演算する電圧調節手段と、
前記振幅指令と前記整流電圧の推定値とから前記整流電流の瞬時値指令を演算する手段と、
前記整流電流の検出値が前記瞬時値指令に一致するように動作する電流調節手段と、
前記電流調節手段の出力と前記整流電圧の推定値とから前記半導体スイッチング素子に対する出力電圧指令を演算する手段と、
前記出力電圧指令とキャリア信号とを比較して前記半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備え、
前記出力電圧指令に基づいて前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする交流−直流変換装置。
請求項１に記載した交流−直流変換装置において、
前記半導体スイッチング素子のデューティ比に比例する前記出力電圧指令から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする交流―直流変換装置。
請求項２に記載した交流―直流変換装置において、
前記デューティ比が、前記半導体スイッチング素子のオフ時比率であることを特徴とする交流―直流変換装置。
請求項２または３に記載した交流―直流変換装置において、
前記半導体スイッチング素子の一スイッチング周期における前記出力電圧指令の平均値から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする交流−直流変換装置。
請求項１〜４の何れか１項に記載した交流―直流変換装置において、
前記出力電圧指令から高周波リプル成分を除去して前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする交流−直流変換装置。
請求項１または５に記載した交流―直流変換装置において、
ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタを用いて、前記出力電圧指令から前記整流電圧の推定値を生成することを特徴とする交流−直流変換装置。